JP5260680B2 - 電圧発生器、制御回路、ベクトル合成型移相器および光トランシーバ - Google Patents
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Description
ベクトル合成型移相器は、90°移相器1000と、2つの符号反転器1001I,1001Qと、2つの可変利得増幅器1002I,1002Qと、合成器1003と、制御回路1004とから構成されている。このベクトル合成型移相器は、文献「Kwang-Jin Koh,et al.,“0.13-μm CMOS Phase Shifters for X-,Ku-,and K-Band Phased Arrays”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.42,no.11,Nov.2007,p.2535-2546」に開示されている。
四象限乗算器2001I,2001Qは、それぞれ制御信号CI,CQの符号とレベルに応じて出力の符号と利得とを変化させ、結果として同相信号VINI、直交信号VINQの振幅を変化させて出力する。
また、電圧発生器から出力される参照電圧が、電源電圧依存性を持つという問題点があった。
なお、以上のような問題点は、電圧発生器を搭載する制御回路、制御回路を搭載するベクトル合成型移相器、ベクトル合成型移相器を搭載する光通信のトランシーバにおいても同様に発生する。
また、本発明の目的は、参照電圧の電源電圧依存性を抑圧することができる電圧発生器を提供すること、および電圧発生器を用いた制御回路、ベクトル合成型移相器、光トランシーバを提供することにある。
また、本発明の電圧発生器は、供給される電圧を分圧して複数の参照電圧を発生する抵抗ラダーと、第1の電源電圧と前記抵抗ラダーの一端との間に挿入された第1のレベルシフトダイオードと、第2の電源電圧と前記抵抗ラダーの他端との間に設けられる第1の電圧供給用抵抗とを備え、前記抵抗ラダーは、前記参照電圧を入力とする回路が備える第1の差動増幅器グループと第2の差動増幅器グループの各々に応じて、差動増幅器グループ毎に分割配置される2つの抵抗ラダーによって構成され、第1の抵抗ラダーは、生成した参照電圧を前記第1の差動増幅器グループのみに1つずつ入力し、第2の抵抗ラダーは、生成した参照電圧を前記第2の差動増幅器グループのみに1つずつ入力し、前記第1の抵抗ラダーが生成する参照電圧と前記第2の抵抗ラダーが生成する参照電圧とを交互に並べたときに各参照電圧間の電圧レベルが一定であることを特徴とするものである。
また、本発明の制御回路は、電圧発生器と、外部から入力される制御電圧と前記電圧発生器が発生する参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器とを備え、前記電圧発生器は、供給される電圧を分圧して複数の前記参照電圧を発生する抵抗ラダーと、第1の電源電圧と前記抵抗ラダーの一端との間に挿入された第1のレベルシフトダイオードと、第2の電源電圧と前記抵抗ラダーの他端との間に設けられる第1の電圧供給用抵抗とから構成され、振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第1制御信号を出力する第1の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第2の制御信号を出力する第2の差動増幅器グループとを備え、前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも1つずつの差動増幅器を備え、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧をその正弦値または余弦値に類似する前記第1、第2の制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とするものである。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図1は本発明の第1実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図である。
図1に示す制御回路は、ベクトル合成型移相器に搭載されるもので、出力させたい位相φに対応した制御電圧VCを入力とし、四象限乗算器(不図示)のための制御信号CI,CQを発生する。この制御回路は、複数の参照電圧を発生する電圧発生器400と、制御電圧VCおよび参照電圧を入力とする差動増幅器440I〜444I,440Q〜444Qとを構成要素として実現される。制御回路とベクトル合成型移相器の詳細については後述する。
次に、本発明の第2実施例について説明する。図2は本発明の第2実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1と同様の構成には同一の符号を付してある。第1実施例では、電圧発生器400は単一の抵抗ラダーにより構成されていたが、本実施例では、同相信号側の電圧発生器400Iと直交信号側の電圧発生器400Qとを別々に抵抗ラダーで構成している点が異なる。
次に、本発明の第3実施例について説明する。図3は本発明の第3実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1と同様の構成には同一の符号を付してある。第1実施例と同様に、電圧発生器400aは、抵抗4000〜4008からなる抵抗ラダーによって構成されている。さらに、本実施例では、電源電圧VCCと電圧VRTとの間に抵抗4009を設け、電源電圧VEEと電圧VRBとの間に定電流源4021を設けることにより、従来の電圧発生器で必要であった参照電圧VRT,VRBを内部で発生させることができる。
次に、本発明の第4実施例について説明する。図4は本発明の第4実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図3と同様の構成には同一の符号を付してある。第3実施例では、電圧発生器400aは単一の抵抗ラダーにより構成されていたが、本実施例では、同相信号側の電圧発生器400Iaと直交信号側の電圧発生器400Qaとを別々に抵抗ラダーで構成している点が異なる。
次に、本発明の第5実施例について説明する。図5は本発明の第5実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図4と同様の構成には同一の符号を付してある。第1実施例と同様に、電圧発生器400bは、抵抗4000〜4008からなる抵抗ラダーによって構成されている。さらに、本実施例では、電源電圧VCCと電圧VRTとの間にレベルシフトダイオード4022,4023および電圧レベルの微調整用の抵抗4024を設け、電源電圧VEEと電圧VRBとの間に定電流源4021を設けることにより、従来の電圧発生器で必要であった参照電圧VRT,VRBを内部で発生させることができる。
なお、電圧発生器400bにおいて電圧レベル微調整用の抵抗4024は必須の構成要素ではなく、RR=0としてもよい。
次に、本発明の第6実施例について説明する。図6は本発明の第6実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図5と同様の構成には同一の符号を付してある。第5実施例では、電圧発生器400bは単一の抵抗ラダーにより構成されていたが、本実施例では、同相信号側の電圧発生器400Ibと直交信号側の電圧発生器400Qbとを別々に抵抗ラダーで構成している点が異なる。
次に、本発明の第7実施例について説明する。図7は本発明の第7実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図6と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施例は、第5実施例にPVT補償回路600を付加している点が異なる。PVT補償回路600は、トランジスタ6000、レベルシフトダイオード6001,抵抗6002,6003、および定電流源6004から構成される。
なお、電圧発生器400bにおいてレベルシフトダイオードの段数を4022のみの1段とした場合には、PVT補償回路600のレベルシフトダイオード6001は不要となる。また、電圧発生器400bにおいて電圧レベル微調整用の抵抗4024を用いない場合(RR=0)には、PVT補償回路600の抵抗6002は不要となる。
以上により、VRT−VCLS=VCC−VC、VCLS−VRB=RTL×I−(VCC−VC)となり、電圧VRTとVCLS間の電圧差および電圧VCLSとVRB間の電圧差は、(VCC−VC)の関数で表すことができる。
なお、本実施例では、PVT補償回路600にバイポーラトランジスタ6000からなるエミッタフォロアを用いているが、電界効果トランジスタからなるソースフォロアを用いてもよい。
次に、本発明の第8実施例について説明する。図8は本発明の第8実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図7と同様の構成には同一の符号を付してある。第7実施例では、電圧発生器400bは単一の抵抗ラダーにより構成されていたが、本実施例では、第5実施例と同様に、同相信号側の電圧発生器400Ibと直交信号側の電圧発生器400Qbとを別々に抵抗ラダーで構成している点が異なる。
次に、本発明の第9実施例について説明する。図9は本発明の第9実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図8と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施例は、第7実施例に制御利得調整回路700を付加している点が異なる。制御利得調整回路700は、抵抗7000,7001から構成される。
次に、本発明の第10実施例について説明する。図10は本発明の第10実施例に係る電圧発生器を用いた制御回路の構成例を示すブロック図であり、図1〜図9と同様の構成には同一の符号を付してある。第9実施例では、電圧発生器400bは単一の抵抗ラダーにより構成されていたが、本実施例では、第5実施例と同様に、同相信号側の電圧発生器400Ibと直交信号側の電圧発生器400Qbとを別々に抵抗ラダーで構成している点が異なる。
次に、本発明の第11実施例について説明する。図11は本発明の第11実施例に係るベクトル合成型移相器の構成を示すブロック図であり、図12A〜図12Cは図11のベクトル合成型移相器の各部の信号を平面上にコンスタレーション表示した図である。本実施例は、第1〜第10実施例の電圧発生器を使用する制御回路の詳細と、制御回路を使用するベクトル合成型移相器の詳細を説明するものである。
図11のベクトル合成型移相器は、90°移相器1と、2つの四象限乗算器2I,2Qと、合成器3と、制御回路4とから構成される。
90°移相器1は、入力信号VINを入力し、同相信号VINIと、これに対して位相が90°ずれた直交信号VINQとを出力する。同相成分(I)を横軸、直交成分(Q)を縦軸とするコンスタレーション表示では、図12Bに示すように、同相信号VINIは同相成分(I)のみで表すことができ、直交信号VINQは直交成分(Q)のみで表すことができる。この2つの信号VINI,VINQを仮に合成した場合には、図12Bの20(角度45°、振幅21/2)に相当する信号を得ることができる。
90°移相器1は、3つの差動増幅器100,101,102から構成されている。図13の構成では、入力信号VIN,バーVINを2つの差動増幅器100,101で分配する。一方の信号は、差動増幅器100からそのまま出力され、同相信号VINI,バーVINIとなる。他方の信号は、差動増幅器101から差動増幅器102に入力され、差動増幅器102で遅延が加えられることにより、同相信号VINI,バーVINIに対して位相が90°ずれた直交信号VINQ,バーVINQとなる。
合成器3は、図15の構成に限られるものではなく、ウィルキンソン型等の電力合成器を用いてもよい。
N=4×(Δφ−90°)/360°+2 ・・・(1)
図16では、総移相量Δφ=810°を実現するために参照電圧の数Nを10としている。ここでは、制御回路4の例として、第1実施例の制御回路を例に挙げて説明しているが、第2〜第10実施例の制御回路を利用してもよいことは言うまでもない。
差動増幅器は、図17Aに示すように、ベースに制御電圧VCが入力されるトランジスタ410と、ベースに参照電圧Vmが入力されるトランジスタ411と、一端がトランジスタ410,411のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが与えられる電流源412と、一端がトランジスタ411のコレクタに接続され、他端に電源電圧VCCが与えられる負荷抵抗413と、一端がトランジスタ410のコレクタに接続され、他端に電源電圧VCCが与えられる負荷抵抗414とから構成されている。制御信号CIは、トランジスタ411のコレクタと負荷抵抗413との接続点から出力され、制御信号バーCIは、トランジスタ410のコレクタと負荷抵抗414との接続点から出力される。この差動増幅器を記号で表すと、図17Bのようになる。
CI=RL・α・IEE/(1+exp((−VC+Vm)/VT)) ・・(2)
差動増幅器対401Iの出力電圧である制御信号CIは次式により計算できる。
CI=RL・α・IEE/(1+exp((−VC+Vn)/VT))
+RL・α・IEE/(1+exp((VC−Vm)/VT)) ・・(3)
参照電圧VmとVnとの電圧差が定数VTの2倍未満または定数VTの12倍よりも大きいときには、制御信号CIは正弦波、余弦波から外れた波形になる。このように、制御信号CIを正弦波、余弦波に類似した波形にするには、参照電圧VmとVnの電圧差を定数VTの2倍以上12倍以下程度に設定すると有効である。
制御回路の入出力特性は、制御電圧VCが何れかの参照電圧Vn(nは整数)の近傍の場合には、一つの差動増幅器の遷移関数で表すことができる。そこで、差動増幅器の出力が正弦波または余弦波に近い特性を有することについて説明する。一般的な差動増幅器の差信号の入出力特性はy=tanh(x)の形式で記述できる(文献「Paul R.Gray,Robert G.Meyer,“Analysis and design of analog integrated circuits”,John Wiley & Sons,Inc.,1977,P.227-231」参照)。これによれば、Vc近傍の差動増幅器の差信号Voの遷移関数は次式で表される。
このように、x=0(本実施例においてはVC=Vn、VC=Vmに相当)近傍において、差動増幅器の差信号の入出力特性(tanh波形)は正弦(sin)波形に類似していることが分かる。
Vo=RL・α・IEE[tanh[(VC−Vn)/(2・VT)]
+tanh[(V(n+2)−VC)/(2・VT)]−1] ・・・(7)
Videal=RL・α・IEEsin[(VC−Vn)・π/VT] ・・(8)
(A)参照電圧VmとVnの電圧差Vm−Vnを196mV(=7.5・VT)から減少させると、CI,CQの振幅が小さくなり、計算上は理想からかい離するものの、波形自体は正弦波、余弦波に近い形状を保つ(図20A参照)。そこで、下限については、差動増幅器の差信号Voの理想的な正弦波からのかい離|Vo−Videal|の最大値が理想的な正弦波の最大振幅の25%以内との条件を緩和し、かい離|Vo−Videal|の最大値が理想的な正弦波の最大振幅の50%以内との条件から決定した。具体的には、Vm−Vnを196mV(=7.5・VT)から減少させていくと、Vm−Vn=102mV(=3.9・VT)のときに、|Vo−Videal|の最大値が理想的な正弦波の最大振幅の50%に達する。
以上の理由により、制御回路の入出力特性を正弦波、余弦波と見なせる特性にするには、参照電圧VmとVnの電圧差を、定数VTの2倍以上12倍以下程度に設定すると好ましい。
次に、本発明の第12実施例について説明する。図31は本発明の第12実施例に係る制御回路4aの構成を示すブロック図であり、図16と同様の構成には同一の符号を付してある。ベクトル合成型移相器全体の構成は、第11実施例と同じである。
本実施例は、ベクトル合成型移相器の総移相量Δφが630°となるように、参照電圧の数Nを8とした例である。したがって、同相信号側の第1の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器と直交信号側の第2の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器を4個ずつにすればよい。
以上説明した2つの差動増幅器対401I,402Iにより、制御電圧VCが電圧V2からV10の領域で720°分に相当(電圧V3からV10の領域で630°分に相当)する疑似的なcos特性が得られることが分かる。
以上説明した2つの差動増幅器対401Q,402Qにより、制御電圧VCが電圧V3からV10の領域で630°分に相当する疑似的なsin特性が得られることが分かる。
また、同相信号側と直交信号側にそれぞれ1つの差動増幅器を配置する構成を用いても、第11、第12実施例の制御回路4,4aの動作を実現することができる。
次に、本発明の第13実施例について説明する。図35は本発明の第13実施例に係る光トランシーバの送信器の構成を示すブロック図である。本実施例は、第11、第12実施例のベクトル合成型移相器を光トランシーバのNRZ−RZ変換回路に適用したものである。
NRZ−RZ変換回路14は、マッハツェンダ変調器15と、ベクトル合成型移相器16と、位相制御回路17と、変調器ドライバ18とから構成されている。
マッハツェンダ変調器11は、レーザ10から入力される連続光を、変調器ドライバ13の出力信号に応じて位相変調または振幅変調し、NRZ信号光を出力する。
シリアライザ12からNRZ−RZ変換回路14に入力されるクロックは、ベクトル合成型移相器16によって最適位相に調整され、変調器ドライバ18によってマッハツェンダ変調器15を駆動できる電圧振幅に増幅される。なお、最適位相とは、マッハツェンダ変調器15に入力されるNRZ信号光とクロックとの位相関係が最も適切な位相関係のことであり、一般にはNRZ信号光が最も安定している位相をクロックでRZ信号に切り取る位相関係のことである。
ここで、クロックの最適位相の調整は、位相制御回路17が例えばベクトル合成型移相器16の出力波形をモニタして、ベクトル合成型移相器16を制御することにより行われる。クロック位相の最適位相からのずれは、例えば電圧情報として検出される。位相制御回路17は、この情報に基づいてクロックが最適位相になるように制御電圧VCを出力し、ベクトル合成型移相器16を制御する。
次に、本発明の第14実施例について説明する。図36は本発明の第14実施例に係る90°移相器の構成を示す回路図である。本実施例は、第11、第12実施例のベクトル合成型移相器における90°移相器1をポリフェーズフィルタで実現するものである。
次に、本発明の第15実施例について説明する。図37は本発明の第15実施例に係る90°移相器の構成を示す回路図である。本実施例は、第11、第12実施例のベクトル合成型移相器における90°移相器1をポリフェーズフィルタで実現するものであり、第14実施例とは別の構成例を示すものである。
Claims (17)
- 供給される電圧を分圧して複数の参照電圧を発生する抵抗ラダーと、
第1の電源電圧と前記抵抗ラダーの一端との間に挿入された第1のレベルシフトダイオードと、
第2の電源電圧と前記抵抗ラダーの他端との間に挿入された第1の定電流源と、
外部から入力される制御電圧をレベル補償した電圧を、前記参照電圧を入力とする回路に与えるPVT補償回路とを備え、
前記PVT補償回路は、
外部から入力される制御電圧がベースまたはゲートに入力され、前記第1の電源電圧がコレクタまたはドレインに与えられ、エミッタまたはソースがPVT補償回路の出力端子に接続されたトランジスタからなるエミッタフォロアまたはソースフォロアと、
前記第2の電源電圧とPVT補償回路の出力端子との間に挿入された第1の抵抗と、
前記第2の電源電圧とPVT補償回路の出力端子との間に前記第1の抵抗と直列に挿入された第2の定電流源とからなることを特徴とする電圧発生器。 - 請求項1記載の電圧発生器において、
前記PVT補償回路は、さらに、前記第1のレベルシフトダイオードが複数の場合に、前記トランジスタのエミッタまたはソースとPVT補償回路の出力端子との間に挿入された少なくとも一つの第2のレベルシフトダイオードを有し、
前記エミッタフォロアまたはソースフォロアと前記第2のレベルシフトダイオードの合計の段数が、前記第1のレベルシフトダイオードの段数と等しいことを特徴とする電圧発生器。 - 供給される電圧を分圧して複数の参照電圧を発生する抵抗ラダーと、
第1の電源電圧と前記抵抗ラダーの一端との間に挿入された第1のレベルシフトダイオードと、
第2の電源電圧と前記抵抗ラダーの他端との間に設けられる第1の電圧供給用抵抗とを備え、
前記抵抗ラダーは、前記参照電圧を入力とする回路が備える第1の差動増幅器グループと第2の差動増幅器グループの各々に応じて、差動増幅器グループ毎に分割配置される2つの抵抗ラダーによって構成され、
第1の抵抗ラダーは、生成した参照電圧を前記第1の差動増幅器グループのみに1つずつ入力し、
第2の抵抗ラダーは、生成した参照電圧を前記第2の差動増幅器グループのみに1つずつ入力し、
前記第1の抵抗ラダーが生成する参照電圧と前記第2の抵抗ラダーが生成する参照電圧とを交互に並べたときに各参照電圧間の電圧レベルが一定であることを特徴とする電圧発生器。 - 信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、
請求項1乃至3のいずれか1項に記載の電圧発生器と、
外部から入力される制御電圧と前記電圧発生器が発生する参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器とを備え、
前記差動増幅器は、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧を正弦波または余弦波に類似する前記制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とする制御回路。 - 請求項4記載の制御回路において、
前記差動増幅器は、複数の差動増幅器を縦続接続したことを特徴とする制御回路。 - 請求項4記載の制御回路において、
振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第1制御信号を出力する第1の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第2の制御信号を出力する第2の差動増幅器グループとを備え、
前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも1つずつの差動増幅器を備えることを特徴とする制御回路。 - 信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、
電圧発生器と、
外部から入力される制御電圧と前記電圧発生器が発生する参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器とを備え、
前記電圧発生器は、
供給される電圧を分圧して複数の前記参照電圧を発生する抵抗ラダーと、
第1の電源電圧と前記抵抗ラダーの一端との間に挿入された第1のレベルシフトダイオードと、
第2の電源電圧と前記抵抗ラダーの他端との間に設けられる第1の電圧供給用抵抗とから構成され、
振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第1制御信号を出力する第1の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第2の制御信号を出力する第2の差動増幅器グループとを備え、
前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも1つずつの差動増幅器を備え、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧をその正弦値または余弦値に類似する前記第1、第2の制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とする制御回路。 - 請求項6または7記載の制御回路において、
前記電圧発生器は、電圧を分圧して複数の前記参照電圧を生成し、この複数の参照電圧を前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループに交互に1つずつ入力することを特徴とする制御回路。 - 請求項6乃至8のいずれか1項に記載の制御回路において、
前記電圧発生器は、N(Nは2以上の整数)個の前記参照電圧を生成し、
前記第1の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と前記第2の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Nであることを特徴とする制御回路。 - 請求項6乃至9のいずれか1項に記載の制御回路において、
前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続され、
前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続されることを特徴とする制御回路。 - 請求項6乃至10のいずれか1項に記載の制御回路において、
前記参照電圧Vmと1つおきの前記参照電圧Vnとは、前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器または前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器に入力され、
前記参照電圧Vmと前記参照電圧Vnとの電圧差は、定数VT=kT/q(kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷)の2倍以上12倍以下であることを特徴とする制御回路。 - 入力信号から同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とを生成する90°移相器と、
同相信号側の第1の制御信号に応じて前記同相信号の振幅を変化させて出力する第1の四象限乗算器と、
直交信号側の第2の制御信号に応じて前記直交信号の振幅を変化させて出力する第2の四象限乗算器と、
前記第1、第2の四象限乗算器から出力される同相信号と直交信号とを合成して出力する合成器と、
前記第1、第2の制御信号を出力する、請求項6乃至11のいずれか1項に記載の制御回路とを備えることを特徴とするベクトル合成型移相器。 - 請求項12記載のベクトル合成型移相器において、
前記90°移相器は、ポリフェーズフィルタであることを特徴とするベクトル合成型移相器。 - 請求項13記載のベクトル合成型移相器において、
前記90°移相器は、さらに、前記ポリフェーズフィルタの後段に高利得差動増幅器を備えることを特徴とするベクトル合成型移相器。 - 請求項14記載のベクトル合成型移相器において、
前記高利得差動増幅器は、Cherry Hooper型の高利得差動増幅器であることを特徴とするベクトル合成型移相器。 - 連続光を出力するレーザと、
送信したいシリアルデータとクロックとを出力するシリアライザと、
前記レーザから入力される連続光を位相変調または振幅変調してNRZ信号光を出力する第1のマッハツェンダ変調器と、
前記シリアルデータに応じて前記第1のマッハツェンダ変調器を駆動する第1の変調器ドライバと、
前記第1のマッハツェンダ変調器から入力されるNRZ信号光を振幅変調してRZ信号光を出力する第2のマッハツェンダ変調器と、
前記クロックを入力とする、請求項12乃至15のいずれか1項に記載のベクトル合成型移相器と、
このベクトル合成型移相器によって位相調整された前記クロックに応じて前記第2のマッハツェンダ変調器を駆動する第2の変調器ドライバと、
前記ベクトル合成型移相器の移相量に対応する前記制御電圧を出力する位相制御回路とを備えることを特徴とする光トランシーバ。 - 請求項16記載の光トランシーバにおいて、
前記位相制御回路は、前記ベクトル合成型移相器から出力されるクロックが最適位相になるように前記制御電圧を生成することを特徴とする光トランシーバ。
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