JP6813528B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、マッハツェンダ型干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zehnder interferometer）を用いた光送信器において、データ信号と光電界の振幅、又はデータ信号と光強度との間の線形性を改善する技術に関する。

高速大容量な光伝送システムにおいては、如何にして大量のデータを単位時間内に送信するかが重要となる。複数の波長からなる信号を同一の光ファイバ内で同時に並列して送信する波長多重技術や、複数の信号を同一の光ファイバ内に配置された複数のコアを用いてに並列して送信する空間多重技術、或いはこれらの複合により高速大容量光伝送を実現する技術が積極的に研究されている。

これらの技術のいずれを用いるにしても、ある波長をキャリアとして、その光強度又は光電界に変調を加えて光変調信号を生成する必要がある。高速な光変調信号を生成するには、無変調の光を生成するＣＷ（Continuous Wave）光源と、ＣＷ光源の出力側に接続される光変調器とを組み合わせて用いるのが一般的である。光変調器には複数のタイプが存在するが、高速な動作が可能なＭＺＩ型光変調器が広く用いられている。

古典的な光変調信号では、光のオン状態又はオフ状態で２値を表す２値状態しかなく、これにビットの１と０を対応させた。しかし近年では、大容量化を実現するため、光強度、又は光電界の振幅を２^ｎ値（ｎは自然数）で変調し、ｎ個のビットを表現する多値変調が主流になりつつある。例えばｎ＝３の場合、８（＝２^ｎ）値を（０，０，０）、（０，０，１）、（０，１，０）、（０，１，１）、（１，０，０）、（１，０，１）、（１，１，０）、（１，１，１）に対応させることにより、３ビット分の情報を単一波長のキャリアで表現することが出来る。

ここで、「光電界の振幅」及び「光強度」という用語について説明する。ディジタル信号で変調された光変調信号はシンボルレートに応じて状態が変化するが、シンボル周期より充分短い時間内であれば、光変調信号をＣＷ光と見做すことも出来る。ＣＷ光の光電界Ｅは、ＣＷ光の周波数をｆ、時間をｔ、光の初期位相をφ［ｒａｄ］として、次の式（１）のように表すことができる。

ここでＥ_Ａは光電界の振幅を表す。ここで、式（１）の右辺は次の式（２）のように書ける。そのため、以下では、位相が変調器又は光導波路上の伝播遅延によりπだけ変化することを、“光電界の振幅Ｅ_Ａの符号が反転した”と表現する場合がある。

どちらの符号を正とみなすかは定義によるが、光変調信号では光の位相の相対的な変化が重要であり、どちらを正と定義するかは重要ではない。

ＣＷ光では、光強度Ｉは光電界の振幅Ｅ_Ａの２乗に比例するが、変調光ではＥ_Ａもシンボルレートに応じて変調される。シンボル周期よりも充分長い時間で平均した光強度が“変調光の光強度”と表現されることもあるが、以下では、光強度Ｉとはシンボル周期より充分短い時間で平均した瞬時強度を表すものとする。従って、以下の説明における光強度Ｉの値はシンボルレートに応じて常に変化する値を意味する。

光強度Ｉ又は光電界Ｅ_Ａの振幅を２^ｎ値で変調する場合、２^ｎ−１種類の閾値を設け、これらの閾値と光強度又は光電界との大小関係を判定することによりシンボルを区別するが、閾値の間隔は等間隔であることが望ましい。これは、ある２つの閾値の間隔が狭いと、それらの閾値の間に対応する変調状態のシンボルにおいて、雑音による伝送誤りが発生しやすくなるためである。また、閾値の間隔が一様でない場合、受信器においても間隔が一様でない閾値に対応した複雑な識別回路が必要となり、設計が困難となる。

各閾値の間隔を等間隔にする場合、光変調器の非線形性に留意する必要がある。ＭＺＩ型光変調器にて多値変調を行う場合、通常は多値の電気信号を増幅して駆動信号を生成し、この駆動信号をＭＺＩ型光変調器に供給することにより多値の光変調信号を生成するが、一般に、駆動信号の電圧は、光変調信号の光強度Ｉ又は光電界の振幅Ｅ_Ａに線形比例しない。以下、図９〜１３を参照してその理由を示す。

図９は、従来のＭＺＩ型光変調器９０の構成例を示す図である。ＣＷ光源から出力されたＣＷ光は、第１の光カプラＣ１によって２系統に分岐される。ここでは、一方をＰ側アーム、他方をＮ側アームという。Ｐ側アームＭＰ及びＮ側アームＭＮには、それぞれＰ側駆動信号用電極ＲＰとＮ側駆動信号用電極ＲＮとが配置される。

Ｐ側駆動信号用電極ＲＰ及びＮ側駆動信号用電極ＲＮは、それぞれに印加された電圧に応じて、Ｐ側アームＭＰ又はＮ側アームＭＮを伝播するＣＷ光の位相を変化させる。位相を進めるか遅らせるかは変調器の構成によって異なるが、ここでは正の電圧が印加された場合に位相を遅らせ、負の電圧が印加された場合に位相を進めるものとする。

一般に、ＭＺＩ型光変調器では、Ｐ側アーム又はＮ側アームの光路長を微調整するために、バイアス用電極が配置される。図９は、Ｐ側アームＭＰにバイアス用電極ＲＢが配置された例を示す。バイアス用電極ＲＢにはバイアス用電源ＰＳによってバイアス電圧が印加され、Ｐ側アームを伝播するＣＷ光の位相を微調整する。

Ｐ側アーム及びＮ側アームは第２の光カプラＣ２で結合される。ここでは、後の説明のため、第２の光カプラＣ２は２入力２出力タイプのカプラとする。出力側の２つのポートは光導波路の構成としては同様であるが、後述する理由により、以下では一方を出力ポート、他方を反転出力ポートという。

次にＭＺＩ型光変調器９０の駆動系について説明する。ＭＺＩ型光変調器９０にデータ信号として供給される電気信号は、差動出力アンプＡＭにおいて増幅されてＰ側駆動信号用電極ＲＰ及びＮ側駆動信号用電極ＲＮに入力される。差動出力アンプＡＭは、増幅した電気信号を一方の駆動信号用電極に出力し、その電気信号の符号を反転させた電気信号を他方の駆動信号用電極に出力する。出力される２つのデータ信号は、同一の振幅を有する一方で互いに逆転した波形を有する。以下では、これらの２つのデータ信号をまとめて「駆動信号」という。

駆動信号はＰ側駆動信号用電極ＲＰ及びＮ側駆動信号用電極ＲＮに印加される。Ｐ側駆動信号用電極ＲＰに印加された電圧がＶｐであるとき、Ｎ側駆動信号用電極ＲＮに印加される電圧は−Ｖｐとなる。ここで、Ｐ側駆動信号用電極ＲＰに印加される電圧からＮ側駆動信号用電極ＲＮに印加される電圧を差し引いた値を「駆動信号電圧」と定義する。すなわち先の例では、駆動信号電圧は２Ｖｐとなる。Ｖｐは正負両方の値を取り得るから、Ｐ側アーム及びＮ側アームを伝播する光の位相は駆動信号によってプッシュプル方式で変調されることになる。

差動出力アンプＡＭには高速動作が要求されるため、差動出力アンプＡＭの帯域は一般に広帯域であるが、ＤＣ（Direct Current）成分近傍の信号は回路構成上一般には遮断されるため、駆動信号電圧はゼロ（ＧＮＤ）を中心に正負に変動する。以下、この駆動信号電圧の変動の振幅を「駆動振幅」という。

Ｐ側アームＭＰとＮ側アームＭＮとの光路長差は、駆動信号電圧又はバイアス電圧によって変更することが可能である。通常、半波長電圧は、光路長差をＣＷ光の波長の半分だけ変化させるのに要する電圧の変化量を意味し、Ｖπと表記される。駆動信号電圧におけるＶπとバイアス電圧におけるＶπは一般に異なるので、以下では前者をＶπ_{ＤＲＩＶＥ}、後者をＶπ_ＢＩＡＳと記載して区別する。なお、信号フォーマットや機器の構成によっては、プッシュプル方式ではなく駆動信号用電極の片方のみに駆動信号を印加する場合もあり得るが、本発明が解決しようとする課題とは直接的に関係しないので説明を省略する。

図１０は、従来構成のＭＺＩ型光変調器９０の出力ポート（図９に示すＰ_Ｎ）から出力される光を模式的に示す図である。図１０（Ａ）〜（Ｅ）は、それぞれ駆動信号電圧が異なる場合に出力される光を示す。実線はＰ側アームを通過してきた光（以下「光Ｐ」という。）を表し、破線はＮ側アームを通過してきた光（以下「光Ｎ」という。）を表す。図中のｔ_２とｔ_０との差はＣＷ光の光周波数の逆数に相当する（シンボルレートとは無関係である）。

図１０（Ｃ）は、駆動信号電圧が０である場合における光Ｐ及び光Ｎを示す。両者の位相差は、Ｐ側アームの光路長とＮ側アームの光路長との差によって決まるが、ここでは駆動信号電圧が０の場合に光Ｐの位相から光Ｎの位相を差し引いた値が＋π／２［ｒａｄ］となるようにバイアス電圧によって微調整されているものとする。この位相差はキャリア波長λに換算すれば０．２５λである。以下ではこのようなバイアス電圧を印加することを“位相差を＋π／２にバイアスする”又は“光路長差を＋０．２５λにバイアスする”と表現する場合がある。

図１０（Ｄ）及び図１０（Ｅ）は駆動信号の電圧が正である場合における光Ｐ及び光Ｎを示す。この場合、光Ｐの位相は遅れ、光Ｎの位相は進むため、両者の位相差が減少して出力ポートの光強度は増加する。特に、駆動信号電圧が＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２であるとき（図１０（Ｅ））には位相が一致するため、出力ポートにおける干渉光の、光電界の振幅Ｅ_Ａの絶対値は最大となり、光強度Ｉも最大となる。

図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）は駆動信号の電圧が負である場合における光Ｐ及び光Ｎを示す。この場合、光Ｐの位相は進み、光Ｎの位相は遅れるため、両者の位相差が増加して出力ポートの光強度は減少する。特に、駆動信号電圧が−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２であるとき（図１０（Ａ））には位相が互いに逆となるため、出力ポートにおける干渉光の、光電界の振幅Ｅ_Ａはゼロとなり、光強度Ｉもゼロとなって消光する。

図１０で示した駆動振幅電圧の範囲では、Ｐ側とＮ側とで光の位相がプッシュプル方式で制御されるため、出力ポートＰ_Ｎにおける干渉光の強度は常にｔ_２、ｔ_０で谷側となり、ｔ_１で常に山側となる。従って干渉光の位相は常に一定である。一方、図１０で示した範囲外（例えば駆動信号電圧が−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２よりもやや小さい場合）では、ｔ_２及びｔ_０とｔ_１とにおける波形の山谷が逆転するため、位相はπだけ変化する。これは前述したとおり、光電界の振幅Ｅ_Ａの符号が反転することに相当する。

すなわち、図９に示す従来のＭＺＩ型光変調器９０を用いて、光強度変調信号を生成するためには、光路長差を＋０．２５λにバイアスし、駆動信号電圧の上限及び下限をそれぞれ＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２及び−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２に設定すればよい。この場合、駆動振幅はＶπ_{ＤＲＩＶＥ}となり、これを超える振幅では光強度Ｉに折返しが生じる。ここでいう折り返しとは、光強度が増加から減少に、又は減少から増加に変わることを意味する。

図１１は、出力ポートＰ_Ｎから出力される光電界の振幅Ｅ_Ａ及び光強度Ｉを駆動信号電圧の関数として表した図である。破線は光電界の振幅Ｅ_Ａを表し、実線は光強度Ｉを表す。横軸はＶπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化した駆動信号電圧を表し、縦軸は光電界の振幅及び光強度を表す。なお、簡単のため、図１１において、説明の本質でない光電界の振幅及び光強度の比例係数は省略している。光電界の振幅Ｅ_Ａは駆動信号電圧に対して線形性がなく、正弦波応答をする。光強度Ｉは光電界の振幅の２乗に比例するが、正弦波の２乗もまた正弦波であるため、光強度Ｉもまた駆動信号電圧に対して線形性がない。

以上、図９に示す出力ポートＰ_Ｎから出力される光について説明したが、他方の反転出力ポートＰ_Ｒから出力される光は、たとえ駆動信号電圧及びバイアス電圧が同一であっても、出力ポートＰ_Ｎから出力される光とは異なる光電界を示す。これは、光Ｐの位相と光Ｎの位相との差が、出力ポートＰ_Ｎと反転出力ポートＰ_Ｒとではπだけ異なるためである。すなわち、出力ポートＰ_Ｎと反転出力ポートＰ_Ｒとでは、出力光の強度が相反的に変化する。このため、出力ポートＰ_Ｎの出力光の強度が最大であるとき、反転出力ポートＰ_Ｒの出力光の強度は最小となり、大小関係が逆転する。

ここで再び、図９における出力ポートＰ_Ｎから出力される光について考える。この出力ポートＰ_Ｎから４値の光強度変調信号（例えば、４値のＰＡＭ（Pulse-Amplitude Modulation:パルス振幅変調）変調信号）を出力させるためには、４値のデータ信号を増幅して４値の駆動信号を生成すればよい。一例として、駆動信号の４値をＤ４＝＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２、Ｄ３＝＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／６、Ｄ２＝−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／６、Ｄ１＝−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}／２と選ぶことが出来る。

図１２は、このときに得られる光強度の４つのレベルＬ１〜Ｌ４の具体例を示す。この例では、Ｌ２〜Ｌ３の間隔に比べてＬ１〜Ｌ２及びＬ３〜Ｌ４の間隔が狭いため、伝送後におけるＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号対雑音比）が低いと、Ｌ１とＬ２との間、及びＬ３とＬ４との間での判定誤りが多発することになる。

よって、４つのレベルＬ１〜Ｌ４は等間隔であることが望ましい。このためには、駆動振幅（＝Ｄ４−Ｄ１）を小さく抑えるとともに、正弦波の線形性の良い領域を使ってそれぞれの間隔を等間隔に近づける技術が知られている。この方法では、特定のシンボルに誤りが集中することはないが、全てのシンボルにおいてレベルを判定する際の閾値の間隔が狭くなるため、誤り率が全体的に増加してしまうという問題点がある。

以上の説明は光の強度変調に関するものであるが、光電界の振幅Ｅ_Ａを多値変調することも広く行われている。例えば光ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）では、複数のＭＺＩ型光変調器をネスト型に組み合わせ、位相が直交する２種類のキャリアの各々に対し、光電界の振幅Ｅ_Ａを多値変調する。この場合は、光電界の振幅に負の値を含む複数のレベルを設けることになる。負の光電界は、前述のとおり、位相を反転することで実現される。光ＱＡＭ信号の生成器として現在広く使われているＩ−Ｑ（In-phase - quadrature）変調器でも、図９に示すような従来のＭＺＩ型光変調器を複数組み合わせて光電界の振幅Ｅ_Ａを変調している。

光電界の振幅Ｅ_Ａの変調は、光路長差を０．２５λではなく０．５λにバイアスし（“ヌル点にバイアスする”と表現されることもある）、駆動信号電圧の上限及び下限をそれぞれ＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}及び−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}に設定することで可能である。図１３は、この場合における光強度Ｉ又は光電界の振幅Ｅ_Ａの具体例を示す図である。

駆動振幅の最大値は２Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}であり、それを超えると光電界の振幅Ｅ_Ａに折返しが生じる。上述のとおり、光電界の振幅Ｅ_Ａも光強度Ｉと同様に駆動信号電圧に対して正弦波応答を行うため、やはり非線形性の問題が生じることが分かる。そして、このような問題は、出力する光の光強度Ｉ又は光電界の振幅Ｅ_Ａが、駆動信号電圧に対して線形に応答するような光変調器を用いることで解決することができる。

このような光変調器は図９に示したような単純なＭＺＩ型光変調器では実現できないが、より複雑な構成の光変調器の組み合わせることで線形性を改善する方法が提案されてきた。例えば、非特許文献１では駆動信号電圧に対する光強度Ｉの線形性を改善することができる光変調器が提案されており、非特許文献２及び特許文献１では駆動信号電圧に対する光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を改善することができる変調器が提案されている。

国際公開第２０１４／０５０１２３号

S. Li 他, "Highly linear radio-over-fiber system incorporating a single-drive dual-parallel Mach-Zehnder modulator," Photon. Technol. Lett., vol. 22, pp. 1775-1777, Dec. 2010. H. Yamazaki 他,"Optical Modulator With a Near-Linear Field Response," J. Lightw. Technol., vol. 34, no. 16, pp. 3796-3801, Aug. 2016.

しかしながら、上述の従来技術は、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性の改善、又は光強度Ｉの線形性の改善のいずれかに特化したものであるため、両者の改善を同時に実現することができないという課題があった。

光変調器の内部の光回路の構成は一度作製するとその後の変更が困難であることが多い。そのため、光強度の線形性が重要になる信号フォーマット（例えば多値のＰＡＭ信号）を送信する場合には非特許文献１などに記載された構成を備える光変調器を用い、光電界の振幅の線形性が重要になる信号フォーマット（例えば多値ＱＡＭ信号）を送信する場合には、非特許文献２或いは特許文献１などに記載された構成を備える光変調器を用いる、という使い分けが必要であった。

上記事情に鑑み、本発明は、送信信号の信号フォーマットに応じて適切な駆動信号で送信データを変調することができる光変調器を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、入力されたキャリア用のＣＷ光を２分岐する第１の光カプラと、前記第１の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第１のアーム及び第２のアームと、前記第１のアーム及び前記第２のアームをカップリングしたのちに再び２分岐して第１の出力ポート及び第２の出力ポートから出力する第２の光カプラと、を備える第１のＭＺＩ（Mach-Zehnder interferometer）と、前記第２の出力ポートから出力される光を入力したのち２分岐する第３の光カプラと、前記第３の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第３のアーム及び第４のアームと、前記第３のアーム及び前記第４のアームをカップリングしたのちに第５のアームへ出力する第４の光カプラと、を備える第２のＭＺＩと、前記第１の出力ポートに接続される第６のアームと、前記第５のアーム及び前記第６のアームをカップリングしたのちに出力する非対称光カプラと、入力されたデータ信号を差動増幅する第１の差動出力アンプと、前記第１の差動出力アンプの出力に応じて前記第１のアーム及び前記第２のアームを伝播する光の位相をプッシュプル方式で制御する第１の駆動信号用電極及び第２の駆動信号用電極と、第１のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第１のアームを伝播する光又は前記第２のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第１のバイアス用電極と、前記データ信号と同一又は電圧の正負が反転した信号である補正信号を遅延させる遅延回路と、前記遅延回路によって遅延させられた補正信号を差動増幅する第２の差動出力アンプと、前記第２の差動出力アンプの出力に応じて前記第３のアーム及び前記第４のアームを伝播する光の位相をプッシュプル方式で制御する第３の駆動信号用電極及び第４の駆動信号用電極と、第２のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第３のアームを伝播する光又は前記第４のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第２のバイアス用電極と、第３のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第６のアームを伝播する光又は前記第５のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第３のバイアス用電極と、前記第１の差動出力アンプ及び第２の差動出力アンプの出力振幅を各々調整する第１の利得調整回路及び第２の利得調整回路と、前記第１のバイアス用電源、第２のバイアス用電源及び第３のバイアス用電源の出力電圧を各々調整する第１のバイアス調整回路、第２のバイアス調整回路及び第３のバイアス調整回路と、を備え、自装置の動作モードとして、自装置が出力する光の光強度の線形性を高くする第１の動作モード、又は自装置が出力する光の光電界の振幅の線形性を高くする第２の動作モードのいずれかを選択可能であり、前記第１の出力ポートから出力される光と前記第２の出力ポートから出力される光とは光強度が相反的に変化する光であり、前記非対称カプラは、前記第６のアームから出力される光電界と、前記第５のアームから出力される光電界との各々に所定の比率をかけた上で足し合わせた光電界を有する光を出力し、前記第１のバイアス調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には前記第１のアームと前記第２のアームとの光路長差が前記第１の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．２５倍となるように前記第１のバイアス用電源の出力電圧を調整し、前記第２の動作モードが選択された場合には前記第１のアームと前記第２のアームとの光路長差が前記第１の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．５倍となるように前記第１のバイアス用電源の出力電圧を調整する、光変調器である。

本発明の一態様は、上記の光変調器であって、前記第２のバイアス調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には前記第３のアームと前記第４のアームとの光路長差が前記第２の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の（０．５＋０．０５）倍又は（０．５−０．０５）倍に近くなるように前記第２のバイアス用電源の出力電圧を調整し、前記第２の動作モードが選択された場合には前記第３のアームと前記第４のアームとの光路長差が前記第２の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．５倍に近くなるように前記第２のバイアス用電源の出力電圧を調整する。

本発明の一態様は、上記の光変調器であって、前記第１の駆動信号用電極への印加電圧と前記第２の駆動信号用電極への印加電圧との電圧差をＶｄｒｉｖｅ１と定義し、前記第１の出力ポートにおける干渉強度が最大から最小に変化するのに要するＶｄｒｉｖｅ１の変化量であって駆動信号における半波長電圧である前記変化量をＶπＤｒｉｖｅ１と定義し、前記第３の駆動信号用電極への印加電圧と第４の駆動信号用電極への印加電圧との電圧差をＶｄｒｉｖｅ２と定義し、前記第５のアームにおける干渉強度が最大から最小に変化するのに要するＶｄｒｉｖｅ２の変化量であって駆動信号における半波長電圧である前記変化量をＶπＤｒｉｖｅ２と定義するとき、前記第１の利得調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には、前記第１の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値が０．７×ＶπＤｒｉｖｅ１を超えないよう制御し、前記第２の動作モードが選択された場合には、前記第１の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値がＶπＤｒｉｖｅ１を超えないよう制御し、前記第２の利得調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には、前記第２の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値が０．７×ＶπＤｒｉｖｅ２を超えないよう制御し、前記第２の動作モードが選択された場合には、前記第２の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値がＶπＤｒｉｖｅ２を超えないよう制御する。

本発明の一態様は、入力されたキャリア用のＣＷ光を２分岐する第５の光カプラと、前記第５の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第７のアーム及び第８のアームと、前記第７のアームに接続され、ＩＱ（In-phase - quadrature）変調におけるＩ信号を変調する第１変調器と、前記第８のアームに接続され、ＩＱ（In-phase - quadrature）変調におけるＱ信号を変調する第２変調器と、直交制御バイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第７のアームを伝播する光又は前記第８のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する直交制御バイアス用電極と、前記第７のアーム及び前記第８のアームをカップリングして出力する第６の光カプラと、を備え、前記第１変調器及び第２変調器は、上記のいずれかに記載した光変調器である、光変調器である。

本発明により、送信信号の信号フォーマットに応じて適切な駆動信号で送信データを変調することが可能になる。

第１実施形態の光変調器１の構成の具体例を示す図である。 メインＭＺＩ１０のＰ側アームとＮ側アームとの間の光路長差を＋０．２５λにバイアスした場合に第５の光カプラ３２に入力される光の具体例を示す図である。 メインＭＺＩ１０のＰ側アームとＮ側アームとの間の光路長差を＋０．５λにバイアスした場合に第５の光カプラ３２に入力される光の具体例を示す図である。 第１実施形態の光変調器１において光強度Ｉの線形性の改善を選択した場合に得られたアイパターン及び光強度のヒストグラムの具体例を示す図である。 従来構成のＭＺＩ型光変調器において得られたアイパターン及び光強度のヒストグラムの具体例を示す図である。 光強度Ｉの線形性を高くする動作モード及び光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を高くする動作モードでのパラメータのとり方の例を示す図である。 第２実施形態における光変調器１ａの構成の具体例を示す図である。 第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３におけるメインＭＺＩのバイアス及び補正ＭＺＩのバイアスの具体例を示す図である。 従来のＭＺＩ型光変調器９０の構成例を示す図である。 従来構成のＭＺＩ型光変調器９０の出力ポートから出力される光を模式的に示す図である。 従来構成のＭＺＩ型光変調器９０の出力ポートから出力される光電界の振幅Ｅ_Ａ及び光強度Ｉを駆動信号電圧の関数として表した図である。 従来構成のＭＺＩ型光変調器９０において、４値のＰＡＭ変調信号を出力する際に得られる光強度のレベルの具体例を示す図である。 従来構成のＭＺＩ型光変調器９０において、駆動信号電圧の上限及び下限をそれぞれ＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}及び−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}に設定した場合における光強度Ｉ及び光電界の振幅Ｅ_Ａの具体例を示す図である。

［第１実施形態］
図１は、第１実施形態の光変調器１の構成の具体例を示す図である。第１実施形態の光変調器１は、メインＭＺＩ１０及び補正ＭＺＩ２０を備える点で従来の光変調器（例えば特許文献１に記載）と同様であるが、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性が重視される場合と、光強度Ｉの線形性が重視される場合とに応じて、駆動振幅およびバイアス電圧を変更する機能を有する第１の利得調整回路５１、第２の利得調整回路５３、第２のバイアス調整回路５４を有する点で従来の光変調器と異なる。

メインＭＺＩ１０は、基本的には図９に示した従来構成のＭＺＩ（Mach-Zehnder interferometer）型光変調器９０と同様である。メインＭＺＩ１０は、第１の光カプラ１１、第１のＰ側駆動信号用電極１２Ｐ、第１のＮ側駆動信号用電極１２Ｎ、第１のバイアス用電極１３、第２の光カプラ１４を備える。第２の光カプラ１４は、従来構成の光変調器と同様に、出力ポートＰ_Ｎと反転出力ポートＰ_Ｒとを有する。出力ポートＰ_Ｎと反転出力ポートＰ_Ｒとでは、出力光の強度が相反的に変化する。

補正ＭＺＩ２０は、メインＭＺＩ１０の出力ポートＰ_Ｎ又は反転出力ポートＰ_Ｒのいずれか一方に接続され、メインＭＺＩ１０から出力される変調光を補正する。第１実施形態では、補正ＭＺＩ２０はメインＭＺＩ１０の反転出力ポートＰ_Ｒに接続されるものとする。

補正ＭＺＩ２０は、第３の光カプラ２１、第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐ、第２のＮ側駆動信号用電極２２Ｎ、第２のバイアス用電極２３、第４の光カプラ２４を備える。補正ＭＺＩ２０に入力された変調光は、第３の光カプラ２１によってＰ側アームとＮ側アームの２系統に分岐される。Ｐ側アームには第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐが配置され、Ｎ側アームには第２のＮ側駆動信号用電極２２Ｎが配置される。

第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐ及び第２のＮ側駆動信号用電極２２Ｎは、補正ＭＺＩ２０に印加される駆動信号電圧に応じて、Ｐ側アームとＮ側アームとを伝播する変調光の位相を変化させる。第１実施形態では、第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐ及び第２のＮ側駆動信号用電極２２Ｎは、メインＭＺＩ１０と同様に、正の電圧で位相を遅らせ、負の電圧で位相を進めるものとする。また、補正ＭＺＩ２０においてもメインＭＺＩ１０と同様に駆動信号はプッシュプル方式で印加されるものとする。

また、補正ＭＺＩ２０のＰ側アームには、第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐの後段に第２のバイアス用電極２３が配置される。第２のバイアス用電極２３は、補正ＭＺＩ２０用のバイアス電圧を印加されることで、Ｐ側アームを伝播する変調光の位相を微調整する。Ｐ側アーム及びＮ側アームは第４の光カプラ２４で結合され、第４の光カプラ２４において各アームを伝播してきた変調光が合波（カップリング）される。合波された変調光は補正ＭＺＩ２０から補正信号アームに出力される。補正信号アームは、第４の光カプラ２４と第５の光カプラ３２とを接続するアームである。

第３のバイアス用電極３１は、メインＭＺＩ１０の出力ポートＰ_Ｎ及び反転出力ポートＰ_Ｒのうち補正ＭＺＩ２０が接続されていない方のポートに接続される。すなわち第１実施形態では、第３のバイアス用電極３１はメインＭＺＩ１０の出力ポートＰ_Ｎに接続される。第３のバイアス用電極３１は、第３のバイアス用電源４５によってバイアス電圧が印加されることにより、メインＭＺＩ１０から出力される変調光の位相を補正する。

第５の光カプラ３２は、２入力１出力の非対称光カプラである。非対称光カプラとは、入力された２つ変調光の光電界を足し合わせて出力する光カプラである。非対称光カプラは、１：Ｘの比率で足し合わせる機能を有する。非対称光カプラは、入力された光電界を均等に足し合わせることも可能である。第５の光カプラ３２には、補正ＭＺＩ２０から出力され補正信号アームを伝播した変調光と、主信号アームを伝播し第３のバイアス用電極３１を通過した変調光とが入力される。第５の光カプラ３２は入力した各変調光を所定の比率で合波して出力する。主信号アームは、出力ポートＰ_Ｎと第５の光カプラ３２とを接続するアームである。

駆動系４０は、第１の差動出力アンプ４１、第１のバイアス用電源４２、第２の差動出力アンプ４３、第２のバイアス用電源４４、第３のバイアス用電源４５を備える。第２の差動出力アンプ４３は、補正信号を第２の差動出力アンプ４３で差動増幅することによって補正ＭＺＩ２０用の駆動信号を生成する。補正信号は、データ信号と同一、又は符号が反転した信号である。第１実施形態では、補正信号とデータ信号とは符合が同一であるものとする。なお、第１の差動出力アンプ４１及び第２の差動出力アンプ４３は、前述のとおり一般にはＤＣ成分を遮断するため、補正信号及びデータ信号は、ゼロ（ＧＮＤレベル）を中心として正負に振れる信号となる。

制御系５０は、第１の利得調整回路５１、第１のバイアス調整回路５２、第２の利得調整回路５３、第２のバイアス調整回路５４、遅延回路５５、第３のバイアス調整回路５６を備える。第１の利得調整回路５１は、第１の差動出力アンプ４１の利得を変更することが可能である。第１のバイアス調整回路５２は、第１のバイアス用電源４２がメインＭＺＩ１０の第１のバイアス用電極１３に印加するバイアス電圧を変更することが可能である。第３のバイアス調整回路５２は、第３のバイアス用電極４５が第３のバイアス用電極３１に印加するバイアス電圧を変更することが可能である。

また、第２の利得調整回路５３は、第２の差動出力アンプ４３の利得を変更することが可能である。第２のバイアス調整回路５４は、第２のバイアス用電源４４が補正ＭＺＩ２０の第２のバイアス用電極２３に印加するバイアス電圧を変更することが可能である。

遅延回路５５は、所定時間（以下「遅延時間」という。）だけ補正信号を遅延させる。この遅延時間は、第１のＰ側駆動信号用電極１２Ｐ又は第１のＮ側駆動信号用電極１２Ｎから（図１のＢ点又はＣ点から）、第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐ又は第２のＮ側駆動信号用電極２２Ｎに至るまで（図１のＦ点又はＧ点に至るまで）の光の遅延時間に等しく設定される。

続いて、第１実施形態の光変調器１において、光強度Ｉの線形性を最適化する手法を説明する。以下では、簡単のため、メインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧におけるＶπ_{ＤＲＩＶＥ}と、補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧におけるＶπ_{ＤＲＩＶＥ}とが等しいものとし、両者をともにＶπ_{ＤＲＩＶＥ}と記載する。

メインＭＺＩ１０は、第１のバイアス調整回路５２と第１のバイアス用電源４２とを用いて、メインＭＺＩ１０におけるＰ側アームとＮ側アームとの間での光路長差を＋０．２５λにバイアスする。図１のＥ点で観測される光を、図２（Ａ）に示す。これは図１１に示したものと同一である。ここでも、本質的でない係数は省略している。また横軸はＶπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化した駆動信号電圧を表す。横軸が−０．５であるときにＥ点の光強度Ｉはゼロとなり、横軸が＋０．５であるときにＥ点の光強度Ｉは最大値１となる。横軸の絶対値が０．５以下の領域では、光電界の振幅Ｅ_Ａは常に正となっている。しかしながら、前述のとおり反転出力ポートＰ_Ｒでは光強度が反転するため、横軸が−０．５であるときに図１のＤ点の光強度Ｉは最大値１となり、横軸が＋０．５であるときにＤ点の光強度Ｉはゼロとなる。

補正ＭＺＩ２０は、第２のバイアス調整回路５４と第２のバイアス用電源４４とを用いて、補正ＭＺＩ２０におけるＰ側アームとＮ側アームとの間での光路長差を＋１．１λ／２＝０．５５λにバイアスする。すなわち、補正ＭＺＩ用の駆動信号電圧が０であるとき、メインＭＺＩ１０の反転出力ポートＰ_Ｒ上のＤ点から補正ＭＺＩ２０のＰ側アームを経由して補正信号アーム上のＨ点に至る光路長から、Ｄ点から補正ＭＺＩ２０のＮ側アームを経由して補正信号アーム上のＨ点に至る光路長を差し引いた値が、０．５５λとなるように設定される。

図２（Ｂ）に、図１のＨ点で観測される光強度Ｉと光電界の振幅Ｅ_Ａとを示す。Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が、＋０．３の近傍の時と−０．３近傍の時とでは、光電界の振幅Ｅ_Ａの符号が逆転していることが分かる。

Ｈ点における光電界とＥ点における光電界とは、非対称光カプラである第５の光カプラ３２によりおよそ１：０．４の比率で足し合わされ（この比率は光電界の比率であって強度の比率ではない）、変調器出力ポートＰ_Ｘから出力される。このとき、第３のバイアス用電源４５によって第３のバイアス用電極３１に印加される電圧は、第５の光カプラ３２による干渉効率が最大となるよう設定される。

Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が＋０．３の時には、第５の光カプラ３２により、互いに位相が逆であるＥ点の光電界とＨ点の光電界とが足しあわされ、光強度Ｉは抑制される。

Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が−０．３の近傍の時には、第５の光カプラ３２により、位相が同一であるＥ点の光電界とＨ点の光電界とが足し合わされ、光強度Ｉは増大する。

図２（Ｃ）に、変調器出力ポートＰ_Ｘにおける光強度Ｉと光電界の振幅Ｅ_Ａを示す。Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が−０．５〜＋０．５の範囲において、光強度Ｉの線形性が点Ｅにおける線形性よりも改善していることが分かる。また、Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧の範囲を−０．７〜＋０．７としても、光強度Ｉに折返しが生じないことが分かる。すなわち、図９に示した従来構成のＭＺＩ型光変調器９０に比べ、駆動振幅の自由度が増すことが分かる。

メインＭＺＩ１０用の駆動振幅は第１の利得調整回路５１及び第１の差動出力アンプ４１で−０．７Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}〜＋０．７Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}を越えないように設定される。補正ＭＺＩ２０用の駆動振幅は第２の利得調整回路５３及び第２の差動出力アンプ４３により、メインＭＺＩ１０用の駆動振幅と同一に設定される。

次に、第１実施形態の光変調器１において、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を最適化する手法を説明する。メインＭＺＩ１０は、第１のバイアス調整回路５２と第１のバイアス用電源４２とを用いて、メインＭＺＩ１０におけるＰ側アームとＮ側アームとの間の光路長差を＋０．５λにバイアスする（より一般的な表現で言えばヌル点にバイアスする）。

図１のＥ点で観測される光を図３（Ａ）に示す。これは図１３に示したものと同一である。ここでも、本質的でない係数は省略している。また横軸はＶπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化した駆動信号電圧を表す。横軸が−１．０であるときにＥ点の光電界の振幅Ｅ_Ａは最小値である−１となり、横軸が＋１．０であるときにＥ点の光電界の振幅Ｅ_Ａは最大値である１となる。横軸が０の時は光電界の振幅Ｅ_Ａも０となる。

補正ＭＺＩ２０は、第２のバイアス調整回路５４と第２のバイアス用電源４４とを用いて、補正ＭＺＩ２０におけるＰ側アームとＮ側アームとの間の光路長差を０．５λ（＝＋１．０λ／２）にバイアスする。すなわち、補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が０であるとき、メインＭＺＩ１０の反転出力ポートＰ_Ｒ上のＤ点から補正ＭＺＩ２０のＰ側アームを経由して補正信号アーム上のＨ点に至る光路長から、Ｄ点から補正ＭＺＩ２０のＮ側アームを経由して補正信号アーム上のＨ点に至る光路長を差し引いた値が、０．５λとなるように設定される。

図３（Ｂ）に、図１のＨ点で観測される光強度Ｉと光電界の振幅Ｅ_Ａとを示す。Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が０であるときを挟んで光電界の振幅Ｅ_Ａの符号が逆転する。またその符号は図１のＥ点で観測される光電界の振幅Ｅ_Ａとは逆の符号となる。

Ｈ点における光電界とＥ点における光電界とは、第５の光カプラ３２によりおよそ１：０．３の比率で足し合わされ、変調器出力ポートＰ_Ｘから出力される。このとき、第３のバイアス用電源４５によって第３のバイアス用電極３１に印加される電圧は、第５の光カプラ３２による干渉効率が最大となるよう設定される。Ｅ点の光電界とＨ点の光電界とは駆動信号電圧によらず常に位相が逆（振幅Ｅ_Ａが逆負号）であるから、第５の光カプラ３２により、振幅Ｅ_Ａの絶対値は抑圧される。

図３（Ｃ）に、変調器出力ポートＰ_Ｘにおける光強度Ｉと光電界の振幅Ｅ_Ａとを示す。Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}で規格化したメインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧が−１〜＋１の範囲において、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性が点Ｅにおける線形性よりも改善していることが分かる。

メインＭＺＩ１０用の駆動振幅は第１の利得調整回路５１及び第１の差動出力アンプ４１で−Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}〜＋Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}を越えないように設定される。補正ＭＺＩ２０用の駆動振幅は第２の利得調整回路５３及び第２の差動出力アンプ４３により、メインＭＺＩ１０用の駆動振幅と同一に設定される。

以上説明したように、第１実施形態では、光回路の構成に何ら変更を加えることなく、駆動振幅及びバイアス電圧の変更を行うだけで、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性の改善又は光強度Ｉの線形性の改善の選択が可能となる。

第１実施形態で説明した光変調器１を用いて、光強度Ｉの線形性の改善を選択して生成した４値の光強度変調信号（４値のＰＡＭ）を生成し、２乗検波で得られたアイパターンと光強度のヒストグラムを実測した結果を図４に示す。また、図９に示した従来構成の単一のＭＺＩ型光変調器９０を用いて同一の測定を行った結果を図５に示す。駆動振幅は共にＶπ_{ＤＲＩＶＥ}としている。両者を比較すると、従来構成での測定結果（図５）では、図１２に示したとおり、４つの光強度レベルが等間隔にならず、中央の２値の間隔が広がる。これに対し、第１実施形態の光変調器１を用いた測定結果（図４）では線形性が改善していることが分かる。

第１実施形態で説明した光変調器１を用いて、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性の改善を選択した場合の動作例については、非特許文献２或いは特許文献１などを参照されたい。ただし、これらの先行技術と本発明とでは、非対称カプラの結合比の表現が異なる。第１実施形態では、図１に記載のＤ点における光電界とＥ点における光電界とは、非対称光カプラによりおよそ１：０．３の比率で足し合わせるものとしたが、強度の比で書き直せば１^２：０．３^２＝１：０．０９＝１−０．０８３：０．０８３となるから、特許文献１に用いられる光強度結合比ｒの値はこの例では０．０８３となる。

以下、第１実施形態の変形例について説明する。第１実施形態では、駆動信号用電極に正の電圧を印加して位相を遅らせ、負の電圧を印加して位相を進めると仮定したが、変調器の構成によっては逆になることもありえる。また、第１実施形態では、メインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧のロジック反転はないものとしたが、反転していても動作は可能である。また、メインＭＺＩ１０及び補正ＭＺＩ２０の周期性により、各バイアス電圧には他の最適解もありうる。

図６（Ａ）は、光強度Ｉの線形性を高くする動作モードでの各パラメータのとり方の例を示し、図６（Ｂ）は、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を高くする動作モードでの各パラメータのとり方の例を示す。

図６（Ａ）に記載の「メインと補正のロジック反転」とは、メインＭＺＩ１０用の駆動信号電圧及び補正ＭＺＩ２０用の駆動信号電圧のロジックの反転の有無を示す。「非対称カプラ結合比」とは、前述のとおりＨ点における光電界とＥ点における光電界とを合成する比率である。例えば、図６（Ａ）に記載の「−１対０．４」は、図１の主信号アームＭＭを伝播する変調光に対し、第３のバイアス用電源４５と第３のバイアス用電極３１とによって、補正ＭＺＩ２０の伝播遅延時間分の遅延を与え、かつ位相をπ［ｒａｄ］変化させたうえで（波長でいえばキャリア波長の半分に相当する相当の遅延を加えた上で）非対称カプラに入力させることを意味している。負号がつくのは、前述のとおり、π［ｒａｄ］の位相変化が光電界の振幅Ｅ_Ａの符号反転と等価であるためである。

なお、図６に記載の数値は全て典型値であり、必ずしもこの値に限定されるものではない。例えば、光変調器だけではなく、第１の差動出力アンプ４１や第２の差動出力アンプ４３の非線形応答も無視できない場合には、数値を若干変更し、系全体で最適な線形性が得られるように修正してもよい。

また、以上の説明ではメインＭＺＩ１０のＶπ_{ＤＲＩＶＥ}と補正ＭＺＩ２０のＶπ_{ＤＲＩＶＥ}が同一であるとして説明した。両者が異なるとき、例えば、補正ＭＺＩ２０のＶπ_{ＤＲＩＶＥ}がメインＭＺＩ１０のＶπ_{ＤＲＩＶＥ}よりＹ倍大きい場合には、補正ＭＺＩ２０用の駆動振幅をメインＭＺＩ１０用の駆動振幅のＹ倍とし、各Ｖπ_{ＤＲＩＶＥ}に対する駆動信号の大きさを一定に保つようにしてもよい。

［第２実施形態］
図７は、第２実施形態における光変調器１ａの構成の具体例を示す図である。光変調器１ａはＩＱ変調を行う変調器であり、ＭＺＩ型光変調器をネスト型に組み合わせた構成を有する。光変調器１ａは、第１の光カプラ６１、第１の線形光変調器６２、第２の線形光変調器６３、直交制御バイアス用電極６４、直交制御バイアス用電源６５及び第２の光カプラ６６を備える。第１の線形光変調器６２と第２の線形光変調器６３とは、第１実施形態の光変調器１と同様である。

ＣＷ光は、第１の光カプラ６１においてＩ側アームとＱ側アームとの２系統に分岐される。Ｉ側アームは第１の線形光変調器６２に接続され、Ｑ側アームは第２の線形光変調器６３に接続される。

第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３は、各々データ信号（Ｉ）及びデータ信号（Ｑ）によって駆動される。第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３の出力光は、第２の光カプラ６６によって合波されて変調器出力ポートＰ_Ｘから出力されるが、両者の位相差は直交制御バイアス用電源６５の出力電圧を直交制御バイアス用電極６４に印加し、遅延時間を制御することによって調整される。

第２実施形態でも、光強度Ｉの線形性を高くする動作モード（第１の動作モードの一例）、又は光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を高くする動作モードのどちらかを選択することが出来る。

まず、光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性を高くする動作モードを選択して、光ＱＡＭ信号を生成する場合について説明する。第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３における、メインＭＺＩのバイアス、補正ＭＺＩのバイアスは図６（Ｂ）に示したものと同様でよい。変調器出力ポートＰ_ＸからみたＩ側アームとＱ側アームの光路長の差は、駆動信号電圧がゼロレベルのときに、±０．２５λとなるように直交制御バイアス用電源６５で調整される。これはＩ側アームを伝播する光とＱ側アームを伝播する光の位相が直交している状態であり、両者の強度は相互干渉しない。

データ信号（Ｉ）とデータ信号（Ｑ）とが各々ｎ値の多値信号であるならば、出力ポートにおいて光ｎ^２−ＱＡＭ信号が生成される。第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３によって光電界の振幅Ｅ_Ａの線形性が確保されているため、生成されるコンスタレーションでは、駆動振幅を大きくとっても、ｎ^２個のシンボルが等間隔に並ぶ。

次に、光強度Ｉの線形性を高くする動作モード（第２の動作モードの一例）を選択して、光ＰＡＭ信号を生成する場合について説明する。図８は、この場合の第１の線形光変調器６２及び第２の線形光変調器６３における、メインＭＺＩのバイアス、補正ＭＺＩのバイアスを示す。また、データ信号（Ｑ）は常にゼロレベルとする。第２の線形光変調器６３に含まれる第１の差動出力アンプ及び第２の差動出力アンプ（図１を参照）の出力はゼロレベルとなる。第１の線形光変調器６２のメインＭＺＩのバイアス及び補正ＭＺＩのバイアスは０．５λにバイアスされている（ヌル点にバイアスされている）ため、Ｑ側アームを伝播する光は第２の線形光変調器６３内で消光される。直交制御バイアス用電源６５の出力電圧は任意の値でよい。出力ポートから出力される光は第１実施形態と本質的には同一となるから、第２実施形態の光変調器１ａにおいても図４で示すような線形性の良いＰＡＭ信号を得ることができる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

なお、図１に示されたメインＭＺＩ１０において、第１の光カプラ１１に接続されるＰ側アームは本発明における第１のアームの一例である。第１の光カプラ１１に接続されるＮ側アームは本発明における第２のアームの一例である。第１のＰ側駆動信号用電極１２Ｐは本発明における第１の駆動信号用電極の一例である。第１のＰ側駆動信号用電極１２Ｎは本発明における第２の駆動信号用電極の一例である。第１の光カプラ１１は本発明における第１の光カプラの一例である。第２の光カプラ１４は本発明における第２の光カプラの一例である。第２の光カプラ１４のＰ_Ｎ側の出力ポートが本発明における第１の出力ポートの一例である。第２の光カプラ１４のＰ_Ｒ側の出力ポートは本発明における第２の出力ポートの一例である。

また、補正ＭＺＩ２０において、第３の光カプラ２１に接続されるＰ側アームが本発明における第３のアームの一例である。第３の光カプラ２１に接続されるＮ側アームは本発明における第４のアームの一例である。第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｐは本発明における第３の駆動信号用電極の一例である。第２のＰ側駆動信号用電極２２Ｎは本発明における第４の駆動信号用電極の一例である。第３の光カプラ２１は本発明における第３の光カプラの一例である。第４の光カプラ２４は本発明における第４の光カプラの一例である。

また、光変調器１において、補正信号アームが本発明における第５のアームの一例である。主信号アームは本発明における第６のアームの一例である。また、光変調器１ａにおいて、第１の光カプラ６１に接続されるＩ側アームが本発明における第７のアームの一例である。第１の光カプラ６１に接続されるＱ側アームは本発明における第８のアームの一例である。第１の線形光変調器６２は本発明における第１変調器の一例である。第２の線形光変調器６３は本発明における第２変調器の一例である。第１の光カプラ６１は本発明における第５の光カプラの一例である。第２の光カプラ６６は本発明における第６の光カプラの一例である。

本発明は、光信号を変調してデータを送信する光送信器に適用可能である。

１，１ａ…光変調器、１０…メインＭＺＩ（Mach-Zehnder interferometer）、１１…第１の光カプラ、１２Ｎ…第１のＮ側駆動信号用電極、１２Ｐ…第１のＰ側駆動信号用電極、１３…第１のバイアス用電極、１４…第２の光カプラ、２０…補正ＭＺＩ、２１…第３の光カプラ、２２Ｎ…第２のＮ側駆動信号用電極、２２Ｐ…第２のＰ側駆動信号用電極、２３…第２のバイアス用電極、２４…第４の光カプラ、３１…第３のバイアス用電極、３２…第５の光カプラ、４０…駆動系、４１…第１の差動出力アンプ、４２…第１のバイアス用電源、４３…第２の差動出力アンプ、４４…第２のバイアス用電源、４５…第３のバイアス用電源、５０…制御系、５１…第１の利得調整回路、５２…第１のバイアス調整回路、５３…第２の利得調整回路、５４…第２のバイアス調整回路、５５…遅延回路、５６…第３のバイアス調整回路、６１…第１の光カプラ、６２…第１の線形光変調器、６３…第２の線形光変調器、６４…直交制御バイアス用電極、６５…直交制御バイアス用電源、６６…第２の光カプラ、９０…従来構成のＭＺＩ型光変調器、ＡＭ…差動出力アンプ、ＭＮ…Ｎ側アーム、ＭＰ…Ｐ側アーム、ＰＮ…出力ポート、ＰＲ…反転出力ポート、ＰＳ…バイアス用電源、ＲＢ…バイアス用電極、ＲＮ…側駆動信号用電極、ＲＰ…側駆動信号用電極

Claims (4)

1. 入力されたキャリア用のＣＷ光を２分岐する第１の光カプラと、
   前記第１の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第１のアーム及び第２のアームと、
   前記第１のアーム及び前記第２のアームをカップリングしたのちに再び２分岐して第１の出力ポート及び第２の出力ポートから出力する第２の光カプラと、
   を備える第１のＭＺＩ（Mach-Zehnder interferometer）と、
   前記第２の出力ポートから出力される光を入力したのち２分岐する第３の光カプラと、
   前記第３の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第３のアーム及び第４のアームと、
   前記第３のアーム及び前記第４のアームをカップリングしたのちに第５のアームへ出力する第４の光カプラと、
   を備える第２のＭＺＩと、
   前記第１の出力ポートに接続される第６のアームと、
   前記第５のアーム及び前記第６のアームをカップリングしたのちに出力する非対称光カプラと、
   入力されたデータ信号を差動増幅する第１の差動出力アンプと、
   前記第１の差動出力アンプの出力に応じて前記第１のアーム及び前記第２のアームを伝播する光の位相をプッシュプル方式で制御する第１の駆動信号用電極及び第２の駆動信号用電極と、
   第１のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第１のアームを伝播する光又は前記第２のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第１のバイアス用電極と、
   前記データ信号と同一又は電圧の正負が反転した信号である補正信号を遅延させる遅延回路と、
   前記遅延回路によって遅延させられた補正信号を差動増幅する第２の差動出力アンプと、
   前記第２の差動出力アンプの出力に応じて前記第３のアーム及び前記第４のアームを伝播する光の位相をプッシュプル方式で制御する第３の駆動信号用電極及び第４の駆動信号用電極と、
   第２のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第３のアームを伝播する光又は前記第４のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第２のバイアス用電極と、
   第３のバイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第６のアームを伝播する光又は前記第５のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する第３のバイアス用電極と、
   前記第１の差動出力アンプ及び第２の差動出力アンプの出力振幅を各々調整する第１の利得調整回路及び第２の利得調整回路と、
   前記第１のバイアス用電源、第２のバイアス用電源及び第３のバイアス用電源の出力電圧を各々調整する第１のバイアス調整回路、第２のバイアス調整回路及び第３のバイアス調整回路と、
   を備え、
   自装置の動作モードとして、自装置が出力する光の光強度の線形性を高くする第１の動作モード、又は自装置が出力する光の光電界の振幅の線形性を高くする第２の動作モードのいずれかを選択可能であり、
   前記第１の出力ポートから出力される光と前記第２の出力ポートから出力される光とは光強度が相反的に変化する光であり、
   前記非対称カプラは、前記第６のアームから出力される光電界と、前記第５のアームから出力される光電界との各々に所定の比率をかけた上で足し合わせた光電界を有する光を出力し、
   前記第１のバイアス調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には前記第１のアームと前記第２のアームとの光路長差が前記第１の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．２５倍となるように前記第１のバイアス用電源の出力電圧を調整し、前記第２の動作モードが選択された場合には前記第１のアームと前記第２のアームとの光路長差が前記第１の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．５倍となるように前記第１のバイアス用電源の出力電圧を調整する、
   光変調器。
2. 前記第２のバイアス調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には前記第３のアームと前記第４のアームとの光路長差が前記第２の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の（０．５＋０．０５）倍又は（０．５−０．０５）倍に近くなるように前記第２のバイアス用電源の出力電圧を調整し、前記第２の動作モードが選択された場合には前記第３のアームと前記第４のアームとの光路長差が前記第２の差動出力アンプの出力がゼロレベルであるという条件の下でキャリア波長の０．５倍に近くなるように前記第２のバイアス用電源の出力電圧を調整する、
   請求項１に記載の光変調器。
3. 前記第１の駆動信号用電極への印加電圧と前記第２の駆動信号用電極への印加電圧との電圧差をＶｄｒｉｖｅ１と定義し、前記第１の出力ポートにおける干渉強度が最大から最小に変化するのに要するＶｄｒｉｖｅ１の変化量であって駆動信号における半波長電圧である前記変化量をＶπＤｒｉｖｅ１と定義し、前記第３の駆動信号用電極への印加電圧と第４の駆動信号用電極への印加電圧との電圧差をＶｄｒｉｖｅ２と定義し、前記第５のアームにおける干渉強度が最大から最小に変化するのに要するＶｄｒｉｖｅ２の変化量であって駆動信号における半波長電圧である前記変化量をＶπＤｒｉｖｅ２と定義するとき、
   前記第１の利得調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には、前記第１の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値が０．７×ＶπＤｒｉｖｅ１を超えないよう制御し、前記第２の動作モードが選択された場合には、前記第１の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値がＶπＤｒｉｖｅ１を超えないよう制御し、
   前記第２の利得調整回路は、前記第１の動作モードが選択された場合には、前記第２の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値が０．７×ＶπＤｒｉｖｅ２を超えないよう制御し、前記第２の動作モードが選択された場合には、前記第２の差動出力アンプの正反の出力電圧の差の絶対値がＶπＤｒｉｖｅ２を超えないよう制御する、
   請求項１に記載の光変調器。
4. 入力されたキャリア用のＣＷ光を２分岐する第５の光カプラと、
   前記第５の光カプラの２つの出力にそれぞれ接続される第７のアーム及び第８のアームと、
   前記第７のアームに接続され、ＩＱ（In-phase - quadrature）変調におけるＩ信号を変調する第１変調器と、
   前記第８のアームに接続され、ＩＱ（In-phase - quadrature）変調におけるＱ信号を変調する第２変調器と、
   直交制御バイアス用電源の出力電圧に応じて、前記第７のアームを伝播する光又は前記第８のアームを伝播する光の少なくとも一方の位相を調整する直交制御バイアス用電極と、
   前記第７のアーム及び前記第８のアームをカップリングして出力する第６の光カプラと、
   を備え、
   前記第１変調器及び第２変調器は、請求項１から３のいずれか一項に記載の光変調器である、
   光変調器。