JP2019507381A - マッハツェンダ変調器を有する光送信器及びその動作方法 - Google Patents

Abstract

【解決手段】本開示は、シリコンベースのマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）を有する外部変調された送信器のための光変調器（optical modulator 、ＯＭ）のディザフリーバイアス制御を提供し、一方で非線形歪み（ＮＬＤ）が、シリコンベースのＭＺＭのプラズマ分散効果によって生成される。本開示は、ＭＺＭのバイアス点を意図的にその直交点からオフセットすることを提案し、それによって、マッハツェンダ干渉（ＭＺＩ）誘導された偶数次ＮＬＤが生成されて、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤを打ち消し得る。加えて、一体化されたＭＺＭを有する送信器が直交点からオフセットすることによって最良の偶数次ＮＬＤに到達し得るように、ＭＺＭバイアス制御もまた、ＯＭのバイアス点で任意に調節及びロックするために提案される。さらに、提案されたスキームは、ＭＺＭのバイアスで任意に調節及び固定することができ、受信感度は、複数レベル信号の消光比を調節するように、かかるバイアス制御スキームを使用して最適化され得る。
【選択図】図４

Description

関連出願
本特許出願は、２０１６年２月１９日に出願された「シリコンＭＺＭ−統合光送信器のディザフリーバイアス制御（Ｄｉｔｈｅｒ−ｆｒｅｅ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｓｉｌｉｃｏｎ ＭＺＭ−ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）」と題された米国仮特許出願第６２／２９７，２３９号の優先権を主張し、これは、参照によって本明細書に組み込まれる。

本開示は、マッハツェンダ変調器（Mach-Zehnder modulator、ＭＺＭ）を有する光送信器及びその動作方法、より具体的には、光送信器内のＭＺＭのディザフリーバイアス制御及びその動作方法に関する。

アナログの振幅変調光通信システムの開発への関心が増している。デジタルシステムと比較して、アナログ通信システムは、帯域幅の効率的な使用を提供する。これは、光ファイバを介して多数のビデオチャネルを伝送する必要があるケーブルテレビ（cable television、ＣＡＴＶ）伝送システム用途で特に有用である。加えて、光通信システムでの伝送容量に対する刻々と増大する要求及びスペクトル帯域幅の様々な制限は、「スペクトル効率の良い」変調形式の使用をもたらす。かかる変調形式は、一般により高次の光変調に基づく。

ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）用途について、外部変調された送信器は、システムパフォーマンスが、ファイバ波長分散及びレーザチャープの相互作用から生成される非線形歪み（nonlinear distortion、ＮＬＤ）によって制限されないように、３０ｋｍよりも長い伝送距離に対して使用される。より高い信号忠実度を必要とする、ますます多くのアナログチャネルが回収され、デジタル直交振幅変調（quadrature amplitude modulation 、ＱＡＭ）チャネルによって置換されているが、システム信号対雑音比（signal-to-noise ratio 、ＳＮＲ）要件は、それに応じて減少することはない。最大４０９６−ＱＡＭのより高次のＱＡＭ信号は、スペクトル利用を増加させるために最新のＤＯＣＳＩＳ ３．１標準によって提案され、それゆえに、より良好なＳＮＲを有するリンク性能が、より高次の変調形式に対応するために必要である。例えば、要求される電気的連続ＳＮＲは、ＤＯＣＳＩＳ ３．１ ４０９６−ＱＡＭ信号に対しては３４ｄＢである一方で、ＤＯＣＳＩＳ ３．０ ２５６−ＱＡＭ信号に対しては２８ｄＢである。通常、光リンクの要求されるＳＮＲは、電気的連続要件よりも約１０ｄＢ高い。言い換えると、約４４ｄＢのＳＮＲが、４０９６−ＱＡＭ伝送に対応する光リンクには望ましい。

レーザチャープを有しないにもかかわらず、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭなどの光強度変調器は、変調器自体の伝送機能の非線形性に起因するＮＬＤによってＳＮＲを制限する。図１に示されるように、先行技術は、印加された変調信号とＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭとの間で３次のプリディストーション回路を使用して、３次のＮＬＤ（ＣＡＴＶ産業で複合三次歪み（composite triple beat 、ＣＴＢ）としても知られる）を抑制する。同時に、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭは、その直交点でバイアスされて、偶数次のＮＬＤ（ＣＡＴＶ産業で複合二次歪み（composite second order、ＣＳＯ）としても知られる）を完全に抑制する。その結果、ＣＡＴＶの外部変調された光送信器でのＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの使用は、プリディストーション回路及びＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭバイアスコントローラによって、厳しい歪み要件を満たすことができる。

１００Ｇｂ／ｓ超の技術についての高速光伝送に関して、伝送距離は、ファイバ波長分散（chromatic dispersion、ＣＤ）及びデータレートの増加を有する偏波モード分散（polarization mode dispersion、ＰＭＤ）によって制限される。長距離システムで使用されるＣＤ及びＰＭＤ補償技術は、アクセスネットワークにとって魅力的ではないが、より高いスペクトル効率を有する高度な変調形式が、離散マルチトーン（discrete multi-tone 、ＤＭＴ）及び４レベルパルス振幅変調（4-level pulse amplitude modulation、ＰＡＭ４）などの、１００Ｇｂ／ｓ超の技術のために提案され議論されている。さらに、高度な変調形式を導入することにより、構成要素バンド幅の低減された要件は、現場展開の経済的な考慮を満たすことを助ける。

多数の均一周波数間隔のサブキャリアが、ＤＭＴ技術でデータを送信するために使用され、高次の直交振幅変調（ＱＡＭ）信号が、各サブキャリアによって搬送される。ＱＡＭ変調次数は、各サブキャリアについて利用可能なシステムＳＮＲに従って適合的に調節され得る。本構成は、上記のように、ＣＡＴＶアクセスネットワーク用のＤＯＣＳＩＳ ３．１で使用されるアクセス技術と似ている。しかしながら、バイナリ非ゼロ復帰（non-return-to-zero、ＮＲＺ）変調形式についてのより大きな非線形性耐性に比べて、ＤＭＴアプローチは、十分なＳＮＲ（正確にはＳＮＤＲ、信号対雑音比及び歪み比）を維持するために高度に線形のシステムを必要とする。ＮＬＤが、ボルテラ非線形フィルタのデジタル信号処理（digital signal processing 、ＤＳＰ）実施によって補償され得るが、線形構成要素の使用又は構成要素をそれらの最大線形領域で動作させることは、ＤＳＰの電力消費を低下させることを助ける。

再び、ファイバ波長分散とレーザチャープとの相互作用によって生成されるＮＬＤを防止するために、光強度変調器が使用されて、直接変調レーザ（direct modulation Laser 、ＤＭＬ）を置換する。しかしながら、利用可能なＳＮＤＲを劣化させ得る変調器自体からのＮＬＤ（ＤＭＴ技術について、ＳＳＩＩ、サブキャリア対サブキャリア相互混合干渉として既知である）を防止するための光強度変調器の動作に注目すべきである。

ＰＡＭ４変調は、バイナリＮＲＺ信号のボーレートの半分であり、したがって、この変調形式はまた、１００Ｇｂ／ｓ超の光伝送にとっても役立つ。スペクトル効率は、追加の信号レベルを追加することによって向上されるが、間の信号レベル間隔は、バイナリＮＲＺに比べて、３倍低減される。このため、ＰＡＭ４は、よりノイズの影響を受け、要求されたＳＮＲの増加は、ＰＡＭ４変調を使用することの不利益となる。線形性はまた、アイ開口に関する重要な因子であり、ＰＡＭ４変調に対する光強度変調器の非線形誘導された影響を慎重に管理しなければならない。

図２Ａは、印加された電気的ＰＡＭ４アイ図及び結果として生じる出力光強度変化と共に、印加された変調電圧と変調された光パワーとの間のＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの正弦波の電気対光（electrical-to-optical 、Ｅ／Ｏ）伝達関数を例示する説明図である。複数レベルＰＡＭ信号の出力アイ開口は、システム内の線形性の対象となる。図２Ａに示されるように、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭが直交点でバイアスされるが（中空円は、ＭＺＭバイアス点）、垂直の高さＶＨ１０（レベル１〜レベル０のアイ開口）及びＶＨ３２（レベル３〜レベル２のアイ開口）は、直交点に対する正弦波の対称特性によって等しい。しかしながら、ピーク間の信号揺れが、伝達曲線の非線形性によって飽和され、したがって、線形領域の垂直の高さＶＨ２１（レベル２〜レベル１のアイ開口）は、飽和領域のＶＨ１０及びＶＨ３２よりも大きい。プリディストーション回路又は図１のデジタルアナログ変換器（digital-to-analog converter 、ＤＡＣ）での中央レベル調節は、等しい信号レベル間隔（即ち、ＶＨ２１＝ＶＨ１０＝ＶＨ３２）が、最良の利用可能なＳＮＲのために達成され得るように、変調信号をＭＺＭに印加する前に必要とされ得る。

図２Ｂは、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの出力でのＰＡＭ４のアイ図を示し、これは、パワー半値点未満にバイアスされ（０．５の正規化光強度）、明らかに、印加された信号揺れは、最良の線形領域内にない。非対称バイアス点は、等しくない垂直の高さ（即ち、ＶＨ３２＞ＶＨ１０）をもたらし、最大利用可能ＳＮＲは、したがって劣化される。同様のＳＮＲ劣化は、図２Ｃ内で観測され得、これは、パワー半値点よりも上にバイアスしているアイ図を示す。結果として、ＤＭＴ及びＰＡＭ４変調のためのＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの動作原理は、ＣＡＴＶ用途に使用されるものと同様である。ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭは、偶数次ＮＬＤを完全に抑制するために対称直交点（又はパワー半値点）でバイアスされなければならず、プリディストーションは、残りの奇数次ＮＬＤを軽減するために導入される。その結果、最良の利用可能なＳＮＲは、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭに対する線形化スキームによって達成され得る。

広い帯域幅、低いチャープ、及び低い光挿入損失により、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭは、外部変調された送信器で長年使用されてきた。ＭＺＭに入射するＣＷ光は、２つの光路に分割される。両方のアーム（又は一方のアーム）での光位相シフトが、２つの光路が組み合わされて互いに干渉する前に、印加された電気信号によって変調される。ＭＺＮ出力で結果として生じる光強度は、２つのアーム間の位相差の上昇正弦波又は上昇余弦波関数であり、一方で位相シフト（及びまた導波路の有効屈折率の変化）は、ＬｉＮｂＯ３導波路内への印加された電気信号に比例する。

印加された変調電圧と変調された光パワーとの間のマッハツェンダ干渉計（Mach-Zehnder interferometer 、ＭＺＩ）誘導された正弦波伝達関数は、方程式（１）に示されるように、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭ送信器の線形性能を制限する。ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの動作原理が、以下に簡単に要約されるように、偶数次ＮＬＤを最小にするために、正弦波の伝達曲線のその直交点でバイアスされなければならないことが既知である。ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの動作原理の詳細は、論文（Ｗ．Ｉ．Ｗａｙ，Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｈｙｂｒｉｄ Ｆｉｂｅｒ／Ｃｏａｘ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ．Ｓａｎ Ｄｉｅｇｏ，ＣＡ，ＵＳＡ：Ａｃａｄｅｍｉｃ，１９９８，ｃｈａｐｔｅｒ ７．）内で入手可能であり、この全体は、参照によって本明細書に組み込まれる。

市販のタイプの利用可能なＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭは、例えば、出力パワー結合器として光方向性結合器を使用して２つの光出力ポートを有する。出力ポート及び補完的出力ポートでのＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの静的伝達関数は、それぞれ、以下の方程式によって与えられる。

式中、Ａ及びω_i は、振幅及びｉ番目のチャネルの角周波数である。方程式（１）、（３）及びベッセル関数展開から、基本波振幅は、次式のように表現され得る。

ω_i ＋ω_j での二次相互変調歪み（ＩＭＤ）の振幅は、次式のように表現され得る。

式中、Ｊ_n は、第１種のｎ次のベッセル関数である。したがって、二次ＩＭＤの振幅がゼロになり、一方でＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭが、次式のように直交点でバイアスされる。

その結果、本開示は、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭのＤＣバイアス電圧、Ｖ_DCを調節して、偶数次ＮＬＤを最小にするために方程式（６）の条件を満たす。

適切な条件でＭＺＭを動作させることは、最良のＳＮＲ及び／又はアイ開口を維持するために必要である。しかしながら、デバイスドリフト、動作温度変化、構成要素劣化及びその他の効果が、最良のＭＺＭバイアス点からの動作の偏差をもたらすことがある。その結果、多くの制御方法及び装置が、ＭＺＭの一貫した動作を維持するために提案される。バイアス制御スキームは、２つのカテゴリに分割され得る。１つは、振幅変調（amplitude modulation、ＡＭ）ディザリング信号を印加することによるバイアス制御であり、もう１つは、ディザフリー制御スキームである。振幅変調（ＡＭ）ディザリング信号を印加することによるバイアス制御の詳細は、ＵＳ５２０８８１７、ＵＳ５３２１５４３、ＵＳ５３４３３２４、ＵＳ５９００６２１、ＵＳ６３９２７７９、ＵＳ６４２６８２２、ＵＳ６５３９０３８、ＵＳ６５７０６９８、ＵＳ６６８７４５１、ＵＳ７１０６４８６、ＵＳ７１８４６７１、ＵＳ７３６９２９０、ＵＳ７５６１８１０、ＵＳ７７１５７３２、ＵＳ８５３２４９９及びＵＳ８５４３０１０の公報で入手可能であり、ディザフリー制御スキームの詳細は、ＵＳ７９１６３７７の公報で入手可能であり、これらの全体は、参照によって本明細書に組み込まれる。

振幅変調（ＡＭ）ディザリング信号を印加することによるバイアス制御において、１つの（又は数個の）低周波数ＡＭディザリングトーンが、ＭＺＭのＤＣバイアスポートに印加される。ＭＺＭが正しくバイアスされていない間、２次高調波歪み（又は相互変調歪み）が生成される。ＭＺＭ出力での２次ＮＬＤが検出され、印加されたディザリングトーンの２次高調波によって乗算される。この生成物の符号は、バイアス偏差の方向を示すが、一方でこの生成物の振幅は、最良のバイアス点からの偏差である。その結果、このバイアス制御スキームは、最良のＭＺＭ動作が様々な環境影響にわたって維持され得るように、バイアス点を連続的に変化させ得る。

しかしながら、ＡＭディザリング信号によるバイアス制御は、複雑な回路実装を必要とし、これは、サイズ及び消費電力の点で現代の光モジュール設計での使用を禁止する。加えて、このＡＭディザリング信号は、バイアス制御のみに使用され、変調信号に対する干渉となる。位相変調器又はＣＷレーザを使用することによってＭＺＭの出力でのＡＭディザリングを抑制することが、ＵＳ６５７０６９８の公報に提案されており、この全体が、参照によって本明細書に組み込まれる。

ディザフリー制御スキームにおいて、誤差信号が、光変調器の２つの出力ポート上の光タップから監視フォトダイオード信号を減算することによって生成され得る。ＭＺＭのバイアス点は、誤差信号を最小にすることによって調節され得る。しかしながら、この誤差信号のゼロは、２つの補完的出力分岐（タップ、監視フォトダイオード及び光パワー検出回路を含む）からの検出された光パワーが等しいパワー半値点で起こる。

上記のシリコンベースのＭＺＭの歪み特性によると、最小の偶数次ＮＬＤに到達するために、シリコンベースのＭＺＭのバイアス点がパワー半値点からわずかにオフセットされなければならない。ＵＳ７９１６３７７の公報に開示されたこのバイアス制御方法は、歪み性能の点で適合されておらず、したがって、任意のバイアス点に対するディザフリーバイアス制御スキームが、シリコンベースのＭＺＭに対して好ましい。

この「背景技術」の節は、背景情報のみに関して提供される。この「背景技術」内の記述は、この「背景技術」の節に開示された主題が、本開示に対する先行技術を構成することを認めるものではなく、この「背景技術」の節のいかなる部分も、この「背景技術」の節を含む本出願の任意の部分が、本開示に対する先行技術を構成することを認めるものとして使用され得るものではない。

本開示の一態様は、光送信器内のＭＺＭのディザフリーバイアス制御及びその動作方法を提供する。

本開示のこの態様による光送信器は、光キャリア信号を生成するレーザ光源と、ＲＦ入力信号を光キャリア信号に変調し、かつＲＦ変調された光信号を第１の出力及び第２の出力に提供する光変調器と、フィードバック信号を考慮して、光変調器の伝達特性の直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御する制御モジュールと、を備え、制御モジュールは、第１の出力上のＲＦ変調された光信号の第１のパワーレベル、第２の出力上のＲＦ変調された光信号の第２のパワーレベル、及び第１の光パワーレベルと第２の光パワーレベルとの間の重み付け差分を考慮しつつフィードバック信号を生成する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、次式を使用してフィードバック信号を生成する。

式中、Ｐ_out,+ （ｔ）は、第１のパワーレベルを表し、Ｐ_out,- （ｔ）は、第２のパワーレベルを表し、かつｗは、重み付け係数を表す。

一部の実施形態において、制御モジュールは、次式を使用して重み付け係数を生成する。

式中、φ_total,minNLDは、最小偶数次非線形歪みを実質的に有するバイアス位相を表す。

一部の実施形態において、制御モジュールは、マッハツェンダ干渉誘導された偶数次非線形歪み及びプラズマ分散誘導された偶数次非線形歪みを考慮しつつ重み付け差分を生成する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、光変調器上の電極を介して光変調器内を伝搬するＲＦ変調された光信号の位相を制御する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、熱電冷却器コントローラを介して光変調器の温度を制御する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、光変調器上の電極を介して光変調器のバイアス電圧を制御する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、レーザ光源からの光キャリア信号の波長を制御する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、レーザ光源の温度を制御する。

一部の実施形態において、制御モジュールは、レーザ光源のバイアス電流を制御する。

一部の実施形態において、光変調器は、２つの方向性結合器を介して第１のパワーレベル及び第２のパワーレベルを検出する２つのパワー監視フォトダイオードを有するシリコンベースのデュアル光出力変調器であり、光変調器において、２つのパワー監視フォトダイオード及び２つの方向性結合器は、単一のチップ上に一体的に形成されている。

一部の実施形態において、光変調器は、方向性結合器を介して第１のパワーレベルを検出する第１のパワー監視フォトダイオードと、方向性結合器を使用せずに第２のパワーレベルを検出する第２のパワー監視フォトダイオードとを有するシリコンベースのデュアル光出力変調器であり、光変調器において、２つのパワー監視フォトダイオード及び方向性結合器は、単一のチップ上に一体的に形成されている。

本開示の別の態様は、光送信器の動作方法を提供し、方法は、光キャリア信号を生成するステップと、ＲＦ入力信号を光キャリア信号に変調し、かつ第１の出力及び第２の出力にＲＦ変調された光信号を提供するステップと、第１の出力上のＲＦ変調された光信号の第１のパワーレベル、第２の出力上のＲＦ変調された光信号の第２のパワーレベル、及び第１の光パワーレベルと第２の光パワーレベルとの間の重み付け差分を考慮しつつフィードバック信号を生成するステップと、フィードバック信号を考慮しつつ、光変調器の伝達特性の直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップと、を含む。

一部の実施形態において、フィードバック信号を生成するステップは、次式を使用して実施される。

式中、Ｐ_out,+ （ｔ）は、第１のパワーレベルを表し、Ｐ_out,- （ｔ）は、第２のパワーレベルを表し、かつｗは、重み付け係数を表す。

一部の実施形態において、重み付け係数は、次式を使用して設定される。

式中、φ_total,minNLDは、最小偶数次非線形歪みを実質的に有するバイアス位相を表す。

一部の実施形態において、重み付け差分は、マッハツェンダ干渉誘導された偶数次非線形歪み及びプラズマ分散誘導された偶数次非線形歪みを考慮しつつ生成される。

一部の実施形態において、ＲＦ変調された光信号のパワーを制御するステップは、光変調器内を伝搬するＲＦ変調された光信号の位相を制御するように実施される。

一部の実施形態において、直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップは、光変調器の温度を制御することによって実施される。

一部の実施形態において、直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップは、光変調器のバイアス電圧を制御することによって実施される。

一部の実施形態において、直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップは、光キャリア信号の波長を制御することによって実施される。

一部の実施形態において、直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップは、光キャリア信号を生成するレーザ光源の温度を制御することによって実施される。

一部の実施形態において、直交点で実質的に動作させずに光変調器を制御するステップは、光キャリア信号を生成するレーザ光源のバイアス電流を制御することによって実施される。

本開示は、シリコンベースのＭＺＭを有する外部変調された送信器のための光変調器のディザフリーバイアス制御を提供し、一方で非線形歪み（ＮＬＤ）が、シリコンベースのＭＺＭのプラズマ分散効果によって生成される。本開示は、シリコンベースのＭＺＭのバイアス点をわずかにその直交点からオフセットすることを提案し、それによって、マッハツェンダ干渉（ＭＺＩ）誘導された偶数次ＮＬＤが生成されて、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤを打ち消し得る。

加えて、ディザフリーＭＺＭバイアス制御もまた、光変調器のバイアス点で任意に調節及びロックするために提案され、そのため一体化されたシリコンベースのＭＺＭを有する光送信器は、直交点からオフセットすることによって最良の偶数次ＮＬＤに到達し得る。この提案されたディザフリーＭＺＭバイアス制御スキームは、様々なレガシ、及びＣＡＴＶサブキャリア多重光波システム、光ファイバ無線用途、離散マルチトーン（ＤＭＴ）を有する１００Ｇｂ／ｓ超の光伝送、又は４レベルパルス振幅変調（ＰＡＭ４）などの潜在的に有望なアナログ／デジタル光伝送システムに対する光ＭＺＭの線形動作を確実にする。

さらに、提案されたディザフリー制御スキームは、ＭＺＭのバイアスで任意に調節及び固定することができ、受信感度は、かかるバイアス制御スキームを使用して最適化されて、バイナリＮＲＺ、ＰＡＭ４などのような複数レベル信号の消光比を調節し得る。

上述のものは、より良好に理解され得る、続く開示の詳細な説明のために本開示の非常に幅広い特徴及び技術的利点を概説した。本開示の追加の特徴及び利点が、以下に説明されることになり、本開示の特許請求の範囲の対象を形成する。開示される概念及び特定の実施形態が、本開示の同一の目的を実行するための他の構造又はプロセスを変更又は設計するための基礎として容易に利用され得ることが当業者によって認められるべきである。かかる等価構成が、添付の特許請求の範囲で明らかになる開示の概念及び範囲から逸脱しないこともまた当業者によって認識されるべきである。

本開示のより完全な理解は、図との関係を考慮して詳細な説明及び特許請求の範囲を参照して得られ得、同様の参照番号は、図全体を通して類似の要素を意味する。

先行技術による、外部変調された送信器のブロック図である。 先行技術による、パワー半値でバイアスされたＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭを介したＰＡＭ４信号のアイ図である。 先行技術による、パワー半値でバイアスされたＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭを介したＰＡＭ４信号のアイ図である。 先行技術による、パワー半値でバイアスされたＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭを介したＰＡＭ４信号のアイ図である。 先行技術による、正規化された光強度、基本波パワー、２次ＩＭＤパワー及びＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの出力での位相を正規化されたバイアス電圧の関数として示す。 先行技術による、正規化された光強度、基本波パワー、２次ＩＭＤパワー及びＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの出力での位相を正規化されたバイアス電圧の関数として示す。 先行技術による、正規化された光強度、基本波パワー、２次ＩＭＤパワー及びＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの出力での位相を正規化されたバイアス電圧の関数として示す。 先行技術による、正規化された光強度、基本波パワー、２次ＩＭＤパワー及びＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭの出力での位相を正規化されたバイアス電圧の関数として示す。 本開示の様々な実施形態による、光送信器を例示する。 本開示の様々な実施形態による、第１の出力での光パワー強度をバイアス位相の関数として示す。 図５Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、第２の出力での光パワー強度をバイアス位相の関数として示す。 図６Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、出力ポートの正のＥ／Ｏの傾きに対する、提案されたバイアス制御の対応する誤差信号を示す。 図７Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、出力ポートの負のＥ／Ｏの傾きに対する、提案されたバイアス制御の対応する誤差信号である。 図８Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、バイアス位相の関数として測定された光強度ＣＳＯ及びＣＴＢである。 図９Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、バイアス位相の関数として測定された光強度ＣＳＯ及びＣＴＢである。 図１０Ａの拡大図である。 本開示の様々な実施形態による、光送信器を例示する。

本開示の以下の説明は、図面を伴い、図面は、本明細書に組み込まれてその一部を構成し、本開示の実施形態を例示するが、本開示は、当該実施形態に限定されない。加えて、以下の実施形態は、別の実施形態を完成させるために適切に統合され得る。

「一実施形態」、「実施形態」、「代表的な実施形態」、「他の実施形態」、「別の実施形態」などは、本開示の実施形態を示し、そのため、説明されるものは、特定の特徴、構造、又は特性を含み得るが、全実施形態が、当該特定の特徴、構造、又は特性を必ずしも含むものではない。さらに、「実施形態において」の語句の繰り返しの使用は、同一の実施形態を必ずしも意味するものではないが、そうであってもよい。

本開示は、光送信器内のマッハツェンダ変調器のディザフリーバイアス制御及びその動作方法を対象とする。本開示を完全に理解できるように、詳細なステップ及び構造が以下の説明に提供される。明らかに、本開示の実施は、当業者によって既知の特有の詳細を限定しない。加えて、既知の構造及びステップは、本開示を不必要に限定しないように、詳細に説明されない。本開示の好ましい実施形態は、以下に詳細に説明される。しかしながら、詳細な説明に加えて、本開示はまた、他の実施形態においても広く実施され得る。本開示の範囲は、詳細な説明に限定されず、特許請求の範囲によって定義される。

本発明の一定の実施形態は、いかなる振幅変調（ＡＭ）ディザリング信号も印加しない、任意のバイアス点での光変調器のバイアス制御方法及び装置に関する。特に、本アプローチは、プラズマ分散又は電界吸収効果のいずれか一方を位相変調に利用し得る、シリコンベースのＭＺＭに対する線形動作に適用され得る。しかしながら、提案されたバイアス制御スキームが、シリコンベースのＭＺＭに限定されず、他の結晶及び材料からなるＭＺＭに適用され得ることが理解されるべきである。

ＭＺＭをシリコンで開発するための１つのアプローチは、自由キャリアプラズマ分散効果に基づく。ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭとシリコンベースのＭＺＭとの間の１つの重要な差は、線形性性能である。ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭについて、有効屈折率の変化（それゆえに、２つのアーム間の位相シフト）は、印加された電圧に線形比例するが、シリコンベースのＭＺＭについて、それは、プラズマ分散効果により非線形である。プラズマ分散効果の詳細は、論文（Ｆ．Ｖａｃｏｎｄｉｏ ｅｔ ａｌ，Ａ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｅｎａｂｌｉｎｇ ＲＦ Ｏｖｅｒ Ｆｉｂｅｒ ｆｏｒ ８０２．１１ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌｓ，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌ．Ｔｏｐ．Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，ｖｏｌ．１６，ｐｐ．１４１〜１４８，２０１０；Ａ．Ｍ．Ｇｕｔｉｅｒｒｅｚ ｅｔ ａｌ，Ａｎａｌｙｔｉｃａｌ Ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ Ｃａｌｃｕｌａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｉｎ Ｓｉｌｉｃｏｎ−Ｂａｓｅｄ Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｏｐｔｉｃ Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ，Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．３１，ｎｏ．２３，ｐｐ．３６０３〜３６１３，２０１３）で入手可能であり、この全体は、参照によって本明細書に組み込まれ、繰り返されない。シリコンベースのＭＺＭの２つのアーム間の出力光強度及び総位相シフトは、次式によって与えられる。

式中、ｘ² は、２次ＮＬＤ項であり、ｘ³ は、３次ＮＬＤ項であり、以下同様に続く。したがって、ＮＬＤはまた、シリコンベースのＭＺＭでのプラズマ分散効果によって生成され得、ｐｎ接合埋め込み導波路内の寸法及びドーピング濃度設計に依拠し得る。

ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭについての方程式（１）から、出力光強度に対する印加された電気信号の伝達関数は、上昇正弦波関数に対応する。しかしながら、方程式（９）を方程式（７）に代入することによって、シリコンベースのＭＺＭについての伝達関数は、もはや正弦波の関係ではない。明らかに、ＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭとは異なり、シリコンベースのＭＺＭの直交点は、偶数次ＮＬＤを最小にするための最良の動作点ではなく、加えて、シリコンベースのＭＺＭの出力でのＮＬＤは、ＭＺＩ誘導された上昇正弦波関数（方程式（７））とプラズマ分散誘導された対数関数（方程式（９））との相互作用によって生成される。

したがって、本開示は、シリコンベースのＭＺＭをパワー半値点からわずかにオフセットすることを提案し、ＭＺＩ誘導された偶数次ＮＬＤが、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤを打ち消すように生成され得ることが期待される。この動作シナリオにおいて、直交点又はパワー半値点を探すこれらのＬｉＮｂＯ３ベースのＭＺＭバイアス制御方法が適合されず、バイアス点で任意に調節及び固定し得るＭＺＭバイアス制御モジュールが、シリコンベースのＭＺＭのために必要とされる。

図４は、本開示の様々な実施形態による、光送信器１０を例示する。一部の実施形態において、光送信器１０は、光キャリア信号を生成するレーザ光源１１と、光デバイス２０であって、ＲＦ入力信号を光キャリア信号に変調し、かつＲＦ変調された光信号を第１の出力２１Ａ及び第２の出力２１Ｂに提供する光変調器２１と、フィードバック信号（誤差信号）を考慮して、光変調器２１の伝達特性の直交点で実質的に動作させずに光変調器２０を制御する制御モジュール５０とを備える、光デバイス２０と、を備え、制御モジュール５０は、第１の出力２１Ａ上のＲＦ変調された光信号のパワー、第２の出力２１Ｂ上のＲＦ変調された光信号のパワー、及びバイアスオフセットを考慮しつつフィードバック信号を生成する。

一部の実施形態において、レーザ光源１１は、分布帰還型（distributed feedback、ＤＦＢ）レーザ、外部共振器レーザ（external cavity Laser 、ＥＣＬ）、又は波長可変レーザからなる群から選択された連続波（continuous wave 、ＣＷ）レーザであり、これは、出力で光ビームを生成する。一部の実施形態において、光の波長は、Ｏバンド、Ｃバンド、Ｌバンド、又はその他などの、通信用途又は標準毎に選択され得る。

一部の実施形態において、光デバイス２０は、第１の方向性結合器２３Ａを介して第１の出力２１Ａ上のＲＦ変調された光信号を監視するための第１の光検出器２５Ａと、第２の方向性結合器２３Ｂを介して第２の出力２１Ｂ上のＲＦ変調された光信号を監視する第２の光検出器２５Ｂと、を備える。一部の実施形態において、光変調器２１は、例えば、方向性結合器（方向性結合器２３Ａ及び方向性結合器２３Ｂ）によって出力ポートから引き出された光パワーを検出する２つのパワー監視フォトダイオード（光検出器２５Ａ及び光検出器２５Ｂ）を２つの出力ポートに有するシリコンベースのデュアル光出力ＭＺＭである。かかるパワー監視構造は、同一シリコンチップ上にモノリシックに集積されるか、又はシリコンチップの外側の外部の別個の光方向性結合器及び監視フォトダイオード（photodiode、ＰＤ）を介して実装されるかのいずれか一方であり得る。

一部の実施形態において、制御モジュール５０は、２つの光パワー検出回路５１Ａ及び５１Ｂと、１つのフィードバック信号（誤差信号）生成回路５３、１つのＰＩＤ（比例−積分−微分）コントローラ５５と、１つのマイクロコントローラ６０と、１つのＭＺＭバイアスドライバ又はデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）５７と、１つのドライバ制御回路６１と、変調信号用の１つのＲＦ／高速ドライバ又はＤＡＣ６３と、１つのプリディストーション回路６５と、１つのレーザ温度コントローラ６７と、１つのレーザバイアスコントローラ６９と、を備える。一部の実施形態において、２つの光パワー検出回路５１Ａ及び５１Ｂは、光パワーレベルを検出するように実装され、それらは、検出された光電流を電圧レベルに変換するトランスインピーダンス増幅器又は対数増幅器からなり得る。

一部の実施形態において、光変調器２１は、レーザ光源１１の光出力に接続された光入力２１Ｃと、ＲＦ又は高速電気変調信号を受信するように構成されたＲＦ電極２１Ｄと、ＭＺＭバイアス点を調節するように構成されたＤＣ電極２１Ｅと、を備え、２つの光出力２１Ａ及び２１Ｂ（Ｐ_out,+ （ｔ）及びＰ_out,- （ｔ））は、互いに１８０度の位相外れを有する。一部の実施形態において、２つの一体又は別個の監視ＰＤ（光検出器２５Ａ及び光検出器２５Ｂ）は、２つの光方向性結合器（方向性結合器２３Ａ及び方向性結合器２３Ｂ）を介して２つのＭＺＭ光出力２１Ａ、２１Ｂで光パワーレベルを検出するように構成されている。

一部の実施形態において、提案されたディザフリー制御スキームは、任意の点でＭＺＭを動作させ得る。この制御スキームは、２つの光パワー検出の使用を含み、２つの光出力での光パワーレベル（Ｐ_out,+ （ｔ）及びＰ_out,- （ｔ））の間の正規化された重み付け差分が、負のフィードバック制御のための誤差信号として使用される。更新されたＭＺＭバイアス電圧は、環境変動にわたる負のフィードバック制御ループのためにＭＺＭバイアスドライバ又はＤＡＣによって生成されることになる。誤差信号は、ＰＩＤコントローラによって追従されることになる。ＰＩＤコントローラは、測定結果と望ましい設定点との差及び方向として誤差値を連続的に算出し、ＤＣバイアス電圧Ｖ_DCなどの制御変数を調節することによって誤差信号を経時的に最小にすることを試みる。より多くの制御変数が、後で論じられることになる。

一部の実施形態において、誤差信号生成回路５３及びＰＩＤコントローラ５５は、デジタル処理又はアナログ回路によって実装され得る。デジタルアプローチについて、２つの光パワー検出回路からの２つの検出された電圧は、十分な分解能を有するアナログデジタル変換器（analog-to-digital converter 、ＡＤＣ）によってデジタル化され、したがって、提案された誤差信号及びＰＩＤ制御信号は、マイクロコントローラ６０内で計算され得る。アナログアプローチについて、演算増幅器と共に別個又は一体の分周器が使用されて、光パワーレベル間の正規化された重み付け差分を含む提案された誤差関数を実施し得、加えて、ＭＺＭ伝達関数の重み付け係数及び傾き符号が、マイクロコントローラ６０によって調節され得る。

一部の実施形態において、制御モジュール５０はまた、プリディストーション回路６５も含んで、光変調器２１によって生成された奇数次ＮＬＤを部分的又は完全に打ち消すことによって光外部変調された送信器をさらに線形化し、制御モジュール５０は、印加された電気変調信号のＲＦ／高速ドライバ（又はＤＡＣ）６３と光変調器２１のＲＦ電極２１Ｄとの間に実装される。加えて、自動パワー制御（automatic power control 、ＡＰＣ）又は自動温度制御（automatic temperature control 、ＡＴＣ）が、光出力パワー及び波長を安定的に維持するためにＣＷレーザに対して実施され得ることが周知である。

一部の実施形態において、本開示は、最も線形の領域でシリコンベースのＭＺＭを動作させるようにディザフリー制御スキームを提供する。この制御スキームは、２つの光パワー検出の使用を含み、２つの光出力での光パワーレベル（Ｐ_out,+ （ｔ）及びＰ_out,- （ｔ））の間の正規化された重み付け差分が、負のフィードバック制御のための誤差信号として使用され、この制御スキームは、環境変動にわたる最小の偶数次ＮＬＤのために望ましいバイアス位相にシリコンベースのＭＺＭのバイアス点で連続的に調節及び固定する。言い換えると、正規化された重み付け差分は、バイアス点（又はバイアス位相）をパワー半値点から離れてオフセットするように使用され、一方でパワー半値点は、シリコンベースのＭＺＭ内のプラズマ分散効果によって最良のバイアス点ではない。出力ポートでの電気対光（Ｅ／Ｏ）伝達関数の正及び負の傾きで動作する提案された誤差信号は、それぞれ次式で表現される。

式中、ｗは、２つの光出力での光パワー出力差についての重み付け係数であり、これは、バイアス点をパワー半値点から離れて調節することを可能にする。動作点は、２次ＮＬＤを最小にするように特定の重み付け差分を設定することによって任意に選択され得る。

図５Ａは、バイアス位相の関数として第１の出力２１Ａ（建設的ポート）での光パワー強度であり、図６Ａは、バイアス位相の関数としての第２の出力２１Ｂ（補完的ポート又は破壊的ポート）での光パワー強度であり、図５Ｂ及び図６Ｂは、それぞれ、図５Ａ及び図６Ａの拡大図である。図７Ａは、第１の出力２１Ａの正のＥ／Ｏの傾きに対する提案されたバイアス制御の対応する誤差信号であり、図８Ａは、第１の出力２１Ａの負のＥ／Ｏの傾きに対する提案されたバイアス制御の対応する誤差信号であり、図７Ｂ及び図８Ｂは、それぞれ、図７Ａ及び図８Ａの拡大図である。２つの光パワーの等差、即ち、ｗ＝１が考慮されるが、誤差信号のゼロは、直交点（ｍπのバイアス位相、ｍは整数）及びパワー半値点（０．５の正規化された光密度）で起こる。図７Ｂに示されるように、誤差信号のゼロクロス点は、例えば、重み付け係数を１．１及び０．９に設定することによって、それぞれ、約２．７度及び約−３度のバイアス位相にシフトされ得る。第１の出力２１Ａの負のＥ／Ｏの傾きに対する誤差信号は、図８Ｂに見ることができる。図７Ａ及び図８Ａに示される中空円が、異なる代表的な誤差信号に対する望ましいバイアスターゲットであることに留意されたい。

方程式（１１）及び（１２）内の誤差信号がゼロに等しいと考慮して、ＭＺＭバイアス制御ループに対する誤差信号のゼロクロス点は、次式である。

再び、提案されたディザフリー制御スキームは、シリコンベースのＭＺＭのバイアス点をパワー半値点からわずかにオフセットするように設計され、ＭＺＩ誘導された偶数次ＮＬＤが、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤを打ち消すように生成され得ることが期待される。しかしながら、プラズマ分散誘導されたＮＬＤは、シリコンベースの導波路の材料及び設計に依存する。したがって、提案された制御スキームは、電気信号をシリコンベースのＭＺＭに印加し、結果として生じるＮＬＤ又は総高調波歪み（total harmonic distortion 、ＴＨＤ）を様々なバイアスオフセットにわたって測定する。その結果、提案されたＭＺＭバイアス制御スキームについての誤差信号のゼロクロス点は、ＮＬＤ又はＴＨＤを最小にする、即ち、φ_{total,zero-crossing} ＝φ_total,minNLDであるように、測定されたバイアスオフセットと整列するように設定される。直交点からのわずかなオフセットについて、２つの光出力での光パワーの差についての重み付け係数は、最小ＮＬＤ、孤度においてφ_total,minNLDに対する測定されたバイアスオフセットの関数として、次の方程式で与えられる。

方程式（９）の参照において、シリコンベースのＭＺＭの２つのアーム間の総位相シフトは、ａ）ＣＷレーザの波長（λ）、ｂ）Ｖ_app の印加された電気信号のＤＣ項（即ち、方程式（３）のＶ_DC）、及びｃ）導波路基板の温度変化ΔＴを含む、数個のパラメータに関する。これらのパラメータは、ゼロ誤差、即ち、φ_total ＝φ_{total,zero-crossing} 、したがって、ＮＬＤ又はＴＨＤを最小にするためのバイアスオフセット、即ち、φ_total ＝φ_total,minNLDに到達するためのフィードバック制御ループに対する制御変数として使用され得る。

一部の実施形態において、制御モジュール５０は、レーザ光源１１からの光キャリア信号の波長を制御し、例えば、レーザ光源１１の温度又はレーザ光源１１のバイアス電流を制御する、即ち、方程式（９）による光キャリア信号の波長を変化させることによって光変調器２１内で伝搬するＲＦ変調された光信号の位相を制御する。ＣＷレーザの波長は、ＣＷレーザに印加された順バイアス電流又はレーザチップの温度のいずれか一方を変化させることによってＭＺＭバイアスを調節するために、制御変数として使用され得る。ＣＷレーザの波長制御の詳細は、論文（Ｎｕｒｓｉｄｉｋ Ｙｕｌｉａｎｔｏ，Ｂａｍｂａｎｇ Ｗｉｄｉｙａｔｍｏｋｏ，Ｐｕｒｎｏｍｏ Ｓｉｄｉ Ｐｒｉａｍｂｏｄｏ，Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｅｆｆｅｃｔ ｔｏｗａｒｄｓ ＤＦＢ Ｌａｓｅｒ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｔｗｏ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｗａｖｅ Ｍｉｘｉｎｇ，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｖｏｌ．５ Ｎｏ．２，２０１５，ｐｐ．２１〜２７．ｄｏｉ：１０．５９２３／ｊ．ｉｊｏｅ．２０１５０５０２．０１．）内で入手可能であり、この全体は、参照によって本明細書に組み込まれる。

一部の実施形態において、制御モジュール５０は、光変調器２１上のＤＣ電極２１Ｅを介して光変調器２１のバイアス電圧を制御する、即ち、方程式（９）による光変調器２１のバイアス電圧を変化させることによって光変調器２１内で伝搬するＲＦ変調された光信号の位相を制御する。ＤＣ電圧をＭＺＭに印加することは、光強度変調器のバイアス点で調整及び固定するための共通の制御変数である。個々の電極がＲＦ／高速信号及びＤＣバイアスのために準備される場合、ＭＺＭバイアスドライバ又はＤＡＣ５７は、図４に示されるようにＭＺＭのＤＣ電極２１Ｅに直接接続され得る。ＲＦ／高速信号及びＤＣバイアスの両方に対して１つのみの電極が存在する場合（即ち、ＤＣ電極が設計において利用可能ではない）、ＭＺＭバイアスドライバ又はＤＡＣ５７は、間に挿入された１つのバイアスティー（図４に図示せず）を介してＲＦ電極２１Ｄに接続されなければならない。

一部の実施形態において、制御モジュール５０は、熱電冷却器コントローラを介して光変調器２１の温度を制御する、即ち、方程式（９）による光変調器２１の温度を変化させることによって光変調器２１内で伝搬するＲＦ変調された光信号の位相を制御する。シリコン基板の温度を変化させることはまた、ＭＺＭバイアス点を調節するための選択肢である。しかしながら、シリコンベースのＭＺＭと共にＣＷレーザのモノリシックに一体化された設計についてより注意しなければならない。熱電冷却器（thermoelectric cooler 、ＴＥＣ）コントローラが、ＭＺＭバイアス調節のためにシリコン基板の温度を変化させるように働いている間、レーザチップの温度、したがって光波長が、それに応じて変化し得る。

一般に、ＴＥＣは、デバイスを通る電流の流れが、デバイスの一方の側部を加熱する間、デバイスの他方の側部を冷却するデバイスである。加熱される側部及び冷却される側部は、電流の流れの方向によって制御される。その結果、一方の方向の電流の流れが、第１の側部を加熱し、一方で同一の第１の側部は、電流の流れが反転されたとき冷却されることになる。したがって、電流方向を変化させることによって、レーザ又は光変調器に接続されたＴＥＣは、レーザ又は光変調器を加熱するか又は冷却するかのいずれか一方のために使用されて、一定の動作温度を維持し得る。

正規化された重み付き光パワー差分に基づく提案されたディザフリーＭＺＭバイアス制御スキームは、方程式（１１）及び（１２）の誤差信号をそれぞれ使用して、正及び負の両方のＥ／Ｏの傾き上のＭＺＭバイアスで調節及び固定し得る。光強度変数の極性は、正のＥ／Ｏの傾き上での動作のために印加された電気信号のものと同一であり、一方でそれらは、負のＥ／Ｏの傾き上での動作のために１８０度の位相外れである。そのため、同一極性を維持することが必要である場合、マイクロコントローラ６０は、負のＥ／Ｏの傾きに対して、図４に示されるように、ドライバ制御回路６１を介してＲＦ／高速ドライバ又はＤＡＣ６３に極性反転命令を送信し得る。

図９Ａ及び図１０Ａは、バイアス位相の関数としての測定された光強度ＣＳＯ及びＣＴＢであり、一方でＣＡＴＶ７８アナログチャネルは、従来の３次プリディストーションなし及び有りでシリコンベースのＭＺＭに印加され、図９Ｂ及び図１０Ｂは、それぞれ、図９Ａ及び図１０Ａの拡大図である。ＣＳＯは、信号キャリアに対する２次ＮＬＤのパワー比率であり、ＣＴＢは、信号キャリアに対する３次ＮＬＤのパワー比率であることに留意されたい。パワー半値点（０．５の正規化光パワー）の周囲では、ＣＳＯは、非対称バイアス動作によって急激に変化するが、一方でＣＴＢは、略一定のままである。図１０Ｂを参照すると、シリコンベースのＭＺＭがゼロ度、即ち、その直交点でバイアスされる際、対応するＣＳＯは、約−５５ｄＢｃであり、これは、ＭＺＭがその直交点でバイアスされたとき、マッハツェンダ干渉（ＭＺＩ）誘導された偶数次ＮＬＤが存在しないため、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤに起因する。シリコンベースのＭＺＭのバイアス点をその直交点から意図的にオフセットすることは、マッハツェンダ干渉（ＭＺＩ）誘導された偶数次ＮＬＤ及びプラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤの結合を結果としてもたらす。

シリコンベースのＭＺＭのバイアス位相が、最良のＣＳＯ性能に到達するために約１．５度でその直交点から離れてシフトされるべきであることに留意されたい。ＣＳＯ及びＣＴＢの典型的なターゲット規格は、最新のＣＡＴＶ／ＦＴＴＨ（家庭までの光ファイバ）要件のための−６０ｄＢｃよりも小さい。提案されたＭＺＭバイアススキーム及び従来のプリディストーション設計により、シリコンベースのＭＺＭは、ＣＡＴＶ／ＦＴＴＨ規格に適合するように検証される。一部の実施形態において、制御モジュール５０は、方程式（１４）でＮＬＤ（ＣＳＯ）を最小にするためのバイアスオフセットを使用して重み付け係数を生成し、これは、マッハツェンダ干渉誘導された偶数次非線形歪み及びプラズマ分散誘導された偶数次非線形歪みを考慮することを意味する。

図１１は、本開示の様々な実施形態による、光送信器１０’を例示する。２つのＭＺＭ光出力２１Ａ及び２１Ｂの一部分を２つの監視ＰＤ（光検出器２５Ａ及び光検出器２５Ｂ）にそれぞれ導くために２つの方向性結合器２３Ａ及び２３Ｂを使用する図４の光送信器１０と比較して、図１１の光送信器１０’は、１つの光方向性結合器２３Ａを使用して、光パワーの一部分を第１の出力２１Ａから第１の光検出器２５Ａまで導き、一方で第２の出力２１Ｂ上の光パワーは、方向性結合器を使用せずに第２の光検出器２５Ｂに導かれる。光ファイバ冗長性がアクセスネットワーク内で考慮されない場合、デュアル光出力ＭＺＭの補完的光出力（第２の出力２１Ｂ）は、信号送信のために使用されない。補完的光出力の光パワーレベルは、直接導かれ得、これは、光方向性結合器を実装する空間を節約する。

本開示は、シリコンベースのＭＺＭを有する外部変調された送信器のための光変調器のディザフリーバイアス制御を提供し、一方で非線形歪み（ＮＬＤ）が、シリコンベースのＭＺＭのプラズマ分散効果によって生成される。本開示は、シリコンベースのＭＺＭのバイアス点を意図的にその直交点からオフセットすることを提案し、それによって、マッハツェンダ干渉（ＭＺＩ）誘導された偶数次ＮＬＤが生成されて、プラズマ分散誘導された偶数次ＮＬＤを打ち消し得る。

加えて、ディザフリーＭＺＭバイアス制御もまた、光変調器のバイアス点で任意に調節及びロックするために提案され、そのため一体化されたシリコンベースのＭＺＭを有する光送信器は、直交点からオフセットすることによって最良の偶数次ＮＬＤに到達し得る。この提案されたディザフリーＭＺＭバイアス制御スキームは、様々なレガシ、及びＣＡＴＶサブキャリア多重光波システム、光ファイバ無線用途、離散マルチトーン（ＤＭＴ）を有する１００Ｇｂ／ｓ超の光伝送、又は４レベルパルス振幅変調（ＰＡＭ４）などの潜在的に有望なアナログ／デジタル光伝送システムに対する光ＭＺＭの線形動作を確実にする。

さらに、提案されたディザフリー制御スキームは、ＭＺＭのバイアスで任意に調節及び固定することができ、受信感度は、かかるバイアス制御スキームを使用して最適化されて、バイナリＮＲＺ、ＰＡＭ４などのような複数レベル信号の消光比を調節し得る。

本開示及びその利点が詳細に説明されてきたが、様々な変化、置換及び変更が、添付された特許請求の範囲によって定義された本開示の概念及び範囲から逸脱せずに本明細書になされ得ることが理解されるべきである。例えば、上述の多くのプロセスは、異なる方法論で実施されてもよく、他のプロセス又はそれらの組み合わせによって置換されてもよい。

さらに、本出願の範囲は、本明細書に説明されたプロセス、機械、製造、組成物、手段、方法及びステップの特定の実施形態に限定されることを意図するものではない。当業者は、本開示の開示から、本明細書に説明された対応する実施形態と実質的に同一の機能を実施するか又は実質的に同一の結果をもたらす、既存の又は後から開発されるプロセス、機械、製造、組成物、手段、方法、又はステップが、本開示によって利用され得ることを即座に認識するであろう。したがって、添付の特許請求の範囲は、かかるプロセス、機械、製造、組成物、手段、方法、又はステップをその範囲内に含めることを意図する。

Claims (22)

1. 光送信器であって、
   光キャリア信号を生成するレーザ光源と、
   無線周波数（ＲＦ）入力信号を前記光キャリア信号に変調し、かつＲＦ変調された光信号を第１の出力及び第２の出力に提供する光変調器と、
   フィードバック信号を考慮して、前記光変調器の伝達特性の直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する制御モジュールと、を備え、
   該制御モジュールは、前記第１の出力上のＲＦ変調された光信号の第１のパワーレベル、第２の出力上のＲＦ変調された光信号の第２のパワーレベル、及び第１の光パワーレベルと第２の光パワーレベルとの間の重み付け差分を考慮しつつ前記フィードバック信号を生成する、光送信器。
2. 前記制御モジュールが、次式を使用することにより前記フィードバック信号を生成し、
   

   

   式中、Ｐ_out,+ （ｔ）は、前記第１のパワーレベルを表し、Ｐ_out,- （ｔ）は、前記第２のパワーレベルを表し、かつｗは、重み付け係数を表す、請求項１に記載の光送信器。
3. 前記制御モジュールが、次式を使用することにより前記重み付け差分を生成し、
   

   

   式中、φ_total,minNLDは、最小偶数次非線形歪みを実質的に有するバイアス位相を表す、請求項２に記載の光送信器。
4. 前記制御モジュールが、マッハツェンダ干渉誘導された偶数次非線形歪み及びプラズマ分散誘導された偶数次非線形歪みを考慮しつつ前記重み付け差分を生成する、請求項１に記載の光送信器。
5. 前記制御モジュールが、前記光変調器上の電極を介して前記光変調器内を伝搬する前記ＲＦ変調された光信号の位相を制御する、請求項１に記載の光送信器。
6. 前記制御モジュールが、熱電冷却器コントローラを介して前記光変調器の温度を制御する、請求項１に記載の光送信器。
7. 前記制御モジュールが、前記光変調器上の電極を介して前記光変調器のバイアス電圧を制御する、請求項１に記載の光送信器。
8. 前記制御モジュールが、前記レーザ光源からの前記光キャリア信号の波長を制御する、請求項１に記載の光送信器。
9. 前記制御モジュールが、前記レーザ光源の温度を制御する、請求項１に記載の光送信器。
10. 前記制御モジュールが、前記レーザ光源のバイアス電流を制御する、請求項１に記載の光送信器。
11. 前記光変調器が、２つの方向性結合器を介して前記第１のパワーレベル及び第２のパワーレベルを検出する２つのパワー監視フォトダイオードを有するシリコンベースのデュアル光出力変調器であり、前記光変調器において、前記２つのパワー監視フォトダイオード及び２つの方向性結合器は、単一のチップ上に一体的に形成されている、請求項１に記載の光送信器。
12. 前記光変調器が、方向性結合器を介して前記第１のパワーレベルを検出する第１のパワー監視フォトダイオードと、方向性結合器を使用せずに前記第２のパワーレベルを検出する第２のパワー監視フォトダイオードとを有するシリコンベースのデュアル光出力変調器であり、前記光変調器において、前記２つのパワー監視フォトダイオード及び方向性結合器は、単一のチップ上に一体的に形成されている、請求項１１に記載の光送信器。
13. 光送信器の動作方法であって、
    光キャリア信号を生成するステップと、
    ＲＦ入力信号を前記光キャリア信号に変調し、第１の出力及び第２の出力にＲＦ変調された光信号を提供するステップと、
    前記第１の出力上のＲＦ変調された光信号の第１のパワーレベル、第２の出力上のＲＦ変調された光信号の第２のパワーレベル、及び第１の光パワーレベルと第２の光パワーレベルとの間の重み付け差分を考慮しつつフィードバック信号を生成するステップと、
    前記フィードバック信号を考慮しつつ、光変調器の伝達特性の直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御するステップと、を含む、光送信器の動作方法。
14. フィードバック信号を生成する前記ステップが、次式を使用して実施され、
    

    

    式中、Ｐ_out,+ （ｔ）は、前記第１のパワーレベルを表し、Ｐ_out,- （ｔ）は、前記第２のパワーレベルを表し、かつｗは、重み付け係数を表す、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
15. 前記重み付け係数が、次式を使用して設定され、
    

    

    式中、φ_total,minNLDは、最小偶数次非線形歪みを実質的に有するバイアス位相を表す、請求項１４に記載の光送信器の動作方法。
16. 前記重み付け差分が、マッハツェンダ干渉誘導された偶数次非線形歪み及びプラズマ分散誘導された偶数次非線形歪みを考慮しつつ生成される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
17. 前記ＲＦ変調された光信号のパワーを制御するステップが、前記光変調器内を伝搬する前記ＲＦ変調された光信号の位相を制御するように実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
18. 直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する前記ステップが、前記光変調器の温度を制御することによって実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
19. 直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する前記ステップが、前記光変調器のバイアス電圧を制御することによって実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
20. 直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する前記ステップが、前記光キャリア信号の波長を制御することによって実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
21. 直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する前記ステップが、前記光キャリア信号を生成するレーザ光源の温度を制御することによって実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。
22. 直交点で実質的に動作させずに前記光変調器を制御する前記ステップが、前記光キャリア信号を生成する前記レーザ光源のバイアス電流を制御することによって実施される、請求項１３に記載の光送信器の動作方法。

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