CN105227233B - 基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法 - Google Patents
基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及光通信技术领域，具体为一种基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法。本发明提出一种新的结构，所述结构由一对平行的有着不同光延时值的马赫增德干涉仪组成，实现带内光信噪比监测。本发明保持了基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测的优点，即不受色散、偏振模色散和偏振噪声的影响，因此本方案在未来高速光网络应用中易于实现。本发明继承了参考文献[13]中的优点，即不需要去掉噪声来测量信号的相干特性。对比于[13]，通过仿真验证，本发明能通过半导体器件实现集成性，具有巨大的实际应用潜力。本发明公布了一种新型的用并联两个不对称马赫增德干涉仪制作半导体集成器件来监测带内光信噪比的方法。仿真结果显示能在误差小于±0.5dB范围内测量不同码型从10到28dB的光信噪比值。
Description
技术领域
本发明涉及光通信技术领域，具体为一种基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法。
背景技术
由于光信噪比对光信号误码率的影响，它是信号健康的一个主要诊断因素,在波分复用系统中测量光信噪比是一个重要的诊断工具。传统上，某一信道的光信噪比值通过测量两信道间的噪声水平并且为了决定信道频率上的噪声值执行线性插值法，即带外光信噪比监测。而光分叉复用器的应用使得各波分复用信道参数由于传输链路的不同而积累不等的损伤使得这些带外光信噪比监测方法无效。例如，如图1所示，图1(a)：反映由于经过的传输链路的不同而导致的信道间不同的噪声水平；图1(b)光滤波器或者复用/解复用可滤除带外噪声，但不能滤除带内噪声。经过不同的链路传输后的各信道光信噪比不一样，且带内、带外光信噪比差别很大。因此，有许多监测带内光信噪比的技术被提出，包括偏振归零法，波形采样法，信号谱分析法和基于非线性克尔效应的方法。
利用偏振分极法测量信号的光信噪比值操作简单、成本低，且不受速率和码型的限制，是一种非常有效的光信噪比监测方法。其致命缺陷在于其假定待测信号的数据信号是全偏的，而噪声是无偏的；但在实际中，由于传输链路中光纤的双折射效应、偏振相关增益、损耗等外界不确定因素，数据信号会“去偏”或噪声会部分起偏，这种情况下，偏振分极法将无法区分信号和噪声，失去了测量准确性，还需要进一步的改进以符合实际需求。波形采样法是对待测信号的波形进行分析的一种方法，它包括同步采样法、异步采样法及延时采样法。其中，同步采样法已很成熟，能同时监测信号的信噪比、时间抖动、质量因子、眼图质量等信息，但由于需要对待测信号进行时钟提取以保持采样与信号的同步性，当信号速率较高时，成本成指数增长，难以应用于未来高速网络。异步采样法直接通过对信号总功率进行统计分析来分析信号性能，不受信号速率的限制、成本低，且避免了对信号时钟的提取，但却以牺牲信号恶化源信息为代价。延时采样法不需提取时钟信号，可同时监测多种损伤，如色散、偏振模色散和光信噪比，已成为目前研究最多的方法之一；但其最大的问题在于两路信号的采样延时与速率有关，需要精确设置；也就是说该方法对速率不透明，需要进一步的研究和改进。频谱分析法将对高速信号的监测巧妙地转化为对低速信号的监测，避免了使用高速器件的限制，降低了成本；但也存在明显的缺点：
(i)由于低频射频信号与波分复用数据信号频谱交叠，低频信号会与数据信号产生干涉而互相影响，对低频信号功率的要求比较严格，要足够大以区别信号与噪声，但不能太大以免影响数据信号的传输与接收；
(ii)由于对信道加载了低频信号而增加了系统的复杂度。非线性克尔效应法包括利用半导体光放大器、高非线性光纤以及一些其它非线性波导器件的四波混频效应、交叉相位调制效应、参量放大、干涉法和双光子吸收等非线性效应进行的光信噪比监测。基于非线性效应的方法的最大特点就是全光操作、速率高、结构简单、成本低；基于其上述优点，基于非线性效应的信号性能监测引起了越来越多人的兴趣，展开了大量的研究。其中，基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测吸引了很多关注。
由于待测信号中信号的相干性和噪声的非相干性，信号在马赫增德干涉仪中会相干相长/相干相消，而噪声不会；利用该特性则可分离待测信号的信号与噪声。马赫增德干涉仪结构如图2所示，是由两个3dB耦合器和两个干涉臂所组成。
基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测利用信号和噪声的相干特性来计算光信噪比值。然而这种方法需要获得信号的自相关函数，这必须对每一个调制器进行校准。其通常需要关掉信道中的噪声，这在实际中是不可能实现的。这个问题能通过用一对有着不同延时值的麦克尔逊干涉仪来解决。而双麦克尔逊干涉仪法的方案结构庞大，稳定性较低，且存在着无法集成、受外界环境干扰及输入光功率高的局限性。正是由于基于光纤非线性效应的方案存在集成性和稳定性的问题(其中集成化作为实现高速、低功耗、低成本并使其走向应用的关键而尤为重要)，人们意识到全光信号性能监测的发展方向必是基于体积小、可集成的半导体器件的，其主要原因是可以借助成熟的半导体制造技术和加工工艺，不但可以实现许多新的功能结构，而且也具有大规模集成的远景，是未来最有可能取得突破的方向。
发明内容
(一)要解决的技术问题
本发明提出一种新的结构，所述结构由一对平行的有着不同光延时值的马赫增德干涉仪组成，从而实现带内光信噪比监测。本发明保持了基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测的优点，即不受色散，偏振模色散和偏振噪声的影响，因此使得该方案在未来高速光网络应用中实现。其次，它继承了参考文献[13]中的优点，即不需要去掉噪声来测量信号的相干特性。最后，对比于[13]，通过仿真验证，本发明能制作成半导体集成器件。
本发明用双马赫增德干涉仪制作半导体集成器件，实现用该方案进行光信噪比监测过程中，证明并联不对称马赫增德干涉仪制造半导体集成器件的可行性。首先评估马赫增德干涉仪中耦合器不平衡度对光信噪比监测的影响，然后研究马赫增德干涉仪两臂间在制作过程中产生的长度偏差对测量结果的影响。
[13]E.Flood et al.,“Interferometer Based In-Band OSNR Monitoring ofSingle and Dual Polarisation QPSK Signals,”Proc.ECOC,Th.9.C.6,Italy(2010).
(二)技术方案
为了解决上述技术问题，本发明提供了基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，所述方法分为如下步骤：
引入相应待监测的信号源；
信号与噪声通过3dB耦合器形成噪声信号；
将用作信道滤波器的光带通滤波器插在光信噪比监测仪之前；
将滤出的噪声信号送入光信噪比监测器中计算光信噪比值；提出的光信噪比监测方案是由一个1×3耦合器和三个1×2的3dB耦合器组成的两个并联的马赫增德干涉仪；
两并联马赫增德干涉仪延时臂分别设置不同延时值；所述延时值为：上延时3ps，臂下延时臂10ps；
调节两个马赫增德干涉仪共用臂的相位值，使输出功率分别达到最大值和最小值，用终端的功率计记录数据；
用功率计记录的最大值和最小值计算马赫增德干涉仪的可见度；
测得噪声归一化自相关函数值；
通过计算得的可见度值和测得的噪声归一化自相关函数值计算出光信噪比；
将计算出的光信噪比与光信噪比参考值对照，并评估该监测法的性能。
为了解决上述技术问题，本发明提供了集成基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，所述方法分为如下步骤：
引入相应待监测的信号源；
信号与噪声通过3dB耦合器形成噪声信号；
将用作信道滤波器的光带通滤波器插在光信噪比监测仪之前；
将滤出的噪声信号送入光信噪比监测器中计算光信噪比值；提出的光信噪比监测方案是由一个1×3耦合器和三个1×2的3dB耦合器组成的两个并联的马赫增德干涉仪；
两并联马赫增德干涉仪延时臂分别设置不同延时值；所述延时值为：上延时3ps，臂下延时臂10ps；
调节两个马赫增德干涉仪共用臂的相位值，使输出功率分别达到最大值和最小值，用终端的功率计记录数据；
用功率计记录的最大值和最小值计算马赫增德干涉仪的可见度；
测得噪声归一化自相关函数值；
通过计算得的可见度值和测得的噪声归一化自相关函数值计算出光信噪比；
将计算出的光信噪比与光信噪比参考值对照，并评估该监测法的性能；
集成所述基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测方案。
为了解决上述技术问题，本发明提供了，一种证明两并联马赫增德干涉仪制造半导体集成器件的可行性验证的方法，所述方法分为如下步骤：
评估马赫增德干涉仪中耦合器不平衡度对光信噪比监测的影响；
研究马赫增德干涉仪两臂间在制作过程中产生的长度偏差对测量结果的影响；
若结果显示设备的长度变化即延时误差在一定范围内不影响光信噪比的测量结果则证明所述基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法能用于制作成半导体集成器件；
若显示设备的长度变化即延时误差在一定范围内影响光信噪比的测量结果则证明所述基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法不能用于制作成半导体集成器件。
优选地，两平行马赫增德干涉仪分别相对于不同延时处的两个噪声自相关函数值，通过带入噪声通过带通滤波器得到的归一化自相关函数谱获得。
优选地，在仿真中，通过测量输入的光信噪比计算光信噪比参考值。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种集成光信噪比监测装置，其特征在于，所述集成光信噪比监测装置包括：相位调制器1、1×3多模干涉耦合器2、1×2的3dB多模干涉耦合器a3、1×2的3dB多模干涉耦合器b4、1×2的3dB多模干涉耦合器c5和探测器a6及探测器b7；所述1×3多模干涉耦合器2通过延时值3ps的硅延时线A与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3连接；所述1×3多模干涉耦合器2与所述相位调制器1连接；所述相位调制器1与所述1×2的3dB多模干涉耦合器b4连接；所述1×3多模干涉耦合器2通过延时值10ps的硅延时线B与所述1×2的3dB多模干涉耦合器c5连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器b4与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3和1×2的3dB多模干涉耦合器c5连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3与所述探测器a6连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器c5与所述探测器b7连接；所述探测器a6和探测器b7连接并接地。
(三)有益效果
本发明所述结构由一对平行的有着不同光延时值的马赫增德干涉仪组成，实现带内光信噪比监测。本发明保持了基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测的优点，即不受色散，偏振模色散和偏振噪声的影响，使得该方案在未来高速光网络应用中得以实现。其次，它继承了参考文献[13]中的优点，即不需要去掉噪声来测量信号的相干特性。最后，对比于[13]，通过仿真验证，本发明所述方法能用于制作成半导体集成器件。
利用本发明提供的方法，采用基于两个平行的有着不同光延时值马赫增德干涉仪的光信噪比监测方案。这种监测方案对于10Gb/s的NRZ-OOK、RZ33-OOK、NRZ-DPSK、RZ33-DPSK信号和40Gb/s的16QAM信号在±0.5dB的精度范围内精确测量从10到28dB的光信噪比值。所提出的方案保持了基于马赫增德干涉仪的光信噪比监测的优点，即不受色散，偏振模色散和偏振噪声的影响，因此使得该方案可在未来高速光网络应用中实现。该方案不需要知道关掉噪声情况下信号的相关特性，本发明所述方法不需要关掉噪声测信号。区别于现有技术，本发明所述方法可用于制作半导体集成器件。
本发明所述方法实际器件制作过程中耦合器不平衡度对光信噪比监测的影响满足要求。本发明所述方法马赫增德干涉仪两臂间在实际制作过程中产生的长度偏差对测量结果的影响满足要求。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例的经过不同的链路传输后的各信道光信噪比及带内、带外光信噪比差别示意图；
图2是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例的马赫增德干涉仪原理图；
图3是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例的基于两个不对称并联马赫增德干涉仪的光信噪比监测方案示意图；
图4是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例中由信号测得的光信噪比值和监测误差结果示意图；
图5是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例中评估色散和偏振模色散在光信噪比监测性能上的影响示意图。
图6是根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例中测得的光信噪比的误差值示意图；
图7根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法一个实施例中用不同信号在两个并联的马赫增德干涉仪的制作偏差情况下对于3ps延时值和10ps延时值的光信噪比监测误差示意图。
图8根据本发明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法制作半导体集成器件的结构示意图。
具体实施方式
下面结合说明书附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例仅用于说明本发明，但不能用来限制本发明的范围。
监测方案如图3所示，信号发生器产生不同的信号码型，如NRZ-OOK/RZ33-OOK/NRZ-DPSK/RZ33-DPSK信号。用掺铒光纤放大器产生噪声加入到输入信号中形成噪声信号。掺铒光纤放大器后的衰减器用来控制噪声的量来获得不同的光信噪比值。光带通滤波器被插入到马赫增德干涉仪前作为信道滤波器。最后，滤出的噪声信号被送入光信噪比监测器中计算光信噪比值。
提出的光信噪比监测方案是由一个1×3耦合器和三个1×2的3dB耦合器组成的两个并联的马赫增德干涉仪。每个马赫增德干涉仪的其中一臂上有一个固定的光延时，另一臂被两个并联的马赫增德干涉仪共享，并且有一个可变的相位元素。每一个马赫增德干涉仪后面都有一个功率计。当以π的整数倍改变相位时，用功率计记录最大值和最小值(Pmax和Pmin)。然后我们能计算马赫增德干涉仪的可见度μ＝(Pmax-Pmin)/(Pmax+Pmin)。可见度与噪信比r有关，即
r＝Pn/Ps＝(γs(Δτ)-μ)/(μ-γn(Δτ)) (1)
其中Ps和Pn分别是信号功率和噪声功率；Δτ是延时值。γs(Δτ)是信号的归一化自相关函数；γn(Δτ)是噪声的归一化自相关函数。把带入到方程(1)，当i＝1，并且Δτj选在Δτ1和Δτ2时，能得到两个方程(2)(3)。
根据这两个方程，能解出未知数r和c。最后，用方程(4)计算光信噪比值。
在仿真中，用来评估测得的光信噪比精度的光信噪比的参考值直接通过输入信噪比计算，即其中NEB为光带通滤波器的噪声等效带宽。
我们用仿真证明了该方案。输入信号为40Gb/s 16QAM信号和10Gb/s NRZ-OOK/RZ33-OOK/NRZ-DPSK/RZ33-DPSK信号。信号光功率保持在1mW。OBPF为带宽1nm的八阶高斯滤波器。两个马赫增德干涉仪的延时值固定在Δτ1＝3ps(对于上面的MZI)和Δτ2＝10ps(对于下面的马赫增德干涉仪)。首先，不加任何串扰(色散或偏振模色散)测量噪声信号的光信噪比，结果如图4所示。其中图4(a)是对10Gb/s NRZ-OOK/RZ33-OOK/NRZ-DPSK/RZ33-DPSK信号的实验结果，而图4(b)是对10Gb/s和40Gb/s 16QAM信号的实验结果。从图4可以看出对于OOK和DPSK信号能在误差小于±0.5dB的范围内测量从10到30dB的光信噪比值，对于QAM信号能在误差小于±0.5dB的范围内测量从10到28dB的光信噪比值。由于最关心的光信噪比范围是10到30dB，因此我们的方案对于光信噪比监测是有效的。
其次，我们对40Gb/s的16QAM信号和10Gb/s的NRZ-OOK/RZ33-OOK/NRZ-DPSK/RZ33-DPSK信号评估色散和偏振模色散在光信噪比监测性能上的影响，结果如图5所示。图5(a)显示色散值从0到1000ps/nm时测得的光信噪比值。图5(b)显示当差分群时延从0变到50ps时的差分群时延时光信噪比测量结果和监测误差。图5(c)显示对于40Gb/s 16QAM信号当噪声是无偏噪声和全偏噪声时的测量结果。图5(d)显示当色散等于600ps/nm，差分群时延等于50ps并同时加入偏振噪声时光信噪比的监测结果。可以看出色散，偏振模色散和偏振噪声对光信噪比监测的影响可以忽略。
最后，为了证明两并联马赫增德干涉仪制造半导体集成器件的可行性。我们首先评估马赫增德干涉仪中耦合器不平衡度对光信噪比监测的影响，因为耦合器不平衡度是马赫增德干涉仪的一个最重要参数。我们改变耦合器不平衡度值(定义为10log10(P1/P2)，其中P1是耦合器的一个输出功率，而P2是耦合器另外一个输出功率)对于在两个并联的马赫增德干涉仪中这三个1×2的3dB耦合器，如图3所示，并观察测得的光信噪比的误差值。对于40Gb/s的16QAM信号和10Gb/s NRZ-OOK/RZ33-OOK/NRZ-DPSK/RZ33-DPSK信号，结果如图6所示，其中：(a)耦合器一、(b)耦合器二、(c)耦合器三。从图6中，我们能看出对于所有信号光信噪比监测结果误差小于±0.5dB情况下不平衡度的容限均大于±0.3dB。因为耦合器制作已报道的不平衡度是小于等于±0.2dB[14]，因此我们的双平行马赫增德干涉仪半导体集成器件能够实现。
然后我们研究马赫增德干涉仪两臂间在制作过程中产生的长度偏差对测量结果的影响。这些长度变化能导致马赫增德干涉仪中的延时误差。通常，半导体设备的制造偏差能被控制在小于等于±0.5μm(ΔL≤±0.5μm)[15]。
图7所示，用不同信号在两个并联的马赫增德干涉仪的制作偏差情况下对于3ps延时值一和10ps延时值二的光信噪比监测误差，其中(a)为3ps延时值的光信噪比监测误差；(b)为10ps延时值的光信噪比监测误差。在图7中我们研究当两个并联的马赫增德干涉仪中对于上面的马赫增德干涉仪Δτ1＝3ps和对于下面的马赫增德干涉仪Δτ2＝10ps时制作偏差对光信噪比监测的影响。结果显示设备的长度变化即延时误差在一定范围内不影响光信噪比的测量结果，进一步证明我们的光信噪比监测方案能制作成半导体集成器件。
图8所示，一种集成光信噪比监测装置，所述集成光信噪比监测装置包括：相位调制器1、1×3多模干涉耦合器2、1×2的3dB多模干涉耦合器a3、1×2的3dB多模干涉耦合器b4、1×2的3dB多模干涉耦合器c5和探测器a6及探测器b7；所述1×3多模干涉耦合器2通过延时值3ps的硅延时线A与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3连接；所述1×3多模干涉耦合器2与所述相位调制器1连接；所述相位调制器1与所述1×2的3dB多模干涉耦合器b4连接；所述1×3多模干涉耦合器2通过延时值10ps的硅延时线B与所述1×2的3dB多模干涉耦合器c5连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器b4与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3和1×2的3dB多模干涉耦合器c5连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器a3与所述探测器a6连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器c5与所述探测器b7连接；所述探测器a6和探测器b7连接并接地。
以上实施方式仅用于说明本发明，而非对本发明的限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行各种组合、修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (7)
1.基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，所述方法分为如下步骤：
引入相应待监测的信号源；
信号与噪声通过3dB耦合器形成噪声信号；
将用作信道滤波器的光带通滤波器插在光信噪比监测方案之前；
将滤出的噪声信号送入光信噪比监测方案中计算光信噪比值；提出的光信噪比监测方案是由一个1×3耦合器和三个1×2的3dB耦合器组成的两个并联的马赫增德干涉仪；
两并联马赫增德干涉仪延时臂分别设置不同延时值；所述延时值为：延时值一3ps，延时值二10ps；
调节两个马赫增德干涉仪共用臂的相位值，使输出功率分别达到最大值和最小值，用终端的功率计记录数据；
通过计算得的可见度值和测得的噪声归一化自相关函数值计算出光信噪比；
将计算出的光信噪比与光信噪比参考值对照，并评估该监测法的性能。
2.集成基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，所述方法分为如下步骤：
引入相应待监测的信号源；信号与噪声通过3dB耦合器形成噪声信号；
将用作信道滤波器的光带通滤波器插在光信噪比监测方案之前；
将滤出的噪声信号送入光信噪比监测方案中计算光信噪比值；提出的光信噪比监测方案是由一个1×3耦合器和三个1×2的3dB耦合器组成的两个并联的马赫增德干涉仪；
两并联马赫增德干涉仪延时臂分别设置不同延时值；所述延时值为：延时值一3ps，延时值二10ps；
调节两个马赫增德干涉仪共用臂的相位值，使输出功率分别达到最大值和最小值，用终端的功率计记录数据；
通过计算得的可见度值和测得的噪声归一化自相关函数值计算出光信噪比；
将计算出的光信噪比与光信噪比参考值对照，并评估该监测法的性能；
集成所述基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测方案。
3.根据权利要求1～2项任一项所述的基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，其特征在于，两并联马赫增德干涉仪的可见度值，通过功率计测得的最大值和最小值计算获得。
4.根据权利要求3所述的基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，其特征在于，两并联马赫增德干涉仪分别相对于不同延时处的两个噪声自相关函数值，由带入噪声通过带通滤波器得到的归一化自相关函数谱获得。
5.根据权利要求4所述的基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法，其特征在于，在仿真中，通过测量输入的光信噪比计算光信噪比参考值。
6.一种证明两并联马赫增德干涉仪制造半导体集成器件的可行性验证的方法，所述方法分为如下步骤：
评估马赫增德干涉仪中耦合器不平衡度对光信噪比监测的影响；
研究马赫增德干涉仪两臂间在制作过程中产生的长度偏差对测量结果的影响；
若结果显示设备的长度变化即延时误差在一定范围内不影响光信噪比的测量结果则证明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法能用于制作成半导体集成器件；
若显示设备的长度变化即延时误差在一定范围内影响光信噪比的测量结果则证明基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法不能用于制作成半导体集成器件。
7.一种应用权利要求2所述集成基于并联不对称马赫增德干涉仪的带内光信噪比监测法制成的集成光信噪比监测装置，其特征在于，所述集成光信噪比监测装置包括：相位调制器(1)、1×3多模干涉耦合器(2)、1×2的3dB多模干涉耦合器a(3)、1×2的3dB多模干涉耦合器b(4)、1×2的3dB多模干涉耦合器c(5)和探测器a(6)及探测器b(7)；所述1×3多模干涉耦合器(2)通过延时值3ps的硅延时线A与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a(3)连接；所述1×3多模干涉耦合器(2)与所述相位调制器(1)连接；所述相位调制器(1)与所述1×2的3dB多模干涉耦合器b(4)连接；所述1×3多模干涉耦合器(2)通过延时值10ps的硅延时线B与所述1×2的3dB多模干涉耦合器c(5)连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器b(4)与所述1×2的3dB多模干涉耦合器a(3)和1×2的3dB多模干涉耦合器c(5)连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器a(3)与所述探测器a(6)连接；所述1×2的3dB多模干涉耦合器c(5)与所述探测器b(7)连接；所述探测器a(6)和探测器b(7)连接并接地。
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