JP5466200B2

JP5466200B2 - 光変調回路

Info

Publication number: JP5466200B2
Application number: JP2011126165A
Authority: JP
Inventors: 裕史山崎; 隆志才田; 隆司郷
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2011-06-06
Filing date: 2011-06-06
Publication date: 2014-04-09
Anticipated expiration: 2031-06-06
Also published as: JP2012252260A

Description

本発明は、光変調回路に関する。

光スペクトルの利用効率を向上させるため、ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等の多値変調の検討が盛んに行われている。

多値光信号を得る方法の１つとして、駆動電圧を逆相で印加するプッシュプル駆動型のマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）を多値電気信号で駆動する方法がある。図１に従来のＭＺＭを示す。入力光信号が、方向性結合器、ＭＭＩ、Ｙ字型１×２カプラ等の光分岐回路１０１により第１の光導波路１０２及び第２の光導波路１０３に分岐される。φ＝（π／Ｖ_π）・Ｖとして、第１の電極１０４及び第２の電極１０５により、各光導波路に＋φ／２及び−φ／２の位相変化が与えられる。ここで、Ｖは駆動電圧、Ｖ_πは光導波路中を伝搬する光信号の位相を半波長変化させる印加電圧である。各光導波路で変調を受けた光信号は、光結合回路１０６により結合され、出力光信号として出力される。このとき、出力光信号の電界Ｅはｃｏｓ（φ／２）で表される。

図２に、駆動電圧に対する出力光信号の応答曲線を示す。駆動電圧に対する応答曲線が非線形であるため、多値電気信号による駆動時に、応答曲線が線形の三角波である場合に得られる理想的な等間隔の出力光信号からのズレが生じる。

一方、この信号歪みを抑えるために駆動電圧の振幅を光損失が最小となる２Ｖ_πから絞ると、図３に示すように光損失が生じてしまう（非特許文献１参照）。

Shogo Yamanaka, Takayuki Kobayashi, Akihide Sano, Hiroji Masuda, Eiji Yoshida, Yutaka Miyamoto, Tadao Nakagawa, Munehiko Nagatani, and Hideyuki Nosaka, "11 x 171 Gb/s PDM 16-QAM Transmission over 1440 km with a Spectral Efficiency of 6.4 b/s/Hz using High-Speed DAC," Proc. ECOC 2010, paper We. 8. C. 1 (2010).

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力光信号の非線形性が抑制された光変調回路を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、入力光信号を分岐する光分岐回路と、前記光分岐回路に並列に接続されたＮ個（Ｎは２以上の整数）の光変調部と、各光変調部で変調を受けた光信号を結合する光結合回路とを備え、第１番目の光変調部と第ｎ番目（ｎは２以上Ｎ以下の任意の整数）の光変調部の応答周期比は、１：１／（２ｎ−１）であり、前記光分岐回路は、第１番目の光変調部と第ｎ番目の光変調部に、前記入力光信号を電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で分岐し、前記光結合回路は、第１番目の光変調部と第ｎ番目の光変調部からの光信号を電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で結合することを特徴とする光変調回路である。

また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、各光変調部がプッシュプル駆動型のマッハツェンダ変調器であることを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第２の態様において、各マッハツェンダ変調器が変調電極を有し、各変調電極が縦続に接続されていることを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第１から第３のいずれかの態様の光変調回路が並列に２個接続され、各光変調回路からの光信号に光位相差π／２を付与する光位相差付与部を有することを特徴とするベクトル変調器である。

本発明によれば、高次のフーリエ成分を生成して一次のフーリエ成分に加えることにより、出力光信号の非線形性が抑制された光変調回路を提供することができる。

従来のＭＺＭを示す図である。従来のＭＺＭで生じる信号歪みを説明するための図である。従来のＭＺＭで生じる光損失を説明するための図である。本発明による光変調回路を示す図である。図４の光変調回路により得られる応答曲線を示す図である。信号レベルの理想点からのズレの評価値Ｄを説明するための図である。光変調部の並列数Ｎと評価値Ｄとの関係を示す図である。実施例１の光変調回路を示す図である。図８の光変調回路により得られる応答曲線を示す図である。実施例２の光変調回路を示す図である。実施例３の光変調回路を示す図である。図１１の光変調回路により得られる応答曲線を示す図である。実施例２の光変調回路を２並列としたベクトル変調器を示す図である。従来の２並列ＭＺＭを用いたベクトル変調器を示す図である。ベクトル変調器の４値駆動時の出力信号ダイアグラムである。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。まず、本発明の基本的考え方について説明する。その後、具体的実施例について説明を行う。

（本発明の基本的考え方）
図４を参照して、本発明の基本的考え方を説明する。本発明の一実施形態に係る光変調回路は、入力光信号を分岐する光分岐回路４０１と、光分岐回路に並列に接続された第１の光変調部４１０及び第２の光変調部４２０と、各光変調部で変調を受けた光信号を結合する光結合回路４０２とを備える。第１の光変調部４１０と第２の光変調部４２０の応答周期比を１：１／３とし、かつ、光分岐回路４０１による第１の光変調部４１０と第２の光変調部４２０への分岐の電界強度比を１：１／３²＝９：１とする。そして、光結合回路４０２による結合の電界強度比を１：１／３²＝９：１とする。当該応答周期比および電界強度比は三角波のフーリエ展開である次式による。

このように、二次のフーリエ成分を加えることで、駆動電圧に対する応答曲線の非線形性を抑えることができる。図５に示すように、線形性が改善されている。

上記の説明では二次の成分のみを検討して説明したが、同様に高次のフーリエ成分を一次の成分に加えていくことによって、駆動電圧に対する応答曲線の非線形性を抑えることができる。一般化すると、本発明による光変調回路は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の並列に接続された光変調部を有する。第ｎ番目の光変調部は、駆動電圧Ｖに対して当該光変調部に光分岐回路により分岐された光信号の電界Ｅ₀を以下のように変化させる。

そして、光結合回路により、各光変調部で変調された光信号を結合する。ここで、第１番目と第ｎ番目の光変調部に、光信号が電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で分岐されるように光分岐回路を設計し、第１番目と第ｎ番目の光変調部からの光信号が電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で結合されるように光結合回路を設計する。式（２）から分かるように、第１番目と第ｎ番目の光変調部の応答周期比は１：１／（２ｎ−１）である。

なお、本発明は、基板材料の選択（ＸカットＬＮもしくはＺカットＬＮ、または、ＥＯ効果を有する酸化物結晶、半導体もしくはポリマ等）や、シングル駆動またはデュアル駆動の選択には依存せず同様の効果を奏することに留意されたい。

ここで、信号レベルの理想点からのズレの評価値について説明する。ズレの評価値を以下のように定義する。

ここで、Ｍは変調多値数、Ｅ_kは実際の出力光信号レベル、Ｅ_k,idealは理想レベル、Ｅ_MAXは最大信号レベルである。Ｅ_MAXは本明細書では１．００に規格化している（図６参照）。

変調多値数Ｍ＝４、８、１６について、光変調部の並列数Ｎに対する評価値Ｄの変化をプロットしたものが図７である。基本的には、並列数Ｎ増加に伴い評価値Ｄは減少。つまり、並列数Ｎを増やすことで線形性が向上し、レベルズレが減少する。

ただし、変調多値数が小さい場合、必ずしも単調減少にならない。例えばＭ＝４の場合、Ｄ（Ｎ＝２）＝０．８％に対し、Ｄ（Ｎ＝３）＝１．１％となる。すなわち、４値変調に対してはＮ＝２が最適なのである。８値変調、１６値変調に対しては、並列数Ｎ増加によるレベルズレ減少と構成複雑化のトレードオフを勘案して構成を選択する必要がある。

以下、実施例を説明する。

実施例１
ＸカットＬＮ基板上に図８の光変調回路を形成した。第１の光変調部及び第２の光変調部は、それぞれシングル電極型のＭＺＭである。第２の変調電極は、第１の変調電極の約３倍の長さとし、第１の光変調部の応答Ｅ₁、第２の光変調部の応答Ｅ₂が以下を満たすように設計した。

第１の光変調部と第２の光変調部は、強度分岐比９：１の光カプラを光分岐回路、強度結合比９：１の光カプラを光結合回路として用いて接続した。実施例１に係る光変調回路全体の応答はＥ＝０．９Ｅ₁＋０．１Ｅ₂となる。位相調整部は、２つの光変調部の位相差をゼロにするために設けた。

駆動電圧を等間隔、振幅２Ｖ_πの４値で駆動した場合、理想的な出力光信号レベル−１．００、−０．３３、＋０．３３、＋１．００に対し、従来の単独ＭＺＭでは、−１．００、−０．５０、＋０．５０、＋１．００となる一方、本実施例では、−１．００、−０．３５、＋０．３５、＋１．００となり、応答の線形性が向上し、より理想に近い信号レベルが得られた（図９参照）。

実施例２
実施例１との違いは、変調電極を縦続に接続して一本とした点である（図１０参照）。これにより、駆動系を一系統化することができる。当然、第２の変調電極に多値電気信号が先に入力される構成としてもよい。また、第２の変調電極の長さが第１の変調電極の約３倍であれば、分割して配置してもよい。

実施例３
Ｎ＝３の例として、図１１に示す光変調回路を作製した。第１、第２、第３の光変調部の変調電極長の比を約１：３：５とし、応答が以下を満たすように設計した。

強度分岐比２２５：２５：９（＝１：１／９：１／２５）の光カプラを光分岐回路、強度結合比２２５：２５：９の光カプラを光結合回路として用いて接続した。実施例３に係る光変調回路全体の応答はＥ＝（２２５Ｅ₁＋２５Ｅ₂＋９Ｅ₃）／２５９となり、実施例１、２よりもさらに線形に近い応答が得られた（図１２参照）。

実施例４
実施例２の光変調回路を２並列とし、図１３に示すベクトル変調器（ＩＱ変調器）を構成した。比較のため、従来の２並列ＭＺＭを用いたベクトル変調器を図１４に示す。

従来のベクトル変調器に比べ、図１５に示すように、多値駆動時の信号点の理想点からのズレが少ない。

例えば、各々４値のＩ、Ｑチャネル信号（振幅２Ｖ_π）で駆動すると、図１５の○で示す１６ＱＡＭの信号ダイアグラムが得られる。線形性向上により、従来のベクトル変調器で得られる結果（△）に比べて理想点（◆）に近い。

４０１光分岐回路
４０２光結合回路
４１０第１の光変調部
４２０第２の光変調部

Claims

入力光信号を分岐する光分岐回路と、
前記光分岐回路に並列に接続されたＮ個（Ｎは２以上の整数）の光変調部と、
各光変調部で変調を受けた光信号を結合する光結合回路と
を備え、
第１番目の光変調部と第ｎ番目（ｎは２以上Ｎ以下の任意の整数）の光変調部の応答周期比は、１：１／（２ｎ−１）であり、
前記光分岐回路は、第１番目の光変調部と第ｎ番目の光変調部に、前記入力光信号を電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で分岐し、
前記光結合回路は、第１番目の光変調部と第ｎ番目の光変調部からの光信号を電界強度比１：１／（２ｎ−１）²で結合することを特徴とする光変調回路。
各光変調部がプッシュプル駆動型のマッハツェンダ変調器であることを特徴とする請求項１記載の光変調回路。
各マッハツェンダ変調器が変調電極を有し、各変調電極が縦続に接続されていることを特徴とする請求項２記載の光変調回路。
請求項１から３のいずれかに記載の光変調回路が並列に２個接続され、
各光変調回路からの光信号に光位相差π／２を付与する光位相差付与部を有することを特徴とするベクトル変調器。