JP5860159B2 - 光変調回路 - Google Patents

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Description

本発明は、光通信システムに応用可能な光変調回路に関する。
光スペクトルの利用効率を向上させるため、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等の多値変調の検討が盛んに行われている。
多値光信号を得る方法の１つとして、プッシュプル駆動型のマッハツェンダ変調器（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ、ＭＺＭ）を多値電気信号で駆動する方法がある。
図１に、従来のプッシュプル駆動ＭＺＭ１００を示す。本例では、Ｘカットニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）基板を用いたシングルエンド電極型のＭＺＭを示す。図１において、ＭＺＭ１００は、光分岐部１０１及び光結合部１０２からなるマッハツェンダ干渉計型の光回路に、進行波型の変調電極１０３と、集中乗数型のＤＣバイアス電極１０４とが装荷されて構成されている。図面の簡易化のため、各電極は信号線部分のみを示し、グランド電極は省略している。変調電極１０３に入力された駆動電気信号により、各光導波路中を導波する光信号には＋φ及び−φの位相変化が与えられる。ここで、φ＝（π／２Ｖπ）・Ｖであり、Ｖは駆動電気信号の電圧レベルであり、Ｖπはアーム間の相対光位相をπ変化させる電圧である。さらに、ＤＣバイアス電極１０４によって印加されたバイアス電圧により、各光導波路中を導波する光信号には位相差πが与えられる。このとき、ＭＺＭ光電界応答は、ｓｉｎφで表される。
図２に、従来のＭＺＭにおける駆動電圧に対する出力光信号の電界応答曲線を示す。図２に示されるように、従来のＭＺＭでは、駆動電圧に対する応答曲線は非線形であるため、多値電気信号による駆動時に、応答曲線が線形である場合に得られる理想的な等間隔の出力光信号からズレが生じる。
一方、この信号歪みを抑えるために駆動電圧の振幅を２Ｖπから絞ると、図３に示すように大きな光損失が生じてしまう（非特許文献１参照）。
Shogo Yamanaka, Takayuki Kobayashi, Akihide Sano, Hiroji Masuda, Eiji Yoshida, Yutaka Miyamoto, Tadao Nakagawa, Munehiko Nagatani, Hideyuki Nosaka, "11 x 171 Gb/s PDM 16-QAM Transmission over 1440km with a Spectral Efficiency of 6.4 b/s/Hz using High-Speed DAC", ECOC 2010, 2010年, We. 8. C. 1 K. Jinguji, N. Takato, A. Sugita, and M. Kawachi, "Mach-Zehnder interferometer type optical waveguide coupler with wavelength-flattened coupling ratio", Electron. Letters, 1990年, Vol.26, No.17, pp.1326-1327
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、光電界応答の非線形性が抑圧された光変調回路を提供することにある。
このような目的を達成するために、本発明の第１の態様による光変調回路は、入力側カプラとしてＹ字型カプラ又は２入力２出力カプラを有し、出力側カプラとして第１の出力ポート及び第２の出力ポートを備えた２入力２出力カプラを有し、主信号によりプッシュプル駆動される第１のマッハツェンダ変調部と、前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第１の出力ポートに接続され、補正信号によりプッシュプル駆動される第２のマッハツェンダ変調部と、前記第２のマッハツェンダ変調部の出力ポートから出力された光信号と、前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第２の出力ポートから出力された光信号とを同一の偏波状態において光強度結合比ｒ：１−ｒで結合する非対称光結合部とを備え、前記第１の出力ポートから前記非対称光結合部に至る光路長と前記第２の出力ポートから前記非対称光結合部に至る光路長とがほぼ等しいことを特徴とする。
また、このような目的を達成するために、本発明の第２の態様による光変調回路は、入力側カプラとして第１の入力ポート及び第２の入力ポートを備えた２入力２出力カプラを有し、出力側カプラとしてＹ字型カプラ又は２入力２出力カプラを有し、主信号によりプッシュプル駆動される第１のマッハツェンダ変調部と、前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第１の入力ポートに接続され、補正信号によりプッシュプル駆動される第２のマッハツェンダ変調部と、入力光信号を、前記第２のマッハツェンダ変調部の入力ポートと前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第２の入力ポートとへ同一の偏波状態において光強度分岐比ｒ：１−ｒで分岐して送出する非対称光分岐部とを備え、前記非対称光分岐部から前記第１の入力ポートに至る光路長と前記非対称光分岐部から前記第２の入力ポートに至る光路長とがほぼ等しいことを特徴とする。
また、本発明の第３の態様による光変調回路は、光強度結合比ｒが０＜ｒ＜０．３であることを特徴とする。
また、本発明の第４の態様による光変調回路は、前記補正信号が前記主信号と同一の信号もしくは前記主信号の反転信号であり、前記補正信号と前記主信号との間に前記第１のマッハツェンダ変調部と前記第２のマッハツェンダ変調部との間の光信号の伝播時間に相当する遅延が付与されていることを特徴とする。
また、本発明の第５の態様による光変調回路は、前記第１のマッハツェンダ変調部の変調電極と前記第２のマッハツェンダ変調部の変調電極とを連結する連結部を有し、前記連結部による信号伝搬遅延が前記第１のマッハツェンダ変調部と前記第２のマッハツェンダ変調部との間の光信号の伝播時間と等しいことを特徴とする。
また、本発明の第６の態様による光変調回路は、前記第１のマッハツェンダ変調部の変調電極と前記第２のマッハツェンダ変調部の変調電極とのうち電気入力から遠い変調電極が電気入力から近い変調電極より長いことを特徴とする。
また、本発明の第７の態様による光ＩＱ変調回路は、並列に２個並べた前記請求項１または２に記載の光変調回路と、入力ポートからの入力光を２分岐し、前記２個の光変調回路に入力する光分岐部と、前記２個の光変調回路からそれぞれ出力された出力光を結合する光結合部と、前記光分岐部から前記光結合部に至る光路中に配置され、前記２個の光変調回路からそれぞれ出力された前記出力光が前記光結合部において光位相差π／２で結合するよう光位相を調整する位相調整部とを備えたことを特徴とする。
また、本発明の第８の態様による偏波多重ＩＱ変調回路は、並列に２個並べた前記請求項７に記載の光ＩＱ変調回路と、入力ポートからの入力光を２分岐し、前記２個の光ＩＱ変調回路に入力する光分岐部と、前記２個の光ＩＱ変調回路のうち、第１の光ＩＱ変調回路からの出力光の偏光を９０度回転する偏波回転子と、前記偏波回転子によって偏光を回転された前記第１の光ＩＱ変調回路からの出力光と第２の光ＩＱ変調回路からの出力光とを直交偏波合成し、偏波多重信号として出力ポートに出力する偏波結合部とを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、駆動電圧に対する光電界応答において二次の成分を生成して一次の成分に加えることで、応答特性の非線形性が抑制された光変調回路を提供することができる。
図１は、従来のＭＺＭの構成を示す構成図である。 図２は、従来のＭＺＭで生じる信号歪みを説明するための図である。 図３は、従来のＭＺＭで生じる光損失を説明するための図である。 図４は、本発明の第１の実施形態に係る光変調回路の構成を示す構成図である。 図５は、図４に示す光変調回路により得られる応答曲線を示す図である。 図６は、数式２の右辺第一項、右辺第二項、及び左辺ＴをＶ１／Ｖπ１（＝２φ／π）に対してプロットした応答曲線を示す図である。 図７Ａは、全幅振幅２Ｖπのサイン波で駆動した際の出力光信号スペクトルを示す図である。 図７Ｂは、全幅振幅２Ｖπのサイン波で駆動した際の出力光信号スペクトルを示す図である。 図８は、数式４によって得られるＳＦＤＲのｒ，α依存性を示す図である。 図９は、数式５によって得られる原理的な光損失のｒ，α依存性を示す図である。 図１０は、本発明の第２の実施形態に係る光変調回路の構成を示す構成図である。 図１１は、本発明の第３の実施形態に係る光変調回路の構成を示す構成図である。 図１２は、本発明の第４の実施形態に係る光変調回路の構成を示す構成図である。
本発明は、変調回路の回路構成に関するものであって、その効果は、変調回路を形成する材料には依存しない。そのため、以下に示す実施形態においては、変調回路を形成する材料を特に指定しない。変調回路を形成する材料としては、電気光学（Electro-Optic：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有するＬｉＮｂＯ３（ＬＮ）やＫＴａ１−ｘＮｂｘＯ３やＫ１−ｙＬｉｙＴａ１−ｘＮｂｘＯ３などの多元系酸化物結晶、ポッケルス効果及び量子閉じ込めシュタルク効果（Quantum Confined Stark Effect：ＱＣＳＥ）による屈折率変調が可能なＧａＡｓ系やＩｎＰ系の化合物半導体、クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることができる。さらには、複雑な構成の変調回路を低損失に作製するために、上記材料基板と石英系平面光波回路（Planar Lightwave Circuit：ＰＬＣ）との異種基板接合型構成を用いてもよい。
また、本発明の効果は、マッハツェンダ変調部の変調電極がシングルエンド型、差動型のいずれの場合においても同様に得ることができる。一般によく知られている通り、プッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路における変調電極の配置は基板の種類や結晶軸方向等に依存する。例えば、一般に、Ｘカット型のＬＮ基板を用いる場合はシングルエンド型が用いられ、Ｚカット型のＬＮ基板を用いる場合は差動型が用いられる（但し、Ｚカット型においても分極反転を用いることでシングルエンド型とすることができる）。通常、シングルエンド型の信号電極は、両光導波路アームの中心に配置され、差動型の信号電極は、各アームの直上に配置される（但し、分極反転Ｚカット型ＬＮ基板を用いたシングルエンド型電極の場合、電極はアーム直上に配置される）。以下に示す例示の実施形態に係る光変調回路においては、図面の簡略化のため基本的にシングルエンド型電極を想定して説明する。しかし、差動型電極の場合でもマッハツェンダ変調部の応答特性は同一の数式に帰着するため、電極配置の選択は本発明の効果に影響を及ぼすものではない。また、以下に示す例示の実施形態に係る図面においては、簡略化のため信号電極のみを示し、グランド電極は省略する。
また、以下に示す例示の実施形態に係る光変調回路において、マッハツェンダ変調部の両アームの光路長は、全て等長設計である。実際には、プロセスエラーやＤＣドリフト等により光路長のズレが生じるが、一般にそのようなズレはＤＣバイアスの調整より補償される。補償量は、材料や製造条件、変調器の使用環境等によって様々に異なるため、一意に定まるものではない。このため、以下の実施形態において、ＤＣバイアスにより付与されるアーム間位相差の値には、光路長補償分は含まないものとする。
（第１の実施形態）
図４に、本発明の第１の実施形態に係る光変調回路４００を示す。
図４において、光変調回路４００は、メイン入力ポート４０１と、第１及び第２のマッハツェンダ変調部４１０及び４２０と、非対称光結合部４０７と、メイン出力ポート４０２とを備える。第１のマッハツェンダ変調部４１０は、入力側カプラ及び出力側カプラとして方向性結合器４１１及び４１２を用いた２出力のクロス・バースイッチ型構成となっている。クロス側出力ポート４１６は非対称光結合部４０７に接続され、バー側出力ポート４１５は第２のマッハツェンダ変調部４２０に接続されている。第２のマッハツェンダ変調部４２０は、入力側カプラ及び出力側カプラとしてＹ字型カプラ４２１及び４２２を用いた１入力１出力構成となっている。各マッハツェンダ変調部４１０、４２０は、進行波型の変調電極４１３及び４２３と、集中乗数型のＤＣバイアス電極４１４及び４２４とを夫々備えている。さらに、光変調回路４００は、非対称光結合部４０７への入力光の相対位相を調整するＤＣバイアス電極４０４が別途配置されている。第１及び第２のマッハツェンダ変調部４１０、４２０においては、夫々ＤＣバイアス電極４１４、４２４を用い、駆動信号電圧ゼロの状態において、アーム間位相差がπとなるよう位相が調整される。非対称光結合部４０７としては、結合比固定の非対称カプラを用いてもよいが、柔軟な調整を可能にするために、結合比を調整できる可変カプラを用いると便利である。第１のマッハツェンダ変調部４１０のバー側出力ポート４１５から第２のマッハツェンダ変調部４２０を介して非対称光結合部４０７へ至る光路長と、第１のマッハツェンダ変調部４１０のクロス側出力ポート４１６から非対称光結合部４０７へ至る光路長は、互いに等しい。
なお、メイン出力ポート４０２の他に、回路の中間での信号状態を監視するためのタップ回路及びモニタ出力ポートを適宜配置してもよい。タップ回路の設置位置としては、例えば、第１のマッハツェンダ変調部４１０の２本の出力ポート部、第２のマッハツェンダ変調回路４２０の出力ポート部等が考えられる。
第１のマッハツェンダ変調部４１０のクロス側、バー側の光電界応答を夫々Ｔ１ｃ、Ｔ１ｂ、第２のマッハツェンダ変調部４２０の光電界応答をＴ２、変調回路全体の光電界応答をＴとする。本質的でない位相係数を省略すると、Ｔ１ｃ、Ｔ１ｂ、Ｔ２、Ｔは、以下の数式１のように表すことができる。



Figure 0005860159
但し、定数Ｖπ１、Ｖπ２は、夫々マッハツェンダ変調部４１０、４２０においてアーム間の相対光位相をπ変化させる電圧（定数）であり、変数Ｖ１、Ｖ２は、夫々マッハツェンダ変調部４１０、４２０に入力される駆動信号電圧であり、θは、ＤＣバイアス電極４０４により付与されるアーム間位相差である。また、ｒは、非対称光結合部４０７における光強度結合比であり、第２のマッハツェンダ変調部４２０側からの入力に対する光結合強度：第１のマッハツェンダ変調部４１０のクロス側出力ポート４１６側からの入力に対する光結合強度＝ｒ：１−ｒとする。上式は光電界応答であるため、ｒおよび１−ｒの平方根が各項の係数として係る。
なお、Ｖ２は、Ｖ１に対して一定の遅延を付与して変調電極に入力する必要がある。その理由は、第１のマッハツェンダ変調部４１０で変調を受けた光信号が第２のマッハツェンダ変調部４２０まで到達するまでには一定の時間がかかるため、駆動電気信号Ｖ２もこれに合わせて遅延させる必要があるためである。具体的には、Ｖ１が入力される変調電極４１３において光信号と電気信号の相互作用が開始する点から、Ｖ２が入力される変調電極４２３において光信号と電気信号の相互作用が開始する点までの光導波路の物理長をＬ、同導波路における光信号の群速度をＮ、光速をｃとすると、Ｖ２のＶ１に対する時間遅延τは、τ＝ＮＬ／ｃとする必要がある。
最終応答Ｔとして線形性の高い応答を得るためには二通りの駆動方法がある。すなわち、補正信号Ｖ２を主信号Ｖ１の反転信号（Ｖ２＝−Ｖ１）とし、θ＝０とする方法と、補正信号Ｖ２を主信号Ｖ１と同一信号（Ｖ２＝Ｖ１）とし、θ＝πとする方法である。いずれの場合においても、変調回路全体の応答Ｔは、以下の数式２のように表すことができる。
Figure 0005860159
但し、φ＝（π／２Ｖπ１）・Ｖ１であり、Ｖπ２＝Ｖπ１とした。なお、Ｖ２＝Ｖ１の場合においては、θ＝πとする代わりにθ＝０とし、ＤＣバイアス電極４２４を用いて駆動信号電圧ゼロの状態において第２のマッハツェンダ変調部４２０のアーム間位相差を−πとしても同等の応答を得ることができる。
図５に、数式２においてｒ＝０．１２とした際のＴの値をＶ１／Ｖπ１（＝２φ／π）に対してプロットした応答曲線を示す。図２及び図３に示した従来のＭＺＭの応答がｓｉｎ関数であるのに対し、図５に示した本実施例の応答はより直線に近く、線形性が向上している。また、光損失も僅かである。
図６は、数式２の右辺第一項、右辺第二項、及び左辺ＴをＶ１／Ｖπ１（＝２φ／π）に対してプロットした応答曲線である。図６に示されるように、右辺第一項は従来のＭＺＭと同様のサイン応答項だが、第二項として応答周期が１／２のサイン応答項が逆符号で付加されている。この第二項により、第一項の非線形性が抑制されるため、変調回路全体の応答Ｔが直線に近づいていることから、線形性が向上していることがわかる。
以下、応答の線形性を定量化するため、変調器を純粋なサイン波信号で駆動した場合の出力光信号スペクトルについて説明する。理想的な線形応答変調器においては、出力光電界は駆動信号に比例するため、駆動サイン波の周波数をｆｓとすると、出力光信号スペクトルには光キャリア周波数ｆ０に対しｆ０±ｆｓの基本波成分のみが現れるはずである。しかしながら、実際には変調器応答には非線形性が存在するため、ｆ０±ｎｆｓ（ｎは２以上の自然数）の高調波成分も現れる。最大の高調波成分に対する基本波成分の強度比は、Ｓｐｕｒｉｏｕｓ−ｆｒｅｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｒａｎｇｅ（ＳＦＤＲ）と呼ばれ、線形性の指標として用いることができる。
図７Ａおよび図７Ｂに、図１に示した従来のＭＺＭおよびｒ＝０．１２とした場合の図４に示した本実施形態に係る光変調回路をそれぞれ全幅振幅２Ｖπのサイン波で駆動した際の出力光信号スペクトルを示す。図７Ａおよび図７Ｂにおいて、横軸は高調波次数ｎであり、縦軸はスペクトル強度である。図７Ａに示す通り、従来のＭＺＭにおいては３次高調波が大きく、ＳＦＤＲは約１８．３ｄＢである。これに対し、図７Ｂに示す通り、ｒ＝０．１２とした場合の本実施形態に係る光変調回路においては３次高調波と５次高調波の強度がほぼ拮抗しており、ＳＦＤＲは約３６．８ｄＢである。すなわち本実施形態に係る光変調回路では、従来例に対しＳＦＤＲが１８．５ｄＢ改善している。
ＳＦＤＲは、駆動サイン波の振幅およびｒの値にも依存する。その様子を説明するため、駆動信号を全幅振幅２αＶπ（αは変調指数）、角周波数ω（＝２πｆｓ）のサイン波とした場合の本実施形態に係る光変調回路の出力光信号電界Ｅｏｕｔを第一種ベッセル関数Ｊを用いて展開すると、以下の通りとなる。
Figure 0005860159
ＳＦＤＲは、ｍ＝０の項（基本波）の二乗とｍ＞０の項（高調波）の項の係数の二乗の比として得ることができる。すなわち、





Figure 0005860159
なお、上記数式４は、図４に示した本実施形態に係る光変調回路の出力光信号のＳＦＤＲを表しているが、図１に示した従来のＭＺＭの応答は本実施形態に係る光変調回路においてｒ＝０とした場合の応答と等しいため、数式４においてｒ＝０とすれば図１に示した従来のＭＺＭのＳＦＤＲを求めることができる。
図８に、数式４によって得られるＳＦＤＲの値の横軸α、縦軸ｒに対する等高線プロットを示す。図８に示すように、ｒの最適値（ＳＦＤＲ最大を与えるｒの値）は、αに対して緩やかに変化していることがわかる。例えば、α＝１においては、ｒ＝０．１２（図７Ｂの条件）が最適であり、このときＳＦＤＲは、３６．８ｄＢとなるが、駆動振幅を絞りα＝０．５とした場合は、ｒ＝０．０７が最適であり、このときＳＦＤＲ＝６１．５ｄＢとなる。
一般に、駆動振幅を絞るほど線形性は向上し、ＳＦＤＲは大きくなるが、図３に示した従来のＭＺＭにおいて駆動振幅を絞る場合と同様、本実施形態に係る光変調回路においても駆動振幅を絞ると原理的な光損失が大きくなる。ここで、原理的な光損失とは、駆動信号のピーク電圧に対する光損失を指す。具体的には、この原理的な光損失は、以下の式で表すことができる。
Figure 0005860159
図９に、数式５によって得られる原理的な光損失の値の横軸α、縦軸ｒに対する等高線プロットを示す。α＝１、ｒ＝０．１２（図７Ｂの条件、ＳＦＤＲ＝３６．８ｄＢ）においては、原理的な光損失は０．５６ｄＢとわずかな値に留まる。従来技術（ｒ＝０に相当）において同等のＳＦＤＲを達成するためにはα＝０．３７まで絞る必要があるが、このとき原理的な光損失は、５．２１ｄＢとなる。換言すれば、仮にＳＦＤＲ＝３６．８ｄＢが必要とされた場合、本実施形態に係る光変調回路を用いることで、従来技術に対し原理的な光損失を４．６５ｄＢ低減することができる。
なお、図９から明らかな通り、原理的な光損失は、ｒよりもαに強く依存し、ほぼα＝１．０〜１．４の領域内で最小値をとる。一方で、図８に示される通り、ＳＦＤＲは、αを小さくするほど改善する傾向がある。すなわち、１．４＜αの領域では光損失、ＳＦＤＲの両面で不利であり、α＜１．４の領域ではほぼ光損失とＳＦＤＲがトレードオフしている。従って、αの設定領域は０＜α＜１．４とすることが適切である。さらに図８及び図９に示される通り、０＜α＜１．４においてはＳＦＤＲが最小となる領域はｒ＜０．３に存在し、ｒが小さくなるほど原理的な光損失も小さくなる。従って、ｒの設定領域は０＜ｒ＜０．３とすることが適切である。
また、マッハツェンダ変調部４１０の出力カプラ４１２としては、方向性結合器の他にもマルチモード干渉（Multi Mode Interference：ＭＭＩ）カプラや、非特許文献２に示される波長無依存カプラ（Wavelength Insensitive Coupler：ＷＩＮＣ）を用いることもできる。どのような２入力２出力カプラを用いても、その出力ポートからの光信号は互いに相反関係となるため、バイアス電極４１４を用いた位相調整を適切に行えば数式１は成立する。このことは、光カプラの相反性とエネルギー保存則から導くことができる（厳密には、カプラの内部損失によって相反性が崩れる場合があるが、内部損失の充分小さいカプラを用いれば問題ない）。さらに、入力カプラ４１１としては、図４に例示されるように２入力２出力カプラを用いても、また、Ｙ字型カプラを用いてもよい。Ｙ字型カプラを用いる場合は、クロス・バースイッチ型とは呼べないが、ＤＣバイアス電極４１４によるアーム間位相差調整において、駆動信号電圧ゼロの状態においてクロス側出力ポート４１６側への出力光が最小となるよう調整すれば、上記数式１〜５は全て成り立つので、本質的な違いはない。同様に、カプラ４２１、４２２として２入力２出力カプラを用いてもよい。
（第２の実施形態）
図１０に、本発明の第２の実施形態に係る光変調回路１０００を示す。
図１０において、本発明の第２の実施形態に係る光変調回路１０００は、図４に示した第１の実施形態の光変調回路４００において、光の入出力方向を逆転し、これに合わせて変調電極４１３及び４２３の入出力方向を逆転した変調電極１０１３及び１０２３を配置したものである。変調電極部以外は、相反的なパッシブ光回路であるため、本実施形態に係る光変調回路１０００は、図４に示した第１の実施形態に係る光変調回路４００と全く同等の機能を有する。但し、第１の実施形態に係る光変調回路４００ではマッハツェンダ変調部４２０の駆動信号をマッハツェンダ変調部４１０の駆動信号に対し遅延させる必要があったことに対し、本実施形態でに係る光変調回路１０００は入出力方向が逆転しているのでマッハツェンダ変調部５１０の駆動信号をマッハツェンダ変調部５２０の駆動信号に対し遅延させる必要がある。
なお、各部の名称について、非対称結合部４０７は非対称光分岐部１００７に置き換わっており、マッハツェンダ変調部４１０のバー側出力ポート４１５及びクロス側出力ポート４１６はマッハツェンダ変調部１０１０の入力ポート１０１５及び１０１６にそれぞれ置き換わっているが、これらは単に入出力方向反転に伴い名称変更したものであって、物理構造としては全く同じものを用いることができる。
（第３の実施形態）
図１１に、本発明の第３の実施形態に係る光変調回路１１００を示す。
図１１において、本発明の第３の実施形態に係る光変調回路１１００は、図４に示した第１の実施形態に係る光変調回路４００に対し、変調電極１１１３と変調電極１１２３との間を連結部１１３３で接続することによって駆動信号の入力を一本化した点で異なっており、他は同一である。
第１の実施形態の説明にある通り、マッハツェンダ変調部１１２０に対する補正信号Ｖ２は、マッハツェンダ変調部１１１０を駆動する主信号Ｖ１と同一信号もしくはその反転信号である。本実施形態の構成を用いれば、Ｖ２はＶ１と同一信号となり、かつ駆動信号の入力ポートを一個とすることができるため、変調器を駆動する電気配線を簡略化することができる。但し、連結部１１３３による伝搬遅延τは、前出のＮ、Ｌを用いてτ＝ＮＬ／ｃとなるよう設計する必要がある。また、補正信号Ｖ２は、主信号Ｖ１に対し変調電極１１１３及び連結部１１３３の伝搬損失分だけ減衰してしまうため、これに合わせてＶπ２をＶπ１に対して小さくする必要がある。具体的には、変調電極１１２３を変調電極１１１３に対して長くするなどの補正法により、Ｖπ２／Ｖπ１＝（Ｖ２の振幅）／（Ｖ１の振幅）となるようにすれば、数式２に示した応答を得ることができる。なお、第１及び第２の実施形態の説明から明らかな通り、本実施形態に係る光変調回路において光の入出力及び変調電極の入出力を反転させた構成においても、同等の効果を得ることができる。
（第４の実施形態）
図１２に、本発明の第４の実施形態に係る偏波多重ＩＱ変調回路１２００を示す。
図１２において、本発明の第４の実施形態に係る光変調回路１２００は、図４に示した第１の実施形態に係る光変調回路４００を４個並列に並べることによって、偏波多重ＩＱ変調回路を構成したものである。メイン入力ポート１２０１への入力光は、光分岐部１２０３により４分岐され、それぞれ、図４に示した第１の実施形態に係る光変調回路と同じ構成からなる高線形光変調回路１２１１〜１２１４へ入力される。高線形変調回路１２１１及び１２１２からの出力光は、相対位相がＤＣバイアス電極１２２１を用いてπ／２となるよう位相が調整されたのち結合し、さらに、偏波回転子１２３１により偏波軸が９０°回転する。高線形変調回路１２１３及び１２１４からの出力光は、相対位相がＤＣバイアス電極１２２２を用いてπ／２となるよう位相が調整されたのち結合する。両信号は、偏波結合部１２０４により直交偏波合成され、偏波多重信号としてメイン出力ポート１２０２より出力される。
本実施形態の構成は、非特許文献１等多くの文献に示される偏波多重ＩＱ変調器において、４並列に配置された従来のＭＺＭを図４に示した高線形変調回路で置き換えたものである。高線形変調回路１２１１〜１２１４は、各偏波チャネルのＩ成分、Ｑ成分に対応する。これにより、光電界応答の非線形性が抑圧された偏波多重ＩＱ変調器を提供することができる。なお、高線形変調回路１２１１〜１２１４として、図４に示した第１の実施形態に係る光変調回路の代わりに図１０に示した第２の実施形態に係る光変調回路や図１１に示した第３の実施形態に係る光変調回路を用いてもよい。
また、図１２に示した第４の実施形態に係る光変調回路のうち光分岐部１２０３を２分岐とし、高線形変調回路のうち隣接する２並列分（例えば高線形変調回路１２１１および１２１２）のみを用い、残りの２並列分（例えば高線形変調回路１２１３および１２１４）、偏波回転子１２３１、および偏波結合部１２０４を省けば、単偏波ＩＱ変調回路を構成することもできる。
以上のように、本発明によれば、駆動電圧に対する光電界応答において二次の成分を生成して一次の成分に加えることで、応答特性の非線形性が抑制された光変調回路を提供することができる。
４０１、１００１、１１０１、１２０１ メイン入力ポート
４０２、１００２、１１０２、１２０２ メイン出力ポート
４０４、１００４、１１０４、１２２１、１２２２ ＤＣバイアス電極
４０７、１１１７ 非対称光結合部
４１０、１０１０、１１１０ 第１のマッハツェンダ変調部
４１１、１０１１、１１１１ 第１のマッハツェンダ変調部の入力カプラ
４１２、１０１２、１１１２ 第１のマッハツェンダ変調部の出力カプラ
４１３、１０１３、１１１３ 第１のマッハツェンダ変調部の変調電極
４１４、１０１４、１１１４ 第１のマッハツェンダ変調部のＤＣバイアス電極
４１５、１１１５ 第１のマッハツェンダ変調部のバー側出力ポート
４１６、１１１６ 第１のマッハツェンダ変調部のクロス側出力ポート
４２０、１０２０、１１２０ 第２のマッハツェンダ変調部
４２１、１０２１、１１２１ 第２のマッハツェンダ変調部の入力カプラ
４２２、１０２２、１１２２ 第２のマッハツェンダ変調部の出力カプラ
４２３、１０２３、１１２３ 第２のマッハツェンダ変調部の変調電極
４２４、１０２４、１１２４ 第２のマッハツェンダ変調部のバイアス電極
１０１５ 第１のマッハツェンダ変調部のバー側入力ポート
１０１６ 第１のマッハツェンダ変調部のクロス側入力ポート
１１０７ 非対称分岐部
１１３３ 変調電極の連結部
１２０３ 光分岐部
１２０４ 偏波結合部
１２１１、１２１２、１２１３、１２０４ 高線形光変調回路
１２３１ 偏波回転子

Claims (8)

  1. 入力側カプラとしてＹ字型カプラ又は２入力２出力カプラを有し、出力側カプラとして第１の出力ポート及び第２の出力ポートを備えた２入力２出力カプラを有し、主信号によりプッシュプル駆動される第１のマッハツェンダ変調部と、
    前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第１の出力ポートに接続され、補正信号によりプッシュプル駆動される第２のマッハツェンダ変調部と、
    前記第２のマッハツェンダ変調部の出力ポートから出力された光信号と、前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第２の出力ポートから出力された光信号とを同一の偏波状態において光強度結合比ｒ：１−ｒで結合する非対称光結合部とを備え、
    前記第１の出力ポートから前記非対称光結合部に至る光路長と前記第２の出力ポートから前記非対称光結合部に至る光路長とがほぼ等しいことを特徴とする光変調回路。
  2. 入力側カプラとして第１の入力ポート及び第２の入力ポートを備えた２入力２出力カプラを有し、出力側カプラとしてＹ字型カプラ又は２入力２出力カプラを有し、主信号によりプッシュプル駆動される第１のマッハツェンダ変調部と、
    前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第１の入力ポートに接続され、補正信号によりプッシュプル駆動される第２のマッハツェンダ変調部と、
    入力光信号を、前記第２のマッハツェンダ変調部の入力ポートと前記第１のマッハツェンダ変調部の前記第２の入力ポートとへ同一の偏波状態において光強度分岐比ｒ：１−ｒで分岐して送出する非対称光分岐部とを備え、
    前記非対称光分岐部から前記第１の入力ポートに至る光路長と前記非対称光分岐部から前記第２の入力ポートに至る光路長とがほぼ等しいことを特徴とする光変調回路。
  3. 光強度結合比ｒが０＜ｒ＜０．３であることを特徴とする請求項１または２に記載の光変調回路。
  4. 前記補正信号が前記主信号と同一の信号もしくは前記主信号の反転信号であり、
    前記補正信号と前記主信号との間に前記第１のマッハツェンダ変調部と前記第２のマッハツェンダ変調部との間の光信号の伝播時間に相当する遅延が付与されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調回路。
  5. 前記第１のマッハツェンダ変調部の変調電極と前記第２のマッハツェンダ変調部の変調電極とを連結する連結部を有し、前記連結部による信号伝搬遅延が前記第１のマッハツェンダ変調部と前記第２のマッハツェンダ変調部との間の光信号の伝播時間と等しいことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調回路。
  6. 前記第１のマッハツェンダ変調部の変調電極と前記第２のマッハツェンダ変調部の変調電極とのうち電気入力から遠い変調電極が電気入力から近い変調電極より長いことを特徴とする請求項５に記載の光変調回路。
  7. 並列に２個並べた前記請求項１または２に記載の光変調回路と、
    入力ポートからの入力光を２分岐し、前記２個の光変調回路に入力する光分岐部と、
    前記２個の光変調回路からそれぞれ出力された出力光を結合する光結合部と、
    前記光分岐部から前記光結合部に至る光路中に配置され、前記２個の光変調回路からそれぞれ出力された前記出力光が前記光結合部において光位相差π／２で結合するよう光位相を調整する位相調整部と
    を備えたことを特徴とする光ＩＱ変調回路。
  8. 並列に２個並べた前記請求項７に記載の光ＩＱ変調回路と、
    入力ポートからの入力光を２分岐し、前記２個の光ＩＱ変調回路に入力する光分岐部と、
    前記２個の光ＩＱ変調回路のうち、第１の光ＩＱ変調回路からの出力光の偏光を９０度回転する偏波回転子と、
    前記偏波回転子によって偏光を回転された前記第１の光ＩＱ変調回路からの出力光と第２の光ＩＱ変調回路からの出力光とを直交偏波合成し、偏波多重信号として出力ポートに出力する偏波結合部と
    を備えたことを特徴とする偏波多重ＩＱ変調回路。
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