JP2000162564A - ２出力を持つ光変調器のためのバイアス・システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 典型的に非線形である出力光パワーが信号の
歪みを制限するために、線形であることが望ましい特性
で動作する変調器を提供する。 【解決手段】 光源と２つの出力を持つ光電変調器と電
気的変調信号と光電変調器の駆動回路とを備える外部ア
ナログ変調システムにおいて、相互に補完的である第１
および第２の変調光信号を供給し、変調器の２つの出力
がそれぞれ変調光信号の一部を供給する分岐を持つ光結
合器に接続され光受信機に接続され、第１および第２の
アナログ変調光信号の周波数に応答してそれぞれ第１お
よび第２の電気制御信号を生成することができ、駆動回
路が前記第１の周波数の半分に等しい、電気変調信号に
付加される第２の周波数の電気パイロット信号を生成す
る回路と、第１および第２の電気制御信号間の振幅差に
比例する連続的に変換される信号を生じることができる
変換回路と、制御信号に応答してバイアス信号を生じる
ことができるバイアス回路とを含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光信号を変調する
方法および外部変調を備える光エミッタに関する。本発
明はまた、ＣＡＴＶシステムにおいて用いられる光変調
器の動作点を制御するシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＡＴＶ（共同アンテナ式テレビジョ
ン）におけるテレビジョン信号の分配は、光ファイバに
よって行うことができる。光信号は、通常はレーザであ
る光源において直接的な方法で、あるいは光変調器によ
って間接的に変調することができる。

【０００３】（これまでは４０ないし８６０ＭＨzにわ
たる搬送波の如き）高周波数を持つ無線周波（ＲＦ）に
おける変調信号による光信号の振幅変調のため用いるこ
とができる光変調器は、例えば、ニオブ酸リチウム（Ｌ
ｉＮｂＯ３）上に構成されたマッハ・ツェンダ形式の干
渉計に基く装置からなる。４０〜８６０ＭＨz帯域は、
±０．５ｄＢ以内で平坦であるものと見なされる。最初
のチャネルは４０ＭＨzにあり、最後のチャネルは８６
０ＭＨzにある。

【０００４】外部変調器の要求される特性は、変調の線
形性であり、これは特に、例えば４０ないし８０チャネ
ルにわたる種々のテレビジョン・チャネルからなるアナ
ログ形式の伝送を行うＣＡＴＶシステムにおける使用に
非常に重要である。

【０００５】電気光学的特性、換言すれば、上記の形式
の変調器の入力無線周波電圧の関数としての出力光パワ
ーは、典型的に非線形である。信号の歪みを制限するた
めには、できるだけ線形である特性選択の近傍で動作す
る変調器を作ることが望ましい。

【０００６】かかる目的のために、無線周波変調信号が
マッハ・ツェンダ干渉計が形式の電気光学的変調器のＲ
Ｆ電極に印加され、変調器の動作点を決定する連続的な
バイアス電圧は同じ電極あるいは第２の電極に印加され
る。

【０００７】このような形式の変調器の一例は、出願人
により記号ＰＩＲ ＰＩＭ１５１０で市販される。ＲＦ
入力点に印加される変調信号は、例えば、ユーザへ配信
されるテレビジョン・チャネルの変調されたキャリアの
セットからなる。

【０００８】マッハ・ツェンダ変調器の場合は、特性の
形態は正弦波に近似し、動作点の印加電圧である印加電
圧ＶＱにより変調器が正弦波の変曲点（ｉｎｆｌｅｃｔ
ｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）付近で動作することが望ましい。

【０００９】マッハ・ツェンダ変調器の動作点に関する
変調特性は、下記の関係により表わすことができる。即
ち、 Ｐｕ＝ＫＺｓｉｎβ 但し、Ｐｕは出力光パワー、ＫＺはマッハ・ツェンダ変
調器の特性に依存する係数、β＝πＶｍ／Ｖπは、ラジ
アンで表わされる変調信号の変調指数であり、Ｖｍは変
調電圧、Ｖπは定数である。

【００１０】正弦波形態を有するこのような特性は、２
つの値により識別される。即ち、─最大値から最小値ま
で光パワーを変化させるためＲＦ入力に印加されるべき
電圧の変化を表わす（図３に示される）電圧Ｖπ、およ
び─正弦波形態、即ち奇数対称性を有する特性の変曲点
に動作点を対応させるためバイアス電極へ印加されるべ
き電圧を表わす電圧ＶＱ。この場合、偶数次の歪みは打
ち消され、奇数次の歪みは明瞭に定義される値をとる。

【００１１】例えば、出願人により製造されるＰＩＲ
ＰＩＭ１５１０型のマッハ・ツェンダ変調器の場合、上
記電圧は下記の値を有する。即ち、 Ｖπ＝４．３Ｖ および ＶＱ＝０．７Ｖ バイアス点電圧ＶＱの値は、一定ではなく、例えばＬｉ
ＮｂＯ３における静的変化の累積の結果として時間と共
に、また温度と共に変化する。

【００１２】従って、バイアス電圧は、情報として、例
えば偶数次の歪みの存在と振幅、換言すれば、ほぼＣＳ
Ｏ（複合２次）として示される２次相互変調積を用い
て、連続的に調整されねばならない。ＣＳＯの全レベル
は、ユーザへ配信される信号において良品質、例えば各
チャネルの視覚的キャリアのレベル以下で６５ｄＢ以上
を得るように適当に低く保持されねばならない。変調器
が、偶数次歪みを最小にする上記のバイアス点で動作し
ているときでさえ、入出力特性の非線形性が奇数次、主
として３次である残留歪みを生じる、この歪みは相互変
調積またはＣＴＢ（複合３次うなり）および混変調（Ｘ
ＭＯＤ）に現され、これがユーザに届く信号品質を劣化
する。これは、キャリアの振幅変調を含むテレビジョン
・チャネルの品質が上記の相互変調積の存在によって著
しく影響を受けるゆえである。

【００１３】これらの歪みをある程度制限するために
は、特性の線形部分にできるだけ近く動作するために、
変調指数βの百分率、例えばチャネル当たり約３．５％
または４％として表わされる変調信号に対して大きくな
り過ぎない変調深さ（用語「変調深さ」は最大値を示
す）を選択することが望ましい。

【００１４】変調器特性の非線形性により生じる歪みを
制限するために、（変調度に関する）変調器の最大利用
度は、通常約４０％である。これは、ノイズ特性に関す
る上記要件を許容して印加することができる最大チャネ
ル数は、関連性のない種々のキャリアが統計的に直角に
印加され、従ってチャネルの和がパワーに関して考慮さ
れるものと仮定することによって、計算される。その結
果、上記変調度を越えないようにするため、変調器へ印
加することができるチャネルの最大数は約１００であ
る。

【００１５】残留歪み、特に３次歪みを低減するため、
先行歪み（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が変調器に
より生じる後続歪み（ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ ｄｉｓｔ
ｏｒｔｉｏｎ）によって補償されるように、非線形要素
により変調信号の予め歪みが示唆されてきた。この目的
のため、変調器の入出力特性の逆関数である無線周波信
号に対する入出力特性を持つ歪み回路を変調器前に接続
することが可能である。この方法は、例えば、Ｍ．Ｎａ
ｚａｒａｔｈｙ等の論文「外部的に変調されたＡＭ送信
システムにおける進歩（Ｐｒｏｇｒｅｓｓ ｉｎ Ｅｘ
ｔｅｒｎａｌｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＡＭ ＣＡＴ
Ｖ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」
（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃ
ｈｎｏｌｏｇｙ、第１１巻、第１部、１９９３年１月、
８２〜１０４ページ）において開示されいる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従って、適切な変調度
が変調信号に対して選択されたとき、変調器は下記の２
つの機能を行うことを可能にする適切な回路が設けられ
ねばならない。即ち、 ａ）変調器を正弦波特性の変曲点で動作させるため、バ
イアス電圧の印加およびその要求値での維持、 ｂ）先行歪み回路による変調器の特性の線形化 予め定めた振幅および（無線周波信号帯域の最小周波数
より著しく大きな）周波数（ｆ１）を持つ「パイロット
・トーン（ｐｉｌｏｔ ｔｏｎｅ）」と呼ばれる正弦波
信号をバイアス電圧と共に加え、かつ適切な回路により
パイロット・トーンの偶数倍の高調波（例えば、第２の
高調波２ｆ１）が出力光信号に存在することを検出する
ことが可能である。バイアス電圧は、前記第２の高調波
の値を最小化するように調整される。

【００１７】この方法は、６５ないし７０ｄＢ程度のＣ
ＳＯに対応するバイアス点の充分な安定化を生じる。こ
れは、特にフォトダイオードに固有のノイズと関連する
外乱（ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ）を避けることができる
ように、パイロット・トーンに対する大きな変調度（出
願人により行われた実験によれば、約１０％）を必要と
する。

【００１８】バイアス点を安定化するための当該方法か
ら生じる問題は、パイロット・トーンの存在が変調信号
と共に３次うなりを生じ、これが変調器の非線形特性の
ゆえに全ての場合に存在する変調信号間の３次うなりに
付加されるという事実による。これらの歪みの程度を制
限するため、先に述べたことと対照的に、バイアス電圧
安定化ループのフィードバック信号に対する信号／雑音
比を非常に低くする結果となり、結果としてループ自体
の効率が劣化するように、パイロット・トーンの変調度
を非常に低いレベル（約１％）に保持することが必要で
ある。

【００１９】パイロット・トーンの周波数および対応す
る変調度は、複数のテレビジョン・チャネルを変調器に
接続して、その各々において印加されたトーンの特定の
振幅および周波数で生じる何らかの外乱（一般に、横方
向バーの形態）の存在を観察することによって選択され
る。

【００２０】出願人は、実験により１０．７ＭＨzの周
波数ｆ１を持つパイロット・トーンにより、変調器（バ
イアス電極）へ印加することができる最大振幅が約１２
ｍＶであり、その結果テレビジョン・チャネルのテスト
・パターンに生じる干渉が認められないことを発見し
た。この振幅は約１．２％の変調度に対応し、これは良
好な信号／雑音比を得るには不充分である。

【００２１】変調ＲＦ信号（例えば、テレビジョン・キ
ャリア）間の相互変調積の振幅を減じるために、先に述
べたように、先行歪みによる線形化手法を用いることが
できる。かかる手法はまた、バイアス電圧制御のパイロ
ット・トーンに対しても用いることができる。この場合
は、パイロット・トーンをＲＦ信号と共に、即ち変調器
の先行歪みの入力へ送ることが必要である。このよう
に、変調信号間のうなりと信号自体間のうなりの双方が
線形化される。

【００２２】出願人は、このことが、信号を変調器へ送
る前に信号を増幅する回路が帯域幅において一般に制限
（例えば、４０ないし８６０ＭＨzのテレビジョン帯域
に制限）され、この帯域外では、バイアス電圧の制御に
用いられるパイロット・トーンにより生じる更なる３次
歪みを補償するのに充分な性能（振幅および位相の線形
性）を得ることができないので、更なる実際上の問題を
もたらすことを発見した。

【００２３】出願人が出願したヨーロッパ特許出願第７
６８７６５号は、パイロット・トーンをカバーするよう
に、構成が高価かつ困難である低周波数まで拡張される
比較的広い帯域を持つ増幅器を必要とすることなく、変
調信号（例えば、変調信号がテレビジョン信号のキャリ
ア・セットである場合に４０ないし８６０ＭＨzの帯域
を持つ信号）の帯域に制限される帯域で増幅器を使用す
ることを可能にする新規な方法によってこれら問題の克
服を可能にする。当該特許出願はまた、高レベルの３次
歪みを生じることのないパイロット・トーンの変調度を
１０％まで増加すること、従ってバイアス電圧安定化ル
ープの高い効率を得ることを可能にする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】実際に、問題の特許出願
は、周波数が予め定めた幅の帯域内にある信号に応答す
る光信号のアナログ変調方法に関し、下記ステップを含
む。即ち、 ─電気光学的（光電）変調器の入力に光信号を供給し、 ─線形化回路に周波数が前記帯域内にある外部電気信号
を供給し、予め歪みを与えた予め定めた特性を有する、
対応する予め歪みを与えた電気信号を出力に生成し、 ─前記光電変調器の入力に前記の予め歪みを与えた電気
信号を供給し、 ─前記光電変調器の入力に前記バイアス電気信号を供給
し、 ─前記光電変調器に変調光信号を生成し、前記バイアス
電気信号を供給する前記ステップが、 ─パイロット電気信号（パイロット・トーン）を予め定
めた周波数で生成し、 ─前記変調光信号に応答して電気制御信号を生成し、 ─前記電気制御信号、前記パイロット・トーンおよび予
め定めた電圧の基準信号の組合わせに応答して電気バイ
アス信号を生成する方法において、 ─前記線形化回路の入力に前記外部電気信号に重ねられ
た前記パイロット・トーンを供給し、 ─前記光電変調器に前記予め歪みを与えた電気信号を供
給する前に、前記線形化回路の出力における前記パイロ
ット・トーンを減衰することをも含むことを特徴とする
方法。

【００２５】光パワー密度が高ければ、光ファイバに沿
って伝搬した光信号が誘導ブリュアン散乱（ＳＢＳ）に
よる放射の生成をもたらすことが公知である。かかる放
射は、光ファイバの終端に信号の適正な受信を妨げ得る
ノイズ源を構成し得る。

【００２６】例えば、米国特許第４，５６０，２４６号
およびヨーロッパ特許第５６５，０３５号から、伝搬し
た光信号の周波数帯域が位相変調により増加されるなら
ば、光ファイバ内の上記誘導ブリュアン散乱の現象の閾
値光パワーが増加することもまた公知である。マッハ・
ツェンダ変調器は、送信される信号の位相変調のための
電極を提供する。

【００２７】変調電気信号のパワーおよび周波数は、光
信号帯域の必要な拡張を得るように公知の関係に従って
選定される。特に、光信号の位相変調は、変調器に入る
光信号の周波数の中心帯域の両側にスペクトル上に存在
する、位相変調信号の周波数に等しい間隔で周波数に関
して等間隔に隔てられたある帯域数を形成するように信
号帯域に存在するスペクトル・パワー密度の一部を分散
することによって、そのスペクトルを変更する。

【００２８】側波帯の数および相対強さは、位相変調指
数（位相変調により光信号に生じた最大位相シフト）と
関連し、これが更に位相電極を変調する信号のパワーに
依存する。位相変調指数の適切な選定により、側波帯お
よび中心帯域のエンベロープの結果生じる全帯域のスペ
クトル形状を決定することが可能であり、また位相変調
周波数の適切な選定により、従って側波帯間に周波数を
分離することによって、かかる全帯域の周波数幅を決定
することもまた可能である。

【００２９】ＣＡＴＶにおいては、ユーザへの更に有効
な分配を生じるためにテレビジョン信号を複数の光ケー
ブルで利用できるようにすることが特に有利である。従
って、２つの出力を持つマッハ・ツェンダ変調器を使用
することが有利である。更に、出力パワーが１つの出力
を持つ変調器のの２倍となるので、変調器の効率がこの
ように増加される。

【００３０】米国特許第５，２５３，３０９号は、２倍
の出力を持つ形式のマッハ・ツェンダ変調器を使用する
光送信システムについて記載する。特に、実施の一形態
においては、変調器の２つの補完出力が２つの光送信フ
ァイバへ印加され、光信号送信回線の受信端部におい
て、これらファイバは均衡のとれた受信機に接続され、
この受信機は、２つの受信信号を組合わすために差動増
幅器によって１つの信号を他の信号から差引く。適正な
組合わせのため、２つの受信チャネルは利得および遅延
に関して均衡されねばならない。前記米国特許は、変調
器に対する制御フィードバック・システムについては記
載していない。

【００３１】変調がない場合は、特性の変曲点でバイア
スされるマッハ・ツェンダ変調器の２つの出力は、理論
的には、相互に１８０°の位相差を持つ２つの信号を有
する。変調がある場合は、総出力パワー（換言すれば、
２つの出力パワーの和）は一定であるが、一方の出力に
存在するパワーは他方の出力に関して補完的な方法で変
化する。

【００３２】従って、変調器は、出力ごとに１つずつ１
８０°の位相差を持つ２つの光電特性を有する。出願人
は、２次歪みを減じるように（１つの出力に関して）変
調器の特性の１つの変曲点における動作点ＶＱに対する
バイアス電圧を維持することによって、これらの歪みの
振幅が両出力に対して同じではないことを観察した。特
に、この振幅は、制御下にあるＶＱの値を持つ出力に対
しては予期される値内にあり、他の出力に対しては限度
外にある。

【００３３】また出願人は、位相変調信号が変調器へ印
加されるとき、２次歪みの振幅が増加することも観察し
た。出願人は、２つの特性間の位相差が正確に１８０°
ではないことも観察した。

【００３４】出願人は、変調器を適切な方法でバイアス
するため、歪みの振幅を最小値まで減じて動作点の変動
を補償するために制御下にある変調器の両出力を保持す
ることが必要であることを発見した。

【００３５】第１の特質において、本発明は、光源、光
電変調器、電気変調信号源、および光電変調器に対する
駆動回路を含む２つの出力を持つアナログ光送信システ
ムに関し、前記光電変調器は、 ─相互に補完的である第１および第２の変調された光信
号を供給する２つの光出力を含み、 ─前記変調器の前記２つの光出力の各々が、前記第１お
よび第２の変調光信号の一部をサンプリングする回路に
接続され、光受信機に接続され、前記第１および第２の
アナログ変調光信号の第１の周波数に対応的に応答して
第１および第２の電気制御信号を生成することができ、
前記駆動回路は、 ─前記電気制御信号に加えられる第２の周波数の電気パ
イロット信号を生成する回路と、 ─前記第１および第２の電気制御信号間の振幅差に比例
する連続的に変換された信号を生じることができる変換
回路と、 ─前記変換信号に応答してバイアス信号を生成すること
ができるバイアス回路とを含んでいる送信システムに関
する。

【００３６】望ましくは、前記変換回路は、その出力に
前記第１および第２の電気制御信号間の前記振幅差の復
調信号を生じることができる復調器を含む。更に、前記
変換回路は、予め定めたバイアス電圧に対する入力と、
その出力で前記復調された信号と前記予め定めたバイア
ス電圧との間の差に等しい連続的信号を生じることがで
きる代数加算器とを含んでいる。

【００３７】望ましくは、前記第２の周波数は、前記第
１の周波数の半分に等しい。望ましくは、前記光変調器
は、前記光信号の位相変調のための電極を含んでいる。

【００３８】第２の特質において、本発明は、予め定め
た入力帯域内の周波数を持つ信号に応答して光信号を変
調する方法に関し、 ─光電変調器の入力に光信号を供給し、 ─前記光電変調器の入力に前記帯域内の周波数を持つ外
部電気信号を供給し、 ─前記外部電気信号により前記入力光信号を変調し、 ─前記変調光信号を、相互に補完的である第１および第
２の変調光信号へ分け、 ─前記光電変調器の入力に電気バイアス信号を供給する
ステップを含む方法であって、電気バイアス信号を供給
する前記ステップが、 ─前記予め定めた帯域外の予め定めた周波数の電気信号
を生成し、該信号が前記外部電気信号に重ねられ、 ─前記変調光信号に応答して電気制御信号を生成するス
テップを含む方法において、前記変調光信号に応答して
電気制御信号を生成する前記ステップが、 ─前記第１の変調光信号のフラクション（ｆｒａｃｔｉ
ｏｎ）を分離し、前記予め定めた周波数の２倍である周
波数の第１の電気フィードバック信号を検出し、 ─前記第２の変調光信号のフラクション（ｆｒａｃｔｉ
ｏｎ）を分離し、前記予め定めた周波数の２倍である周
波数の第２の電気フィードバック信号を検出し、 ─前記第２の電気フィードバック信号から前記第１の電
気フィードバック信号を差引くステップを含むことを特
徴とする方法に関する。

【００３９】特に、電気バイアス信号を供給するステッ
プは更に、前記電気制御信号、予め定めた周波数の前記
電気信号および予め定めた電圧の基準信号の組合わせに
応答して前記電気バイアス信号を生成することを含む。

【００４０】望ましくは、前記第１の変調光信号の一部
を分離し、前記予め定めた周波数の２倍である周波数の
第１の電気フィードバック信号を検出するステップは、
前記第１の電気フィードバック信号を前記第２の電気フ
ィードバック信号と同位相にさせると共に、前記第１の
電気フィードバック信号の振幅を前記第２の電気フィー
ドバック信号の振幅に等しくさせるステップを含んでい
る。

【００４１】特に、電気制御信号を生成するステップ
は、前記変調光信号の一部を分離し、これに対応する電
気フィードバック信号を検出するステップを含んでい
る。更に、電気制御信号を生成するステップは、前記電
気フィードバック信号から前記予め定めた周波数の成分
を取出すステップを含んでいる。

【００４２】第３の特質において、本発明は、周波数が
予め定めた入力帯域内にある信号に応答して光信号を変
調する方法に関し、 ─光電変調器の入力に光信号を供給し、 ─前記光電変調器の入力に、周波数が前記帯域内にある
外部電気信号を供給し、 ─前記外部電気信号で前記入力光信号を変調し、 ─前記変調光信号を、相互に補完的である第１および第
２の変調光信号へ分離し、 ─前記光電変調器の入力に電気バイアス信号を供給し、 ─前記第１および第２の変調光信号の奇数次の歪みの振
幅を測定する方法であって、 前記電気バイアス信号が、前記第１および第２の変調光
信号の２次歪みの振幅を均衡させるように生成されるこ
とを特徴とする方法に関する。

【００４３】第４の特質において、本発明は、光源と光
電変調器と該光電変調器に対する駆動回路とを含む外部
アナログ変調による光エミッタに関し、前記光電変調器
は、 ─前記光源に接続された光信号に対する光入力と、 ─変調信号に対する第１の電気入力と、 ─バイアス電圧に対する第２の電気入力と、 ─相互に補完的である第１および第２のアナログ変調信
号を供給する２つの光出力とを含み、 ─前記光受信機と関連する前記出力が前記第１および第
２のアナログ変調光信号の第２の周波数に応答して第１
および第２の電気制御信号をそれぞれ生成することがで
きる、前記変調器の前記２つの光出力の各々が変調され
た光信号の一部を受信することができる光受信機と関連
し、前記駆動回路が、 ─外部のアナログ電気信号に対する入力と、 ─予め定めたバイアス電圧に対する入力と、 ─前記第１および第２の電気制御信号に対する２つの入
力と、 ─第１の周波数の電気パイロット信号を生成する回路
と、 ─前記第１の電気制御信号と前記第２の電気制御信号と
の間の差を出力に生じることができる代数加算器と、 ─前記第１の電気制御信号と前記第２の電気制御信号と
の間の前記差の復調信号を出力に生じることができる復
調器と、 ─前記復調信号と前記予め定めたバイアス電圧との間の
差に等しい連続的信号を出力に生じることができる代数
加算器と、 ─前記連続的信号と第１の周波数の前記電気パイロット
信号との和に等しい前記バイアス電圧を出力に生じるこ
とができる代数加算器とを含む光エミッタに関する。

【００４４】更なる詳細については、添付図面に関して
以降の記述を参照することから得ることができよう。

【００４５】

【発明の実施の形態】図１に示されるように、マッハ・
ツェンダ式光電干渉応用変調装置（ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏ
ｐｔｉｃａｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ ｍｏ
ｄｕｌａｔｏｒ ｄｅｖｉｃｅ）（出願人により製造さ
れるモデルＤＯＰＩＭ ２８９３３）は、─例えばニオ
ブ酸リチウムから作られた結晶基板上に構成された電気
的構造部１００を含み、この電気的構造部１００は光導
波路１０１の第１の部分を含み、これは、２つの隣接し
た分岐部１１０、１２０に分けられ、分岐部１１０、１
２０は結合器１０２を形成するように相互に接近し、次
に、２つの隣接した分岐部１１１、１１２を形成するよ
うに再び分けられる。光構造部１００は、結晶基板の屈
折率を変化させることができかつ光信号を透過させるこ
とができる物質を結晶基板上に拡散することにより従来
とおり形成され、─光構造部の２つの分岐部１１０、１
２０間に配置され、バイアスまたはバイアス電極１５０
と信号（または無線周波）電極１６０とを含む電極構造
部と、─光構造部の２つの分岐部１１０、１２０の外側
に配置され、信号電極１６０が抵抗終端１７０により接
地電極１３０、１４０に接続される１対の接地電極１３
０、１４０と、─分岐部１０１に載置された電極１８０
が誘導ブリュアン散乱の効果を減じるように信号を同位
相で変調するため用いられる。

【００４６】望ましい実施の形態においては、結晶基板
は、ニオブ酸リチウム（ＬiＮｂＯ３）から作られ、例
えば、フォトリソグラフ法により画定されたチタニウム
の薄膜の熱拡散手法によって低損失を持つ単一モード導
波路を表面上に形成することを可能にする。

【００４７】望ましくは、先に述べた導波路は、単一モ
ード・タイプである。信号、バイアスおよび接地電極
は、電気光学的効果により導波路１１０、１２０の屈折
率を変化させることができる対応する電界を形成するよ
うに隣接した分岐部の導波路に関して配置され、ここに
述べた構成は同じ電位を持つ電界が光構造部の導波路１
１０、１２０の両方の分岐部に沿って印加される如きも
のである。

【００４８】対応する電気信号が電極に印加されるとき
に生じる電気光学的効果は、電界に曝される基板の材料
の屈折率の変化に存在する。図面に示される事例では、
結晶基板１００のカットは、ｘ−カット・タイプであ
る。マッハ・ツェンダ変調器においては、電界の印加に
より、導波路における経路の２つの部分の屈折率を変化
させて結晶中の導波経路の前記部分に伝搬される光信号
の２つの部分間の経路差を生じ、かかる位相差が干渉ま
たは微少な波結合による信号の振幅の変動へ変換され
る。

【００４９】本発明による外部アナログ変調による光エ
ミッタは、図２のブロック図に関して次に示す。番号１
は、指定された周波数帯域内に存在する無線周波電気変
調信号に対する入力を示している。入力１は加算ノード
２の入力の一方に接続され、このノードの出力は線形化
装置３に接続される。この線形化装置３は、予め定めた
入出力特性（出力電圧が入力電圧の関数）を持つ先行歪
み回路によって担持される。

【００５０】線形化装置３の入出力特性は、その非線形
性を補償するように、換言すれば、変調器の出力におけ
る光信号のパワーと入力１にある変調信号の電圧との間
で可能な限りほぼ線形である関係を生じるような方法で
電気光学的（光電）変調器７の入出力特性に従って選定
されねばならず、特に３次歪みを最小化するような方法
で選定されねばならない。

【００５１】線形化装置３の後には、以下に述べるパイ
ロット・トーンの周波数を中心とするストップバンド・
フィルタ４と、ＲＦ信号の周波数帯域で動作する増幅器
５とがある．増幅器５の出力は、光電変調器７の電極８
に接続される。この電極８は、変調信号の入力のために
設計される。位相変調のための電極は、図２には示され
ない。変調器７は、マッハ・ツェンダ型（出願人により
製造されるモデルＤＯＰＩＭ２８９３３）である。

【００５２】変調器７の第２の電極９は、変調器の動作
点が決定されるように、バイアス信号の入力のため設計
された。変調信号とバイアス信号に対する２つの別個の
電極の存在は本発明の目的のためには望ましいが、１つ
の制御電極を持つ光電変調器を用いて適切な回路により
変調信号とバイアス信号を組合わせることが可能であ
る。

【００５３】変調信号の帯域の下限より低い周波数ｆ１
を持つことが望ましい、パイロット・トーンと呼ばれる
無線周波の電気信号は、発生器３０により生成される。
発生器３０は、周波数ｆ１を中心とし周波数２ｆ１（パ
イロット・トーンの第２高調波）の任意の成分を減衰す
ることができる帯域通過フィルタ２９に接続されてい
る。帯域通過フィルタ２９は、更に加算ノード２の第２
入力に接続される可変減衰器／位相コンバータ３３に接
続されている。

【００５４】変調器７の光入力は、例えば光ファイバに
よって、連続的な光信号を生成することができる放射減
６に接続される。この放射源は、例えば１５３０ないし
１５６５ｎｍの波長帯域で発光が可能である特に半導体
タイプのレーザからなる。

【００５５】変調器の第１の光出力は、例えば光ファイ
バにより、変調器７から到達する放射の一部、望ましく
は８０％ないし９９．５％、更に望ましくは９０％ない
し９９％が光出力１１へ送られ残りが光受信機１９へ送
られるように、前記放射を分けることができる、例えば
フォトダイオードを含む光結合器１０に接続される。

【００５６】前記変調器の第２の光出力は、例えば光フ
ァイバにより、変調器７から到達する放射の一部、望ま
しくは８０％ないし９９．５％、更に望ましくは９０％
ないし９９％が光出力１２へ送られ残りが光受像機１４
へ送られるように、前記放射を分けることができる、例
えばフォトダイオードを含む光結合器１３に接続され
る。

【００５７】光結合器１０および１３から到達する光信
号に応答して光受信機１９および１４により生成される
電気信号は、帯域通過フィルタ２０へ送られ、それぞれ
周波数２ｆ１を中心とし、帯域通過フィルタ２０および
１５の出力は、増幅器２１および１６に接続され、次い
で可変減衰器２２および１７に接続される。可変減衰器
１７の出力は、調整可能な位相コンバータ１８に接続さ
れる。あるいはまた、位相コンバータ１８は、可変減衰
器２２に接続してもよい。

【００５８】位相コンバータ１８の出力は代数加算器２
３の第１の入力に接続され、可変減衰器２２の出力は代
数加算器２３の第２の入力に接続される。代数加算器２
３は、位相コンバータ１８から到達する周波数２ｆ１の
信号と、可変減衰器２２から到達する周波数２ｆ１の信
号との間の差を見出す。

【００５９】代数加算器２３の出力は、アナログ乗算器
２８の第１の入力で終端する。アナログ乗算器２８は、
このように生成される差の信号のコヒーレントな検出機
能を行い、この目的のため、発生器３０に接続された周
波数倍増器３１から調整可能な位相コンバータ３２を介
して到達するパイロット・トーン（２ｆ１）の第２高調
波のトーンがアナログ乗算器２８の第２の入力へ送られ
る。調整可能な位相コンバータ３２は、代数加算器２３
から到達する周波数２ｆ１における信号の復調を最適化
するように調整される。

【００６０】アナログ乗算器２８の出力は、検出された
信号に対応する連続的成分がその出力に存在するよう
に、高周波数成分を除去する低域通過フィルタ２７に接
続される。印加される信号間の差を見出すことができる
代数加算器として用いられる差動増幅器２５の２つの入
力は、バイアス基準信号２６と低域通過フィルタ２７か
ら到達する検出信号とにそれぞれ接続される。

【００６１】差動増幅器２５の出力は加算ノード２４の
入力に接続され、この入力では加算ノード２４の第２の
入力に接続された帯域通過フィルタ２９から到達するパ
イロット・トーンが差動増幅器２５から到達する信号に
重ねられ、前記加算ノードの出力は光電変調器７のバイ
アス電極９に接続される。

【００６２】光結線は、図２に示される装置を構成する
機能装置の電気回路と共に、公知の方法により構成する
ことができる。当該装置は、下記の方法で動作する。

【００６３】バイアス電圧制御は、（テレビジョン・チ
ャネルと干渉しない）既知の周波数ｆ１の信号を変調器
７に注入して、変調器の各出力に対する当該信号の偶数
次の調波、特に振幅がより高次の調波の振幅より大きい
２次調波の振幅と符号を検出することによって行われ
る。

【００６４】２つの出力から到達する第２高調波の信号
の１つが他方から差引かれ、結果として生じる信号が例
えば同期検出器によって検出されて変調器に注入された
信号の第２高調波と比較される。この比較の結果生じる
差信号は、変調器７を所要の点でバイアスするために用
いられる。

【００６５】特に、適切な振幅と周波数ｆ１（一般に、
ｆ１は約４０ＭＨzであるテレビジョン・チャネルの最
小周波数より低く、例えば１０．７ＭＨzであり、振幅
は１０％の変調度が生じる如きものである）を持つ発生
器３０の信号は、変調器の無線周波入力ポート９へ印加
される。印加された信号の偶数次の調波は、（奇数次の
調波に加えて）変調器の出力に存在する。光結合器１０
により集められるのは、変調器７の出力の光パワーの一
部であり、これを光受信機１９のフォトダイオードへ送
り、このフォトダイオードがこれを電気信号へ変換す
る。

【００６６】フィルタ２０は、この電気信号からの第２
高調波の周波数における成分を選択する。当該信号は、
増幅器２１により増幅され、出力信号の振幅は減衰器２
２により調整することができる。同じ機能を可変利得増
幅器によって提供することができる。

【００６７】同じ動作はまた他の出力出力に対しても行
われ、即ち、光結合器１３により集められるのは変調器
７の他の出力の光パワーの一部であり、これを受信機１
４のフォトダイオードへ送り、このフォトダイオードが
これを電気信号へ変換する。

【００６８】フィルタ１５は、前記電気信号からの第２
高調波２ｆ１の周波数における成分を選択する。この信
号は次に増幅器１６によって増幅され、出力信号の振幅
は減衰器１７によって調整することができる。

【００６９】この分岐部には位相コンバータ１８もあ
り、このコンバータは、代替的な実施の形態において
は、減衰器２２後の他の分岐部に配置してもよい。前記
位相コンバータは、信号が代数加算器２３へ入力される
前に位相へ戻すことを可能にする。図２における例示に
よれば、減衰器２２から出た信号が位相コンバータ１８
から出た信号から差引かれるが、代替的な相当の実施の
形態においては、位相コンバータ１８から出た信号を減
衰器２２から出た信号から差引くことが可能である。

【００７０】可変減衰器１７、２２および位相コンバー
タ１８は、加算器２３前のフィードバック・ループを遮
断し位相コンバータ１８の出力および減衰器２２から到
達する信号を比較することができる２チャネルオシロス
コープの如き計器を接続することにより、初期の校正段
階で調整される。変調器の動作点は、比較に充分な振幅
のパイロット・トーンの第２高調波２ｆ１を生じるよう
に、（適切なバイアス基準信号２６を与えることによ
り）光の動作点から充分に遠い領域に設定される。可変
減衰器１７、２２および位相コンバータ１８は、同じ振
幅と位相の２つの信号を生じることにより２つの異なる
経路の損失および遅延を均衡するように調整される。こ
のとき、フィードバック・ループを閉路することができ
る。

【００７１】代数加算器２３から出た差信号は、同期復
調器によって（振幅および符号に関して）発生器３０と
周波数倍増器３１とから得る周波数ｆ２の信号と比較さ
れる。アナログ乗算器２８は、同期復調器として用いら
れる。

【００７２】アナログ乗算器２８により形成される同期
復調器は、エンベロープ復調器の如き別の形式の復調器
により置換することもでき、これにより周波数倍増器３
１および位相コンバータ３２を取除く。同期復調器の更
に高い性能は失われるが、より簡単な回路がこのように
得られる。

【００７３】復調器の出力は、アナログ乗算器２８に入
る信号の連続成分と２次うなりとからなり、このうなり
は低域通過フィルタ２７によって除去される。連続成分
の数値と符号は、変調器の２つの特性の動作点ＶＱにお
ける中間動作点の値からのバイアス電圧の偏差に依存す
る。

【００７４】差動増幅器２５は、バイアス基準信号２６
との比較を行う。差動増幅器２５の出力における（連
続）信号が、２つの変調される光信号の２次歪みの振幅
を均衡する点に動作点を設定する。差動増幅器２５は、
２つの入力信号間の差を作ることができる代数加算器に
よって置き変えることができる。差動増幅器の出力にお
けるこの信号は、（加算器２４によって）発振器３０か
ら到達する周波数ｆ１の信号に加算され、変調器７の第
２の（バイアス）電極９に印加される。

【００７５】番号２３、２７、２８および３２により示
されるブロックは、ブロック１８、２２の出力に存在す
る第１の電気信号と第２の電気信号との間の振幅差に比
例する連続的な変換信号を生じることができる変換回路
を形成する。

【００７６】２つの出力の２次（ＣＳＯ）相互変調積の
全縮減が、最適な中心値からのバイアス電圧の偏差が減
少する程度だけ増加することに注意すべきである。本発
明による装置においては、バイアス電圧制御ループ（フ
ィードバック・ループ）の安定性と応答性の問題が、ル
ープの全応答が決定された後に補償極の適切な選択によ
って解消することができる。また当該装置は、変調信号
と共にパイロット・トーンを線形化装置（ｌｉｎｅａｒ
ｉｚｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ）３へ送ることを規定する。
このように、先行歪み回路は、バイアス制御電圧と共に
変調器へ印加されるパイロット・トーンに対して変調信
号を重畳することによって変調器に生じる歪みを補償す
る信号を生成する。線形化装置３へ送られたパイロット
・トーンは、パイロット・トーンと変調信号との間の３
次うなりの最大限の抑制を得るために、可変減衰器／位
相コンバータ３３により適正に変更されることができね
ばならない。

【００７７】本発明によれば、パイロット・トーンの周
波数に適用される応答は増幅器においては要求されない
が、この増幅器が４０ないし８６０ＭＨzのビデオ帯域
において動作するので、先行歪み回路３（および、特に
その入力回路）のみが前記応答を生じなければならな
い。

【００７８】パイロット・トーンが増幅器を介して光変
調器に達することを防止するため、ストップバンド・フ
ィルタ４は、パイロット・トーンを適切な量（少なくと
も、１０ないし１５ｄＢ）だけ減衰するため先行歪み回
路と増幅器との間にあることが望ましい。

【００７９】あるいはまた、パイロット・トーンを線形
化装置後で逆位相に加えることによってパイロット・ト
ーンを有効に減衰することができる。更に詳細に述べれ
ば、ストップバンド・フィルタ４の代わりに、先行歪み
回路３と増幅器５との間に図示しない加算ノードを接続
することができ、これによりパイロット・トーンからそ
の位相および振幅を変えることによってパイロット・ト
ーンの周波数における出力成分を最小化するように形成
される信号が先行歪み回路３から到達する信号に加えら
れる。

【００８０】このような手順に代わる更なる代替手順を
用いることもできる。例えば、発振器３０から出た周波
数ｆ１の信号を（必要に応じて、フィルタ２９を介し
て）直接加算器２４の端子に印加することが可能であ
る。このような代替案では、加算ノード２、バンド除去
フィルタ４および可変減衰器／位相コンバータ３３は使
用しない。

【００８１】次に、バイアス電圧Ｖが水平軸上に示さ
れ、出力パワーＰｕが垂直軸上に示される図３に関し
て、変調器の動作点の位置を更に詳細に調べることにす
る。図３は、変調器に印加される電圧の関数として、変
調器７の出力１１に対する出力パワーＰｕ１のカーブと
変調器７の他の出力１２に対する出力パワーＰｕ２のカ
ーブとを示している。これらのカーブは、ある場合、特
に位相変調が行われているときには数度（例えば、２
°）にもなる更なる位相差δ（出願人により観察され
た）を含む１８０°の位相差（位相が逆）がそれらの間
にある。変曲点に位置するカーブＰｕ１に対する最適な
動作点がＱ１により示され、電圧ＶＱ１によって規定さ
れる。この場合、カーブＰｕ２に対する動作点は、これ
もまた電圧ＶＱ１により規定されるＱ２′によって示さ
れる点となる。このように、点Ｑ２′は、その最適動作
点（Ｑ２）からδ度の位相差を有する。

【００８２】Ｑ２により示され電圧ＶＱ２により規定さ
れるカーブＰｕ２に対する最適動作点を選定するなら
ば、同様な状況が存在する。この場合、カーブＰｕ１の
動作点は、これもまた電圧ＶＱ２により規定されるＱ
１′により示される動作点である。点Ｑ１′は、その最
適動作点（Ｑ１）からδ度の位相差を有する。

【００８３】動作点Ｑ１またはＱ２を選定することによ
って対応する出力における２次歪みの低減を得るが、対
応する補完出力における歪みに高い値（位相差δに等し
い）が生じる。

【００８４】実際には、（１つのキャリアに対する）２
次歪みが下式により位相差と関連することが示される。
即ち、

【００８５】

【数１】

【００８６】但し、Ｄ２は２次調波、ＣはキャリアＪ１
およびＪ２は、１次および２次のベッセル関数である。

【００８７】（互に相関関係にないキャリアを考慮する
ので、パワーに関して）和が個々のキャリアの和に等し
い（等しい変調指数βの条件）比較的小さな振幅の複数
のキャリアにより光信号が変調されるものとすると、先
に示した式が再び真であるが、この場合うなりが複数の
キャリア間で複雑なものであるので、項Ｄ２／ＣはＣＳ
Ｏに対応することになる。

【００８８】出願人は、２つの最適な動作点Ｑ１および
Ｑ２からδ１＝−δ２＝δ／２度の距離におけるバイア
ス電圧Ｖｐにより規定されるほぼＰに動作点が設定され
るとき、両方の出力に等しいレベルの歪みが生じること
を発見した。特に、動作点が２つの最適動作点Ｑ１およ
びＱ２からδ／２度の距離にあるので、このことが動作
点が最適点にあったチャネルの歪みレベルを増加する
が、最悪のチャネルの歪みレベルは半分になり、しか
し、後者の歪みは満足し得る限度内にとどまる。

【００８９】±０．２°の位相差δでは、変調器の両出
力に対して良好な性能が保証され得、ＣＳＯは各チャネ
ルのビデオ・キャリアのレベルより低い６５ｄＢ程度で
あるものと考える。

【００９０】２つの出力における相互のパワーは、下記
の数式によって表わすことができる。

【００９１】

【数２】

【００９２】但し、Ｐｕ１は出力１におけるパワー、Ｐ
ｕ２は出力２におけるパワー、Ｐ₀はピーク・パワー、
δ１は、動作点Ｑ１と動作点Ρとの間の位相差、δ２
は、動作点Ｑ２と動作点Ρとの間の位相差、Ｊｎは、ｎ
次のベッセル関数、β＝πＶｍ／Ｖπは、ラジアンで表
わされる変調信号の変調指数、ω_mは変調周波数であ
る。

【００９３】上掲の数式から、δ１＝−δ２（図３にお
ける動作点Ρ）ならば、各出力の偶数次と奇数次の両方
の歪みが等しい振幅（絶対項）となることが判る。特
に、偶数次の歪みが相互に同位相にあり、奇数次の歪み
は逆位相にある。

【００９４】出願人は、出力が均衡されるとき３次歪み
の振幅も均衡されるので、動作点について先に示した選
択もまた３次歪みの最適化を可能にすることを観察し
た。従って、線形化装置３は、変調器により生じた歪み
を打ち消すことができるように、逆位相にあるこのよう
な歪みの振幅を生じることができる。変調器がある特性
の最適な動作点でバイアスされるならば、線形化装置３
は最良の状態で補完出力の歪みではなく対応する出力の
歪みを打消すことができる。０．２°に近いδの値に対
しては認められないこのような効果は、δが増加するな
らば無視できなくなる。

【００９５】本発明によれば、制御システムの性能を更
に改善することが可能である。これは、２つの出力に存
在するパイロット・トーンの２次調波信号を差引く動作
（代数加算器２３により行われる動作）が制御システム
の信号／雑音比における約３ｄＢの増加をもたらすこと
を可能にするゆえである。信号がコヒーレントであるた
め、その電圧は加算される（＋６ｄＢ）が、２つの信号
に存在するノイズの寄与はコヒーレントでないので、そ
のパワーは加算される（＋３ｄＢ）。

【００９６】出願人は、２倍出力のマッハ・ツェンダ変
調器が主として変調器の構造における欠陥により出力間
でδなる位相差を有し、位相変調信号が印加されると
き、位相差δは変動し、特に増加することに注目した。
このような変動は主として、（数ワット程度の）やや高
いパワーを持つこの信号が変調器の温度の上昇を生じる
という事実による。

【００９７】温度が変化すると、動作点Ｑ１およびＱ２
は絶対値および相互に関する相対値において変化し、そ
れらの差δは温度の関数として可変となる。先に述べた
如きシステムは、動作点の変動を補償することができ、
２つのカーブＰｕ１およびＰｕ２間の交点は依然として
動作点として選択される。

【００９８】性能を測定するための回路が設けられた。
周波数が９５ないし５４０ＭＨzにわたる８０ｄＢより
大きなスペクトル純度と±０．２５ｄＢより小さな不等
式を持つ６４周波数の発振器（マトリックス・タイプＳ
Ｘ−１６）が、テスト中の変調器に接続された。

【００９９】変調器の出力は、広帯域（４０〜９００Ｍ
Ｈz）および低相互変調を行う低ノイズ光受信機へ、次
いで帯域通過フィルタへ、更に電気的スペクトル・アナ
ライザ（Ｒｈｏｄｅ ＆ ＳｃｈｗａｒｚのタイプＦＳ
Ａ）へ逐次印加された。

【０１００】下表１に示される測定結果（ｄＢ単位）
が、下記の条件において得られた。即ち、 ─線形化装置の入力における信号：チャネル当たり１６
ｄＢｍ、チャネル当たり約４％の光変調指数（ＯＭＩ）
を示唆； ─光受信機の入力における光パワー：０ｄＢｍ； ─位相変調電極に印加されたパワー：１，９７５ＭＨz
の周波数において３４．７４ｄＢｍ（３Ｗ）； ─光受信機「Ｒｘ」に対する相互変調（ＣＳＯおよびＣ
ＴＢ）およびノイズの寄与度は、測定に関して無視し得
るものであった。

【０１０１】表１において、「ループ（ＬＯＯＰ）ｎ」
は、閉じられたフィードバック・ループの分岐点（動作
点Ｑ１またはＱ２）を示し、「アウト（ＯＵＴ）ｎ」
は、測定が行われた分岐の光出力を示し（１または
２）、「新たなループ（ＮＥＷＬＯＯＰ）」は、本発明
により記述された調整回路が用いられたことを示し、
「ＣＮＲ」は、信号／雑音比（キャリア対ノイズ比）を
示し、「平均」は、変調器へ印加された異なる周波数で
行われた測定の平均値を示す。

【０１０２】動作点の調整のため用いたものと逆の分岐
のＣＳＯが６５ｄＢの限度値より小さいことが明らかと
なろう。本文に述べた調整回路においては、２つの分岐
のＣＳＯは相互に対比し得、数値は６５ｄＢより大き
い。

【０１０３】

【表１】

【図面の簡単な説明】

【図１】マッハ・ツェンダ式光電変調装置の全体図であ
る。

【図２】本発明による外部変調による光エミッタを示す
図である。

【図３】変調器の２つの出力の光パワーを示すグラフで
ある。

【符号の説明】

１ 入力 ２ 加算ノード ３ 先行歪み回路 ４ ストップバンド・フィルタ ５ 増幅器 ６ 放射減 ７ 変調器 ８ 電極 ９ バイアス電極 １０ 光結合器 １１ 光出力 １３ 光結合器 １４ 光受信機 １５ 帯域通過フィルタ １６ 増幅器 １７ 可変減衰器 １８ 位相コンバータ １９ 光受信機 ２０ 帯域通過フィルタ ２１ 増幅器 ２２ 可変減衰器 ２３ 代数加算器 ２４ 加算ノード ２５ 差動増幅器 ２６ バイアス基準信号 ２７ 低域通過フィルタ ２８ アナログ乗算器 ２９ 帯域通過フィルタ ３０ 周波数倍増器 ３１ 周波数倍増器 ３２ 位相コンバータ ３３ 可変減衰器／位相コンバータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 591011856 Ｐｉｒｅｌｌｉ Ｃａｖｉ ｅ Ｓｉｓｔ ｅｍｉ Ｓ．ｐ．Ａ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光源と、光電変調器と、電気変調信号源
   と、前記光電変調器の駆動回路とを含む２出力を持つア
   ナログ光送信システムにおいて、前記光電変調器が、 相互に補完的である第１および第２の変調光信号を供給
   する２つの光出力を備え、 前記変調器の前記２つの光出力の各々が、前記第１およ
   び第２の変調光信号の一部をサンプリングする回路に接
   続され、光受信機に接続され、前記第１および第２のア
   ナログ変調光信号の第１の周波数に応答して、これに対
   応的に第１および第２の電気制御信号を生成することが
   でき、前記駆動回路が、 前記電気変調信号に付加される第２の周波数の電気パイ
   ロット信号を生成する回路と、 前記第１および第２の電気制御信号間の振幅の差に比例
   する連続的に変換される信号を生成することができる変
   換回路と、 前記変換信号に応答して、バイアス信号を生成すること
   ができるバイアス回路とを含むシステム。
2. 【請求項２】 前記変換回路が、前記第１および第２の
   電気制御信号間の前記振幅差の復調信号を出力に生じる
   ことができる復調器を含むことを特徴とする請求項１記
   載のシステム。
3. 【請求項３】 前記変換回路が、予め定めたバイアス電
   圧に対する入力と、前記復調された信号と前記予め定め
   たバイアス電圧との間の差に等しい連続信号を出力に生
   じることができる代数加算器とを含むことを特徴とする
   請求項２記載のシステム。
4. 【請求項４】 前記第２の周波数が前記第１の周波数の
   半分に等しいことを特徴とする請求項１記載のシステ
   ム。
5. 【請求項５】 前記光変調器が前記光信号の位相変調の
   ための電極を含むことを特徴とする請求項１記載のシス
   テム。
6. 【請求項６】 予め定めた入力帯域内の周波数を持つ信
   号に応答して光信号を変調する方法において、 光電変調器の入力に光信号を供給するステップと、 前記帯域内の周波数を持つ外部電気信号を前記光電変調
   器の入力に供給するステップと、 前記入力光信号を前記外部電気信号で変調するステップ
   と、 相互に補完的である第１および第２の変調光信号に前記
   変調光信号を分けるステップと、 前記光電変調器の入力に電気バイアス信号を供給するス
   テップとを含む方法であって、電気バイアス信号を供給
   する前記ステップが、 前記予め定めた帯域外の予め定めた周波数の電気信号で
   あって、前記外部電気信号に重畳される電気信号を生成
   するステップと、 前記変調光信号に応答して電気制御信号を生成するステ
   ップとを含む方法において、 前記変調光信号に応答して電気制御信号を生成する前記
   ステップが、 前記第１の変調信号の一部を分けて、前記予め定めた周
   波数の２倍である周波数の第１の電気フィードバック信
   号を検出するステップと、 前記第２の変調光信号の一部を分けて、前記予め定めた
   周波数の２倍である周波数の第２の電気フィードバック
   信号を検出するステップと、 前記第２の電気フィードバック信号から前記第１の電気
   フィードバック信号を差引くステップとを含むことを特
   徴とする方法。
7. 【請求項７】 電気バイアス信号を供給する前記ステッ
   プが、前記電気制御信号と予め定めた周波数の前記電気
   信号と予め定めた電圧の基準信号との組合わせに応答し
   て、前記電気バイアス信号を生成することを更に含むこ
   とを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 【請求項８】 前記第１の変調光信号の一部を分け、前
   記予め定めた周波数の２倍である周波数の第１の電気フ
   ィードバック信号を検出する前記ステップが、前記第１
   の電気フィードバック信号を前記第２の電気フィードバ
   ック信号と同位相にさせるステップを含むことを特徴と
   する請求項６記載の方法。
9. 【請求項９】 前記第１の変調光信号の一部を分け、前
   記予め定めた周波数の２倍である周波数の第１の電気フ
   ィードバック信号を検出する前記ステップが、前記第１
   の電気フィードバック信号の振幅を前記第２の電気フィ
   ードバック信号の振幅に等しくさせるステップを含むこ
   とを特徴とする請求項６記載の方法。
10. 【請求項１０】 電気制御信号を生成する前記ステップ
    が、前記変調光信号の一部を分け、これに対応する電気
    フィードバック信号を検出するステップを含むことを特
    徴とする請求項６記載の方法。
11. 【請求項１１】 電気制御信号を生成する前記ステップ
    が、前記電気フィードバック信号から前記予め定めた周
    波数の成分を取出すステップを含むことを特徴とする請
    求項６記載の方法。
12. 【請求項１２】 周波数が予め定めた入力帯域内にある
    信号に応答して光信号を変調する方法であって、 光電変調器の入力に光信号を供給するステップと、 前記光電変調器の入力に、周波数が前記帯域内にある外
    部電気信号を供給するステップと、 前記入力光信号を前記外部の電気信号で変調するステッ
    プと、 相互に補完的である第１および第２の変調光信号に前記
    変調光信号を分けるステップと、 前記光電変調器の入力に電気バイアス信号を供給するス
    テップと、 前記第１および第２の変調光信号の奇数次の歪みの振幅
    を測定するステップとを含む方法において、 前記第１および第２の変調光信号の２次歪みの振幅を均
    衡させるように、前記電気バイアス信号が生成されるこ
    とを特徴とする方法。
13. 【請求項１３】 光源と光電変調器と該光電変調器の駆
    動回路とを含む、外部アナログ変調を備えた光エミッタ
    において、前記光電変調器が前記光源に接続された、光
    信号に対する光入力と、 変調信号に対する第１の電気入力と、 バイアス電圧に対する第２の電気入力と、 相互に補完的である第１および第２のアナログ変調信号
    を供給する２つの光出力とを含み、 前記変調器の前記２つの光出力の各々が、前記出力と関
    連する光受信機が、前記第１および第２のアナログ変調
    光信号の第２の周波数に応答して第１および第２の電気
    制御信号をそれぞれ生成することができる、変調光信号
    の一部を受取ることができる光受信機と関連し、前記駆
    動回路が、 外部アナログ電気信号に対する入力と、 予め定めたバイアス電圧に対する入力と、 前記第１および第２の電気制御信号に対する２つの入力
    と、 第１の周波数の電気パイロット信号を生成する回路と、 前記第１の電気制御信号と前記第２の電気制御信号との
    間の差を出力に生じることができる代数加算器と、 前記第１の電気制御信号と前記第２の電気制御信号との
    間の前記差の復調信号を出力に生じることができる復調
    器と、 前記復調信号と前記予め定めたバイアス電圧との間の差
    に等しい連続信号を出力に生じることができる代数加算
    器と、 前記連続信号と第１の周波数の前記電気パイロット信号
    との和に等しい前記バイアス電圧を出力に生じることが
    できる代数加算器とを有する光エミッタ。