JP6122334B2

JP6122334B2 - 光変調器

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Publication number: JP6122334B2
Application number: JP2013084375A
Authority: JP
Inventors: 清史菊池; 才田　隆志; 隆志才田; 美野　真司; 真司美野; 村田　浩一; 浩一村田; 秀之野坂; 宗彦長谷
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Priority date: 2013-04-12
Filing date: 2013-04-12
Publication date: 2017-04-26
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Description

本発明は、複数サブキャリアを生成し変調する光変調器に関する。

旺盛な通信需要を背景として、基幹網の大容量化に向けた検討が精力的に行われている。伝送容量の大容量化においては、１波長あたりのシンボルレート（変調符号送出速度）を高めるとともに、波長分割多重（ＷＤＭ：ＷａｖｅｌｅｎｇｔｈＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いて波長軸上に多重化する技術が用いられる。使用できる波長域はエルビウムドープ光増幅器の帯域などにより制限されるため、限られた波長資源を有効活用する技術が必要となる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、限られた波長資源を有効活用するために用いられる技術であり、無線の分野では汎用の技術である。

光信号をＯＦＤＭ変調する技術としては、無線と同様に電気的にＯＦＤＭ信号を生成して光変調器を駆動する方法がある(特許文献１および非特許文献１を参照)。この手法を用いると光学系はシンプルであるが、変調器および変調器駆動部にはシンボルレートのＮ倍程度（Ｎはサブキャリア数）の帯域が要求されるため、これらの帯域が制限要因になる問題がある。

一方、サブキャリア光を光変調器で変調して合波する全光ＯＦＤＭが提案されている(特許文献２および３を参照)。図２２に示すように、まずマルチキャリア発生回路１０１で複数のサブキャリア光を生成し、次にそれらサブキャリア光を光分岐部１０２で各サブキャリア光に弁別し、それぞれ光直交変調器１０３ａおよび１０３ｂでデータ変調したのちに合波部１０４により合波して変調出力を得る。特許文献３に開示しているように、光分岐部１０２は遅延干渉計１０５、１０６ａおよび１０６ｂにより構成すると良い。このようにするとＷＤＭ信号の光周波数グリッド(ＷＤＭ光信号間の光周波数間隔)とサブキャリア間隔がある程度異なる場合にも高い消光比を得ることができる。図２２に示したのはサブキャリア数が２の場合であるが、この場合には送信側の光学回路も比較的シンプルであるために次世代の高速伝送技術として有望である。

特開２００５−３１１７２２号公報特開２００９−０１７３２０号公報特開２００９−１９８９１４号公報

Sander L. Jansen, et al, "Coherent Optical 25.8-Gb/s OFDM Transmission Over 4160-km SSMF," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, 2008, VOL. 26, NO. 1, pp.6-15

しかしながら、この従来の全光ＯＦＤＭ変調器の構成では、サブキャリア弁別のための光分岐部１０２に遅延干渉計１０５および１０６を用いる必要があり、このため回路サイズが大きくなるという課題があった。ＷＤＭの光周波数グリッドを１００ＧＨｚとするためには、遅延干渉計の自由スペクトルレンジ（ＦＳＲ：ＦｒｅｅＳｐｅｃｔｒｕｍＲａｎｇｅ）を５０ＧＨｚ程度にする必要がある(特許文献３を参照)。この遅延干渉計を石英系光導波路（Ｎ＝１．４９程度）で作製すれば遅延干渉計の光路長差は約４ｍｍとなる。波長チャネルの周波数間隔を、最近適用が進んでいる５０ＧＨｚ間隔にするためには、光路長差は倍の約８ｍｍとなり、大きな回路サイズの光分岐部が必要となる。

また一般に、遅延干渉計を構成するニオブ酸リチウム導波路あるいは石英系光導波路は屈折率の温度依存性を有するために、環境温度で遅延干渉計の中心波長が変化するという課題があった。これを解決するためには、遅延干渉計を温度調整する、あるいは温度無依存化する必要があるが、温度調整は変調器モジュールの実装を複雑にし、また消費電力が大きくなる（一般に数Ｗ）課題があり、温度無依存化は損失増加(一般に〜１ｄＢ)を引き起こす課題がある。

さらに、遅延干渉計のＦＳＲは光周波数グリッドおよびサブキャリア間隔にあわせて設定する必要があるために、異なる光周波数グリッドに対しては遅延干渉計の設計を変える必要があり、異なる光分岐部が必要になるという課題があった。

本発明は、上述のような従来技術に鑑みてなされたもので、その目的は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことが可能な小型かつビットエラーレート（ＢＥＲ：ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）特性の良い光変調器を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明は、光変調器であって、入力用光ポートと、出力用光ポートと、前記入力用光ポートと前記出力用光ポートに光学的に接続された、光学的に縦列接続された光振幅変調部及び光位相変調部と、前記振幅変調部に電気的に接続された、１組の差動信号を生成するベクトル合成型電気位相変調部であって、入力された電気信号を同相の信号および９０°位相がシフトした信号に分岐する９０°位相器、前記９０°位相器で分岐された電気信号に制御信号を乗算する２個の乗算器、および前記２個の乗算器からの出力を加算する加算器からなるベクトル合成型電気位相変調部と、前記電気位相変調部に電気的に接続された電気信号発生部と、を備え、前記光振幅変調部は前記ベクトル合成型電気位相変調部において第１の電気信号で位相変調された電気周期変調信号である前記１組の差動信号により駆動され、前記光位相変調部は前記第１の電気信号と対をなす第２の電気信号によって駆動されることを特徴とする。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光変調器において、前記光振幅変調部は、２つのサブキャリアを生成して前記２つのサブキャリアの位相の逆相分を変調し、前記光位相変調部は、前記２つのサブキャリアの位相の同相分を変調することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光変調器において、前記乗算器がギルバートセルミキサであって、第１の正相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第１の抵抗が接続された第１のトランジスタと、第１の逆相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第２の抵抗が接続された第２のトランジスタと、第２の正相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第３および第４の抵抗が接続された第３および第４のトランジスタと、第２の逆相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第５および第６の抵抗が接続された第５および第６のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタのコレクタに前記第３および第５の抵抗が接続され、前記第２のトランジスタのコレクタに前記第４および第６の抵抗が接続された、ギルバートセルミキサであることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の光変調器において、前記第１および第２の抵抗の抵抗値が、前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいこと、および前記第３乃至第６の抵抗の抵抗値が、前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいことのいずれかであることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の光変調器において、前記第３乃至第６の抵抗の抵抗値が、前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートに入力される離散的な値をとる前記制御信号の振幅とが等しくなる抵抗値より小さいこと、および前記第１および第２の抵抗の抵抗値が、前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいことのいずれかであることを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項３乃至５のいずれかに記載の光変調器において、前記乗算器が、前記第１の正相入力ポートがベースに接続され、前記第２のトランジスタのコレクタがコレクタに接続された第７のトランジスタと、前記第１の逆相入力ポートがベースに接続され、前記第１のトランジスタのコレクタがコレクタに接続された第８のトランジスタとをさらに有するギルバートセルミキサであることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器において、前記縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部をＮ組（Ｎ：２以上の整数）と、前記入力用光ポートと、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部との間に、光学的に接続された１入力Ｎ出力のマルチキャリア発生部と、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、前記出力用光ポートとの間に、光学的に接続されたＮ入力１出力の光ＭＵＸと、をさらに備えたことを特徴とする。

本発明は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことで小型化し、かつＢＥＲ特性を向上させる効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係る光変調器の構成を表す図である。光位相と電気位相の関係を示す図である。ベクトル合成型位相変調回路の構成を示す図である。本発明の第１の実施形態の第１の変形に係る光変調器の構成を表す図である。本発明の第１の実施形態の第２の変形に係る光変調器の構成を表す図である。本発明の第１の実施形態の第３の変形に係る光変調器の構成を表す図である。本発明の第２の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサの構成を表す図である。ギルバートセルミキサの一方の入力に対する入出力特性を示す図である。本発明の第３の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサの構成を表す図である。ギルバートセルミキサの下段の入力に対する入出力特性を示す図である。ＲｌがＲｔよりも小さい場合の光変調器の出力光信号を示す図である。ＲｌがＲｔよりも小さい場合の光変調器の出力光信号の復調位相を示す図である。ＲｌがＲｔよりも大きい場合の光変調器の出力光信号を示す図である。ＲｌがＲｔよりも大きい場合の光変調器の出力光信号の復調位相を示す図である。ＲｌがＲｔと等しい場合の光変調器の出力光信号の復調位相を示す図である。本発明の第４の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサの構成を表す図である。ギルバートセルミキサの上段の入力に対する入出力特性を示す図である。本発明に係る光変調器の出力信号位相の比較を示す図である。本発明の第５の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサの構成を表す図である。本発明の第６の実施形態に係る光変調器を示す図である。本発明の第６の実施形態に係る光変調器による出力光スペクトルを示す図である。従来のＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。本発明の第１の実施形態の光変調装置は、入力用光ポート１１が光振幅変調部１２に光学的に接続され、光振幅変調部１２が光位相変調部１３に光学的に接続され、光位相変調部１３が出力用光ポート１４に光学的に接続されている。また、電気信号発生部１５は電気位相変調部１６電気的に接続されており、電気位相変調部１６の出力は光振幅変調部１２に電気的に接続されている。

入力用光ポート１１に入力された光は、光振幅変調部１２で２つのサブキャリアが生成され、同時に位相の逆相分が変調される。この２つのサブキャリアは続いて光位相変調部１３で、位相の同相分が変調されて、出力用光ポート１４より出力される。

以下、数式を用いて上記動作原理の詳細を説明する。

位相推移変調（ＰＳＫ）された２つの光信号により構成された光ＯＦＤＭ信号の光電界Ｅは、第１の光信号の位相推移量をφ_１（ｔ）、第２の光信号の位相推移量をφ_２（ｔ）、第１の光信号の光角周波数をω_０＋Ω、第２の光信号の光角周波数をω_０−Ωとして次式で表すことができる。

数式１は次式のように変形される。

ここでθ_１およびθ_２は次式で定義される量である。

数式２は、光ＯＦＤＭ信号が、ｅｘｐの項で表される光位相変調（θ_１）と、ｃｏｓの項で表される電気位相変調（θ_２）された角周波数Ωの電気信号による光振幅変調で実現されることを示している。

一方、図１に示す本発明の第１の実施形態に係る光変調器では、電気信号発生部１５の出力をＭｃｏｓ（Ωｔ）として、光振幅変調部１２の電気入力に対する出力関数を正弦波とすると

となる。数式４はさらにベッセル関数により展開できて次式を得る。

数式５について基本波（ｎ＝０）の項をみると、数式２と係数を除いて一致することが分かる。したがって、図１に示す構成の光変調器によって、２サブキャリアＯＦＤＭのＰＳＫ信号が生成できることが分かる。図１に示す構成の光変調器では、図２１に示す従来の光変調器と比較して光回路が大幅に簡略化されているため、小型で低コストな光変調器を提供することができる。

図２に、図１に示した構成の光変調装置によって２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＫＳを生成するときの、数式３に基づく各サブキャリアのＱＰＳＫの位相推移量φ_１、φ_２と、本発明における光および電気での位相変調量θ_１、θ_２の関係を示す。位相推移量φ_１、φ_２の組み合わせ、すなわち位相変調量θ_１、θ_２は、それぞれ７レベルの変調になっている。

図３に、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置の電気位相変調部を示す。図３の電気位相変調部１６は、ベクトル合成型位相変調回路であり、入力用電気ポート２１と、入力用電気ポート２１に電気的に接続された９０°移相器２２と、９０°移相器２２の２出力にそれぞれ電気的に接続された乗算器２３ａ、２３ｂと、乗算器２３ａ、２３ｂの出力に電気的に接続された加算器２５と、加算器２５に電気的に接続された出力用電気ポート２６から構成されている。また、乗算器２３ａ、２３ｂは制御信号入力端子２４ａ、２４ｂを備えており、９０°移相器２２からの信号と制御信号を乗算して出力する。

いま、入力用電気ポート２１に入力された電気信号をｃｏｓΩｔと表すと、本質的でない係数を除いて出力用電気ポート２６では下記の信号が得られる。

数式６より分かるように、出力はφだけ位相シフトした電気信号となる。

このベクトル合成型位相変調回路は、他の変調回路と比較して、電気信号の実部と虚部のベクトルの足し合わせにより位相０°〜３６０°の間で任意の位相に変調できること、内部に増幅器を集積できることから低損失であること、２つに分かれる経路が対称であるため温度等の外部環境の変化に対する出力信号の位相特性の依存性が小さいこと、入力電気信号の振幅に対する出力信号の位相特性の依存性が少ないこと等が利点である。

特に、位相特性が安定していることにより、低位相ノイズの光信号を生成することができ、ＢＥＲ特性の良い光変調器が実現できる。すなわち、電気位相変調器の位相特性が安定していない場合とは、数式２におけるθ_２に位相ノイズΔθ（ｔ）が付加されている状態であり、数式２より、光変調器全体の光出力電界は次式のようになる。

数式７は電気位相変調部における位相ノイズΔθ（ｔ）が光変調器全体の出力の位相ノイズに直結することを表している。位相ノイズが付加されている光信号は、復調時にビットの判別が難しく、位相ノイズが付加されてない信号に比べて復調後のＢＥＲ特性は悪い。このような原理により、本発明に係る光変調器において良いＢＥＲ特性を実現するためには位相特性の安定しているベクトル変調器が有効である。

なお、本発明におけるベクトル合成型位相変調回路は材料やトランジスタの種類に依存しない。材料は、Ｓｉ、ＧａＡｓ、ＩｎＰ、などの半導体でも良いし、有機材料とすることもできる。また、トランジスタも、ＣＭＯＳやＨＢＴなどの種類に依らず用いることができる。

（第２の実施形態）
図４に、本発明の第２の実施形態に係る光変調器の構成を示す。第２の実施形態では、光振幅変調部１２と光位相調整部１３の順序が入れ替えられており、光位相調整部１３の後に光振幅変調部１２が設けられている構成となっている。このような構成でも第１の実施形態と同様に、ＢＥＲ特性良く、サブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

（第３の実施形態）
図５に、本発明の第３の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第３の実施形態では、光振幅変調部１２としてマッハツェンダ干渉計ではなく、ＥＡ変調素子を用いている。このような構成であっても、第１の実施形態と同様に、ＢＥＲ特性良く、サブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

（第４の実施形態）
図６に、本発明の第４の実施形態に係る光変調器の構成を示す。第４の実施形態では、光位相調整部１３として、所謂ネスト型マッハツェンダ干渉計を用いていること以外は第１の実施形態と同じである。光位相調整部１３は、１×２光カプラ３１と、１×２光カプラ３１の２出力にそれぞれ光学的に接続された２つの１×２光カプラ３２と、２つの１×２光カプラ３２のそれぞれ２つの出力に光学的に接続された２つの２×１光カプラ３３と、２つの２×１光カプラ３３の出力に光学的に接続された２×１光カプラ３４から構成されている。ここで、２つの１×２光カプラ３２のそれぞれ２つの出力、計４つの出力のうち、いずれか一つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されており、また２つの２×１光カプラの出力のいずれか一つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されている。このような構成であっても、第１の実施形態と同様に、ＢＥＲ特性良く、サブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

（第５の実施形態）
図７に、本発明の第５の実施形態に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器であるギルバートセルミキサの構成を示す。このギルバートセルミキサは、電流を供給する電流供給ポート５１と、信号が入力される第１の入力ポート５２ａと、第１の入力ポート５２ａと異なる信号が入力される第２の入力ポート５２ｂとを備える。また、信号が出力される出力ポート５３と、回路が接地される接地ポート５４と、接地ポート５４に接続される電流源５５とを備える。

また、第１の入力ポート５２ａの正相がベースに接続された第１のトランジスタ５６ａおよび第４のトランジスタ５６ｃと、第１の入力ポート５２ａの逆相がベースに接続された第２のトランジスタ５６ｂおよび第３のトランジスタ５６ｃとを備える。また、第２の入力ポート５２ｂの正相がベースに接続された第５のトランジスタ５６ｅと、第２の入力ポート５２ｂの逆相がベースに接続された第６のトランジスタ５６ｆとを備える。

また、第１のトランジスタ５６ａのエミッタと第５のトランジスタ５６ｅのコレクタとの間に接続された第１の抵抗５７ａと、第２のトランジスタ５６ｂのエミッタと第５のトランジスタ５６ｅのコレクタとの間に接続された第２の抵抗５７ｂとを備える。また、第３のトランジスタ５６ｃのエミッタと第６のトランジスタ５６ｆのコレクタとの間に接続された第３の抵抗５７ｃと、第４のトランジスタ５６ｄのエミッタと第６のトランジスタ５６ｆのコレクタとの間に接続された第４の抵抗５７ｄとを備える。また、第５のトランジスタ５６ｅのエミッタと電流源５５との間に接続される第５の抵抗５７ｅと、第６のトランジスタ５６ｆのエミッタと電流源５５との間に接続される第６の抵抗５７ｆとをそなえる。また、電流供給ポート５１と出力ポート５３の逆相との間に接続される第７の抵抗５７ｇと、電流供給ポート５１と出力ポート５３の正相との間に接続される第８の抵抗５７ｈとを備える。

このギルバートセルミキサは、差動信号で駆動され、ベクトル合成型位相変調回路において乗算器として用いられ、ベクトル合成型位相変調回路における制御信号が第１の入力ポート５２ａに入力され、ベクトル合成型位相変調回路における入力信号が９０°位相器により直交位相に分配された信号が第２の入力ポート５２ｂに入力される。

図８に、ギルバートセルミキサの一方の入力に対する入出力特性を示す。図８から分かるように、ギルバートセルミキサは、正負の値をもつ入力差動信号から正負の値をもつ差動信号を出力する。このことから、第１の入力ポート５２ａ及び第２の入力ポート５２ｂに入力される信号の振幅が回路応答の線形領域内である場合、他の乗算器と比較して、正確な４象限の乗算が可能である。このようにギルバートセルミキサは差動信号の乗算を実現する差動回路である。

一般に差動回路は、その正相と逆相との差を信号として信号伝達を行う回路であるため、回路内の配線や素子を信号が伝搬する際に両相に付加される同相ノイズの影響を受けない。このことから、信号に付加される振幅ノイズが小さいという利点がある。

図３の乗算器２３ａにおいて振幅ノイズΔＡ（ｔ）が付加されている場合、数式２より、光変調器全体の光出力電界は次式のように表される。

数式８は乗算器における振幅ノイズΔＡ（ｔ）が光変調器全体の出力の振幅ノイズに直結していることを表している。振幅ノイズが付加されている光信号は、復調時にビットの判別が難しく、振幅ノイズが付加されてない信号に比べて復調後のＢＥＲ特性は悪い。このような原理により、本発明に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器としては、良いＢＥＲ特性を実現するためには振幅ノイズの少ないギルバートセルミキサが有効である。

（第６の実施形態）
図９に、本発明の第６の実施形態に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器であるギルバートセルミキサの構成を示す。このギルバートセルミキサは、第５の実施形態のギルバートセルミキサにおいて、第１の抵抗５７ａ〜第４の抵抗５７ｄの抵抗値をＲｕとし、第５の抵抗５７ｅ、第６の抵抗５７ｆの抵抗値をＲｌとしたものである。

さらに、第２の入力ポート５２ｂに入力される信号の電圧に対するギルバートセルミキサの出力電圧の応答が線形であると仮定した場合と比較して実応答が１ｄＢ小さくなる点を１ｄＢ利得圧縮点としたときに、１ｄＢ利得圧縮点の入力電圧と入力振幅が等しくなる第５の抵抗５７ｅ及び第６の抵抗５７ｆの抵抗値をＲｔとし、ＲｌはＲｔより大きくしている。

図１０に、ギルバートセルミキサの第２の入力ポート５２ｂに入力される信号の電圧に対する出力電圧の応答を示す。図１０に示すように、入力電圧が大きくなると、応答が線形と仮定したときの直線と実際の応答に差分が生じる。この差分が１ｄＢとなる点を１ｄＢ利得圧縮点と呼び、１ｄＢ利得圧縮点の入力電圧より小さい入力電圧の領域を線形領域と呼ぶ。一般に、差動増幅器における入力信号がベースに入力されるトランジスタのエミッタに接続される抵抗の抵抗値Ｒは、入力信号に対する出力信号の応答関数の線形領域の広さに大きく影響することが知られており、図１０に示すように、抵抗値Ｒｌが大きければ入力振幅に対する回路応答の線形領域は広く、抵抗値Ｒｌが小さければ回路応答の線形領域は狭い。すなわち、ある入力振幅Ａで回路を駆動する場合において、回路応答の線形領域が振幅Ａと等しい場合の抵抗値ＲｌをＲｔとし、抵抗値ＲｌがＲｔより大きければ応答関数は線形であり、抵抗値ＲｌがＲｔより小さければ回路応答は非線形となる。

ギルバートセルミキサは差動増幅器２個を直列に配置することで差動信号の乗算を実現するため、第１の入力ポート５２ａに入力される信号に対する出力ポート５３から出力される信号の応答関数の線形性は第１の抵抗５７ａ〜第４の抵抗５７ｄの抵抗値Ｒｕに依存し、第２の入力ポート５２ｂに入力される信号に対する出力ポート５３から出力される信号の応答関数の線形性は第５の抵抗５７ｅ及び第６の抵抗５７ｆの抵抗値Ｒｌに依存する。

本発明の第６の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサにおける第２の入力ポート５２ｂに入力される信号は正弦波であり、この電気信号波形が本発明に係る光変調器におけるベクトル合成型位相変調回路の出力波形に転写され、最終的に本発明に係る光変調器の出力光信号の波形に転写される。出力光信号の波形が理想の正弦波から歪むと復調後の位相に揺らぎが生じるため、良好なＢＥＲ特性を得るためには、本ギルバートセルミキサにおける出力波形は正弦波が望ましい。

図１１に、ＲｌがＲｔより小さい場合の、すなわちギルバートセルミキサの応答が非線形の場合の本発明に係る光変調器の出力光信号を示す。図１１から分かるように、出力光信号は理想の正弦波と比較して歪んでいる。図１２に、図１１の光信号から復調された位相の時間波形を示す。復調された位相は２３．９°程度の揺らぎΔφをもっていることが分かる。

図１３に、ＲｌがＲｔより大きい場合の、すなわちギルバートセルミキサの応答が線形の場合の本発明に係る光変調器の出力光信号を示す。図１３から分かるように、図１１の波形と比較して正弦波に近い波形が得られている。図１４に、図１３の光信号から復調された位相の時間波形を示す。復調された位相は揺らぎΔφが０．４°程度に抑えられている。このようにＲｌをＲｔより大きく選ぶことで、線形応答のギルバートセルミキサを設計することができ、波形歪みの小さい出力信号が得られ、その結果ＢＥＲ特性の良好な光変調器を実現することができる。

図１５に、ＲｌがＲｔと等しい場合の本発明に係る光変調器の出力光信号から復調された位相の時間波形を示す。復調された位相は揺らぎΔφが１．５°程度である。一般に、電気信号で光変調部を駆動する場合には信号を増幅するためにドライバアンプが用いられるが、信号と雑音の振幅比が１％以下のドライバアンプは存在しない。これに対し、本発明の第３の実施形態に係る光変調器の出力信号を復調した位相の揺らぎは０．５％以下（１．５°／３６０°×１００≒０．４２％＜０．５％）であり、この程度の位相揺らぎは雑音に埋もれてしまうため観測されない。よって、本発明の第６の実施形態に係る光変調器は良好なＢＥＲ特性を得ることができる。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態の変形に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器であるギルバートセルミキサは、第６の実施形態において、ベクトル合成型位相変調回路における制御信号が第２の入力ポートに入力され、ベクトル合成型位相変調回路における入力信号が９０°位相器により直交位相に分配された信号が第１の入力ポートに入力される。また、ＲｕはＲｔより大きいことを特徴としている。このような構成であっても、第６の実施形態と同様に、ＢＥＲ特性良く、サブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

（第８の実施形態）
図１６に、本発明の第８の実施形態に係る光変調器におけるギルバートセルミキサの構成を示す。このギルバートセルミキサは、第６の実施形態のギルバートセルミキサと同じ構成である。

図１７に、ギルバートセルミキサの第１の入力ポート５２ａに入力される信号の電圧に対する出力電圧の応答を示す。先の説明と同様に、１ｄＢ利得圧縮点の入力電圧と入力振幅が等しくなる抵抗値ＲをＲｔとすると、ＲｕがＲｔより大きい場合には応答は線形であり、ＲｕがＲｔより小さい場合には応答は非線形である。

一方、電流供給ポート５１の電圧ＶｃｃはＲｕとＲｌの和からその最小値Ｖｔが決まり、ＶｃｃがＶｔより小さいと回路中のトランジスタの動作特性が著しく低下する。また、当然ながらＶｃｃを小さくすると消費電力は低下する。すなわち、低消費電力な回路を実現するためには、ＲｕとＲｌの和を小さくする必要がある。

上述したように、回路応答の線形性を高めるためにはＲｕとＲｌが大きいことが望ましく、消費電力を低下させるためにはＲｕとＲｌの和を小さくする必要があるというトレードオフが存在する。

第８の実施形態では、ギルバートセルミキサの第１の入力ポート５２ａに入力される信号は離散的な値をとる制御信号であり、その電圧は光変調器の外部で調整することができる。第８の実施形態では、ＲｕはＲｔより小さいため、第１の入力ポート５２ａに入力される信号に対する出力ポート５３から出力される信号の応答関数は非線形であるが、入力電圧の調整によってその非線形性を補償することができる。

図１８（ａ）、（ｂ）に、ＲｕがＲｔより小さい場合とＲｕがＲｔより大きい場合の第８の実施形態に係る光変調器の出力光信号から復調された位相の時間波形を示す。図１８から分かるように、第８の実施形態に係る光変調器の出力信号の位相特性はＲｕの大きさに依存しない。このため、応答関数の線形性を保つためにＲｌをＲｔより大きくする場合において、ＲｕをＲｔより小さくすることで、ＢＥＲ特性を劣化させることなく低消費電力化を実現できる。

（第９の実施形態）
本発明の第９の実施形態の変形に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器であるギルバートセルミキサは、第８の実施形態において、ベクトル合成型位相変調回路における制御信号が第２の入力ポートに入力され、ベクトル合成型位相変調回路における入力信号が９０°位相器により直交位相に分配された信号が第１の入力ポートに入力される。また、ＲｌはＲｔより小さいことを特徴としている。このような構成であっても、第８の実施形態と同様に、ＢＥＲ特性良く、サブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

（第１０の実施形態）
図１９に、本発明の第１０の実施形態に係る光変調器に用いる電気位相変調部１６の乗算器であるギルバートセルミキサの構成を示す。第１０の実施形態におけるギルバートセルミキサは、第５〜第９の実施形態におけるギルバートセルミキサにおいて、第１のＣｂｃ補償トランジスタ５８ａと、第２のＣｂｃ補償トランジスタ５８ｂとをさらに備えている。第１のＣｂｃ補償トランジスタ５８ａは、第２の入力ポート５２ｂの正相にベースが接続され、第３の抵抗５７ｃ及び第４の抵抗５７ｄ及び第６のトランジスタ５６ｆのコレクタにコレクタが接続されている。第２のＣｂｃ補償トランジスタ５８ｂは、第２の入力ポート５２ｂの逆相にベースが接続され、第１の抵抗５７ａ及び第２の抵抗５７ｂ及び第５のトランジスタ５６ｅのコレクタにコレクタが接続されている。

差動信号で駆動され、ベクトル合成型位相変調回路における制御信号が第１の入力ポートに入力され、ベクトル合成型位相変調回路における入力信号が９０°位相器により直交位相に分配された信号が第２の入力ポートに入力される。第１のＣｂｃ補償トランジスタ５８ａ及び第２のＣｂｃ補償トランジスタ５８ｂにより高周波ノイズが除去されることを特徴としている。

一般に、トランジスタはベースとコレクタの間に寄生容量を持つ。トランジスタのベースに入力された電気信号のうち高周波成分の電流は寄生容量Ｃｂｃを介してその一部がコレクタへと流れ、回路出力信号に高周波ノイズもしくは波形歪みとして付加される。このような高周波ノイズ及び波形歪みは本発明に係る光変調器の出力の高周波ノイズ及び波形歪みを引き起こし、ＢＥＲ特性を劣化させる。

このようなＣｂｃによる波形劣化を抑制するため、第１０の実施形態では第１のＣｂｃ補償トランジスタ５８ａ及び第２のＣｂｃ補償トランジスタ５８ｂを配設した。第２の入力ポート５２ｂの正相から入力された信号のうち第１のＣｂｃ補償トランジスタ５８ａにおけるＣｂｃを介してコレクタ側に流れた電流を逆相の信号に足し合わせることで、第２の入力ポート５２ｂの逆相から入力された信号のうち第６のトランジスタ５６ｆにおけるＣｂｃを介してコレクタ側に流れた電流が打ち消される。また、第２のＣｂｃ補償トランジスタも同様の働きをする。このようにギルバートセルミキサにおける高周波ノイズもしくは波形歪みを抑制することで、本発明に係る光変調器の出力における高周波ノイズ及び波形歪みを抑制し、ＢＥＲ特性を向上させることができる。

（第１１の実施形態）
図２０に、本発明の第１１の実施形態に係る光変調器の構成を示す。第１１の実施形態では、入力用光ポート１１がマルチキャリア発生部６１に光学的に接続され、マルチキャリア発生部６１の複数の出力に光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄがそれぞれ光学的に接続されている。光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄのそれぞれの出力には、光位相調整部１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄが光学的に接続され、光位相調整部１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの出力は、光ＭＵＸ６５に光学的に接続されている。光ＭＵＸ６５の出力は出力用光ポート１４に光学的に接続されている。また、電気信号発生部１５は電気位相シフタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄに電気的に接続されており、電気位相シフタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの出力は光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄと電気的に接続されている。

マルチキャリア発生部６１は、光振幅変調部６２と、光振幅変調部６２の出力に設けられた光ＤＥＭＵＸ６４と、電気信号発生部６３とから構成されており、電気信号発生部６３の出力は光振幅変調部６２と電気的に接続されている。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、マルチキャリア発生部６１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、光ＭＵＸ６５、出力用光ポート１４となる。

このような構成とすることで、マルチキャリア発生部で生成された４つのサブキャリアがそれぞれ２サブキャリア‐ＱＰＳＫ変調され、結果として１６サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ光信号を得ることができる。

ＯＦＤＭ条件で駆動するときには、電気信号発生部６３の駆動周波数を２Ω、電気信号発生部１５の駆動周波数をΩとすると良い。

また、光振幅変調部６２の変調度は、振幅の揃ったマルチキャリアを得るという観点から、サブキャリア発生数を４とするときには、２．５〜３．５ｒａｄの間に設定することが望ましい。

ここで、第５の実施形態では、マルチキャリア発生部６１でのサブキャリア発生数を４としたが、これはこの数まではマッハツェンダ型の光振幅変調部６２で等振幅のサブキャリアを生成できるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、サブキャリア数は２でも３でも、あるいは６など４より大きな数でももちろん構わない。４より大きい数のときには光ＤＥＭＵＸ６４部で振幅調整することもできる。

さらに、第５の実施形態では、マルチキャリア発生部６１をマッハツェンダ型の光振幅変調部６２で構成したが、本発明はこの例に限定されるものではなく、例えば光周波数シフタを含む光ループでマルチキャリア発生部６１を構成することもできる。

また、光ＤＥＭＵＸ６４および光ＭＵＸ６５はアレイ導波路格子フィルタで構成することが望ましい。これは、この構成が集積性に優れた光変調装置を提供できるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、光ＤＥＭＵＸ６４および光ＭＵＸ６５は、トランスバーサル型光フィルタにより構成しても、ラティス型光フィルタにより構成しても、薄膜光フィルタで構成しても、Ｎをサブキャリア生成部のサブキャリア生成数として、Ｎｘ１スプリッタおよび１ｘＮスプリッタで構成することもできる。

図２１（ａ）に従来のＯＦＤＭ変調器の出力光スペクトルを示し、図２１（ｂ）に本発明の第５の実施形態に係る光変調装置により生成された８サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の出力光スペクトルを示す。図２１（ａ）、（ｂ）に示すように、本発明の第５の実施形態の小型で簡易な構成によっても、従来と同等のＯＦＤＭ光信号が得られていることが分かる。

以上、詳細に説明したように、本発明の光変調器を用いれば、小型で簡易な構成かつＢＥＲ特性の良い光変調器を実現できる。

１１入力用光ポート
１２光振幅変調部
１３光位相変調部
１４出力用光ポート
１５電気信号発生部
１６電気位相変調部
２１入力用電気ポート
２２９０°移相器
２３乗算器
２４制御信号入力端子
２５加算器
２６出力用電気ポート
３１，３２１×２光カプラ
３３，３４２×１光カプラ
５１電流供給ポート
５２入力ポート
５３出力ポート
５４接地ポート
５５電流源
５６トランジスタ
５７抵抗
５８Ｃｂｃ補償トランジスタ
６１マルチキャリア発生部
６２光振幅変調部
６３電気信号発生部
６４光ＤＥＭＵＸ
６５光ＭＵＸ
１０１マルチキャリア発生回路
１０２光分岐部
１０３光直交変調器
１０４光合波部
１０５，１０６遅延干渉計

Claims

入力用光ポートと、
出力用光ポートと、
前記入力用光ポートと前記出力用光ポートに光学的に接続された、光学的に縦列接続された光振幅変調部及び光位相変調部と、
前記光振幅変調部に電気的に接続された、１組の差動信号を生成するベクトル合成型電気位相変調部であって、入力された電気信号を同相の信号および９０°位相がシフトした信号に分岐する９０°位相器、前記９０°位相器で分岐された電気信号に制御信号を乗算する２個の乗算器、および前記２個の乗算器からの出力を加算する加算器からなるベクトル合成型電気位相変調部と、
前記電気位相変調部に電気的に接続された電気信号発生部と、
を備え、前記光振幅変調部は前記ベクトル合成型電気位相変調部において第１の電気信号で位相変調された電気周期変調信号である前記１組の差動信号により駆動され、前記光位相変調部は前記第１の電気信号と対をなす第２の電気信号によって駆動されることを特徴とする光変調器。
前記光振幅変調部は、２つのサブキャリアを生成して前記２つのサブキャリアの位相の逆相分を変調し、前記光位相変調部は、前記２つのサブキャリアの位相の同相分を変調することを特徴とする、請求項１に記載の光変調器。
前記乗算器がギルバートセルミキサであって、第１の正相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第１の抵抗が接続された第１のトランジスタと、第１の逆相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第２の抵抗が接続された第２のトランジスタと、第２の正相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第３および第４の抵抗が接続された第３および第４のトランジスタと、第２の逆相入力ポートがベースに接続され、エミッタに第５および第６の抵抗が接続された第５および第６のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタのコレクタに前記第３および第５の抵抗が接続され、前記第２のトランジスタのコレクタに前記第４および第６の抵抗が接続された、ギルバートセルミキサであることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
前記第１および第２の抵抗の抵抗値が、前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいこと、および
前記第３乃至第６の抵抗の抵抗値が、前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいこと
のいずれかであることを特徴とする請求項３に記載の光変調器。
前記第３乃至第６の抵抗の抵抗値が、前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第２の正相入力ポートおよび前記第２の逆相入力ポートに入力される離散的な値をとる前記制御信号の振幅とが等しくなる抵抗値より小さいこと、および
前記第１および第２の抵抗の抵抗値が、前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートの差動入力電圧に対する出力電圧の実応答が線形仮定と比較して１ｄＢ小さくなる１ｄＢ利得圧縮点の電圧と前記第１の正相入力ポートおよび前記第１の逆相入力ポートに入力される差動信号の振幅とが等しくなる抵抗値より大きいことを特徴とする請求項３に記載の光変調器。
前記乗算器が、前記第１の正相入力ポートがベースに接続され、前記第２のトランジスタのコレクタがコレクタに接続された第７のトランジスタと、前記第１の逆相入力ポートがベースに接続され、前記第１のトランジスタのコレクタがコレクタに接続された第８のトランジスタとをさらに有するギルバートセルミキサであることを特徴とする請求項３乃至５のいずれかに記載の光変調器。
前記縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部をＮ組（Ｎ：２以上の整数）と、
前記入力用光ポートと、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部との間に、光学的に接続された１入力Ｎ出力のマルチキャリア発生部と、
前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、前記出力用光ポートとの間に、光学的に接続されたＮ入力１出力の光ＭＵＸと、
をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器。