JP6353398B2 - 光変調回路 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムに応用可能な光変調回路に関する。

光信号の受信感度を向上し伝送距離を伸ばすため、無線伝送で用いられるような符号化変調を光伝送に応用する検討が進められている。符号化変調方式として、トレリス符号化変調が知られている（非特許文献１）。トレリス符号化変調は、畳み込み符号化で生じるパリティビット系列を変調多値数へ転化したものであり、１シンボルあたりＮビットの情報を伝送するに当たり２^N+1値の変調方式を用いる。

非特許文献２に開示された光トレリス符号化変調は、２つのマッハツェンダ変調回路を並列に接続したネスト型マッハツェンダ変調器（ＩＱ変調器）を備える。

G. UNGERBOEK, "CHANNEL CODING WITH MULTILEVEL/PHASE SIGNALS", IEEE TRANS. INF. THEORY, VOL. IT-28, NO. 1, PP. 55-67, 1982 H. BULOW, G. THIELECKEE, AND F. BUCHALI, "OPTICAL TRELLIS-CODED MODULATION (OTCM)", IN PROC. OFC2004, PAPER WM5, 2004

非特許文献２の光トレリス符号化変調では、１シンボルあたり１ビットの情報を伝送するため、並列接続された２つのマッハツェンダ変調回路を駆動する必要があった。

本発明は、このような状況下においてなされたものであり、その目的は、１つのマッハツェンダ変調器によって１シンボルあたり１ビットの情報を伝送する光符号化変調を実現する光変調回路を提供することである。

上記の課題を解決するための発明は、データ信号に応じて駆動する２入力２出力の１つのマッハツェンダ変調部と、前記マッハツェンダ変調部の１本の出力に光学的に接続された１入力２出力の光分岐部と、前記光分岐部の第１の出力ポートと前記マッハツェンダ変調部の第２の入力ポートとに光学的に接続され、前記第１の出力ポートからの光信号を前記第２の入力ポートに帰還させるための帰還光路と、前記光分岐部の第２の出力ポートからの光信号と、前記マッハツェンダ変調部の第２の出力ポートからの光信号とを結合させる合成部とを含み、前記マッハツェンダ変調部の第１の入力ポートから、前記光分岐部の第１の出力ポートおよび前記帰還光路を介して、前記マッハツェンダ変調部の前記第２の入力ポートに至るまでの光路を伝搬する光信号の遅延時間は、前記データ信号のシンボル時間の自然数倍である。

前記マッハツェンダ変調部は、前記シンボル時間において、前記遅延時間が付与される光信号がクロス経由で透過するように調整するようにしてもよい。

前記合成部における前記光分岐部の第２の出力ポートからの光信号は、ｎ番目（ｎは自然数）の前記データ信号のデータ値に対応するＢＰＳＫ信号であり、前記合成部における前記マッハツェンダ変調部の第２の出力ポートからの光信号は、ｎ番目（ｎは自然数）の前記データ信号のデータ値と、ｎ−ｍ番目（ｍは自然数）の前記データ信号のデータ値との論理的排他値に対応するＢＰＳＫ信号であるようにしてもよい。

前記合成部は、２つの前記光信号を同一の偏波状態または直交する偏波状態で合成するように構成するようにしてもよい。

本発明によれば、１つのマッハツェンダ変調器によって１シンボルあたり１ビットの情報を伝送する光符号化変調を実現することができる。

第１の実施形態における光変調回路の構成例を示す図である。 出力光信号のコンスタレーションを説明するための図である。 光変調回路の動作例を表すトレリス線図である。 第１の実施形態の光変調回路と同等の信号を得るように構成した場合の従来の光変調回路である。 第２の実施形態における光変調回路の構成例を示す図である。

以下、本発明の第１の実施形態である光変調回路１００について説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態における光変調回路１００の構成例を示す図である。なお、図１では、簡略化のため、信号電極のみを示し、グランド電極は省略している。

図１において、光変調回路１００は、入力光信号ｄ１が入力するメイン入力ポート１０１と、マッハツェンダ変調部１１０と、光分岐部１２０と、帰還光路１３０と、光直交合成部１４０と、メイン出力ポート１０２とを備える。

マッハツェンダ変調部１１０は、入力側カプラとしての方向性結合器１１１及び出力側カプラとしての方向性結合器１１２を用いた２入力２出力のクロス・バースイッチ型構成となっている。マッハツェンダ変調部１１０は、メイン入力ポート１０１と光学的に接続される第１の入力ポート１１５と、第２の入力ポート１１６と、第１の出力ポート１１７と、第２の出力ポート１１８とを備える。第１の出力ポート１１７は、後述する光分岐部１２０に接続され、第２の出力ポート１１８は、後述する光直交合成部１４０に接続される。

また、マッハツェンダ変調部１１０は、データ信号ｄ３としての駆動信号電圧が印加される進行波型の変調電極１１３と、集中定数型のＤＣバイアス電極１１４とを備える。このＤＣバイアス電極１１４へのバイアス電圧によって、駆動信号電圧がゼロの状態において、マッハツェンダ変調部１１０のアーム間の位相差がπとなるよう調整可能となっている。終端器１５０は、変調電極１１３と接続され、変調電極１１３を伝搬するデータ信号ｄ３の反射を防止するようになっている。

ここで、変調電極１１３に加えられる駆動信号電圧をＶとし、マッハツェンダ変調部１１０の両アーム間の相対光位相をπ変化させる電圧（所謂、半波長電圧）をＶ_πとすると、データ信号ｄ３のデータ値が“０”の場合にはＶ＝Ｖ_πとなるバイナリ信号が与えられ、データ 値が“１”の場合にはＶ＝−Ｖ_πとなるバイナリ信号が与えられる。すなわち、マッハツェンダ変調部１１０は、一般的な２値位相変調（ＢＰＳＫ）モードで駆動される。

光分岐部１２０は、第１の出力ポート１２１と、第２の出力ポート１２２とを備える。光分岐部１２０に入力される光信号は、各出力ポート１２１，１２２へ出力される。この実施形態では、光分岐部１２０において、第１の出力ポート１２１から第２の出力ポート１２２への出力光の強度比は、１：１とする。

光直交合成部１４０は、第１の入力ポート１４１と、第２の入力ポート１４２と、光位相調整部１４３とを備える。後述するように、位相調整部１４３によって、光信号の位相が調整され、光直交合成部１４０では、第１の入力ポート１４１を伝搬する光信号と、第２の入力ポート１４２を伝搬する光信号とが直交条件で結合され、メイン出力ポート１０２から出力光信号ｄ２が出力される。この実施形態では、光直交合成部１４０において、入力ポート１４１，１４２からの各光信号に対する結合比は、１：１とする。

光分岐部１２０の第１の出力ポート１２１は、帰還光路１３０を介して、マッハツェンダ変調部１１０の第２の入力ポート１１６に接続される。光分岐部１２０の第２の出力ポート１２２、及びマッハツェンダ変調部１１０の第２の出力ポート１１８は、それぞれ、光直交合成部１４０の第１の入力ポート１４１及び第２の入力ポート１４２に接続される。光直交合成部１４０の出力側は、メイン出力ポート１０２に接続される。

マッハツェンダ変調部１１０の変調電極１１３は、シンボルレートＢ＝１／Ｔ（Ｔはシンボル周期）の２値データ信号により駆動される。マッハツェンダ変調部１１０は、１系統の２値データで駆動しているため、１シンボルあたり１ビットの情報伝送が行われることになる。

図１において、マッハツェンダ変調部１１０の第１の入力ポート１１５を起点とし、マッハツェンダ変調部１１０の第１の出力ポート１１７、光分岐部１２０の第１の出力ポート１２１及び帰還光路１３０を経て、マッハツェンダ変調部１１０の第２の入力ポート１１６に至る光路を伝搬する光信号の群遅延時間τは、τ＝Ｔとなるよう設定されている。

次に、上述した光変調回路１００の動作について、再度図１を参照して説明する。なお、以下では、説明の容易のため、回路伝搬に伴う伝搬損失がゼロであるような理想的な光回路を仮定する。また、光電界の表記法として複素表記を用いる。

マッハツェンダ変調部１１０のクロス側（第１の入力ポート１１５から第１の出力ポート１１７まで、および、第２の入力ポート１１６から第２の出力ポート１１８まで）、ならびに、バー側（第１の入力ポート１１５から第２の出力ポート１１８まで、および、第２の入力ポート１１６から第１の出力ポート１１７まで）の複素光電界透過率を、それぞれＭＺ_c（ｔ）、ＭＺ_b（ｔ）とし、説明の容易のため、本質的でない位相係数を省略すると、ＭＺ_c（ｔ）及びＭＺ_b（ｔ）は、下記式（１）で表される。

但し、上記式（１）において、Ｖ（ｔ）は駆動信号電圧であり、シンボルタイミングにおいてＶ（ｔ）はデータ信号ｄ３のデータ値に対し、＋Ｖ_πまたは−Ｖ_πの値を取る。すなわち、シンボルタイミングをｔ＝ｎT（ｎは自然数）とし、ｎ番目のデータ値をｄ_nとすると、下記式（２）で表される。

上記式（１）及び（２）から、ＭＺ_c（ｎＴ）及びＭＺ_b（ｎＴ）は、下記式（３）で表される。

すなわち、上述したシンボルタイミングにおいて、マッハツェンダ変調部１１０を伝搬する光は全てクロス側に透過する一方、バー側には透過しない。また、クロス側への複素光電界透過率は、データ値“０”、“１”に対し、それぞれ、０、πとなる（ＢＰＳＫ変調：Binary Phase Shift Keying変調）。

ここで、光直交合成部１４０の第１の入力ポート１４１への入力信号をＥ₁とし、メイン入力ポート１０１にＣＷ光（連続光）Ｅ_in＝１を入力した場合、入力光は、マッハツェンダ変調部１１０の第１の入力ポート１１５から第１の出力ポート１１７へ（クロス側）透過し、さらに光分岐部１２０の出力ポート１２２を経て光直交合成部１４０へ至る。上述した入力信号Ｅ₁は、下記式（４）で表される。

この場合、光直交合成部１４０の第１の入力ポート１４１には、ｄ_nに対応したＢＰＳＫ信号が入力される。

一方、光直交合成部１４０の第２の入力ポート１４２に入力される入力信号をＥ₂とする。この場合には、入力光は、マッハツェンダ変調部１１０の第１の入力ポート１１５から第１の出力ポート１１７へ（クロス側）透過し、さらに光分岐部１２０の出力ポート１２１及び帰還光路１３０を経て、マッハツェンダ変調部１１０の第２の入力ポート１１６から第２の出力ポート１１８へ（クロス側）透過して光直交合成部１４０へ至る。この場合には、光は、マッハツェンダ変調部１１０において２回、それぞれ異なるポートからクロス側へ透過する。また、１回目と２回目の各透過の間には、帰還光路１３０による時間遅延τ（この実施形態では、τ＝Ｔ）が与えられるので、２回目の透過時の光位相がｄ_nに対応する場合、１回目の透過時の光位相は、ｄ_n-1に対応する。

１回目と２回目の各透過時の光位相が共に０またはπの場合は、最終的な光位相は０となる。一方、１回目と２回目の各透過時の光位相のどちらか一方が０で他方がπの場合は、最終的な光位相はπとなる。つまり、最終的な光位相は、ｄ_{n XOR} ｄ_n-1（ＸＯＲは排他的論理和を表す。）に対応する。上述した入力信号Ｅ₂は、下記式（５）で表される（式５では、ＸＯＲは、〇印内に＋で表記する）。

この場合には、光直交合成部１４０の第２の入力ポート１４２には、ｄ_{n XOR} ｄ_n-1に対応したＢＰＳＫ信号が入力される。

光直交合成部１４０の光位相調整部１４３では、入力信号Ｅ_1,Ｅ₂間は、π／２の相対光位相差が与えられる。すなわち、メイン出力ポート１０２からの出力光信号ｄ２としての出力Ｅ_outは、下記式（６）で表される。

この場合、メイン出力ポート１０２からは、ｄ_nおよびｄ_n-1に対応したＱＰＳＫ信号が出力される。１シンボルあたり１ビットの情報を伝送するために２²値（２ビット）変調であるＱＰＳＫが用いられ、信号空間において１ビット分の冗長度が付加されていることになる。

図２は、メイン出力ポート１０２からの出力信号のコンスタレーション３００を示している。なお、図２中、Ｉ軸は同相（in-phase）、Ｑ軸は直交位相（quadrature phase）を表す。

図２の例では、［ｄ_n,ｄ_n-1］＝［“０”，“０”］、［“１”，“１”］、［“１”，“０”］、［“０”，“１”］となるバイナリ値が与えられる。この場合、［“０”，“０”］は第１象限の信号点Ａを、［“１”，“１”］は第２象限の信号点Ｂを、［“１”，“０”］は第３象限の信号点Ｃを、［“０”，“１”］は第４象限の信号点Ｄを、それぞれ表す。

図２において、Δ_ABは、上述した信号点Ａ，Ｂ間のユークリッド距離（光電界振幅（上記式（６）の右辺の絶対値）で規格化したもの）を表す。Δ_ABは下記式（７）で表される。

上記式（７）において、Δ_BC：信号点Ｂ，Ｃ間のユークリッド距離、Δ_CD：信号点Ｃ，Ｄ間のユークリッド距離、Δ_DA：信号点Ｄ，Ａ間のユークリッド距離、Δ_AC：信号点Ａ，Ｃ間のユークリッド距離、Δ_BD：信号点Ｂ，Ｄ間のユークリッド距離、を表す。

図２において、ｄ_n-1＝“０”の場合は信号点Ａまたは信号点Ｃのいずれかが出力され、ｄ_n-1＝“１”の場合は信号点Ｂまたは信号点Ｄのいずれかが出力される。すなわち、出力されるシンボルが過去のデータｄ_n-1によって影響を受けており、畳み込み符号化変調が実現される。この符号化動作は、後述する図３において、状態数が２のトレリス線図で示してある。

図３は、光変調回路１００の動作例を表すトレリス線図４００である。図３に示すように、ｄ_n-1＝“０”に対応する状態０から分離して再び状態１に合流するパスは、Ａ→ＣとＣ→Ｄであるため、このトレリスにおける自由ユークリッド距離ｄ_freeは、下記式（８）で表されることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

一方、符号化を行わない通常のＢＰＳＫにおいては、信号点における光電界振幅で規格化した信号点間の距離が２であるため、自由ユークリッド距離も２となる。符号化利得は自由ユークリッド距離の二乗の比で与えられるため、本実施形態の光変調回路１００では、符号化利得（対ＢＰＳＫ）は、１０ｌｏｇ（６／４）＝１．７６ｄＢである。

なお、図３のようにトレリス線図４００で表現できる符号化変調は、トレリス符号化変調（ＴＣＭ：Ｔｒｅｌｌｉｓ‐Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれ、ビタビアルゴリズム等を用いて復号できることはよく知られている。

ここで、非特許文献２に開示された変調器の構成によって、本実施形態の光変調回路１００におけるトレリス符号化変調信号を得る場合は、図４に示すようなマッハツェンダ変調器１０００の構成が必要となる。このマッハツェンダ変調器１０００は、データ信号ｄ１０を入力する符号化回路１１００と、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調器１２００とを備える。この場合、１シンボルあたり１ビットの情報を伝送するため、ＱＰＳＫ変調器１２００は、符号化回路１１００の２出力と入力光信号ｄ２とに応じて駆動する２つのマッハツェンダ変調回路１３０１，１４０１とを備える。

符号化回路１１００は、データ信号ｄ１０に対してデジタル領域で畳み込み符号化を行い、第１の駆動信号１１０１（ｄ_n）および第２の駆動信号１１０２（ｄ_{n XOR} ｄ_n-1）を出力する。

マッハツェンダ変調回路１３０１では、変調電極１３０２は、第１の駆動信号１１０１に応じて入力信号を変調し、マッハツェンダ変調回路１４０１では、変調電極１４０２は、第２の駆動信号１１０２に応じて入力信号を変調し、位相調整部１４０４において位相π／２だけ遅延させる。その結果、ＱＰＳＫ変調器１２００から出力光信号ｄ２０が出力される。

なお、図４において、終端器１３０３，１４０３は、変調電極１３０２，１４０２を伝搬する駆動信号の反射を防止するようになっている。

一方、上述した本実施形態の光変調回路１００では、１つのマッハツェンダ変調回路１１０によってＴＣＭを実現する。したがって、２つのマッハツェンダ変調回路を備える従来の変調器に比べ、光変調回路１００の駆動回路の簡易化が実現される。一般に、各マッハツェンダ変調回路毎に、駆動信号を増幅するためのドライバアンプが必要となるため、本実施形態の光変調回路１００では、従来の変調器に比べ送信器の消費電力を低減できるという効果も奏する。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態である光変調回路２００について説明する。この光変調回路２００は、前述の光直交合成部１４０に代えて、直交偏波結合回路としての光直交合成部２４０を備える。光直交合成部２４０以外の構成は、図１に示した構成と同様である。

図５は、本実施形態における光変調回路２００の構成例を示す図である。光変調回路２００において、光直交合成部２４０以外の構成は、図１に示した構成と同様である。すなわち、光変調回路２００は、前述の光変調回路１００と同様に、メイン入力ポート２０１と、マッハツェンダ変調部２１０と、光分岐部２２０と、帰還光路２３０と、メイン出力ポート２０２とを備える。

［光直交合成部以外の全体構成］
マッハツェンダ変調部２１０は、本実施形態においても、方向性結合器２１１，２１２を用いた２入力２出力のクロス・バースイッチ型構成となっており、第１の入力ポート２１５と、第２の入力ポート２１６と、第１の出力ポート２１７と、第２の出力ポート２１８とを備える。第１の出力ポート２１７は、光分岐部２２０に接続され、第２の出力ポート２１８は、後述する光直交合成部２４０に接続される。また、マッハツェンダ変調部２１０は、進行波型の変調電極２１３と、集中定数型のＤＣバイアス電極２１４とを備える。このＤＣバイアス電極２１４へのバイアス電圧によって、駆動信号電圧がゼロの状態において、マッハツェンダ変調部２１０のアーム間の位相差がπとなるよう調整可能となっている。終端器２５０は、変調電極２１３と接続され、変調電極２１３を伝搬するデータ信号ｄ３の反射を防止するようになっている。

光分岐部２２０は、第１の出力ポート２２１と、第２の出力ポート２２２とを備える。光分岐部２２０に入力される光信号は、各出力ポート２２１，２２２へ出力される。この実施形態では、光分岐部２２０において、第１の出力ポート２２１から第２の出力ポート２２２への出力光の強度比は、１：１とする。

光分岐部２２０の第１の出力ポート２２１は、帰還光路２３０を介して、マッハツェンダ変調部２１０の第２の入力ポート２１６に接続される。光分岐部２２０の第２の出力ポート２２２、及びマッハツェンダ変調部２１０の第２の出力ポート２１８は、それぞれ、後述する光直交合成部２４０の入力ポート２４１及び第２の入力ポート２４２に接続される。

［光直交合成部の構成］
光変調回路２００は、前述の光直交合成部１４０に代えて、直交偏波合成部２４０を備える。図５の例では、直交偏波合成部２４０は、偏波回転部２４３と、偏波ビームコンバイナ２４４とを備える。この場合、光直交合成部２４０の第１の入力ポート２４１及び第２の入力ポート２４２に入力される光信号が互いに直交する偏波状態で合成され、メイン出力ポート２０２から出力光信号ｄ２が出力される。

一般に、光伝送における信号空間は、直交する２偏波（Ｘ及びＹ偏波とする）における同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）位相に対応する、互いに等価な直交４軸によって張られる４次元空間であることが知られている（例えば、E. Agrell and M. Karlsson, “Power・Efficient Modulation Formats in Coherent Transmission Systems, “IEEE J. Lightw. Technol. Vol. 27, No.22, pp. 5115-5126, 2009参照）。

前述の光変調回路１００では、上述した２偏波のうちの一方の偏波におけるＩ軸およびＱ軸（ＸＩ軸及びＸＱ軸）によって張られる２次元空間におけるＴＣＭ−ＱＰＳＫが得られる。

一方、本実施形態の光変調回路２００では、Ｘ及びＹ偏波におけるＩ軸（ＸＩ軸及びＹＩ軸）によって張られる２次元空間におけるＴＣＭ−ＱＰＳＫ信号が得られる。図５では、図２に示したＩ軸及びＱ軸（すなわち、ＸＩ軸及びＸＱ軸）をそれぞれＸＩ軸及びＹＩ軸に置き換えただけであり、符号化利得は、本実施形態においても第１の実施形態で説明したものと同等となる。

なお、第１の実施形態の光変調回路１００では、直交偏波合成部１４０において、同一偏波で直交位相合成を行うため原理的な光損失３ｄＢが生じるが、本実施形態の光変調回路２００では、直交偏波合成部２４０の直交偏波合成を用いるため、原理的な光損失が生じない。しかしこの場合、本実施形態では、偏波多重信号を伝送することになるため、受信側で偏波分離の処理が必要になる。この偏波分離には、一般的なデジタルコヒーレント受信方式等を用いることができる。

以上、上記各実施形態を詳述してきたが、具体的な構成等は各実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更や、他のシステムへの適用なども含まれる。

（変形例１）
上記各実施形態の光変調回路１００，２００により得られる効果は、当該光変調回路を形成する材料に依存しないため、材料について特に言及しなかったが、様々な材料によって実施することができる。例えば、かかる光変調回路１００，２００を形成する材料としては、（ｉ）電気光学（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｏｐｔｉｃ：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有する多元系酸化物結晶（ＬｉＮｂＯ₃（ＬＮ）やＫＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃、Ｋ_1-yＬｉ_yＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃など）、（ｉｉ）ポッケルス効果及び量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ Ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ Ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）による屈折率変調が可能なＧａＡｓ系またはＩｎＰ系の化合物半導体、（ｉｉｉ）クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることができる。

（変形例２）
さらに、複雑な構成の光変調回路を低損失に作製するため、上記各実施形態の光変調回路１００，２００は、変形例１で説明した材料基板と石英系平面光波回路（ＰＬＣ：Ｐｌａｎａｒ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）との異種基板接合型構成を用いてもよい。

（変形例３）
上記各実施形態のマッハツェンダ変調部１１０，２１０の変調電極１１３，２１３は、シングルエンド型の場合について説明したが、差動型電極の場合でも、マッハツェンダ変調部１１０，２１０の応答特性は、上述した各実施形態で示した数式と同一の数式に帰着することになるため、電極配置の選択は、上記各実施形態の効果に影響を及ぼすものではない。すなわち、上記各実施形態のマッハツェンダ変調部１１０，２１０の変調電極１１３，２１３は、シングルエンド型または差動型のいずれにしても、上記各実施形態の効果を同様に得ることができる。一般に、プッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路における変調電極の配置は、基板の種類や結晶軸方向等に依存することが知られている。例えば、一般に、Ｘカット型のＬＮ基板を用いる場合はシングルエンド型を採用し、Ｚカット型のＬＮ基板を用いる場合は差動型を採用する（但し、Ｚカット型の場合も、分極反転を用いることでシングルエンド型とすることができる）。

通常、シングルエンド型の信号電極は２つの光導波路アームの中心に配置され、差動型の信号電極は各光導波路アームの直上に配置される（但し、分極反転Ｚカット型ＬＮ基板を用いたシングルエンド型電極の場合、電極は、アーム直上に配置される）。

（変形例４）
上記各実施形態において、マッハツェンダ変調部１１０，２１０の両アームの光路長について言及しなかったが、全て等長設計である。実際には、プロセスエラーやＤＣドリフト等により光路長のズレが生じるが、一般にそのようなズレは、ＤＣバイアスの調整より補償される。補償量は、材料や製造条件、変調器の使用環境等によって様々に異なるため、一意に定まるものではない。このため、上述した各実施形態において、ＤＣバイアスにより付与されるアーム間位相差の値には、光路長補償分は、含まないものとする。

なお、上記各実施形態では、簡易化のため、マッハツェンダ変調部、光分岐部およびそれらをつなぐ光導波路は、全て過剰損失ゼロ、伝搬損失ゼロの理想的な場合を想定している。

なお、上記各実施形態では、τ＝Ｔの場合で説明したが、τ＝ｍＴ（ｍは２以上の自然数）とした場合でも、図３に示した状態０または状態１がｄ_n-mに対応することになるが、上述した自由ユークリッド距離は変わらないため、上記各実施形態と同等の効果が得られる。

（変形例５）
以上では、説明の容易のため、理想的な光回路であること想定して説明したが、実際には、導波路伝搬損失やカプラの過剰損失が存在するため、例えば第１の実施形態では、光直交合成部１４０において、第２の入力ポート１４２への入力信号は、第１の入力ポート１４１への入力信号に比べ帰還光路１３０およびマッハツェンダ変調部１１０を１回多く通過する分だけ大きな過剰損失を受けるため光強度が弱くなる。このため実際には、（１）光分岐部１２０において、第１の出力ポート１２１側への透過率が第２の出力ポート１２２への透過率に対し大きくなるよう、光分岐部１２０の分岐比を非対称に設計すること、（２）光直交合成部１４０において、第２の入力ポート１４２からメイン出力ポート１０２への透過率を第１の入力ポート１４１からメイン出力ポート１０２への透過率に対し大きくなるよう、光直交合成部１４０の結合比を非対称に設計すること、（３）光分岐部１２０の第２の出力ポート１２２と光直交合成部１４０の第１の入力ポート１４１との間に光減衰部を設けること、等により上記過剰損失分を補償するようにしてもよい。

１００，２００ 光変調回路
１１０，２１０ マッハツェンダ変調部
１２０，２２０ 光分岐部
１３０，２３０ 帰還光路
１４０，２４０ 直交偏波合成部
１１５，２１５ マッハツェンダ変調部の第１の入力ポート
１１６，２１６ マッハツェンダ変調部の第２の入力ポート

Claims (4)

1. データ信号に応じて駆動する２入力２出力の１つのマッハツェンダ変調部と、
   前記マッハツェンダ変調部の１本の出力に光学的に接続された１入力２出力の光分岐部と、
   前記光分岐部の第１の出力ポートと前記マッハツェンダ変調部の第２の入力ポートとに光学的に接続され、前記第１の出力ポートからの光信号を前記第２の入力ポートに帰還させるための帰還光路と、
   前記光分岐部の第２の出力ポートからの光信号と、前記マッハツェンダ変調部の第２の出力ポートからの光信号とを結合させる合成部と
   を含み、
   前記マッハツェンダ変調部の第１の入力ポートから、前記光分岐部の第１の出力ポートおよび前記帰還光路を介して、前記マッハツェンダ変調部の前記第２の入力ポートに至るまでの光路を伝搬する光信号の遅延時間は、前記データ信号のシンボル時間の自然数倍であることを特徴とする光変調回路。
2. 前記マッハツェンダ変調部は、前記シンボル時間において、前記遅延時間が付与される光信号がクロス経由で透過するように調整されていることを特徴とする請求項１に記載の光変調回路。
3. 前記合成部における前記光分岐部の第２の出力ポートからの光信号は、ｎ番目（ｎは自然数）の前記データ信号のデータ値に対応するＢＰＳＫ信号であり、
   前記合成部における前記マッハツェンダ変調部の第２の出力ポートからの光信号は、ｎ番目（ｎは自然数）の前記データ信号のデータ値と、ｎ−ｍ番目（ｍは自然数）の前記データ信号のデータ値との論理的排他値に対応するＢＰＳＫ信号であることを特徴とする請求項１または２に記載の光変調回路。
4. 前記合成部は、２つの前記光信号を同一の偏波状態または直交する偏波状態で合成するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の光変調回路。