JPH08500683A

JPH08500683A - 線形性の高いカスケード接続光変調システム

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Publication number: JPH08500683A
Application number: JP6507347A
Authority: JP
Inventors: ナザラシー，モシェ; カガン，イシャイ; シムラー，ヤロン
Original assignee: ハーモニック・ライトウェイブス・インコーポレイテッド
Priority date: 1992-09-02
Filing date: 1993-08-27
Publication date: 1996-01-23
Also published as: IL106837A0; US5278923A; DE69330531D1; EP0728325B1; IL106837A; EP0728325A1; DE69330531T2; WO1994006042A1; EP0728325A4

Abstract

(57)【要約】二重タンデム（図９および１５）またはスプリットタンデム（図１２および１３）構成でカスケード結合された電気光学変調器段を有する光学変調器システム。電気スプリッタ（８０）は、多数の段（６１、６３）のための多数の電気駆動装置（７９、９９）を、１つの変調入力信号（１２９）から誘導する。多数の駆動信号は、大きさにおいて線形的に関係づけられ、好ましくは、タンデム段において同時の逆位相（１８０°相が外れる）光変調を誘起する。ダブルのマッハ−ツェンダーカスケード構成が使用できるが、その代わりとして、少なくとも１つの変調器段は少なくとも１つの指向性カプラ（９５、１１５）を有する平衡ブリッジ干渉計（ＢＢＩ）型変調器でもよい。こういった構成の少なくとも１つの指向性カプラは、Δβカプラでもよい。パラメトリックフィードバックループ（１２１−１３７）による、バイアス電圧の干渉計部（７７、９７）およびカプラ部（９５、１１５）への印加は、同時に線形の変調係数を増大し、奇数項ひずみを最小限にし、バイアスされたΔβカプラに関連する偶数次ひずみをゼロにするために行なわれる。

Description

【発明の詳細な説明】線形性の高いカスケード接続光変調システム技術分野この発明は、多数の変調セルを有する集積電気光学変調器に関し、特に、多重チャネルＡＭ光ファイバ振幅変調方式に対する非線形のひずみを最小限にするよう設計された変調器に関する。背景技術この発明において興味のある光学変調器は、入力部、中央位相変調干渉計（ＩＦ）部、および出力部を有するものとして見做される、集積光導波路構造である。入力および出力部は、Ｙ接合（ＹＪ）光導波路構造（分かれて２つの出力導波路になる１つの入力導波路を有するＹＪスプリッタもしくは２つの入力導波路が合流して１つの出力導波路になるＹＪコンバイナ）、または１対の結合された導波路を有する２×２の光ポートである光指向性カプラ（ＤＣ）のいずれかである。興味のある光学変調器の１つの型は、マッハーツェンダー（ＭＺ）変調器である。これは、ＹＪスプリッタ入力部と、中央ＩＦ部と、ＹＪコンバイナ出力（ＹＪ−ＩＦ−ＹＪと表記する）とを有する。興味のある光学変調器の別の型は、平衡ブリッジ変調器（ＢＢＩ）である。これには３つの構成：（１）ＹＪ−ＩＦ −ＤＣ、（２）ＤＣ−ＩＦ−ＹＪまたは（３）ＤＣ−ＩＦ−ＤＣが可能である。末端部の少なくとも１つは常にＤＣ部であることに注意されたい。これらの装置を特徴づける別の方法は、入力および出力導波路ポートの数によるものであり、すなわち、ＭＺは１×１であり、ＢＢＩは１×２、または２×１、または２×２である。２×２のＢＢＩに対し、両方の入力ポートが使用可能であり、または、１×２の動作モードで効果的に装置を利用して１つの入力ポートを使用しないこともできる。先行技術では、広帯域の動作範囲における、光パワー対変調電圧伝達特性の線形性を向上させる試みにおいて、２つの変調器は双方ともに、直列または並列に接続されてきた。二重並列方式においては、２つの変調器の出力はインコヒーレントもしくはコヒーレントに結合されるか、または同じ変調器構造の２つの直交偏光が２つの異なる並列変調器の等価物として働くように結合される。図１は、ＹＪ２１、バイアス電極２３、ＲＦ電極２５、および位相変調器２７を有する二重並列変調器を示す。並列接続方式においては、２つの変調器（または１つの変調器の２つの直交偏光）は一般的に、異なる駆動電圧で駆動されるか、またはしはしば電極の異なる長さを利用することにより達成される異なる変調効率を有するように設計され、最終結果として２つの変調器において発生する非線形のひずみ項を減じるように光パワーを与えられる。不運にも、これは望ましい線形の駆動信号を部分的に取消すという犠牲のもとに発生する。加えて、こういった方式は、光の損失が大きく、大きなＲＦ駆動電力を必要とする。その他の問題は、並列配置のため、互いに近接し音響放射結合に関して横形に配向される２つの部分の間の、電気的および音響的クロストークと関係がある。直列接続方式においては、サブセクションを有する指向性カプラは、電極をいくつかのサプセクションに接合されて用いられる。これらの実現において、典型的には無線周波（ＲＦ）駆動である変調信号は、１つの電極サブセクションのみに与えられ、その他のサブセクションは変調されていないかまたはＤＣバイアスされる。『ＳＰＩＥ，１５８３巻、集積光回路（Integrated Optical Circuits）（１９９１）』の１５３から１６４頁で発表された、Ｈ．スキー（Skeie）およびＲ．Ｖ．ジョンソン（Johnson）による、「位相変調電極のカスケード結合による電気光学変調器の線形化（Linearization of Electro-Optic Modulators by a Cascade Coupling of Phase Modulating Electrodes）」と題された論文において、この筆者達は、２つの変調器の並列およびカスケード結合を開示している。図２は、この論文において説明された構造を示し、図２ａは、第１の入力ＹＪ３１、バイアス電極３３、第１のＩＦ３５、第２の入力ＹＪ３２に接続された第１のＹＪ出力３７、第２のバイアス電極３４、ＩＦ３６、および第２の出力ＹＪ３８を有する、タンデムＭＺ構成を示す。図２ｂでは、ＭＺ変調器４１は、図２ａの第１のＭＺと同様、バイアス電極４３とＩＦ４５とを通して出力ＹＪ４７に接続される。ＤＣ４８、バイアス電極４２、ＩＦ４４およびＹＪ４６で形成される第２の変調器は、１×１形式で用いられるＢＢＩである。図２ｃは、出力部５５がＤＣであることを除き、図２ｂと同様にＢＢＩ変調器５３に結合されたＭＺ変調器５１を示す。最後に、筆者達は、図２ｄにおいて、別のＢＢＩ変調器６３に結合されたＢＢＩ変調器６１を開示し、第２の段は第１の段と同じであることを示している。変調器Ｌ−Ｖ伝達特性−線形性およびひずみの説明変調器の線形性および残留非線形ひずみは、Ｌ−Ｖ（光パワー対変調電圧）伝達特性のべき級数の拡大の調和応答により特定される。この明細書中で再検討される背景材料は数学的表記を設定し、またこれは周知の先行技術であるが、異なる装置の間での意味のある比較基準のために導入される、べき級数係数の正規化は例外である。如何なる電気光学変調器（図３）も、典型的には変調されていないＣＷ光パワ −Ｐ_inが注入される光入力ポートと、変調された光パワーＰ_o（ｔ）が集められる光出力と、変調電圧信号ν（ｔ）が与えられる電気変調ポートとを有するシステムとして説明できる。Ｌ−Ｖ特性は、これら３つの量の間の関係であり、Ｐ_in はパラメータと見做される。出力パワーは入力パワーにおいて線形であるが、変調電圧においては一般的に非線形であり、この非線形性を低減することが我々の目的である。伝達特性のべき級数の拡大（等式１）は以下のように表現可能で、 φは、干渉的位相遅延を表わす正規化電圧てあり、 νは、干渉計の電極に印加される変調電圧であり、Ｖ_πは、半波長電圧と呼ばれる定数−この電圧はπ位相変化をφで発生させるのに必要であり、１０１ｏｇ₁₀（Λ）は装置の光挿入損失をｄＢで表わすものである。この開示において、偶数次および３次のひずみは、主ひずみを残留５次ひずみに代えて、実質的にゼロにされる。５次で始まる、奇数項のみを有するべき級数で表わされるＬ−Ｖ特性は、この式において、光パワーの平均パワーに対する比率として、正規化された光強度Ｉ（φ）を導入した。変調信号は正弦トーンの和であると仮定すれば、したがって、この式において、上記は変調指数をラジアンで示したものである。ｍを導入すると、以下となる。所与の伝送された平均パワーに対し、搬送波対雑音比を決定するのはＯＭＩである。同じ搬送波対雑音比を有する２つのシステムを、その非線形ひずみにより比較するためには、両方とも同じＯＭＩに駆動するであろう。上記の形式を用いれば、５次の相互変調項の、搬送波に対する比率は、ｄ₅ ^nor ^m ｍ⁴に比例し、上の式は、５次の相互変調ひずみの強さにより同じ変調指数ｍに駆動された２つの異なるシステムを比較するためのメリット数として利用可能な、正規化された５次係数である。囲における振幅は、以下の式により与えられる。したがって、線形の変調係数ｄ₁を最大限にし、駆動電圧Ｖ_πを低減し、挿入損失Λを低減することにより平均光パワ光２ポートの数学的説明指向性カプラおよび２アーム干渉計は、光２ポート装置である。一般的な２ポート集積光装置は、図４で示される。これは、２つの導波路入力ポート６５および６７での電界を、２つの導波路出力ポート７１および７３での電界と関係づける、２ポート伝送行列Ｍにより説明できる。指向性カプラ（ＤＣ）一般的にはバイアス電極を有する、近接して間隔を空けられた２つの導波路から構成される指向性カプラを考察する。周知の結合モード等式は、カプラに沿う電界の発生および２つの導波路間のエネルギの交換を説明する。印加電圧と２つのカプラアーム間のユニットの長さあたりの導入された位相の差とに比例する非同期性係数を示す、導波管とδとの間のユニットの長さあたりの結合係数を示せば、となり、Ｒは何らかの比例定数である。この明細書中で、Δβおよびδは、ある程度交換するように用いられるであろう。 δ＝０のカプラは対称と呼ばれ、非ゼロのδを有するカプラは非対称と呼ばれる。非対称は構造的であり得る−等しくない導波路（断面の大きさおよび／または反射指数が異なる）、または、いわゆるΔβカプラに対しては、電極の印加電圧により導入された非対称であってもよい。結合モード等式に対する一般的な解は、２ポートの伝送行列Ｃ［κ，δ］により表わされ、以下の式で与えられ、以下の記数法を用いて、パラメータΓ、Δ、Ｋ、Ｋは以下のように表わされる。等式１３より、たとえば、バイアス電圧を印加し、Δβの差を生じさせることにより、カプラはより非対称に作られるので、クロスオーバー係数Ｋの大きさは、サイン（γ）／γの関数に従って減ずる。上記の等式の特別な場合として、Γ＝γ＝κＬであり、Ｋ＝サイン（γ）であり、Δ＝０である、対称カプラδ＝０について考察する。この場合、カプラは、結合比Ｋまたはその結合角γにより、交換的に説明できる。非対称Δβカプラに対し、結合比は、アナログの結合角Γにより規定されるが、カプラを十分に説明するためには、位相Δもまた考察せねばならない。時として、カプラを、そのパワークロスオーバー比Ｋ²により、たとえば５０％／５０％カプラを、説明する。プッシュプル位相変調干渉計マトリックス（ＩＦ）干渉計（ＩＦ）伝送行列は、２つの導波路の間に交差結合のない純粋移相に対応する。上記の式でφは２つのアームの間の差動位相遅延である。装置の制御には、干渉計の電極に何らかの静バイアス電圧Ｖ_bを印加することが必要であり、したがって、干渉計マトリックスの最も一般的な場合においては、となり、Ｖ_bは静バイアス位相である。この発明の目的は、以下の性能基準を改良するための変調器装置の設計、関連するバイアスおよび同調システムである。１）広周波帯域での非線形性を減ずる。２）変調効率を最大限にする、すなわち、線形の変調係数を最大限にし、半波長駆動電圧および光の損失を最小限にする。３）必然的なプロセスの不規則性の後で、装置を上記の最適動作点まで電気的に同調させる能力を獲得する。発明の開示この発明の目的は、タンデム配置で共にカスケード接続された複数の変調段を有する、電気光学変調器により達成される。段は、同時変調電気信号により駆動される。特に、変調電圧は、少なくとも２つの出力を有する電力スプリッタにより、１つの入力ソースから誘導されることができ、これは、１つの変調電気信号が１つの部分に与えられるか、バイアス電気信号または全くバイアスのないものが１つまたは２つ以上のさらなる部分に与えられる、先行技術の直列装置アーキテクチャ（Ｊ．Ｆ．ラム（Lam）およびグレゴリＬ．タグノン（Gregory L .Tangonon)、またＺ．Ｑ．リン（Lin）およびＷ．Ｓ．Ｃ．チャン（Chang)、またＭ．Ｌ．ファーウエル（Farwell）およびＺ．Ｑ．リン）とは対照的である。この発明の目的を達成するために、以下の新しい要素を開示する。：Ａ）多数の電気駆動装置を有する二重タンデムおよびスプリットタンデムアーキテクチャ。Ｂ）平衡分裂比により達成される装置の広帯域動作、すなわち、大きさが等しく、同位相または１８０°外れた位相である二重電気駆動装置。Ｃ）奇数次ひずみを減少させるためおよび同時に線形の変調係数を増加させるために最適なカプラ係数の選択。Ｄ）装置が最適動作方式でバイアスされることができるようにカプラの同調性を高めるための、電圧同調可能なΔβカプラ（特別な場合としてΔκカプラでカバーされる）の使用。Ｅ）奇数次ひずみを最小限にする間に、Δβカプラに関連する装置の偶数次ひずみをゼロにするために、パラメトリックフィードバックループにより、干渉計部分とカプラとにバイアス電圧を印加。図面の簡単な説明図１は、光学的に２つのマッハーツェンダー変調器を並列に接続することにより得られる、先行技術の二重並列変調器を示す。図２は、スキーおよびジョンソンを参照して説明される変調構造を示す。図２ａは、タンデムＭＺ構成である。図２ｂは、１つの接続されないポートを有する指向性カプラを用いた別のタンデムＭＺ構成である。図２ｃは、ＢＢＩ変調器に結合されたＭＺ変調器を示す。図２ｄは、別のＢＢＩ変調器に結合されたＢＢＩ変調器を示す。図３は、一般的な電気光学変調器を、その光入力、出力導波路ポート、および電気変調信号ポートとともに示す。図４は、一般的な２ポート集積光装置を示す。図５は、ＢＢＩ（平衡ブリッジ干渉計）および／またはＭＺ（マッハーツェンダー）装置のカスケード接続により得られる、さまざまな二重タンデム装置を示す。図５ａは、ダブルＭＺカスケードである。図５ｂは、ＭＺとＢＢＩとのカスケードである。図５ｃは、ＢＢＩとＭＺとのカスケードである。図５ｄは、ダブルＢＢＩカスケードである。図６は、ＭＺＢＢＩ装置の光路に対する詳細図である。図７は、ＤＢＢＩ装置の光路に対する詳細図である。図８は、二重タンデム装置を２つの段に分割する代替モードを示し、第１段（Ｓ１）は、タイプＩまたはタイプＩ１２×２光接続ポートで終了し、第２段は、２×１または２×２ポートで終了する。図８ａ、ｃはタイプＩ装置を示す。図８ｂ、ｄはタイプＩＩ装置を示す。図９は、二重タンデム装置の両方のポートを同時に駆動するための電気スプリッタを概略的に示す。図１０は、１つのＭＺまたはＢＢＩの段の二乗正弦伝達特性を、偶数次ひずみがゼロになる正の傾斜と負の傾斜のバイアス点とともに示す。図１１は、スプリットタンデム装置の可能な２つの実現を示す。図１１ａは，，２つの１×２分岐に分岐する、第１の１×２段を含む、２つの出力を有するスプリットタンデム装置を示す。図１１ｂは、実際には１×１段として１つの入力ポートは接続されないままで用いられる２つの２×１分岐に分岐する第１の１×２段を含む、２つの出力を有するスプリットタンデム装置を示す。図１２は、図１１ｂのスプリットタンデム装置の詳細な実施例を示す。図１３は、スプリットタンデム装置のための電気駆動装置を示す。図１４ａは、２つのスプリッタアーム各々から光波信号への等しい周波数応答を示す、二重タンデム装置を表わす。図１４ｂは、図１４ａと等価のシステムを示し、図１４ａのシステムの理想を、周波数応答Ｈ（ｆ）と独立した相互変調ひずみ最小限化特性によって表わす。図１５は、平衡電気スプリッタと、実質的に偶数次および３次ひずみをゼロにし５次ひずみを最小限にし線形変調係数を最大限にするために装置をバイアスする閉ループのためのパラメトリック制御回路とを有する、ダブルＢＢＩ二重タンデム光学変調器に基づき、線形化伝送の好ましい実施例を示す。図１６は、フェライトトライドに巻きを有するバルン変換器として実現される、制限された帯域幅の二重タンデム電気スプリッタ駆動装置を示す。図１７ａは、広帯域平衡スプリッタの実現の第１の試みとして意図された、部分的なバルン構造を示す。図１７ｂは、結合伝送線およびバルンの平衡を減じる非対称につながる、短縮された接地へのスタブとして形成される同軸ケーブルとともに図１７ａの構造の電気モデルを示す。図１８は、すべての周波数で十分に平衡がとれており、数十の帯域幅および低損失を与える構造を分裂する、最後の伝送線変換器を示す。この構造は、直径が軸と等しい補償ワイヤと、シールドの外側として構造を平衡させる内部の導線に接続された軸を囲むものとしての同様のフェライトとを含む。図１９は、図１７の平衡構造の等価モデルを示す。図２０は、二重タンデム装置の２つの段を駆動するために用いられる、改良された付加絶縁を有する、広帯域伝送線ハイブリッド対踵スプリッタを示す。図２１は、Ｋ₁−Ｋ₂平面に等高プロットを描き、ｄ₃ ＝０となるように、すなわち、すべての可能なカプラの値の対の軌跡が所与の各分裂比ρに対しゼロの３次ひずみを生み出すように、分裂比ρの等しい線を表わす。図２２から２６は、最適化されることになる２つの量に対して、ρ−Ｋ₂平面に等高プロットを描く：２つの量とは１次およひ５次の正規化べき級数係数ｄ₁ およびｄ₅ ^normで、一方、１次カプラ値Ｋ₁を予め定める３次係数ｄ₃＝０の制約を満たす。示されるように、２つの独立変数ρおよびＫ₂は０から１の範囲で、目もりはパーセントである。図２２は、ｐ：１スプリッタに対するｄ₁の等高プロットである。より白いことは値の大きいことを意味し、最大値は水平の下方軸で発生する。図２３は、１：ρスプリッタに対するｄ₁の等高プロットである。より白いことは値の大きいことを意味し、最大値は水平の下方軸で発生する。図２４は、ρ：１スプリッタに対するｄ₅ ^normの等高プロットである。より白いことは値が小さいことを意味し、最小値は水平の下方軸で発生し、右上隅におけるその他の最小値は排棄されるが、それは図２６で示される数学的に意味のない解の禁止領域内である。図２５は、１：ρのスプリッタに対するｄ₅ ^normの等高プロットである。より白いことは値が小さいことを意味し、絶対最小値は水平軸に沿い、最小値から２％異なるだけである。図２６は、２つのカプラ比Ｋ₁、Ｋ₂およひスプリッタ比ρに対する最適化問題の解に関して、ρ−Ｋ₂平面が如何にして意味のある領域と禁止領域に分割されるべきかを示す。図２７は、無補償のマッハーツェンダー装置および最適に同調されたＤＢＢＩ装置の光対電圧伝達特性を表わすプロットを示し、直線の接線が比較のために示される。ＤＢＢＩ曲線は、直線とＭＺ曲線との間の線である。図２８は、最適解を表わすＫ₁−Ｋ₂平面におけるプロットである。これは、２つのカプラクロスオーバー比に対する最適値と、対蹠スプリッタが用いられるとき３次係数がゼロにされるすべての対のカプラ値の、平面における軌跡とを含む点を示す。示された最適点はさらに、線形の変調係数を最大限にし、正規化された５次ひずみを最小限にする。発明を実施するためのベストモード本発明の教示に従えば、高められた線形範囲を有する電気光学変調器は、直列に、またはタンデムに変調器装置をカスケード接続することによって得られる。この発明でクレームされる、線形化された光学変調器の特定のサプセットは、先行技術の装置と比べて優れた性能基準をもたらし、光学タンデム接続の構造の２つの主な包括的タイプを含む。これらは表１に分類され、記号による表記で示されるように相互接続されるＭＺおよびＢＢＩセクションを表わし、矢印は、集積化された装置を形成するようなある変調器の出力導波路から次のものの入力導波路へのカスケード端部結合を示し、「ｘ」はファンアウトまたはファンインを表わす。二重タンデム装置の４つの特殊なケースが図５ａないし図５ｄに要約され、ここでＤＭＺおよびＤＢＢＩは、それぞれダブルＭＺおよびダブルＢＢＩを意味し、ＭＺＢＢＩおよびＢＢＩＭＺは、ＭＺおよびＢＢＩの明らかなカスケードである。ＭＺＢＢＩおよびＤＢＢＩ装置の光路の詳細な図が、それぞれ図６および図７に表わされる。図６は、ＢＢＩ（７７、７９、８１および８３）と直列接続されるＭＺ（導波路７１、７３、７５および７７）からなり、ＢＢＩは２つの導波路出力ポート８５および８７を備えたＤＣ（８３）で終端する。図７に示されるＤＢＢＩは、２つのカスケード接続されるＢＢＩ（９７ないし１０９とカスケード接続された９１ないし９７）からなる。全体の装置の２つの段への分割はある程度任意のものである。別の視点が図８に示され、第１段（Ｓ１）は２×２光接続ポートを含み、これは、図８ｂおよび図８ｄにおいてはＹＪコンバイナとカスケード接続されるＹＪスプリッタからなり（タイプＩ）、図８ａおよび図８ｃにおいてはＤＣからなる（タイプＩＩ）。この２つのタイプは、２×２ポートの出力ポートと入力ポートを接続する導波路によって区別できる。タイプＩの装置については、２つのポートを連結する導波路は１つであるが、タイプＩＩの装置では２×２ポートの中央部において２つの導波路が存在する。タイプＩの装置に関して２×２接続ポートを実現する別の可能性としては、コンバイナをスプリッタとではなくカプラとカスケード接続することであり、カプラの入力ポートの１つは図２ｂおよび図２ｃに示されるように未使用である。２ ×２接続ポートのこの実現例は、後部同士を合わせてコンバイナとスプリッタとを使用するのと機能的に等価である。タイプＩおよびタイプＩＩの装置は各々異なる伝達特性を有するが、出力Ｍの数には影響されない、すなわち、どちらのタイプもＭ＝１または２のいずれをも有し得ることが示される。Ｍ＝２であれは、２つの出力は相補的でありＭ＝１の単一の利用可能な出力のように動作する（Ｍ＝１およびＭ＝２を比較するときは同じタイプＩまたはＩＩであると仮定する。）図９は、以下の分割比で同時に双方のポートを駆動するＲＦスプリッタによる二重タンデム装置のための電気駆動を概略的に示す。 ρ＝ｒ₁：ｒ₂ （２２）電圧１１６および１１８がそれぞれの段１１２および１１４の変調電極に印加され、変調電圧１２０と線形的に関連する。単純な実現例では、スプリッタは巻き比率ｒ₁：ｒ₂を有するマルチワインディング変換器であってもよいが、後述するように、このような実現例は十分な広帯域である訳ではなく、より性能のより伝送線変換器構造を開示する。本発明の教示に従えば、変調器カスケードの２つの干渉計セクションにおける２つの位相リターデーション変調信号は、３次非線形性の消去を達成するためには、１８０゜位相がずれる（逆相である）必要がある。これは必ずしも、駆動する電気スプリッタの２つの電圧出力が逆相でなくてはならないという訳ではない。遅延を無視すると、スプリッタの２つの電気出力は、２つの変調器段の位相バイアスに依存して、同相でも逆相でもあり得る。単一のＭＺまたはＢＢＩ段の伝達特性は、偶数次ひずみが実質的にゼロになるバイアス点の２つのタイプ、すなわち正の傾斜バイアスまたは負の傾斜バイアス（図１０の点ｐおよびｎ）を有し得る。双方の装置ともが同じ傾斜のＬ−Ｖ特性の合同の分岐に対してバイアスされる（すなわち双方の段がｐまたはｎにある）と、スプリッタは逆相の電圧を与えなくてはならない。その代わりに、スプリッタが同相電圧を与えると、２つの装置は逆の傾斜のＬ−Ｖ特性の分岐に対してバイアスされ、これは２つの段における逆相のリターデーション変調を効果的にもたらす。好ましい実施例で述べられるように、特に有利な分割比は、ρ＝±１であり、すなわち２つのスプリッタアームは平衡しており、同相または逆相の等振幅電圧を出力する。これは電気スプリッタの構造を単純にし、２つの電気ポート１１６および１１８への主電気入力１２０（図９）からの周波数応答をより広帯域の周波数にわたって互いに追跡させ、３次非線形性を抑えるのを改善することとなる。２つの装置の対応する分岐バイアスとこのような平衡したスプリッタの応用例は、２つの変調段の２つの入力ポートへのスプリッタの２つの出力からの相対的な伝播遅延が適切に一致されれば、対蹠的である、すなわち等しい大きさまたは逆の相の２つの段におけるリターデーション変調信号をもたらす。実際に、真に遅延が一致された位相リターデーション変調をもたらすためには、２つのスプリッタアームの伝播遅延は等しくされるのではなく、第１および第２のタンデム装置間の光ビームの通過時間を補償するように選択されなければならない。このような考慮点は、動作周波数が高ければ重要になる。スプリットタンデム装置表１に従えば、これらはツリー状の装置からなり、幹が第１の１×２段からなり、その各々の２つの出力に、２つの２×１または１ ×２分岐が続く（図１１ａおよび図１１ｂ）。先に述べたのと同じように、第２段分岐に２ＸＭ装置を用いることも、このような段の各々の入力の１つが未使用のままであれは（図１１ｂ）可能である。２つの入力を有するスプリットタンデム装置（Ｍ＝１）の実施例の一例が図１２に詳細に示される。第１段はＢＢＩからなり（ＹＪ１４２、干渉計ＲＦ電極１４４ならびに接地電極１４３および１４５を含み、これらは３電極共面伝送線を形成する）、電極１４６および１４７によってバイアスされるカプラで終端する。カプラの２つの入力アーム（導波路１４８および１４９）は各々、出力１５６および１５７を備えてＩＦセクションが電極１５２ないし１５５によって駆動される２×２ＢＢＩに接続される。スプリットタンデム装置のための電気駆動が図１３に表わされ、ここでは、別の可能な構成を示すために、２つの出力段において１ ×２ＢＢＩ装置が用いられている。この図において、薄い色の線（１２０、１２２、１２４、１３０ないし１３３）は光学導波路ポートを表わし、一方濃い線（１２６、１２８および１３４）は電気線を表わす。上述の説明は、この発明の教示に従う、タンデム光学変調器装置および変調信号のための電気駆動回路のアーキテクチャを示した。このようなアーキテクチャが性能基準の向上にどのようにつながるかを見るために、詳細な数学的分析が行なわれ、まず装置に関する伝達特性から始めて、最適化された性能のためのバイアス値およひパラメータの適切な値を決定した。分析は、装置パラメータの多次元空間における包括的な研究からなる。その結果は、他のすべての既知のタンデム装置と比較して、性能がより優れた装置に関する新しい動作状況を示す。実際に、この発明において得られる動作点は、他の如何なる動作状況における動作も全体の性能が低下するという意味において、最適である。式５に示されるように、光学変調器からの正規化された出力パワーは、正規化された変調電圧φにおけるべき級数として表わされ得る。この発明において、我々は、最適化されたＲＦスプリッタおよびＩＦと指向性カプラセクションとの両方にバイアス電圧を印加することとあわせたΔβ指向性カプラ（Δκ指向性カプラを用いるスキーおよびジョンソンのものとは異なる）の使用を開示し、Ｌ−Ｖ伝達特性の以下の最適化を如何に達成するかを教示する（式５を参照）。すべての偶数ひずみ項を実質的にゼロにする、すなわちｄ₂＝ｄ₄＝ｄ₆＝…＝０最下位奇数次項−３次係数を実質的にゼロにする、すなわちｄ₃＝０にすると、広い周波数範囲にわたって３次調和および相互変調ひずみを消去することとなる。１次変調係数を最大にする、すなわちｄ₁→Ｍａｘにすると、装置に関する駆動電圧を最小にすることとなる。５次係数を最小にする、すなわち、ｄ₅→Ｍｉｎにすると、５次調和および相互変調ひずみを最小にすることとなる。興味深い点は、３次ひずみが完全にゼロにされるのではなく、５次相互変調を補償するために３次相互変調の残留量が保たれるように最適なカプラパラメータを僅かに離調することが有利であり得ることである。３次ひずみをゼロにする、本発明によって教示される最適値の近くでこの僅かに離調された動作モードは、ある信号レベルでの装置の動作を改良し、相互変調ひずみを低減するかもしれす、この発明の教示に含まれる。以下に示されるように、スキーおよびジョンソンによって説明されているＤＢＢＩ装置のための駆動電圧は、我々の開示するＤＢＢＩ装置よりも２．５ｄＢ高く、その正規化された５次ひずみは約０．５ｄＢ劣る。マルチチャネルビデオ伝送の応用例では、０．５−１ＧＨｚの帯域幅にわたって、スキーおよびジョンソンのように要求される駆動電圧が高すぎると、実用的な実現例においては、広帯域周波数範囲にわたって必要な駆動を与えるのに利用可能な広帯域増幅器がないかもしれず、一方、非線形ひずみが高すぎると、チャネルの数およびダイナミックレンジを制限し、オプティカルリンクの予算の損失となる。本発明において我々が開示するのは、パラメトリックフィードバック制御ループによってＲＦ電極に対して印加されるバイアス電圧と合わせて非対称Δβ≠０電圧同調可能カプラを用いるタンデム装置を使用してこの装置を最適な線形点に同調させることである。以下の数学的導出は、Δβカプラの使用がなぜ先行技術と単に組合され得ないかを立証している。電気的同調可能性の性能の基準は非常に重要である、というのは、３次係数をゼロにするのに必要な厳密な結合値でカプラが正確に製造される可能性は低く、したがってカプラの最終調整を必要とするからである。電気カプラ同調は２つの方法、すなわちΔκ同調またはΔβ同調で達成することができ、後者はより強い効果を有する。しかしながら、スキーおよひジョンソンに提供される動作の理論は、我々の表記におけるカプラマトリックスＣ［κ，０］に対応するΔκカプラしか考慮せず、Δβカプラ同調に関しては何ら提供していない。加えて、同調効率が高められるという理由以外にも、ある結晶カットについてはΔκ同調可能カプラではなくΔβの使用を考慮することが有利である。たとえば、ｘ−カットＬｉＮｂＯ₃におけるΔβカプラは、Δκ カプラよりもより正確に制御され、Δκ同調可能カプラのように導波路の上に配置するのではなく導波路に沿って電極を配置することによる光学損失の低減を行なう。さらに、純粋なΔκ同調を用いようとしても、製造の不完全さのために、ある寄生Δβ同調またはビルトインバイアスが現われるかもしれない。数学的に言えば、一般的なカプラマトリックスは、κおよびΔβ電圧依存メカニズムによって印加されたカプラ同調電圧Ｖ_cの関数である。一般的な非対称カプラ伝達マトリックスＣ［κ，δ］（式１４）は、対角線位相シフト項±Δの存在の分だけ対称カプラマトリックスＣ［κ，０］とは異なる。したがって、Δβ（Ｖ_c）同調機構か存在する装置は、以下にさらに分析するように２次ひずみが現われるので、スキーおよびジョンソンが開示するようには機能しない。Δβカプラを用いる際に３次係数を消去することができるのか、およびその目的のためにどんな付加的な手段か必要とされるのかという問題が起こる。電圧による結合係数の大きさの同調能力は明らかであるか、Δβ動作と関連した追加の位相シフトの存在が装置の動作を損なうのか、すなわち４次およびより高次の偶数項が現われないのか、ならびにカプラおよび干渉計セクションに対する電圧が同時に制御されなくてはならないのか、またはこれらは効果的に分離されるのかについては演鐸的に明白なわけではない。本発明の教示に従えば、２つの干渉計セクションの電極に静的バイアス電圧を印加することによってΔβに誘起された±Δ位相シフトを補償することができることを我々は立証した。所定の干渉計バイアス電圧の下で、伝達特性は奇数の形状となり、すべての偶数次ひずみ項が消える。我々は、２次ひずみをゼロにするために２つの干渉計セクションにバイアス電圧を印加することによってΔβ同調の過程で発生される２次ひずみを補正することとカプラに同調電圧を印加することとを同時に行なうことによる、より強く有利なΔβ同調効果を利用する手段を開示する。干渉計に対する電圧は、入力に加えられる電気的入力パイロットトーンと関連する光出力におけるひずみ積をゼロにするパラメトリック閉ループシステムによって印加される。ＤＢＢＩ装置を検討すると、この開示において対処される別の問題は、２つのセクションを駆動する電気信号間の分割比の設定である。以下の最適化の分析は、最適な分割比が、以下対蹠分割と称する１：−１であることを立証した、すなわち最適な動作のためには、ＩＦ位相リターデーション変調信号は大きさが等しく位相が逆でなくてはならない。このような分割比は、可能な最小の半波駆動電圧および実質的に最小の５次ひずみとなることが示される。引用例スキーおよびジョンソンの分割比１：−０．５は、より劣った（より高い）駆動電圧またはより低い線形変調係数およびより劣った５次非線形ひずみとなることが示される。対蹠分割は、広帯域動作およびインピーダンス整合のための回路実現等のさらなる利点を与える。理想的には、２つのタンデム装置の２つの周波数応答は同一であり、その場合には装置の適切なバイアスによって、３次相互変調ひずみが消去され得る。全相互変調ひずみに与える２つのタンデム装置の光波周波数応答への電圧の影響に関しての、周波数範囲にわたったタンデム装置動作の数学的分析は、以下周波数応答不平衡と称する、これらの２つの周波数応答における何らかの差が過剰な非線形相互変調ひずみを生むことを示す。このことは、２つのスプリッタアームの各々から光波信号に対して等しい周波数応答を示す二重タンデム装置を検討する以下の議論から理解されるであろう（図１４ａ）。線形システムのブロック図操作技術を用いて、これは、完璧な３次消去を有するシステムをもたらすスプリッタの前の周波数応答ブロック（図１４ｂ）を消去することと等しく、というのは、共通の周波数応答ブロックの出力は理想的なタンデム装置への新しい効果的入力と考えることができるからである。このことは、等しい周波数応答が両方の段に影響を及ぼす限り、二重タンデム装置が任意の周波数応答でうまく動作できることを示している。これは、周波数応答効果によって悪影響を受ける先行技術、たとえばエム・エル・ファーウェルおよびダプリュー・エス・シー・チャン（M.L.Farwell and W.S.C.Chang）の、改良された線形性を有する指向性カプラ変調器（a directionalcoupler modulator with improved Iinearity )、広帯域アナログおよびデジタルオプトエレクロトニクス（Broadband Analog and Digital Optoelectronics）、サンタバーバラ（Santa Barbara）、ＬＥＯＳ１９９２等に記載されている他のタンデム機構と比較してこの開示で説明されるタンデム機構の非常に重要な利点を与える。これらの装置においては、単一の変調電圧がいくつかのタンデム段上の１つに印加され、より高い周波数での線形化の劣化となる、というのは光波と電波との間の速度の不一致が周波数応答を劣化させるからである。対照的に、我々の装置の線形化動作は、高周波数での変調器周波数応答の主な劣化のメカニズムである、速度不一致のメカニズムによる影響を全く受けない。本発明で教示される対蹠スプリッタの実施例は、駆動電圧および静的５次ひずみを最適化するのに加えて、周波数応答の不平衡をさらに低減する。したがって、対蹠スプリッタはより広い周波数範囲にわたって、３次および５次ひずみをより低くする。実現が容易であるのも、対蹠スプリッタの実現に関しての別の利点である。以下に説明するように、単純な伝送線変換器に基づく構造を用いて対蹠分割を実現することが可能である。伝送線変換器は、優れた広帯域特性を有し、当然、平衡した同相または逆相分割をもたらす。広い周波数範囲は巻きを有する変換器の使用を妨げる。むしろ伝送線変換器が用いられなくてはならない。しかしながら、このような変換器は、大きさが等しく同相または逆相の分割比をもたらす。等しくない、不平衡の駆動（たとえば引用例「スキーおよびジョンソン」では必要とされる）を達成するために、信号が高すぎる場合にはスプリッタ出力アームにパッド（減衰器）を挿入してもよい。もちろん、このようなパッドもまた広帯域でなくてはならないが、パッドの寄生が、パッドが挿入されるアームの周波数応答に一般的に影響を与える。さらにパッドを同調させなくてはならないことは、電気駆動回路の複雑な補償によらずに光学的に線形化を達成するという目的を損なってしまう。対照的に、対蹠駆動に対する要件が特定されると、伝送線変換器は、広い範囲にわたって優れた周波数一致を有する所望の対蹠信号を発生する。伝送線変換器によって対踵ＲＦスプリッタを実現する別の利点は、典型的な変調器移動波伝送線特性インピーダンスが２５Ω、最近の変調器設計における結果では５０Ωのラインインピーダンスを達成していることを考慮するとわかる。これらの２つの値は、従来の５０Ωの負荷を有する増幅器によって駆動される、ある伝送線変換器分割構造において自然に現われるものである。好ましい実施例図１５を参照して、広帯域光学トランスミッタは、ＤＣ−ＩＦ−ＤＣ第２段６３に結合されたＹＪ−ＩＦ−ＤＣ第１段６１を含む光導波路パターンを堆積することによってＬｉＮｂＯ₃等の電気光学材料基板上に形成された、線形化されたダブルＢＢＩカスケード接続二重タンデム光学変調器に基づく。どちらもＢＢＩ段であるが、入力ポート９１および出力ポート９３を備えたＤＣは双方に共通である。ＹＪ６５はＣＷレーザ６９から光を受ける入力導波路６７を有する。ＹＪ出力導波路７１および７３は適切な距離を開けられて、光学的に分離されてＩＦセクション７５を形成する。第１のＩＦ電極７７は、電極７７を介してＩＦセクションにバイアス電圧Ｖ_IF1を印加し、接地基準は電極８４によって与えられる。無線周波数変調信号の脚は、変換器であってもよいＲＦスプリッタ８０から伝送線７９を介して電極８１に達し、これは、接地電極８５、８７と電極８１によって形成される３電極共面移動波伝送線の中央電極である。負荷抵抗８３が伝送線を終端するように設けられる。電極８１と接地電極との間の間隙における電界は、電気光学効果によってＩＦ導波路位相リターデーションを変調する。ＤＣ出力セクション９１、９３は２つの段の２つのＩＦセクション７５および９５に端部結合される。カプラ電極９５は第１のカプラにカプラ電圧Ｖ_c1を与える。最適な同調のための適切な電圧の選択を以下に議論する。第２のＢＢＩ段６３は構造が第１の段と類似している。接地電極１０４と関連する第２のバイアスＩＦ電極９７は、電極９７を介してＩＦセクションにバイアス電圧Ｖ_IF2を印加する。ＲＦ変調信号の第２の脚９９は、ＲＦスプリッタ８０から、２つの脚電圧が平衡された状態、すなわち等しい振幅であり、第２の脚が第１の脚と同相であるか１８０゜位相がずれた状態で達する。同相の場合には、バイアス電圧Ｖ_IF1、Ｖ_IF2の印加を、Ｒ−Ｖ特性の逆の傾斜において装置にバイアスを加えるように行わなくてはならず、逆相の場合には、ＩＦは同じ符号の傾斜に対してバイアスを加えなくてはならない。ＲＦ信号は伝送線９９を介して電極１０１に与えられ、これは、接地電極１０５、１０７と電極１０１によって形成されて抵抗によって終端される共面移動波伝送線の中央電極である。ＤＣ出力セクション１１１、１１７は第２のカプラバイアス電圧Ｖ_c2を供給する関連のカプラ電極１１５を有する。１対の出力導波路１１７および１１９は、変調された出力信号Ｐ₀₁およびＰ₀₂を送る。カプラ電極９５および１１５に印加された２つのバイアス電圧、すなわちＶ_c1およびＶ_C2、ならびに干渉計バイアス電極８１および１０１に印加されたバイアス電圧、すなわちＶ_IF1およびＶ_IF2は、パラメトリックフィードバックコントローラ１２１によって発生される。光ファイバスプリッタ１２３は光信号の１つの一部を取出し、これを光レシーバ１２５に送り、レシーバ１２５は光信号を光検出し、後述するコントローラ１２１によって存在する相互変調ひずみ積に関して分析されるべき比例した電気信号を送る。相互変調積は、コントローラ１２１によって発生された少なくとも１つのパイロットトーンから出力１３０で送られ、加算ノード１２７に投入され、ここでパイロットトーンは信号入力電圧１２９と組合されてスプリッタ８０に与えられる。別の可能性としては、コントローラによって発生された２つのパイロットトーンの各々を各ＩＦセクションに、スプリッタ８０の出力脚７９、９９にバイアスティーによってこれらのトーンの各々を加算することによって、または好ましくは、ＩＦバイアス電極７７および９７にバイアス制御電圧Ｖ_IF1（１３１）およびＶ_IF2 （１３５）とこれらのパイロットトーンの各々を加算することによって、投入することである。コントローラ１２１は、レシーバ１２５の出力で検出される、与えられたパイロットトーンの２次相互変調積をモニタし、バイアス電圧Ｖ_IF1およびＶ_IF2の発生を、同時継続中の特許出願である連続番号第０７／３７８，３２８号「パラメトリックフィードバックによって線形化される光トランスミッタ」（Optical transmitters linearized by parametric feedback)に記載されているパラメトリック制御ループの動作原理に従って、これらの相互変調積を実質的にゼロにするように行なう。同様に、コントローラ１２１は、レシーバ１２５の出力で検出される、与えられたパイロットトーンの３次相互変調積をモニタし、３次相互変調ひずみを実質的にゼロにするように、２つのバイアス電圧Ｖ_c1 （１３３）およびＶ_c2（１３７）の少なくとも１つを閉ループ制御する。電気スプリッタの実現例平衡した広帯域電気スプリッタ８０の実現例は、変調信号のための１つの電気入力と、２つのＩＦセクションを駆動する２つのＲＦ出力とを有し、発生される変調信号が対蹠的である、すなわちこれらが同相または逆相であり、できるだけ広い周波数範囲にわたって正確に大きさが等しいものとする。現在のＣＡＴＶシステムの典型的な実現例では、周波数範囲は５０ないし５５ＯＭＨｚであろう。将来のＣＡＴＶシステムは、１ＧＨｚを上回るより高い周波数範囲を必要とするであろう。スプリッタの古典的な狭帯域実現例は、図１６に示されるようなフェライトトロイド上の巻きを有するバルン（balun）変換器である。これは最大でもオクターブのオーダの制限された帯域幅を有し、したがって広帯域の応用には適切ではない。変換器の帯域幅が制限されるのは、図１６の巻きの寄生キャパシタンスおよびインダクタンスによる。帯域幅が最も広く、２つのアームの周波数応答が最もよく一致した、平衡スプリッタの好ましい実施例は、バルンおよびハイブリッド等の伝送線構造である。電源および負荷抵抗を整合させる特性インピーダンスを有する伝送線は、広い帯域幅、優れたインピーダンス整合および低い損失を保証する。電圧および電流比が巻きの数ではなくケーブルのインピーダンスの組合せに基づくので、寄生は最小にされる。伝送線変換器の帯域幅の制限は、ケーブルの一端が接地されるときにもたらされる寄生の短絡された伝送線からくる。これらの線の影響は、同軸ケーブルをフェライトで被覆することによって最小にされる。寄生線は同軸ケーブルの外の電流から生じ、その効果は図１７ａから理解され、この図は、電圧が入力信号に対応する符号を有して軸における遅延をもたないような電圧および電流を有する部分的バルンを示す。この構造の電気的モデルは図１７ｂに示される。同軸ケーブルは、結合された伝送線および接地に短絡されたスタブとしてモデルとされ得る。内部導体とシールドの内側との間の電流および電圧は、接地から効果的に分離される。これは無限偶数モードインピーダンスを有する結合された１対の線を形成する。同軸ケーブルの外側は接地に関してインピーダンスを有する。同軸ケーブルの外側は、その誘電体の一部としてフェライトを用いる短絡されたスタブを形成する。図１７ｂに示されるように、これは電流Ｉ₃を介しての非対称につながり、バルンのバランスを低減する。したがって、シールドの外側と同じ効果を有するワイヤを内部導体に加えなくてはならない。これは、同軸ケーブルと直径の等しいワイヤと、同軸ケーブルを取り巻くものと類似したフェライトとで行なってもよい。最終的な構造（図１７）は、あらゆる周波数においてよくバランスがとれており、数十の帯域幅および低い損失を与える。この補償されたバルンの電気的モデルは図１９に示される。これらの変換器の別の重要なパラメータは、出力における信号の平衡および負荷間の分離である。出力ポート間の分離は、主に電源インピーダンス整合に依存する。これは、負荷の１つからの何らかの反射が電源インピーダンスへの信号を形成するからである。この信号は、電源が５０オームであれば消え、電源が５０オームでなければ部分的に反射されるであろう。２次反射は負荷間で等しく分割され、完璧な分離とは見えないであろう。図２０に示される伝送線ハイブリッドは、負荷分離が改良された対蹠スプリッタを実現するものである。さらに、これは損失のより高い数十倍の帯域幅を与え、分離は整合抵抗と変換器出力インピーダンスとの間の平衡に依存する。このような伝送線変換器の出力信号は大きさが平衡しており、逆相である。同相分割を達成する同様の構造もまた実現できる。最適な製造好ましい実施例において、２つのＤＣが対称に製造され、δ＝０をもたらす（すなわち導波路は、製造上の不完全さを除いては、公称上は同一に形成される）。製造上のパラメータ（たとえば導波路の寸法およびドーパントの濃度）は、κ パラメータを以下の最適値に近いΓ₁、Γ_２パラメータの値に対応させるように選択される。これらの最適値は、開示される最適化分析の過程で得られ、その目的は、１次（線形変調）係数を最大にすることと５次の正規化されたひずみを最小にすることとを同時に行ないながら、伝達特性の３次べき級数係数をゼロにすることであった。示されたように、線形の傾斜および５次係数の最適化が同時に起こり、その結果として、我々はｄ₅の最小化がｄ₁の最大化に含まれると理解して、ｄ₁の最大化にしか言及しない。プロセスの不完全さを補償するには、２つのカプラのうちの少なくとも１つに対して与えられるバイアス電圧Ｖ_c1、Ｖ_c2による最終の微調整を行なうことが必要である。カプラの同調は、Δβ効果および／またはΔκ効果のいずれかによって達成される。最小の電圧を必要とする最も実用的な同調手段は、この発明で開示されるように、Δβ同調を主に伴なうものである。結果として、周知のように、Δβカプラを実現するために、好ましい実施例においては、適切な結晶カットおよび電極の配置が選択されるべきである。微調整の目的は、伝達特性の３次テイラー級数係数をゼロにすることであるが、その最適値を決定するために、Ｖ_c1、Ｖ_c2面におけるフルの２次の自由度のサーチが、それらの最適値を定めるために行なわれなければ、線形傾斜の最大化の目的についてはやや妥協しなくてはならない、すなわち結果として生じる線形の傾斜は一般に最終的にはそのピーク値とはならず、それに近いものとなる。数学的にいえば、必ずしもｄ₁を最大にしない、ｄ₃＝０となる解がある。しかしながら、最適な解の辺りで、ｄ₃＝０となるが、ｄ₁がほとんど最大にされる準最適解が存在する。カプラ電圧を同調する実際のプロセスは、開ループまたは閉ループのいずれで行なわれてもよい。開ループの場合には（これは実際には人間のオペレータを介した閉ループである）、バイアス電圧調整の手順は、マルチトーンＲＦ信号をスプリッタに与え、光出力において（フォトレシーバ１２５による電気検出の後）ＲＦトーン（以下テストビートと称する）のすべてまたはいくつかの３次相互変調積をモニタすることから始まる。その過程において、カプラ電圧の１つ、たとえばＶ_c1は最初はゼロに設定され、Ｖ_c2が検出されたテストビートを最小にするようにマニュアルで調整される。基本トーン（以下、テスト基本と称する）の１つのレベルも記録される。Ｖ_c1が漸進的に種々の値に設定されるに連れて、Ｖ_c2はテストビートのレベルを最小にするように設定される。Ｖ_c1 ^optはテスト基本を最大にするＶ_c1のレベルであり、Ｖ_c2の最適値Ｖ_c2 ^optは、Ｖ_c1 ^optが選択された後、テストビートを最小にするものである。他の実施例では、カプラのうちの少なくとも１つがテストビートを最小にするようにその最適値にできる限り近く製造される。同調電圧Ｖ_IF1、Ｖ_IF2の第２の組は干渉計セクションに与えられる。これらの電圧は、カプラのΔβ同調による伝達特性の不所望なひずみを相殺するよう意図される。カプラのΔβ＝０設定で偶然に最適値が達成されたとしても、偶数次ひずみを０にするために干渉計セクションに同調電圧を印加することが必要であろう、というのは、周知であるように、干渉計においてはランダムかつ時間で変化する位相バイアスが発生され得るからである。Δβ同調が用いられると、干渉計同調電圧は、Δβの変化によって起こる偶数次ひずみを相殺するというさらなる目的を有する。好ましい実施例において、別個の集中電極（図１５の７７および９７）がこれらのバイアス電圧を与えるように用いられる。代替例として、ＲＦおよびＤＣバイアス電圧を組合せてこれらをＲＦ電極に与える「バイアスティー」回路を用いてもよい。好ましい実施例において、図１５に示されるように、移動波電極、たとえば共面構造を、ＲＦ変調電圧を印加するのに用いてもよい。しかしながら、この発明の原理は集中電極構造にも同じように適用される。カプラ電圧は独立して調整され得ることを示した。言い換えれば、カプラ電圧の１つ、たとえばＶ_c1のすべての設定に対して、ｄ₃＝０となるような他方のカプラ電圧Ｖ_c2の設定が存在する。同じような自由度は、ＩＦセクションへのバイアス電圧による偶数次バイアス電圧の同調には当てはまらない。これらの電圧の双方とも、すべての偶数次ひずみを消去するためには特定の値に同時に同調されなくてはならない。したがって、ＩＦバイアス電圧を最適値へ同調するには、同時に２次の自由度を達成する必要がある。ＩＦバイアス電圧を同調させる好ましい方法は、パラメトリック閉ループフィードバックコントローラ（図１４の１２１）のみによるものである。カプラ電圧の閉ループ同調にも同じような方法が適用できる。これらの方法は、同時係属中の特許出願である「パラメトリックフィードバックによって線形化される光トランスミッタ」（Optical transmitters linearized by parametric feedback）と題される連続番号第０７／３７８，３２８号で教示されるものと類似している。コントローラによって発生されるパイロットトーン（１３０）は（バイアスまたはＲＦ電極において）ＩＦセクションに投入され、発生された２次相互変調積（パイロットビート）光レシーバ１２５を介してコントローラ１２１によってモニタされる。これらのパイロットビートが消滅するまで、ビート信号に比例した準ＤＣバイアス電圧をフィードバックすることによって、フィードバックループは動作する。伝達特性の数学的導出このセクションでは、装置の伝達特性および、種々の装置パラメータと印加されるバイアス電圧の関数としてのそれらのべき級数表現を導出する。ここで導出される数学的結果は、上述の実施例の基本となっている。次のセクションでは伝達特性の最適化を取上げる。Ｌ−Ｖ伝達特性の一般的な形が式１によって与えられる。開示された装置の各々は、２つのセクションを接続するのが単一の導波路であるのか、２つの導波路であるのかに依存して、数学的に包括的なＬ−Ｖ特性の２つのタイプのうちの１つに対応する。この発明で開示される二重タンデム装置は、２つの段の変調電極に印加される単一の（正規化された）入力電圧φの線形にスケールされたものによって同時に駆動される、すなわち包括的な伝達特性は、スプリッタへの正規化された入力電圧である単一の変数φの関数として表現される。η₁η₂は、２つの段の変調電極に対する印加されたバイアス電圧に関連するバイアス位相である。タイプＩ：２つのセクションを接続する単一の導波路：ＤＭＺ、ＭＺＢＢＩ、スプリットタンデム装置最も一般的にいえば２つのセクションの伝達特性を以下のようにする。単一の光導波路が２つのセクションを接続するので以下をもたらす。すなわちタイプＩ特性は本質的にタンデムカスケード接続の際に乗じるものである。したがってＤＭＺおよびＭＺＢＢＩ装置は以下によって与えられるＬ−Ｖ特性を有する。ここで平均光パワーは以下によって与えられる。ここでＰ_inは入力光パワーであり、Λは装置を介する過剰な損失（線形スケールで表わされる）であり、１／４のファクタが、各セクションに１つの、２つの０．５のファクタによって与えられ、ａ₁、ａ₂は消去率（＋の符号に関して得られた最大光パワーの、−の符号に関して得られた最小パワーに対する割合）を決定する係数である。消去率は、Ｙ接合の理想のものとカプラのクロスオーバ率の設定の関数である。ａ₁＝１＝ａ₂に対応する無限消去率は、５０％／５０％のＹＪおよびカプラ設定に関して得られる。タイプＩＩ：２つのセクションを接続する２つの導波路ポート：ＤＢＢＩおよびＢＢＩＭＺ装置ＤＢＢＩおよびＢＢＩＭＺ装置に対応するこの場合には、第２のセクションに対する２つの入力がコヒーレントなので、２つの段の特性は単に乗じたものではない。伝達マトリックスについて分析が行なわれるべきである。ＢＢＩＭＺの場合は、第２の５０％／５０％カプラを備えた等価なＤＢＢＩ装置の上方ポートと同じ伝達特性を有するＤＢＢＩの特殊な場合として扱うことができ、したがって以下ではＤＢＢＩ装置のみを検討する。式１２を用いて、第１のＹ接合の出力に対応する単位に正規化された等しい振幅によって入力フィールドベクトルが与えられ伝達マトリックスＭの要素を用いて以下の電界の自乗された法（squared modulu s）として上方の出力での正規化された出力強度を計算する。Ｍマトリックスがユニタリである（エネルギの保全）ので、下方の出力の強度は相補的に２−Ｉによって与えられる、すなわち上方の出力を扱えば十分である。ＤＢＢＩ装置に関する伝達マトリックスは、ＩＦおよびＤＣマトリックスのカスケードに対応するマトリックス積によって表わされる。これは、対称カプラδ₁＝０＝δ₂およびＩＦバイアスがない、η₁＝０＝η₂の特殊な場合に以下のようになる。式１２に従ってベクトル（式３４）にマトリックス（式３７）を用いると、以下のとおりとなる。この表現に対する物理的な洞察は、ＤＢＢＩ変調器の２つの段のＩＦセクションの上方および下方の導波路を介して上方の出力ポートに達する４つの可能な経路を辿ることによって得られる。対称ΔκカプラおよびＩＦバイアスなし前の式の自乗された法を見出すために式３５を当てはめると、となり、したがってかつ係数ｆ₁、ｆ_Δ、ｆ₂は、２つのカプラの結合率または角度γ₁、γ₂に依存する。対蹠分割の場合には伝達特性はさらに以下のようになる。非対称およびΔβカプラ伝達特性このサブセクションで取上げるＬ−Ｖ特性の数学的な導出は、なぜΔβカプラが引用例スキーおよびジョンソンのものと単に組合され得ないかを立証する。そこで教示されているΔκカプラに代わってΔβカプラを用いることは、偶数次の非線形ひずみをかなりもたらすこととなることが示される。非対称カプラのパラメータγは、κのみに依存するのではなく、印加電圧（δ ）および結合係数κの両方に依存する（式１５）。結合係数の大きさは、対称カプラの場合と類似した表現によって与えられ、Γ〈−＞となる、すなわち非対称カプラの結合パラメータΓ（式１６）は、対称カプラに関する結合角γの役割を果たす。しかしながら、位相シフト ±Δが存在するために、Ｃ［κ，δ］の対角行列要素はもはや正確ではない。最適な分割率として最も興味深い、対蹠駆動の場合には（式４３）、伝達マトリックスは以下のとおりとなる。式１２に示される行列乗算を行なうと以下のとおりとなる。かつ以下のような最終結果となる。かつ偶数次コサイン項が伝達特性に現れ、したがってΔβカプラは、これらが装置を最適奇数次特性に同調させる最も好都合なやり方であったとしても、直接用いることができないことが明らかである。以下の分析により、これらの偶数次ひずみは、ベストモードのセクションで述べたように干渉計バイアスの組合せによってバイアスで除去できることを立証した。非対称およびΔβカプラの同調偶数対称コサイン項に繋がるのは、カプラ伝達マトリックスの対角項の位相シフト±Δである。この出願で開示される調査は、２つの干渉計セクションの電極に静的バイアス電圧η₁、η₂を与えることによって位相シフト±Δを補償することができることを立証した。所定の干渉計バイアス電圧のもとで、伝達特性は対称カプラの特性に低減される。この結果は些細なものではない。その意図はカプラの各々における位相シフトを相殺するところにあるため、カプラの各々に対応する干渉計領域の各々に逆の位相シフトを与えることによって達成できると思われるかもしれない。しかしながら、以下で得られる結果は、第２のＩＦセクションに印加された同調電圧は、両方のカプラに依存することを示し、より複雑な状況を表わしている。式４６を検討すると、この表現が、Δβ＝０の場合（式３８）とは、位相ファクタα_iの存在する点で異なることが明らかである。この場合からΔβ＝０の場合にする鍵となるのは、これらのすべての位相ファクタを等しくすることである。このような制約のもとで、共通の位相ファクタは式４６から消され、放棄することができる、というのは位相ファクタは出力強度には影響を与えないからである。したがって、この状況（式５２）が当てはまるように装置がバイアスされれば、この分析は対称カプラの場合の分析となる。この制約のもとで式４７を解くと、式５２は以下の状態をもたらす。したがって、最後の式によって与えられるように干渉計同調電圧を印加することにより、偶数次ひずみのペナルティに関係なく、３次を０にすることが可能である。適切な偶数次ＩＦバイアスが印加されると、対称カプラに関して開示した数学的な最適化の結果が、γ→Γであれば、すべて当てはまる。特に、ゼロの３次ひずみ、最小の正規化された５次ひずみおよび最大の線形変調係数のためのカプラの同調が可能であり、実際に、Δκ対称カプラよりも簡単に同調できるΔβカプラの使用によって簡単になる。式５３に含まれる干渉計バイアス電圧の結合、ならびにδおよびκの両方に影響を与えるカプラ同調電圧に対するΔ位相シフトの依存により（式１７、式１４）、すべての制御電圧が相関され、同調手順およびパラメトリック制御ループの使用を必要とし、これは我々の同時係属中の特許出願である「パラメトリックフィードバックによって線形化される光トランスミッタ」と題される連続番号０７／３７３，３２８で議論したのと同様のものである。これらのバイアス手段は、２次ひずみを０にするために干渉計セクションにη₁ 、η₂バイアス電圧を印加するために用いられ、同時に、３次ひずみを０にするために同調可能Δβカプラに制御電圧が印加される。このような制御ループは、電気入力にパイロットトーン（図１５）を投入し、光出力におけるこれらのパイロットトーンの２次相互変調ひずみをモニタし、負のフィードバック動作が、結果として、消去すべき相互変調積に関する正しいバイアス電圧を生じるように、カプラに電圧をフィードバックすることによって動作する。ここで開示しているのは、ゼロ３次ひずみの点までＤＢＢＩおよびＢＢＩＭＺ装置におけるカプラの Δβ同調を行ない、同時に２次ひずみを同調して消去するために２次干渉計セクションに対してバイアス電圧を印加することによってΔβ同調の過程で発生される２次ひずみを補正することである。干渉計に対する電圧は、入力に与えられる電気パイロットトーンに関連する光出力におけるひずみ積を０にするパラメトリック閉ループシステムによって印加される。タイプＩ伝達特性の最適化ここでタイプＩ伝達特性に関して最適な解を導出する。本発明の教示に従えば、２つのセクション電極を駆動するための分割比の最も効率的なタイプは、対蹠分割（式４２）であり、これはある任意の付加的な位相バイアスη₁およびη₂とともに式３２に当てはめられると、以下をもたらす。最後の式はべき級数となり、３つの式のシステムが確立され、第２、第３および第４テイガー級数係数を０にするのに対応する。４つのパラメータがあり、式は３つしかないので、α₁は、第１段における無限消去率に対応する単位に任意に設定される。残りの３つのパラメータに関してシステムを解くと、以下のとおりとなる。これらのパラメータを用いて式５４のべき級数を展開すると以下のとおりとなる。実際に、級数のより高次への数学的展開は、最後の式のパラメータを得るのに２次および４次係数を０にすることのみを必要としたにもかかわらず、すべての偶数係数が０にされることを示している。この伝達特性を実現できる線形化された変調器装置の一例は図６に示される。パラメータａ₂（式５５）は、指向性カプラのクロスオーバ係数を決定する。図８ｂおよび図８ｄに示されるタイプＩ装置には３ｄＢの固有の光学損失が存在する、というのは第１段にＢＢＩ装置ではなくＭＺ装置が用いられているからである。単一の入力を有する装置からなる分岐に第１のＢＢＩ段の出力の各々が接続されるスプリットタンデム構成を導入することによって、この３ｄＢ損失が排除されたタイプＩ装置を有することも可能である（図１１）。タイプＩＩ伝達特性の数学的最適化最適化が行なわれるパラメータは、光学指向性カプラクロスオーバ係数Ｋ₁、Ｋ₂（またはその変わりにカプラ角γ₁、γ₂）、および電気的分割比ρ＝ｒ₁：ｒ₂ である。最適化基準は、３次係数が０にされる拘束のもとでの線形変調係数の最大化および正規化される５次係数の最小化である。３次係数を消去するために、ｒ₁、ｒ₂の符号は逆でなくてはならない、すなわちｒ₁ｒ₂＜０でなくてはならない。電気分割比については２つの場合が考えられ、これらは、平衡スプリッタを取上げ、第１の変調段に接続されるスプリッタ出力アームまたは第２の変調段に接続されるスプリッタアームのいずれかに電圧減衰ρ＜１を有する減衰器を置くことによって、不均衡スプリッタを導くことに対応し、２つの場合にそれぞれρ：１および１：ρという符号を付す。第１の出力アームにスプリッタが置かれると以下のとおりとなり、式３９は以下をもたらす。第２の出力アームにスプリッタが置かれると以下のとおりとなり、式３９は以下をもたらす。これらの式をべき級数に展開するととなり、かつ以下のとおりとなり、係数は以下によって与えられる。かつ３次係数ｄ₃は項の差であり、構成する正および負の項を平衡させることによって０にされ得る。図２２ないし図２５は、２つの場合ρ：１および１：ρに関しての関数ｄ₁ ［Ｋ₂，ρ］およびｄ₅ ^norm［Ｋ₂，ρ］に関する等高プロットを表わす。小さな印は％で示され、軸の範囲はＫ₂ε［０，１］およびρε［１，０］である。ｄ₁に関するプロットではより高い値がより白いのに対して、ｄ₅ ^normに関するプロットではより低い値のほうが白い。したがって、最小および最大のそれぞれの極値が最も白い領域である。すべてのρについて、ｄ₃＝０の制約が満たされる最大値Ｋ₂があるために（図２１）、特定のρ値が与えられると、あるＫ₂ ^borber（ρ）を超えるＫ₂での解はない。これは効果的に、Ｋ₂ε［０，１］，ρε ［１，０］プロット（図２６）の右上の隅に禁止領域が存在することになる。このことは、図２２および図２４の右上の隅の極値が無縁の数学的解であることを意味している。４つの図すべての左下の隅にある極値のみが物理的に意味のあるものである。ρ：１および１：ρの両方の場合におけるｄ₁の極値は下方の水平軸ρ＝１で起こり、ｐ：１の場合におけるｄ₅ ^normに関する（意味のある）最小値もまた、水平の ρ＝１の軸で起こっていることに注目されたい。数学的分析は、以下の両方の極値を導出する。かつ以下の値となる。しかしながら、１：ρの場合には、ｄ₅ ^normの最小値はプロットの左下の部分にわずかにシフトされているように見え、一方、ｄ₁の最大値は、ｐ：１の場合と同じ（Ｋ₁ ^opt，Ｋ₂ ^opt）値でρ＝１軸において起こっている。ｄ₅ ^normの最小値が起こる位置は以下のとおりであり、最小値は以下のとおりである。この最小値は、ρ＝１について起こる式６７とは無視できる程度の量だけしか異なっていない。これは図２６からも明らかであり、この図はｄ₅ ^normの下の領域がρ＝１軸まで非常に広く延びており、Ｋ₂ ^optの点を包含している。要約すると、線形変調係数ｄ₁はρ＝１で最大にされる。５次ひずみｄ₅ ^normは、この全体の最小値よりも高い２％未満である分割係数のこの同じ値で実施的に最小にされる。広帯域動作に関して対蹠スプリッタで動作させる利点をすでに述べた。したがって、すべてのことを考慮に入れた最適な解決策は対蹠電気スプリッタに対応し、これに関して、最大変調効率（最大１次係数）および最良の線形性（３次係数を０にして、正規化された５次係数を実質的に最小にする）に関して伝達特性が同時に最適化されるような２つのカプラの結合率の値が存在する。この点において、先行技術のスキーおよびジョンソンの最適ではない性能を評価することが可能であり、これは我々の表記での、ρ＝０．５およびＫ₁＝Ｋ₂＝ｓｉｎ（２９°）の１：ρの構成を用いることに対応し、ｄ₁＝｛０．５４７， −０．１３２｝およびｄ₅ ^norm＝−０．１３をもたらし、これらの値は我々の最適値よりもぞれぞれ２．５ｄＢおよび０．９ｄＢだけ劣る。次に、対蹠分割のタイプＩＩの装置の動作を確認してさらに明らかにし、かつ最適な伝達特性の明確な表現およびプロットを得るために、非線形係数の最適化および解析上の導出を行なう。対蹠分割の場合における最良の線形性および変調効率に関するカプラ率の解析上の最適化上述の最適化は数値の上で導出されたものである。対蹠分割の最適性が確立されると、最適化の問題に関して十分な解析上の解決法が得られる。数値の結果を確認し、より洞察を得るために、このような解析を行なうことが有益である。３次消去２項を有するフーリエ級数であるρ＝１（式４４）に関する伝達特性を検討する。この特性は明らかに線形化可能である、というのは第２のサイン項ｓｉｎ（２φ）を第１のサイン項ｓｉｎ（φ）の３次非線形性を消去するのに用いることができるからである。正規化された出力強度に関する５次までのべき級数が簡単に導出される。式７１より、条件ｄ₃＝０は、フーリエ係数における以下の条件をもたらす。式４２を用いて、以下の拘束を得る。これを満たすと、３次係数は消去され、以下をもたらす。逆相ではなく同相の２つのＲＦ入力を取ると、以下をもたらす。これはｆ₁およびｆ₂が同じ符号を有するので０にされない３次係数をもたらすことを示し得る。したがって、同相の場合は線形化の問題の解決には至らない。１次および５次係数の最適化上述の結果を用いて、計算された５次正規化係数は以下をもたらす。駆動効率ｄ₁を最大にすることによって、同時に５次ひずみｄ₅およびｄ₅ ^normを最小にすることが明らかである。実際の最適なカプラ値γ₁，γ₂を解析的に得るためには、以下の最適化の問いを解かなくてはならない。上述の公式化された問題の解析上の解決は単純である。これは式７４のべき級数係数の以下の値をもたらす。最適な出力強度べき級数は以下によって与えられる。最適なフーリエ係数は以下によって与えられる。以下によって表わされる最適な伝達特性は、本発明の教示に従うＤＢＢＩ装置で達成可能な、おそらくは最良の性能を表わす。この伝達特性は、線形化されない二乗サイン伝達特性および直線のタンジェントとグラフ的に比較される（図２７）。

【手続補正書】特許法第１８４条の７第１項【提出日】１９９３年１２月１５日【補正内容】請求の範囲１．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は、１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配置で共にカスケード結合され、各変調器段はまた、そこに電圧を印加するための電極手段を有し、前記変調器段の少なくとも１つは少なくとも１つの指向性カプラ（ＤＣ）部を有する平衡ブリッジ干渉計（ＢＢＩ）変調器であり、少なくとも１つの前記ＢＢＩ変調器の少なくとも１つの指向性カプラはΔβカプラであり、前記少なくとも１つのΔβカプラは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβ、および前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する前記カプラ経路間の結合係数における変化κにより特徴づけられ、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動装置と、前記バイアス電圧を前記Δβカプラに印加するための手段とを含む、光学変調器。２．光ビームを変調するための装置であって、入力段および出力段を有する少なくとも２つの集積電気光学カスケード変調器段を含み、入力変調器段は光ビームを受取るための光導波路入力を有し、出力段は少なくとも１つの光導波路出力を有し、前記変調器段の少なくとも１つは少なくとも１つの指向性カプラ部を備える平衡ブリッジ干渉計型のものであり、各段は別々のバイアス手段を有し、前記少なくとも１つの平衡ブリッジ干渉計型変調器段の少なくとも１つの指向性カプラはΔβカプラであり、前記少なくとも１つのΔβカプラは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβ、および前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する前記カプラ経路間の結合係数における変化κにより特徴づけられ、光ビームを変調するための装置はさらに、持続波光源を備える入力段の光導波路入力を駆動するための手段と、前記２つの段における光ビームの逆位相変調を同時に発生するための手段と、出力段の各光導波路出力から放射された光ビームの一部を受取り、そこから前記バイアス手段に与えられたバイアス信号を誘導するための手段とを含み、前記少なくとも１つのΔβカプラを有する前記少なくとも１つの指向性カプラ部は、すべての可能な結合比の値に対する３次および５次の相互変調ひずみを最小限にするために選択されたバイアス電圧を印加されている、光ビームを変調するための装置。３．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、光ビームの受取られた部分に応答して、前記バイアス信号を絶え間なく調整する、請求項２に記載の装置。４．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、不連続な時間の間隔で前記バイアス信号を調整する、請求項２に記載の装置。５．前記変調器段の少なくとも１つは、第１および第２のカプラ部を有する平衡ブリッジ干渉計であり、各カプラ部は実質的に０．５に等しいクロスオーバー比を有する、請求項２に記載の装置。６．干渉計部を有する各変調器段によりさらに規定され、少なくとも１つの干渉計部は前記バイアス信号の１つが与えられた電極を有する、請求項２に記載の装置。７．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、前記少なくとも１つの干渉計部に与えられた前記バイアス信号を調整し、少なくとも偶数次の相互変調ひずみを最小限にする、請求項６に記載の装置。８．前記結合比はまた、すべての可能な結合比の値に対する線形の変調係数を最大限にするために選択される、請求項２に記載の装置。９．前記３次ひずみは実質的にゼロにされ、前記５次ひずみは、前記３次ひずみが実質的にゼロにされるのに一致してすべての可能な結合比の値に対して最小０値でない、請求項２に記載の装置。１０．集積電気光学変調器であって、光を受取るための光入力ポートおよび１対の光出力を有する入力Ｙ接合と、Ｙ接合光出力から光を受取るために接続された光路を形成する１対の導波路を有する第１の干渉計部とを含み、前記干渉計部は１対の光出力を有し、前記干渉計部の上には、少なくとも１つの光導波路を通る光が前記電気変調信号に応答して変調されるように電気変調信号を受取るための変調電極が配置され、前記干渉計部はまた電気バイアス信号を受取るためのバイアス手段を有し、集積電気光学変調器はさらに、１対の光導波路を有する第１の指向性カプラ部を含み、前記指向性カプラは予め定められた結合比を有し、カプラ光導波路は第１の干渉計部の光出力を受取るために接続され１対の光出力を有し、前記カプラ部は電気バイアス信号を受取るためのバイアス手段を有し、集積電気光学変調器はさらに、第１の干渉計部と同様の構造で、その導波路は第１の指向性カプラの光出力を受取るために接続された第２の干渉計部と、第１の指向性カプラと同様の構造で、その光路は第２の干渉計部の光出力を受取るために接続された第２の指向性カプラとを含み、前記カプラは１対の光出力を有し、前記出力は１対の変調光出力ポートを有し、集積電気光学変調器はさらに、電気変調信号を受取り、それぞれを第１および第２の干渉計部の少なくとも１つの変調電極に接続するための１対の信号をそこから誘導するための手段と、第１および第２の干渉計部と少なくとも１つの指向性カプラとを、光出力における相互変調項を最小限にし線形の変調効率を最大限にするように調整された電圧レベルまでバイアスするための手段とを含み、前記指向性カプラの少なくとも１つは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβおよび前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する結合係数における変化κで特徴づけられるΔβカプラであり、前記バイアス手段は、前記Δβカプラに印加された電圧レベルを少なくとも３次相互変調ひずみ項を最小限にするように調整し、前記干渉計部の少なくとも１つに印加された電圧レベルを前記Δβカプラに印加された特定のバイアス電圧レベルに対する偶数項相互変調ひずみ項を最小限にするように調整する、集積電気光学変調器。１１．ＲＦ変調信号を受取り、第１および第２の干渉計部の変調電極にそれぞれ接続するための第１および第２の電気信号を与えるための、ＲＦスプリッタをさらに含み、前記電気信号は同位相で関係づけられ、そのため、前記電気信号の各々はそこからの光出力が実質的にその他に対して１８０°位相が外れるようにそのそれぞれの干渉計部を通る光を変調する、請求項１０に記載の集積変調器。１２．前記ＲＦスプリッタの出力を前記干渉計バイアス手段に接続する電気信号移送手段と関連し、前記２つの干渉計部で光が経験する伝搬遅延が補償されるように前記電気信号の前記位相を細密調整するための、電気遅延手段をさらに含む、請求項１１に記載の集積変調器。１３．光学変調器であって、光導波路入力ポートと、２つの光導波路出力ポートと、第１の電気ポートとを有する第１の電気光学変調器段を含み、前記第１の変調器段は、第１の１×２伝送行列により特徴づけられ、さらに、２つの光導波路入力ポートと、Ｍ光導波路出力ポートと、第２の電気ポートとを有する第２の電気光学変調器段の第１のブランチを含み、前記第１のブランチは、第２のＫ×Ｍ伝送行列により特徴づけられ、前記第１のプランチの前記入力ポートの１つは前記第１の変調器段の前記２つの出力ポートの第１の１つに突き合わせ結合され、さらに、前記第１のブランチと同様の構造で、Ｋ光導波路入力ポートと、Ｎ光導波路出力ポートと、第３の電気ポートとを有する前記第２の電気光学変調器段の第２のブランチを含み、前記ブランチは第３のＫ×Ｎ伝送行列により特徴づけられ、前記第２のブランチの前記入力ポートの１つは前記第１の変調器段の前記２つの出力ポートの第２の１つに突き合わせ結合され、さらに、入力が入力電気信号を受取るように接続され、３つの電気出力端末は前記第１、第２、および第３の電気ポートに接続され、それぞれの第１、第２、および第３の変調電圧を印加するための、線形の電気ネットワークを形成する電気スプリッタを含み、前記変調電圧は前記入力電気信号から誘導された電圧であって、少なくとも１次の相互変調ひずみを最小限にするために選択された、光学変調器。１４．Ｍは整数１および２から構成されるグループから選択され、Ｎはまた整数１および２から構成されるグループから選択される、請求項１３に記載の変調器。１５．Ｋは、１および２から構成される１組の整数から選択された値である、請求項１３に記載の光学変調器。１６．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配置で共にカスケード結合され、各変調器段はまたそこに電圧を印加するための電極手段を有し、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動手段を含み、すべての変調器段に対する前記変調電圧は１つの入力電気信号から誘導され、前記電気駆動手段は、前記入力電気信号を受取るために接続され前記１つの入力電気信号に比例する前記変調電圧の少なくとも２つに前記受取られた入力電気信号を分裂させるように適応した、少なくとも１つの電気スプリッタを含み、前記少なくとも２つの変調電圧は、前記変調器段の少なくとも２つにおいて、同時に、逆相光遅延変調信号を誘起するように選択され、前記逆相光遅延変調信号は前記１つの入力電気信号に比例する、光学変調器。１７．前記２つの変調電圧は等しい変調の振幅を有する、請求項１６に記載の変調器。１８．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は、１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配列で共にカスケード結合され、各変調器段はまたそこに電圧を印加するための電極手段を有し、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動手段を含み、すべての変調器段に対する前記変調電圧は１つの入力電気信号から誘導され、少なくとも１つの電気スプリッタを含む前記電気駆動手段は、前記入力電気信号を受取るために接続され、前記受取られた入力電気信号を前記１つの入力電気信号に比例する前記変調電圧の少なくとも２つに分裂させるように適応され、前記電気スプリッタは広帯域の巻きなし伝送線変換器を有する、光学変調器。１９．前記伝送線は、一方の末端で接地に短絡されフェライト材料でシーズされた外側の導線と同軸ケーブルである、請求項１８に記載の変調器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シムラー，ヤロンアメリカ合衆国、94805 カリフォルニア州、リッチモンド、カールストン・ストリート、468

Claims

【特許請求の範囲】１．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は、１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配置で共にカスケード結合され、各変調器段はまた、そこに電圧を印加するための電極手段を有し、前記変調器段の少なくとも１つは少なくとも１つの指向性カプラ（ＤＣ）部を有する平衡ブリッジ干渉計（ＢＢＩ）変調器であり、少なくとも１つの前記ＢＢＩ変調器の少なくとも１つの指向性カプラはΔβカプラであり、前記少なくとも１つのΔβカプラは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβ、および前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する前記カプラ経路間の結合係数における変化κにより特徴づけられ、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動装置と、前記バイアス電圧を前記Δβカプラに印加するための手段とを含む、光学変調器。２．光ビームを変調するための装置であって、力段および出力段を有する少なくとも２つの集積電気光学カスケード変調器段を含み、入力変調器段は光ビームを受取るための光導波路入力を有し、出力段は少なくとも１つの光導波路出力を有し、前記変調器段の少なくとも１つは少なくとも１つの指向性カプラ部を備える平衡ブリッジ干渉計型のものであり、各段は別々のバイアス手段を有し、前記少なくとも１つの平衡ブリッジ干渉計型変調器段の少なくとも１つの指向性カプラはΔβカプラであり、前記少なくとも１つのΔβカプラは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβ、および前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する前記カプラ経路間の結合係数における変化κにより特徴づけられ、光ビームを変調するための装置はさらに、持続波光源を備える入力段の光導波路入力を駆動するための手段と、前記２つの段における光ビームの逆位相変調を同時に発生するための手段と、出力段の各光導波路出力から放射された光ビームの一部を受取り、そこから前記バイアス手段に与えられたバイアス信号を誘導するための手段とを含み、前記少なくとも１つのΔβカプラを有する前記少なくとも１つの指向性カプラ部は、すべての可能な結合比の値に対する３次および５次の相互変調ひずみを最小限にするために選択されたバイアス電圧を印加されている、光ビームを変調するための装置。３．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、光ビームの受取られた部分に応答して、前記バイアス信号を絶え間なく調整する、請求項２に記載の装置。４．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、不連続な時間の間隔で前記バイアス信号を調整する、請求項２に記載の装置。５．前記変調器段の少なくとも１つは、第１および第２のカプラ部を有する平衡ブリッジ干渉計であり、各カプラ部は実質的に０．５に等しいクロスオーバー比を有する、請求項２に記載の装置。６．干渉計部を有する各変調器段によりさらに規定され、少なくとも１つの干渉計部は前記バイアス信号の１つが与えられた電極を有する、請求項７に記載の装置。７．前記バイアス信号を誘導するための前記手段は、前記少なくとも１つの干渉計部に与えられた前記バイアス信号を調整し、少なくとも偶数次の相互変調ひずみを最小限にする、請求項６に記載の装置。８．前記結合比はまた、すべての可能な結合比の値に対する線形の変調係数を最大限にするために選択される、請求項２に記載の装置。９．前記３次ひずみは実質的にゼロにされ、前記５次ひずみは、前記３次ひずみが実質的にゼロにされるのに一致してすべての可能な結合比の値に対して最小０値でない、請求項２に記載の装置。１０．集積電気光学変調器であって、光を受取るための光入力ポートおよび１対の光出力を有する入力Ｙ接合と、Ｙ接合光出力から光を受取るために接続された光路を形成する１対の導波路を有する第１の干渉計部とを含み、前記干渉計部は１対の光出力を有し、前記干渉計部の上には、少なくとも１つの光導波路を通る光が前記電気変調信号に応答して変調されるように電気変調信号を受取るための変調電極が配置され、前記干渉計部はまた電気バイアス信号を受取るためのバイアス手段を有し、集積電気光学変調器はさらに、１対の光導波路を有する第１の指向性カプラ部を含み、前記指向性カプラは予め定められた結合比を有し、カプラ光導波路は第１の干渉計部の光出力を受取るために接続され１対の光出力を有し、前記カプラ部は電気バイアス信号を受取るためのバイアス手段を有し、集積電気光学変調器はさらに、第１の干渉計部と同様の構造で、その導波路は第１の指向性カプラの光出力を受取るために接続された第２の干渉計部と、第１の指向性カプラと同様の構造で、その光路は第２の干渉計部の光出力を受取るために接続された第２の指向性カプラとを含み、前記カプラは１対の光出力を有し、前記出力は１対の変調光出力ポートを有し、集積電気光学変調器はさらに、電気変調信号を受取り、それぞれを第１および第２の干渉計部の少なくとも１つの変調電極に接続するための１対の信号をそこから誘導するための手段と、第１および第２の干渉計部と少なくとも１つの指向性カプラとを、光出力における相互変調項を最小限にし線形の変調効率を最大限にするように調整された電圧レベルまでバイアスするための手段とを含み、前記指向性カプラの少なくとも１つは、２つのカプラ経路間の相対位相遅延における変化Δβおよび前記Δβカプラに印加されたバイアス電圧に応答する結合係数における変化κで特徴づけられるΔβカプラであり、前記バイアス手段は、前記Δβカプラに印加された電圧レベルを少なくとも３次相互変調ひずみ項を最小限にするように調整し、前記干渉計部の少なくとも１つに印加された電圧レベルを前記Δβカプラに印加された特定のバイアス電圧レベルに対する偶数項相互変調ひずみ項を最小限にするように調整する、集積電気光学変調器。１１．ＲＦ変調信号を受取り、第１および第２の干渉計部の変調電極にそれぞれ接続するための第１および第２の電気信号を与えるための、ＲＦスプリッタをさらに含み、前記電気信号は同位相で関係づけられ、そのため、前記電気信号の各々はそこからの光出力が実質的にその他に対して１８０°位相が外れるようにそのそれぞれの干渉計部を通る光を変調する、請求項１０に記載の集積変調器。１２．前記ＲＦスプリッタの出力を前記干渉計バイアス手段に接続する電気信号移送手段と関連し、前記２つの干渉計部で光が経験する伝搬遅延が補償されるように前記電気信号の前記位相を細密調整するための、電気遅延手段をさらに含む、請求項１１に記載の集積変調器。１３．光学変調器であって、光導波路入力ポートと、２つの光導波路出力ポートと、第１の電気ポートとを有する第１の電気光学変調器段を含み、前記第１の変調器段は、第１の１×２伝送行列により特徴づけられ、さらに、２つの光導波路入力ポートと、Ｍ光導波路出力ポートと、第２の電気ポートとを有する第２の電気光学変調器段の第１のブランチを含み、前記第１のブランチは、第２のＫ×Ｍ伝送行列により特徴づけられ、前記第１のブランチの前記入力ポートの１つは前記第１の変調器段の前記２つの出力ポートの第１の１つに突き合わせ結合され、さらに、前記第１のブランチと同様の構造で、Ｋ光導波路入力ポートと、Ｎ光導波路出力ポートと、第３の電気ポートとを有する前記第２の電気光学変調器段の第２のブランチを含み、前記ブランチは第３のＫ×Ｎ伝送行列により特徴づけられ、前記第２のブランチの前記入力ポートの１つは前記第１の変調器段の前記２つの出力ポートの第２の１つに突き合わせ結合され、さらに、入力が入力電気信号を受取るように接続され、３つの電気出力端末は前記第１、第２、および第３の電気ポートに接続され、それぞれの第１、第２、および第３の変調電圧を印加するための、線形の電気ネットワークを形成する電気スプリッタを含み、前記変調電圧は前記入力電気信号から誘導された電圧であって、少なくとも１次の相互変調ひずみを最小限にするために選択された、光学変調器。１４．Ｍは整数１および２から構成されるグループから選択され、Ｎはまた整数１および２から構成されるグループから選択される、請求項１３に記載の変調器。１５．Ｋは、１および２から構成される１組の整数から選択された値である、請求項１３に記載の光学変調器。１６．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配置で共にカスケード結合され、各変調器段はまたそこに電圧を印加するための電極手段を有し、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動手段を含み、すべての変調器段に対する前記変調電圧は１つの入力電気信号から誘導され、前記電気駆動手段は、前記入力電気信号を受取るために接続され前記１つの入力電気信号に比例する前記変調電圧の少なくとも２つに前記受取られた入力電気信号を分裂させるように適応した、少なくとも１つの電気スプリッタを含み、前記少なくとも２つの変調電圧は、前記変調器段の少なくとも２つにおいて、同時に、逆相光遅延変調信号を誘起するように選択され、前記逆相光遅延変調信号は前記１つの入力電気信号に比例する、光学変調器。１７．前記２つの変調電圧は等しい変調の振幅を有する、請求項１６に記載の変調器。１８．光学変調器であって、複数の電気光学変調器段を含み、各変調器段は少なくとも１つの光導波路入力ポートと少なくとも１つの光導波路出力ポートとを有し、前記変調器段は、１つの段の入力ポートが先行する段の出力ポートに接続されるようにタンデム配列で共にカスケード結合され、各変調器段はまたそこに電圧を印加するための電極手段を有し、光学変調器はさらに、変調電圧を前記変調器段の各々の前記電極手段に印加するための電気駆動手段を含み、すべての変調器段に対する前記変調電圧は１つの入力電気信号から誘導され、少なくとも１つの電気スプリッタを含む前記電気駆動手段は、前記入力電気信号を受取るために接続され、前記受取られた入力電気信号を前記１つの入力電気信号に比例する前記変調電圧の少なくとも２つに分裂させるように適応され、前記電気スプリッタは広帯域の巻きなし伝送線変換器を有する、光学変調器。１９．前記伝送線は、一方の末端で接地に短絡されフェライト材料でシーズされた外側の導線と同軸ケーブルである、請求項１８に記載の変調器。