JP6126538B2 - 光変調装置 - Google Patents

Description

本発明は、光信号を生成するための光変調器を用いた光変調装置に関し、より詳細には、複数サブキャリアを生成し変調する光変調器を用いた光変調装置に関する。

旺盛な通信需要を背景として、基幹網の大容量化に向けた検討が精力的に行われている。伝送容量の大容量化においては、１波長あたりのシンボルレート（変調符号創出速度）を高めるとともに、波長分割多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いて波長軸上に多重化する技術が用いられる。使用できる波長域はエルビウムドープ光増幅器の帯域などにより制限されるため、限られた波長資源を有効活用する技術が必要となる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、限られた波長資源を有効活用するために用いられる技術であり、無線の分野では汎用の技術である。

光信号をＯＦＤＭ変調する技術としては、無線と同様に電気的にＯＦＤＭ信号を生成して光変調器を駆動する方法がある(特許文献１、非特許文献１および２を参照)。この手法を用いると光学系はシンプルであるが、変調器および変調器駆動部にはシンボルレートのＮ倍程度の帯域が要求されるため、これらの帯域が制限要因になる問題がある。

一方、サブキャリア光を光変調器で変調して合波する全光型ＯＦＤＭ変調器が提案されている(特許文献２および３を参照)。図１５に、従来の全光型ＯＦＤＭ変調器の構成を示す。まずマルチキャリア発生回路１０１で複数のサブキャリア光を生成し、次にそれらサブキャリア光を光分波部１０２で各サブキャリア光に弁別し、それぞれ光直交変調器１０３ａおよび１０３ｂでデータ変調したのちに合波部１０４により合波して変調出力を得る。特許文献３に開示しているように、光分波部１０２は遅延干渉計１０５、１０６ａおよび１０６ｂにより構成すると良い。このようにするとＷＤＭ信号の光周波数グリッド(ＷＤＭ光信号間の光周波数間隔)とサブキャリア間隔がある程度異なる場合にも高い消光比を得ることができる。図１に示したのはサブキャリア数が２の場合であるが、この場合には送信側の光学回路も比較的シンプルであるために次世代の高速伝送技術として有望である。

特開２００５−３１１７２２号公報 特開２００９−０１７３２０号公報 特開２００９−１９８９１４号公報

Sander L. Jansen, et al., "Coherent Optical 25.8-Gb/s OFDM Transmission Over 4160-km SSMF", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 26, NO. 1, pp. 6-16, 2008. Hiroshi Yamazaki, et al., "Dual-carrier IQ modulator with a complementary frequency shifter", OPTICS EXPRESS Vol. 19, No. 26, B69-B74, 2011.

しかしながら、この従来の全光ＯＦＤＭ変調器の構成では、サブキャリア弁別のための光分波部１０２に遅延干渉計１０５、１０６ａおよび１０６ｂを用いる必要があり、このため回路サイズが大きくなるという課題があった。ＷＤＭの光周波数グリッドを１００ＧＨｚとするためには、遅延干渉計の自由スペクトルレンジ（ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｒａｎｇｅ）を５０ＧＨｚ程度にする必要がある(特許文献３を参照)。この遅延干渉計を石英系光導波路（Ｎ＝１．４９程度）で作製すれば遅延干渉計の光路長差は約４ｍｍとなる。波長チャネルの周波数間隔を、最近適用が進んでいる５０ＧＨｚ間隔にするためには、光路長差は倍の約８ｍｍとなり、回路サイズの大きな光分岐部が必要となる。

また一般に、遅延干渉計を構成するニオブ酸リチウム導波路あるいは石英系光導波路は屈折率の温度依存性を有するために、環境温度で遅延干渉計の中心波長が変化するという課題があった。これを解決するためには、遅延干渉計を温度調整する、あるいは温度無依存化する必要があるが、温度調整は変調器モジュールの実装を複雑にし、また消費電力が大きくなる（一般に数Ｗ）課題があり、温度無依存化は損失増加(一般に〜１ｄＢ)を引き起こす問題がある。

さらに、遅延干渉計のＦＳＲは光周波数グリッドおよびサブキャリア間隔にあわせて設定する必要があるために、異なる光周波数グリッドに対しては遅延干渉計の設計を変える必要があり、異なる光分岐部が必要になるという課題があった。

本発明は、上述のような従来技術に鑑みてなされたもので、その目的は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことが可能な小型な光変調器を用いた光変調装置を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明は、光変調装置であって、入力用光ポートと、出力用光ポートと、前記入力用光ポートと前記出力用光ポートとの間に配設された、光学的に直列接続された２つのサブキャリアを生成する光振幅変調部及び光位相変調部と、前記光振幅変調部に電気的に接続された電気位相変調部と、前記電気位相変調部に電気的に接続され、電気周期信号を発生する電気信号発生部と、前記光位相変調部および前記電気位相変調部に電気的に接続されたアナログ演算部と、前記アナログ演算部に電気的に接続された２個以上の入力用電気ポートと、を備え、前記アナログ演算部は、前記２個以上の入力用電気ポートから入力された前記２つのサブキャリアの位相推移量を表す２個以上のバイナリ信号を演算して、前記光位相変調部を駆動して前記２つのサブキャリアの位相の同相分を変調するための第１の電気変調信号、およびを前記電気位相変調部で前記電気周期信号を位相変調するための第２の電気変調信号であって、前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号により駆動された前記光振幅変調部が前記２つのサブキャリアの位相の逆相分を変調する、前記第２の電気変調信号を生成し、前記電気位相変調部は、前記電気周期信号を前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号を前記光振幅変調部に出力し、前記光位相変調部は、前記第１の電気変調信号により駆動され、前記光位相変調部に入力された光の搬送波の位相をシフトさせ、前記光振幅変調部は、前記電気周期信号を前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号により駆動され、前記光振幅変調部に入力された光の搬送波の強度を変調することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光変調装置において、前記第１の電気変調信号および前記第２の電気変調信号は、極座標系のパラメータを表す電気信号であることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光変調装置において、前記アナログ演算部は、第１および第２の差動増幅器と第１および第２の加算器を備え、前記第１の差動増幅器の正相出力信号と前記第２の差動増幅器の正相出力信号を第１の加算器で加算して前記第１の電気変調信号を生成し、前記第１の差動増幅器の正相出力信号と前記第２の差動増幅器の逆相出力信号を第２の加算器で加算して前記第２の電気変調信号を生成することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項２又は３に記載の光変調装置において、前記光位相変調部は、直交座標系のパラメータを表す電気信号により制御されるネスト型マッハツェンダ干渉計であり、前記アナログ演算部は、前記第１の電気変調信号を極座標系から直交座標系に変換する第１の座標変換部を含み、直交座標系に変換した前記第１の電気変調信号を前記光位相変調部に出力することを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項２乃至４のいずれかに記載の光変調装置において、前記電気位相変調部は、直交座標系のパラメータを表す電気信号により制御されるベクトル合成型の位相変調回路であり、前記アナログ演算部は、前記第２の電気変調信号を極座標系から直交座標系に変換する第２の座標変換部を含み、直交座標系に変換した前記第２の電気変調信号を前記電気位相変調部に出力することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項４又は５に記載の光変調装置において、前記アナログ演算部は、電気変調信号の極座標系から直交座標系への変換を４個以上の差動増幅器からなる回路で行うことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器において、前記アナログ演算部及び前記電気位相変調部は、１個のＩＣに集積されていることを特徴とする。

本発明は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことで小型化させる効果を奏する。

本発明の第１実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 各サブキャリアのＱＰＳＫの位相推移量（φ_１およびφ_２）と、本発明における光および電気での位相変調量（θ_１およびθ_２）の関係を示す図である。 本発明において用いたアナログ演算部の構成を示す図である。 光位相変調部で変調する位相θ_１（左側）および電気位相変調部で変調する位相θ_２（右側）について、図３に示したアナログ演算部によってデジタル信号を多値の電圧信号に変換した結果（上段）及び要求される信号（下段）を示す図である。 本発明の第１の実施形態の光変調装置の構成をより詳細に示す図である。 （ａ）は、図５に示した本発明の第１の実施形態に係る光変調装置によって生成した２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光信号スペクトルを示す図であり、（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ変調器によって生成した２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光信号スペクトルを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る光変調装置を示す図である。 本発明の第５の実施形態におけるアナログ演算部の座標変換部の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態におけるアナログ演算部の座標変換部の入出力関係を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態に係る光変調装置の構成を示す図である。 従来の全光型ＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。

図面および数式を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、図面においては同一の機能を有する部分は同一の番号を付することで、説明の明瞭化を図っている。

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。本発明の第１の実施形態の光変調装置は、入力用光ポート１１と、入力用光ポート１１に光学的に接続された光振幅変調部１２と、光振幅変調部１２に光学的に接続された光位相変調部１３と、光位相変調部１３に光学的に接続された出力用光ポート１４と、電気信号発生部１５と、電気信号発生部１５に電気的に接続された電気位相変調部１６と、アナログ演算部１７を備えている。

アナログ演算部１７の出力は電気位相変調部１６及び光位相変調部１３に電気的に接続されており、電気位相変調部１６の出力は光振幅変調部１２に電気的に接続されている。データはアナログ演算部１７に入力され、アナログ演算部１７の出力は電気位相変調部１６および光位相変調部１３に入力さる。

入力用光ポート１１に入力された光の振幅は、光振幅変調部１２で、最終的に出力させる２サブキャリアの中心光角周波数の差の１／２（後述する角周波数「Ω」に相当）の角周波数で、かつ、最終的に出力させる２サブキャリアの各位相推移量の差に相当する位相推移量（後述する位相推移量「θ_２」に相当）を有する、正弦波状の波形に変調される。光振幅変調部１２からの出力光の位相は、続いて光位相変調部１３で、最終的に出力させる２サブキャリアの各位相推移量の和に相当する位相推移量（後述する位相推移量「θ_１」に相当）で位相変調されて、出力用光ポート１４より出力される。

以下、数式を用いて上記動作原理の詳細を説明する。

位相推移変調（ＰＳＫ）された２つの光信号により構成された光信号の光電界Ｅは、第１の光信号の位相推移量をφ_１（ｔ）、第２の光信号の位相推移量をφ_２（ｔ）、第１の光信号の光角周波数をω_０＋Ω、第２の光信号の光角周波数をω_０−Ωとして次式で表すことができる。

この数式（１）は次式のように変形される。

ここでθ_１およびθ_２は次式で定義される量である。

数式（２）は、２サブキャリア光信号が、ｅｘｐの項で表される光位相変調（θ_１）と、ｃｏｓの項で表される電気位相変調（θ_２）された角周波数Ωの電気周期変調信号による光振幅変調で実現されることを示している。

一方、図１に示す本発明の第１の実施形態に係る光変調装置では、電気信号発生部１５が生成する電気周期信号をＭｃｏｓ（Ωｔ）として、光振幅変調部１２の電気入力に対する出力関数を正弦波とすると、

となる。数式（４）はさらにベッセル関数により展開できて次式を得る。

数式（５）について基本波（ｎ＝０）の項をみると、数式（２）と係数を除いて一致することが分かる。したがって、図１に示す構成の光変調装置によって、２サブキャリアのＰＳＫ信号が生成できることが分かる。図１に示す構成の光変調装置では、図１に示す従来の光変調器と比較して光回路が大幅に簡略化されているため、小型で低コストな光変調装置を提供することができる。

図２に、図１に示した構成の光変調装置によって２サブキャリアＱＰＫＳを生成するときの、数式（３）に基づく各サブキャリアのＱＰＳＫの位相推移量（φ_１およびφ_２）と、本発明における光および電気での位相変調量（θ_１およびθ_２）の関係を表している。それぞれは７レベルの変調になっている。

図３に、本発明において用いたアナログ演算部の構成を示す。図３のアナログ演算部は、生成する２サブキャリア光信号がともに四位相推移変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の場合である。図３のアナログ演算部は、入力用電気ポート１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの内、入力用電気ポート１８ｂと１８ｄに６ｄＢ減衰器２２ａ、２２ｂがそれぞれ電気的に接続されている。入力用電気ポート１８ａと、６ｄＢ減衰器２２ａの出力とは加算器２３ａに電気的に接続され、入力用電気ポート１８ｃと、６ｄＢ減衰器２２ｂの出力とは加算器２３ｂに電気的に接続されている。

加算器２３ａ、２３ｂの出力は、それぞれ差動増幅器２４ａ、２４ｂに電気的に接続されており、差動増幅器２４ａは正相信号φ_１／２及び逆相信号−φ_１／２を出力し、２４ｂは正相信号φ_２／２及び逆相信号−φ_２／２を出力する。差動増幅器２４ａの正相出力と、差動増幅器２４ｂの正相出力とは加算器２３ｃに電気的に接続され、差動増幅器２４ａの正相出力と、差動増幅器２４ｂの逆相出力とは加算器２３ｄに電気的に接続されている。

加算器２３ｃ、２３ｄの出力は、それぞれ出力用電気ポート２５ａ、２５ｂに電気的に接続されている。

入力用電気ポート１８ａ〜１８ｄにはそれぞれ２値のバイナリ信号＃１、＃２、＃３、＃４が入力され、バイナリ信号＃２及び＃４は６ｄＢ減衰器２２ａおよび２２ｂにより半分の振幅に減衰される。その後、加算器２３ａによりバイナリ信号＃１及び半分の振幅に減衰されたバイナリ信号＃２が加算され、加算器２３ｂによりバイナリ信号＃３及び半分の振幅に減衰されたバイナリ信号＃４が加算され、加算器の出力はそれぞれ４値信号となる。

差動増幅器２４ａは加算器２３ａの出力４値信号を増幅し正相信号φ_１／２及び逆相信号−φ_１／２を出力する。同様に、差動増幅器２４ｂは加算器２３ｂの出力４値信号を増幅し正相信号φ_２／２及び逆相信号−φ_２／２を出力する。

差動増幅器２４ａの正相出力信号φ_１／２及び差動増幅器２４ｂの正相出力信号φ_２／２は加算器２３ｃにより加算されθ_１＝（φ_１＋φ_２）／２の信号となる。この信号は、光位相変調部１３に入力された光の搬送波の位相をθ_１だけシフトさせることに対応した電圧信号として出力用電気ポート２５ａより出力される。また、差動増幅器２４ａの正相出力信号φ_１／２及び差動増幅器２４ｂの逆相出力信号−φ_２／２は加算器２３ｄにより加算されθ_２＝（φ_１−φ_２）／２の信号となる。この信号は、電気位相変調部１６に入力された、電気信号発生部１５で発生された電気信号（角周波数Ωの正弦波信号）の位相をθ_２だけシフトさせることに対応した電圧信号として出力用電気ポート２５ｂより出力される。これらは数式（３）に示したφとθの関係そのものである。

上記の例ではＱＰＳＫの場合で説明したが、二位相推移変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、八位相推移変調（８ＰＳＫ：Ｅｉｇｈｔ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）でも同様の原理によりθ_１及びθ_２（の位相シフトをもたらす電圧信号）をアナログ演算部で生成することが可能である。

ただし、ＢＰＳＫの場合は入力用電気ポート１８ｂ及び１８ｄには信号を入力せずに図３のアナログ演算部の構成を用いるか、図３のアナログ演算部の構成から、入力用電気ポート１８ｂ、１８ｄ及び６ｄＢ減衰器２２ａ、２２ｂ及び加算器２３ａ、２３ｂを取り外し、入力用電気ポート１８ａ及び１８ｃを差動増幅器２４ａ及び２４ｂの入力に直結して用いる。

８ＰＳＫの場合には、図３のアナログ演算部の構成に入力用電気ポートを増やし適切な減衰量で加算し、差動増幅器２４ａ及び２４ｂの入力部において８値信号になるような構成とする。

いずれの場合にも、差動増幅器２４ａ、２４ｂの入力部において入力されるバイナリ信号数（ビット数）に応じたレベル数（ＢＰＳＫの場合には２値、ＱＰＳＫの場合には４値、８ＰＳＫの場合には８値）の信号になっていれば良い。

ここで、上記のアナログ演算回路を用いる利点について説明する。

例えば、光変調装置から最終的に出力したい変調光信号が、２サブキャリアのそれぞれにＱＰＳＫ変調（４値＝２ｂｉｔの位相情報を持たせられる変調方式）されている２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の場合、図２に示したように、この変調光信号に重畳させられるデータは４ｂｉｔであるから、入力されるバイナリ信号数は４チャネルとなる。

さて、本実施形態に係る光変調装置では、第１のサブキャリアに対して変調される位相φ_１と、他のサブキャリアに対して変調される位相φ_２とは、数式（３）の関係で表されるθ_１とθ_２に変換されるが、図２に示すように、θ_１とθ_２はそれぞれ７値の位相をとることになる。このような７値の位相情報を得るためには、ＩＱ変調器にてＩ軸とＱ軸とに対して別々に４値の振幅変調を行う必要がある。

４値の振幅変調を行うためには、２チャネル（＝２ｂｉｔ）のバイナリ信号が必要になるため、Ｉ軸とＱ軸とで合わせて４チャネルのバイナリ信号が必要になる。そしてθ_１とθ_２とでそれぞれ４チャネルのバイナリ信号が必要になるため、合計８チャネルのバイナリ信号が必要になる。そうすると、そもそもの入力バイナリ信号は４チャネルであるので、この４チャネルをデジタル信号処理によりプリエンコーディングし、冗長なチャネルを加えて８チャネル（８ｂｉｔ）のバイナリ信号を生成し、この信号で光変調装置を駆動しなければならない。

このような冗長性を回避するために、本発明の光変調装置では、アナログ電子回路中の演算処理を利用して、最終的に変調光信号に重畳したい４チャネル（４ｂｉｔ）のバイナリ信号を入力するだけで、所望の２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号を生成する光変調装置を実現できるようになる。すなわち、光変調装置への入力信号をデジタル信号処理によりプリエンコーディングする必要のない、簡易な構成の光変調装置を実現することができる。

上記に説明したアナログ演算により、本発明では、光変調装置外部で冗長なチャネルを加えるための付加的なデジタル信号処理が不要であり、本発明に係る光変調器は従来構成と同一特性かつ簡易な構成を実現できる。また、上記の演算は加減乗除の簡易なものであるため実装は容易である。特に、図３のアナログ演算部の構成を集積回路（ＩＣ：Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）化することでより容易に実装可能である。

図４に、図１における光位相変調部１３で変調する位相θ_１（左側）および電気位相変調部１５で変調する位相θ_２（右側）について、図３に示したアナログ演算部によってデジタル信号を多値の電圧信号に変換した結果（上段）及び要求される信号（下段）を示す。図４の上段と下段を比較すると良く一致していることからも、本発明に係るアナログ演算部が十分に機能し得ることが分かる。

図５に、本発明の第１の実施形態の光変調装置の構成をより詳細に示す。光変調器は、ニオブ酸リチウムの基板３１が搭載された筐体４４からなり、入力用光ポート１１と出力用光ポート１４とが光ファイバ３２ａ、３２ｂ、接続強度を確保するための光ファイバブロック３３ａ、３３ｂによって基板３１に光学的に接続されている。基板３１上には、１×２光カプラ３４、低速制御電極３５ａ、３５ｂ、高速制御電極３６ａ、３６ｂ、２×２カプラ３９、高速制御電極３６ｃが形成されている。

２本の導波路を介して１×２カプラ３４の２出力と２×２カプラ３９の２入力とが光学的に接続されており、その２本の導波路上に低速制御電極３５ａ、３５ｂおよび高速制御電極３６ａ、３６ｂが設けられ、光振幅変調部１２を構成している。

また、２×２光カプラ３９の一方の出力と光ファイバ３２ｂとを光学的に接続する導波路上には高速制御電極３６ｃが設けられ、光位相変調部１３を構成している。

低速制御電極３５ａ、３５ｂの一方の端子は、電気配線３７により筐体４４に設けられたＤＣ端子４１ａ、４１ｂにそれぞれ電気的に接続されており、低速制御電極３５ａ、３５ｂの他方の端子はグランドに落とされている。

高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃの一方の端子は、同じく電気配線３７により筐体４４に設けられたＲＦ端子４２ａ、４２ｂ、４２ｃに電気的に接続されており、高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃの他方の端子は終端抵抗３８ａ〜３８ｃに電気的に接続されている。

さらに、２ｘ２光カプラ３９の光ファイバ３２ｂに接続されない側の出力はモニタＰＤ４０と光学的に接続されており、モニタＰＤ４０からの電気信号は筐体４４に設けられたＤＣ端子４１ｃ、４１ｄから取り出すことができる。

一方、電気信号発生部１５で発生された電気信号は、電気位相変調部１６によって位相変調されて、ＲＦドライバ４３ａを介してＲＦ端子４２ａ、４２ｂを互いに逆相で駆動する。また、光位相信号はＲＦドライバ４３ｂを介してＲＦ端子３６ｃを駆動する。

本実施形態では、基板３１の材料としてニオブ酸リチウムを用いるとしたが、これはこの材料が低損失、低チャープで高効率な光変調素子を提供できるからである。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、材料としてはＩｎＰやＧａＡｓ、ＧａＮ、Ｓｉなどの半導体を用いても良いし、電気光学ポリマーなどの有機材料を用いても構わない。

また、本実施形態では、１×２光カプラ３４、低速制御電極３５、高速制御電極３６、２ｘ２光カプラ３９がすべて１枚の基板３１上に設けられるとしたが、これは、この構成が工程の少ない光変調装置を提供できるからである。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、１×２光カプラ３４および２ｘ２光カプラ３９を石英系ＰＬＣ上に、低速制御電極３５および高速制御電極３６をニオブ酸リチウム上に実現して、これをマルチチップ接続する構成をとっても構わない。

また、本実施形態では、光振幅変調部１２はマッハツェンダ干渉計で構成するとしたが、本発明はこの例に限定されるものではなく、ＥＡ変調器など直接振幅を調整する構成でも構わない。

さらに、本実施形態では、マッハツェンダ干渉計の両アームの電極を逆相で駆動する所謂プッシュプル構成としたが、ニオブ酸リチウムの一部を分極反転してシングル電極化しても構わない。

また、本実施形態では、マッハツェンダ干渉計はバイアス調整用の低速制御電極３５ａ、３５ｂを備え、さらに、この制御を行うためのモニタＰＤ４０を備えた。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、熱光学ヒータなど別の手段でバイアス調整を行っても良いし、モニタＰＤ４０はなくても、あるいは光半導体変調器などでは低速制御電圧の電流値モニタでこれを代用しても、もちろん構わない。

また、本実施形態では、高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃの入力側と逆側に終端抵抗３８ａ、３８ｂ、３８ｃを設けるとした。これは、この構成で進行波型電極を構成することができ、電気信号と光信号の相互作用の大きな、高効率の変調が行えるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、集中定数型電極を用いる、あるいは多段の集中定数型電極をＣＭＯＳで順次駆動する進行駆動型の電極を用いるなどすることで、終端抵抗がなくても構わない。

また、本実施形態では、ＲＦドライバ４３ａ、４３ｂで駆動する電気信号を増幅するとしたが、半波長電圧の小さな変調素子を用いるときには、これは不要であることは言うまでもない。

図６（ａ）に、図５に示した本発明の第１の実施形態に係る光変調装置によって生成した２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光信号スペクトルを示し、図６（ｂ）に、従来のＯＦＤＭ変調器によって生成した２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光信号スペクトルを示す。図５に示した光変調装置は、従来のＯＦＤＭ変調器と同等の光信号スペクトルが得られていることが分かる。

（第２の実施形態）
図７に、本発明の第２の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。図７では、光振幅変調部１２と光位相調整部１３の順序が入れ替えられており、光位相調整部１３の後に光振幅変調部１２が設けられている構成となっている。このような構成でも本発明の効果を奏することができる。

（第３の実施形態）
図８に、本発明の第３の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。図８では、光振幅変調部１２としてマッハツェンダ干渉計ではなく、ＥＡ変調素子を用いている。このような構成であっても、本発明の効果を奏することができる。

（第４の実施形態）
図９に、本発明の第４の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。図９では、光振幅変調部１２としてマッハツェンダ干渉計ではなく、直接変調レーザー（ＬＤ）を用いている。このような構成であっても、本発明の効果を奏することができる。

（第５の実施形態）
図１０に、本発明の第５の実施形態に係る光変調装置を示す。本発明の第５の実施形態に係る光変調装置は、入力用光ポート１１と、入力用光ポートに光学的に接続された光振幅変調部１２と、光振幅変調部１２に光学的に接続された光位相調整部１３と、光位相変調部１３に光学的に接続された出力用光ポート１４と、電気信号発生部１５と、電気信号発生部１５と電気的に接続された電気位相変調部１６と、電気位相変調部１６と電気的に接続されたアナログ演算部１７と、アナログ演算部１７と電気的に接続された入力用電気ポート１８ａ〜１８ｄを備えている。また、アナログ演算部１７は光位相変調部１３に電気的に接続される座標変換部５５ａを備える。

光位相調整部１３は、１×２光カプラ５１と、１×２光カプラ５１の２出力にそれぞれ光学的に接続された２つの１×２光カプラ５２ａ、５２ｂと、２つの１×２光カプラ５２ａ、５２ｂのそれぞれ２つの出力に光学的に接続された２つの２×１光カプラ５３ａ、５３ｂと、２つの２×１光カプラ５３ａ、５３ｂの出力に光学的に接続された２×１光カプラ５４から構成されている。

ここで、２つの１×２光カプラ５２ａ、５２ｂのそれぞれ２つの出力、計４つの出力のうち、いずれか１つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されている。また、２つの２×１光カプラ５３ａ、５３ｂの出力のいずれか１つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されている。

入力用電気ポート１８ａ〜１８ｄから入力されたバイナリ信号はアナログ演算部１７により演算され、演算された位相φ_１及びφ_２の差の成分の演算結果θ_２は電気位相変調部１６に入力される。また、演算された位相φ_１及びφ_２の和の成分の演算結果θ_１はアナログ演算部１７中の座標変換部５５ａによりｃｏｓ（θ_１）およびｓｉｎ（θ_１）に座標変換されて光位相変調部１３に入力される。

ここで、光位相変調部１３は、光信号の実軸と虚軸の振幅を個別に制御して加算した結果、変調された信号が複素平面上の任意の点を取るように駆動される所謂ネスト型マッハツェンダ干渉計を用いた変調部である。光位相変調部１３でθ_１の位相変調を施す場合には、１×２光カプラ５２ａおよび２×１光カプラ５３ａから構成されるマッハツェンダ干渉計はｃｏｓ（θ_１）で駆動され、１×２光カプラ５２ｂおよび２×１光カプラ５３ｂから構成されるマッハツェンダ干渉計はｓｉｎ（θ_１）で駆動される。

図１１に、本発明の第５の実施形態におけるアナログ演算部１７の座標変換部５５ａの構成を示す。図１１に示す座標変換部５５ａは、入力用電気ポート６１と、少なくとも２個の出力用電気ポート６２と、入力用電気ポート６２と一方の入力が電気的に接続された少なくとも４個の差動増幅器６３ａ〜６３ｄと、差動増幅器６３ａ〜６３ｄの他方の入力が電気的に接続され、差動増幅器６３ａ〜６３ｄに入力される電圧差をつけるための抵抗６５ａ〜６５ｅおよび電流源６６から構成される電圧発生器６４から構成される。入力用電気ポート６１から入力される電圧信号θ（光信号の位相をθだけシフトさせることに対応する電圧信号）から座標変換をして、差動増幅器６３ａ、６３ｂからｃｏｓ（θ）を、差動増幅器６３ｃ、６３ｄからｓｉｎ（θ）を出力用電気ポート６２から出力する。

尚、座標変換部５５は差動回路であるので、出力用電気ポート６２から正相信号だけではなく逆相信号も同時に出力することは、もちろん可能である。図１１に示した４個の差動増幅器から構成される座標変換部の、出力用電気ポート６２からｓｉｎ（θ）が出力される場合を例に動作原理を説明する。

差動増幅器６３ｃ及び６３ｄのバイアスレベルＶ_３及びＶ_１は電圧発生器６４における電流源６６の電流値ＩＥＥと抵抗６５ｂの抵抗値Ｒと抵抗６５ｄの抵抗値２Ｒにより決められる。バイアスレベルＶ_１とＶ_３の電圧値間隔Ｖ_ｒは、差動増幅器６３のオフレベルとオンレベルの電圧差をＶ_ｄで与える。すなわち、

の関係が成り立つ。

入力用電気ポート６１に入力される電気信号θの電圧レベルがＶ_１−Ｖ_ｄ／２より低いときは、差動増幅器６３ｃ及び６３ｄへの入力電圧はオフレベルである。θがＶ_１−Ｖ_ｄ／２より大きくＶ_１＋Ｖ_ｄ／２＝Ｖ_３−Ｖ_ｄ／２より小さいときは差動増幅器６３ｄが動作し、出力用電気ポートから出力される信号は位相０°から１８０°に相当するｓｉｎ（θ）となる。θがＶ_３−Ｖ_ｄ／２より大きくＶ_３＋Ｖ_ｄ／２より小さいときは差動増幅器６３ｃが動作し、出力用電気ポートから出力される信号は位相１８０°から３６０°に相当するｓｉｎ（θ）となる。

差動増幅器６３ａ及び５３ｂについても上記と同様の動作をし、バイアスレベルＶ_２とＶ_１の差Ｖ_ｄ／２によりｓｉｎ（θ）と９０°の位相差が生じてｃｏｓ（θ）の出力信号が得られる。

図１２に、本発明の第５の実施形態におけるアナログ演算部１７の座標変換部５５ａの入出力関係を示す。図１２から、入力信号θに対して出力信号ｓｉｎ（θ）及びｃｏｓ（θ）へと演算処理が施されていることがわかる。

このような構成により、本発明の第５の実施形態に係る光変調装置は、最小の入力バイナリ信号数から２サブキャリアのＱＰＳＫ変調信号を、一般的なネスト型マッハツェンダ変調器により生成することができる。

（第６の実施形態）
図１３に、本発明の第６の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。図１３に示す光変調装置は、入力用光ポート１１、入力用光ポートに光学的に接続された光振幅変調部１２、光振幅変調部に光学的に接続された光位相調整部１３、光位相変調部１３に光学的に接続された出力用光ポート１４、電気信号発生部１５、電気信号発生部１５と電気的に接続された電気位相変調部１６、電気位相変調部１６と電気的に接続されたアナログ演算部１７、アナログ演算部１７と電気的に接続された入力用電気ポート１８ａ〜１８ｄを備えている。また、アナログ演算部１７は電気位相変調部１６に電気的に接続される座標変換部５５ｂを備える。

電気位相変調部１６は、９０°移相器７１、９０°移相器７１の一方の出力に電気的に接続された乗算器７２ａ、９０°移相器７１の他方の出力に電気的に接続された乗算器７２ｂ、乗算器７２ａ及び７２ｂの出力に電気的に接続された加算器７３から構成されている。

入力用電気ポート１８ａ〜１８ｄから入力されたバイナリ信号は、アナログ演算部１７により演算される。演算された位相φ_１及びφ_２の和の成分の演算結果θ_１は光位相変調部１３に入力され、演算された位相φ_１及びφ_２の差の成分の演算結果θ_２はアナログ演算部１７中の座標変換部５５ｂによりｃｏｓ（θ_２）およびｓｉｎ（θ_２）に座標変換され電気位相変調部１６に入力される。

ここで、電気位相変調部１６は、電気信号の実軸と虚軸の振幅を個別に制御して加算した結果、変調された電気信号が複素平面上の任意の点を取るように駆動されるベクトル合成型の電気位相変調部であり、電気位相変調部１６でθ_２の位相変調を施す場合には、乗算器７３ａはｃｏｓ（θ_２）で駆動され、乗算器７３ｂはｓｉｎ（θ_２）で駆動される。

このような構成により、本発明の第２の実施形態に係る変調器は最小の入力バイナリ信号数から２サブキャリアのＱＰＳＫ変調信号を、一般的なベクトル合成型の電気位相変調器により生成することができる。

（第７の実施形態）
図１４に、本発明の第７の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。図１４に示す光変調装置は、入力用光ポート１１、入力用光ポートに光学的に接続された光振幅変調部１２、光振幅変調部１２に光学的に接続された光位相調整部１３、電気信号発生部１５、電気信号発生部１５と電気的に接続された電気位相変調部１６、電気位相変調部１６と電気的に接続されたアナログ演算部１７、アナログ演算部と電気的に接続された入力用電気ポート１８を備えている。

光位相変調部１３はネスト型マッハツェンダ干渉計を用いた光位相変調部であり、電気位相変調部１６はベクトル合成型の電気位相変調部であり、アナログ演算部１７は光位相変調部１３及び電気位相変調部１６に電気的に接続される座標変換部５５ａ及び３５ｂを備える。

入力用電気ポート１８から入力されたバイナリ信号はアナログ演算部１７により演算される。演算された位相φ_１及びφ_２の和の成分の演算結果θ_１はアナログ演算部１７中の座標変換部５５ａによりｃｏｓ（θ_１）およびｓｉｎ（θ_１）に座標変換され光位相変調部１３に入力され、演算された位相φ_１及びφ_２の差の成分の演算結果θ_２はアナログ演算部１７中の座標変換部５５ｂによりｃｏｓ（θ_２）およびｓｉｎ（θ_２）に座標変換され電気位相変調部１６に入力される。

このような構成により、本発明の第２の実施形態に係る変調器は最小の入力バイナリ信号数から２サブキャリアのＱＰＳＫ変調信号を、一般的なネスト型マッハツェンダ干渉計を用いた光位相変調部及びベクトル合成型の電気位相変調器により生成することができる。

１１ 入力用光ポート
１２ 光振幅変調部
１３ 光位相調整部
１４ 出力用光ポート
１５ 電気信号発生部
１６ 電気位相変調部
１７ アナログ演算部
１８ 入力用電気ポート
２２ ６ｄＢ減衰器
２３ 加算器
２４ 差動増幅器
２５ 出力用電気ポート
３１ 基板
３２ 光ファイバ
３３ 光ファイバブロック
３４ １×２光カプラ
３５ 低速制御電極
３６ 高速制御電極
３７ 電気配線
３８ 終端抵抗
３９ ２×２光カプラ
４０ モニタＰＤ
４１ ＤＣ端子
４２ ＲＦ端子
４３ ＲＦドライバ
４４ 筐体
５１、５２ １×２光カプラ
５３、５４ ２×１光カプラ
５５ 座標変換部
６１ 入力用電気ポート
６２ 出力用電気ポート
６３ 差動増幅器
６４ 電圧発生器
６５ 抵抗
６６ 電流源
７１ ９０°移相器
７２ 乗算器
７３ 加算器

Claims (7)

1. 入力用光ポートと、
   出力用光ポートと、
   前記入力用光ポートと前記出力用光ポートとの間に配設された、光学的に直列接続された２つのサブキャリアを生成する光振幅変調部及び光位相変調部と、
   前記光振幅変調部に電気的に接続された電気位相変調部と、
   前記電気位相変調部に電気的に接続され、電気周期信号を発生する電気信号発生部と、
   前記光位相変調部および前記電気位相変調部に電気的に接続されたアナログ演算部と、
   前記アナログ演算部に電気的に接続された２個以上の入力用電気ポートと、
   を備え、
   前記アナログ演算部は、前記２個以上の入力用電気ポートから入力された前記２つのサブキャリアの位相推移量を表す２個以上のバイナリ信号を演算して、前記光位相変調部を駆動して前記２つのサブキャリアの各位相推移量の和に相当する分を変調するための第１の電気変調信号、および前記電気位相変調部で前記電気周期信号を位相変調するための第２の電気変調信号であって、前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号により駆動された前記光振幅変調部が前記２つのサブキャリアの各位相推移量の差に相当する分を変調する、前記第２の電気変調信号を生成し、
   前記電気位相変調部は、前記電気周期信号を前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号を前記光振幅変調部に出力し、
   前記光位相変調部は、前記第１の電気変調信号により駆動され、前記光位相変調部に入力された光の搬送波の位相をシフトさせ、
   前記光振幅変調部は、前記電気周期信号を前記第２の電気変調信号で位相変調した電気周期変調信号により駆動され、前記光振幅変調部に入力された光の搬送波の強度を変調することを特徴とする光変調装置。
2. 前記第１の電気変調信号および前記第２の電気変調信号は、極座標系のパラメータを表す電気信号であることを特徴とする請求項１に記載の光変調装置。
3. 前記アナログ演算部は、第１および第２の差動増幅器と第１および第２の加算器を備え、前記第１の差動増幅器の正相出力信号と前記第２の差動増幅器の正相出力信号を前記第１の加算器で加算して前記第１の電気変調信号を生成し、前記第１の差動増幅器の正相出力信号と前記第２の差動増幅器の逆相出力信号を前記第２の加算器で加算して前記第２の電気変調信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調装置。
4. 前記光位相変調部は、直交座標系のパラメータを表す電気信号により制御されるネスト型マッハツェンダ干渉計であり、
   前記アナログ演算部は、前記第１の電気変調信号を極座標系から直交座標系に変換する第１の座標変換部を含み、直交座標系に変換した前記第１の電気変調信号を前記光位相変調部に出力することを特徴とする請求項２又は３に記載の光変調装置。
5. 前記電気位相変調部は、直交座標系のパラメータを表す電気信号により制御されるベクトル合成型の位相変調回路であり、
   前記アナログ演算部は、前記第２の電気変調信号を極座標系から直交座標系に変換する第２の座標変換部を含み、直交座標系に変換した前記第２の電気変調信号を前記電気位相変調部に出力することを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の光変調装置。
6. 前記アナログ演算部は、電気変調信号の極座標系から直交座標系への変換を４個以上の差動増幅器からなる回路で行うことを特徴とする請求項４又は５に記載の光変調装置。
7. 前記アナログ演算部及び前記電気位相変調部は、１個のＩＣに集積されていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調装置。

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