JP7323041B2

JP7323041B2 - 光ｉｑ変調器

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Publication number: JP7323041B2
Application number: JP2022501517A
Authority: JP
Inventors: 翔太北; 雅也納富; 昭彦新家; 謙悟野崎; 健太高田
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2020-02-20
Filing date: 2020-02-20
Publication date: 2023-08-08
Anticipated expiration: 2040-02-20
Also published as: JPWO2021166172A1; WO2021166172A1; US20230093295A1

Description

本発明は、高階調な信号生成が可能な光ＩＱ変調器に関するものである。

信号の振幅および位相を２値変調あるいは多値変調するＩＱ変調方式を用いた光コヒーレント通信技術は、その実用化が近年さらに進展し、基幹通信の大容量化を支えている。ＩＱ変調方式には様々なフォーマットが存在する。したがって、各フォーマットに対応した専用あるいは汎用の光トランシーバ、いわゆる光ＩＱ変調器が数多く提案、開発、利用されている。これら光ＩＱ変調器の多くは、複数のマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zehnder Interferometer）を並列に接続した構成、あるいは直列に接続した構成である。

Ｓｉフォトニクスの台頭、成熟により、多数の光スイッチをオンチップ集積する動きが活発化している。例えば、３２×３２以上の規模をもつマトリクス光スイッチなどを高い精度で集積化した光回路が開発されている。また、このような大規模集積化の流れを受け、光通信応用のみならず、光を演算に利用する動きが世界で同時多発的に見受けられるようになった。

光を演算に用いるメリットは次のとおりである。
（ａ）信号の伝搬速度が光速であり、演算遅延（レイテンシ）が小さいシステムを実現できる可能性があること。
（ｂ）電気回路で高コストとなるベクトル演算やフーリエ変換を、線形光回路内での光信号の伝搬のみによって高効率に実施できること。

電気回路においては、微細化を極めることで集積度を高め、チップ面積当たりのスループットを向上させてきた。しかしながら、電気回路の微細化の副作用として配線抵抗や容量が増大するため、ＣＲ遅延が甚大になることでレイテンシが増大の一途をたどっている。

一方、光回路においては、ＣＲ遅延が存在しないこと、近年のフォトニクス技術の進歩により光スイッチの小型化が進んでいることなどから、レイテンシを小さくすることができる。このため、光演算は、低レイテンシ性に特化した応用を目指す上で重要になると考えられる。

近年、ＡＩ（Artificial Intelligence）ブームにより世間で持て囃されているニューラルネットワークアクセラレータにおいては、消費電力の９０％程度がベクトル演算で占められていることが知られている。このベクトル演算を光を用いて高効率に実施するために、アナログ光スイッチを縦続接続した光ニューラルネットワーク（ＯＮＮ：Optical Neural Network）アクセラレータが提案されている。

ＯＮＮアクセラレータは、初期的な音声認識などの分野で原理実証研究が行われている。さらに、ＯＮＮは複素ＮＮ（Neural Network）の一種であるため、振幅と位相、もしくはＩ軸とＱ軸の２成分を利用することで、１つの入力につき２つのアナログ情報を含ませることができる。

ＯＮＮの入力には入力チャンネル数分の光ＩＱ変調器が必要になる。光ＩＱ変調器で生成される光アナログ信号は、任意の振幅と位相、もしくは任意のＩ成分とＱ成分がそれぞれ指定できることが理想的だが、現実の光ＩＱ変調器の出力するアナログ信号の階調は有限である。演算精度を確保するためには、ＯＮＮに入力する光アナログ信号の階調がある程度必要である。例えば、極めて基本的な文字認識用画像セットであるＭＮＩＳＴ（Mixed National Institute of Standards and Technology database）ですら２５６階調のグレースケール画像からなる。

光アナログ信号の階調がそれぞれの応用分野でどれほど演算精度に影響を与えるかは別途検証する必要があるが、入力側が演算精度を引き下げるボトルネックにならないためにもＯＮＮへの高階調な入力が可能な光ＩＱ変調器を実現する意義はある。

通信用途における光ＩＱ変調器の歴史は古く、様々な構成が数多く提案されている。代表的な変調方式は、振幅位相変調（ＡＰＳＫ：Amplitude Phase Shift Keying）と直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）である。ＯＮＮへの高次入力が必要とされる場合、ＡＰＳＫは、振幅値の大きな値ほど位相の設定が粗くなるためバランスが悪く、ＯＮＮの入力フォーマットとして適切ではない。ＱＡＭは、振幅値が大きな値ほど位相の設定が細かくでき、また信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise ratio）の均一性と維持の面で優れている。本発明では、光ＩＱ変調器を用いてＱＡＭを実現することを前提とする。

通信用途では高次の多値変調として１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどが用いられる（非特許文献１参照）。６４ＱＡＭ以上の高次ＱＡＭについては、そもそもＳＮＲの要求レベルが跳ね上がっていくので、光の減衰や環境雑音の大きな状況を想定している通信用途ではほとんど検討されていないのが現状である。しかし、チップ間やチップ上といったごく短い距離の通信あるいは演算においては、ＳＮＲの低減がほとんど無視できるので、より高階調な通信フォーマットの利用検討が進み、重要度が増す可能性が大いにある。

高次ＱＡＭを実現する光ＩＱ変調器はさまざまな構成が提案されている。現状では一つの構成で複数の通信フォーマットに対応するため、再構成性を重視した構成が多い傾向にある。そもそも現状以上の多値変調を光回路側で実施することは想定外であり、高階調化は電気側のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）ならびにデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital to Analog converter）を用いて多値化することが前提である。

仮に現状で知られている光ＩＱ変調器の構成、例えば光ＩＱ変調器を縦続接続した構成によって多値変調を実施すると、高階調化に伴って光の減衰、つまり挿入損失が増大するばかりか、入力側の電気的な雑音が蓄積してしまう。つまり現状の構成を用いる限り、短距離スケールでの単位電力あたりの通信容量の劇的な改善は望めない。ＯＮＮ応用においても、ＤＳＰならびにＤＡＣの多用が前提となれば、結局非効率な構成となり、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）によるＮＮと差別化できないことが懸念される。

Zhen Qu，Ivan B.Djordjevic，Jon Anderson，"Two-Dimensional Constellation Shaping in Fiber-Optic Communications"，Applied Sciences，2019，9，1889

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失かつ高雑音耐性の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる光ＩＱ変調器を提供することを目的とする。

本発明の光ＩＱ変調器は、入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個（Ｎは２以上の整数）の第１のＹ分岐素子と、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第１の変調器と、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子と、最下流の前記第１のＹ合流素子から出力された信号光を第１の駆動信号に応じて位相変調するように構成された第２の変調器と、前記第２の変調器から出力された信号光を第２の駆動信号に応じて位相変調するように構成された第３の変調器とを備え、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子は、単一の連続光を入力とする最上流の第１のＹ分岐素子を除く各第１のＹ分岐素子が、上流の第１のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子の第２の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第１の変調器への入力光とし、前記Ｎ個の第１の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットとＱ成分生成のためのビットとに応じてＱＰＳＫ変調し、前記Ｎ個の第１のＹ合流素子は、最上流の第１のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第１のＹ合流素子が、上流の第１のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第１のＹ合流素子を含むＮ個の第１のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光を第２の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、前記第３の変調器から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とするものである。

本発明によれば、１入力２出力のＮ個の第１のＹ分岐素子を縦続接続すると共に、２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子を縦続接続し、Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐された連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して第１のＹ合流素子の第２の光入力ポートへの信号光を生成するＮ個の第１の変調器を設け、さらに最下流の第１のＹ合流素子から出力された信号光を位相変調する第２の変調器と、第２の変調器から出力された信号光を位相変調する第３の変調器とを設けることにより、従来よりも低損失かつ高雑音耐性の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる。

本発明は、高階調化、つまり入力ビット数の増大に対してむしろ挿入損失が低減するものである。さらに、本発明では、電気光学変調器を縦続接続しないため、雑音の蓄積が抑えられ、ＳＮＲを改善することができる。一般的に光ＩＱ変調器の多値変調にはＤＳＰならびにＤＡＣを必要とするものが多いが、本発明ではＤＡＣの部分を光回路側が吸収している。つまり、電気デジタル信号から直接、光ＱＡＭ信号を生成するため、ＤＳＰならびにＤＡＣを無くすことができる。したがって、本発明によれば、消費電力および回路面積の縮小が期待できる。

図１は、本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図３は、本発明の第１の実施例に係るＱＱＰＳＫ変調器の構成を示すブロック図である。図４は、本発明の第１の実施例に係るＱＱＰＳＫ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図５は、本発明の第１の実施例に係る最下流のＹ合流素子の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図６は、本発明の第１の実施例に係る位相変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図７は、本発明の第２の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。図８は、本発明の第２の実施例に係る光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図９は、本発明の第２の実施例に係る最下流のＹ合流素子の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１０は、本発明の第２の実施例に係る位相変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１１は、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器のＱＱＰＳＫ変調器数に対する最大出力振幅を示す図である。図１２は、従来の光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。図１３は、本発明の第２の実施例に係る光ＩＱ変調器の過剰損失を基準としたときの従来の光ＩＱ変調器および本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の過剰損失を示す図である。図１４は、本発明の第１、第２の実施例に係る光Ｉ／Ｑ変調器の動作検証のために利用した光回路の構成を示すブロック図である。図１５Ａ－図１５Ｂは、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器を図１４の光回路内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１６Ａ－図１６Ｂは、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器を光アクセラレータに用いる場合の利用形態を示す図である。

［第１の実施例］
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図、図２は光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。本実施例の光ＩＱ変調器１は、９６１ＱＡＭ信号を生成する９６１ＱＡＭ変調器として機能する。

具体的には、光ＩＱ変調器１は、縦続接続された１入力２出力のＮ個のＹ分岐素子１０－１～１０－Ｎ（Ｎは２以上の整数で、本実施例ではＮ＝４）と、初段のＹ分岐素子１０－１の光入力ポートに接続された光導波路１１－１と、（Ｍ－１）段目のＹ分岐素子１０－（Ｍ－１）の一方の光出力ポートとＭ段目のＹ分岐素子１０－Ｍの光入力ポートとを接続して、Ｙ分岐素子１０－（Ｍ－１）から出力された光をＹ分岐素子１０－Ｍに入力する光導波路１１－Ｍと（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）、最終段のＹ分岐素子１０－Ｎの一方の光出力ポートに接続された光導波路１１－（Ｎ＋１）と、Ｙ分岐素子１０－１～１０－Ｎの他方の光出力ポートに接続された光導波路１２－１～１２－Ｎと、一方の光入力ポートが光導波路１２－Ｎ～１２－１に接続され、他方の光入力ポートが前段のＹ合流素子の光出力ポートに接続されるように縦続接続された２入力１出力のＮ個のＹ合流素子１５－１～１５－Ｎと、初段のＹ合流素子１５－１の他方の光入力ポートに接続された光導波路１３－１と、（Ｍ－１）段目のＹ合流素子１５－（Ｍ－１）の光出力ポートとＭ段目のＹ合流素子１５－Ｍの他方の光入力ポートとを接続して、Ｙ合流素子１５－（Ｍ－１）から出力された光をＹ合流素子１５－Ｍに入力する光導波路１３－Ｍと、最終段のＹ合流素子１５－Ｎの光出力ポートに接続された光導波路１４と、光導波路１２－１～１２－Ｎに設けられ、入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットＸとＱ成分生成のためのビットＹとに応じて変調するＱＱＰＳＫ（Quadrant-Quadrature Phase shift Keying）変調器１６－１～１６－Ｎと、ＩＱ平面上での信号の無回転と１８０度回転とを選択するための駆動信号Ｚに応じて、光導波路１４を伝搬する信号光を変調する位相変調器（ＰＭ：Phase Modulator）１７と、ＩＱ平面上での信号の無回転と９０度回転とを選択するための駆動信号Ｗに応じて、光導波路１４を伝搬する信号光を変調する位相変調器１８とを備えている。

Ｙ分岐素子１０－１～１０－Ｎ、光導波路１１－１～１１－（Ｎ＋１），１２－１～１２－Ｎ，１３－１～１３－Ｎ，１４およびＹ合流素子１５－１～１５－Ｎとしては、例えばＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit）などの誘電体光配線、またはＳｉ細線などの半導体光配線を用いることができる。

各Ｙ分岐素子１０－ｉ（ｉは１～Ｎの整数）は、光導波路１１－ｉの伝播光を２等分する（分岐比１：１）。このように、各Ｙ分岐素子１０－ｉは、単一の連続光を入力とする最上流のＹ分岐素子１０－１を除く各Ｙ分岐素子が、上流のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち一方の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続されている。

これにより、単一の連続レーザ光源（不図示）から最上流のＹ分岐素子１０－１に入力された連続光をＮ個の連続光に分岐させる。また、各光導波路１２－ｋ（ｋは１～Ｎ－１の整数）を伝搬する（Ｎ－１）個の連続光がそれぞれ隣接する下位ビット側の光導波路１２－（ｋ＋１）を伝搬する連続光に対して２倍（３ｄＢ）の光強度を有するように、Ｎ個の連続光に光強度差を付与することができる。

ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉ（ｉ＝１～Ｎ）は、それぞれ対応する電気デジタル信号の２ビット入力Ｘ_i，Ｙ_iに応じて、光導波路１２－ｉを伝搬する連続光の位相に４つの値を持たせるように変調する。

一般的なＱＰＳＫ変調では、ＩＱ平面上の４つの象限にそれぞれ１つずつ信号点が存在するように光を変調する。これに対して、本発明では、ＩＱ平面上の第１象限に４つの信号点が存在するように光を変調するので、このような変調をＱＱＰＳＫと呼ぶ。このＱＱＰＳＫ変調では、Ｉ軸、Ｑ軸上に信号点が存在するので、後述のようにＱＡＭ信号にゼロ点が生じる。

図３はＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉの構成を示すブロック図、図４はＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉの光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉは、光入力ポートが光導波路１２－ｉに接続された１入力２出力のＹ分岐素子１６０と、Ｙ分岐素子１６０の一方の光出力ポートに接続された光導波路１６１と、Ｙ分岐素子１６０の他方の光出力ポートに接続された光導波路１６２と、一方の光入力ポートが光導波路１６１に接続され、他方の光入力ポートが光導波路１６２に接続された２入力１出力のＹ合流素子１６３と、光導波路１６１に設けられた位相変調器１６４と、光導波路１６２に設けられた位相変調器１６５と、光導波路１６２に設けられた移相器１６６とから構成される。

Ｙ分岐素子１６０は、光導波路１２－ｉの伝播光を２等分する。位相変調器１６４は、対応する電気デジタル信号のビットＸ_iが“０”の場合は光導波路１６１を伝播する連続光の位相を－π／４だけずらして出力し、ビットＸ_iが“１”の場合は光導波路１６１を伝播する連続光の位相をπ／４だけずらして出力する。こうして、光導波路１６１を伝播する連続光に、電気デジタル信号のビットＸ_iに応じて－π／４またはπ／４の位相が個別に割り当てられる。

同様に、位相変調器１６５は、対応する電気デジタル信号のビットＹ_iが“０”の場合は光導波路１６２を伝播する連続光の位相を－π／４だけずらして出力し、ビットＹ_iが“１”の場合は光導波路１６２を伝播する連続光の位相をπ／４だけずらして出力する。
なお、Ｎビット電気デジタル信号Ｘ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄のうち、Ｘ₁が最下位ビット（ＬＳＢ：Least Significant Bit）、Ｘ₄が最上位ビット（ＭＳＢ：Most Significant Bit）である。同様に、Ｎビット電気デジタル信号Ｙ₁，Ｙ₂．Ｙ₃，Ｙ₄のうち、Ｙ₁がＬＳＢ、Ｙ₄がＭＳＢである。

移相器１６６は、位相変調器１６５によって変調された光の位相をπ／２だけずらして出力する。
Ｙ合流素子１６３は、光導波路１６１の伝搬光と光導波路１６２の伝播光とを等しい比率で合流させて出力する。
こうして、ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉは、Ｙ合流素子１５－ｉの一方の光入力ポートへの信号光を生成する。

光導波路１３－１は、ゼロ入力に対応する。すなわち、光導波路１３－１には光を入力しない。

Ｙ合流素子１５－ｉは、光導波路１３－ｉの伝搬光と光導波路１２－ｊ（ｊ＝Ｎ－ｉ＋１）の伝播光とを等しい比率（合流比１：１）で合流させて出力する。このように、各Ｙ合流素子１５－ｉは、ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｊによって変調された信号光を一方の光入力とし、最上流のＹ合流素子１５－１を除く各Ｙ合流素子が、上流のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を他方の光入力とするように縦続接続されている。

Ｙ合流素子１５－Ｎの出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図５に示したような信号となる。このように、ＱＱＰＳＫ変調器１６－１～１６－Ｎを並列に接続した構成によって、ＩＱ平面上の第１象限の信号を生成することができる。

次に、位相変調器１７は、駆動信号Ｚが第１の電圧の場合は、Ｙ合流素子１５－Ｎから出力され光導波路１４を伝搬する信号光の位相を変化させずに出力し、駆動信号Ｚが第２の電圧の場合は光導波路１４を伝播する信号光の位相をπだけずらして出力する。

位相変調器１７の出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図６に示したような信号となる。このように、図５に示したＩＱ平面上の第１象限の信号を、位相変調器１７によって選択的に１８０度回転させることができる。

位相変調器１８は、駆動信号Ｗが第１の電圧の場合は、位相変調器１７から出力され光導波路１４を伝搬する信号光の位相を変化させずに出力し、駆動信号Ｗが第２の電圧の場合は光導波路１４を伝播する信号光の位相をπ／２だけずらして出力する。こうして、図６に示したＩＱ平面上の第１象限、第３象限の信号を、位相変調器１８によって選択的に９０度回転させることができる。

位相変調器１８の出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図２に示したように全象限に信号点が存在する３１×３１のＱＡＭ信号となる。

本実施例では、Ｉ成分、Ｑ成分のうち少なくとも一方がゼロ（３２×３２の信号点の１６番目と１７番目がオーバーラップ）となり得るようにしている。Ｉ成分、Ｑ成分にゼロ点が必要な理由は、ＯＮＮなどの光演算応用において、ゼロ入力（消光）が重要になる可能性があるためである。

本実施例の校正方法は以下のとおりである。まず、Ｙ合流素子１５－Ｎまでの各ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉ（ｉ＝１～Ｎ）の調整には、以下の４とおりの入力を用いる。
（I）全てのＸ_iが“１”かつ全てのＹ_iが“０”。
（II）Ｘ_i，Ｙ_iの全てが“１”。
（III）Ｘ_i，Ｙ_iの全てが“０”。
（IV）全てのＸ_iが“０”かつ全てのＹ_iが“１”。

これら（I）、（II）、（III）、（IV）の４とおりの入力に対する出力強度比が２：１：１：０に最も近づくように、各ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉ中の位相変調器１６４，１６５へのビット“０”，“１”の電圧を調整する。この際、位相変調器１７，１８には何も入力しない。すなわち、位相変調器１７，１８は、入力光の位相を変化させずに出力する。

以上のような校正方法が困難である場合は、まずＸ_i，Ｙ_iが“０”の場合は各ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉ中の位相変調器１６４，１６５が光の位相を変化させずに出力し、Ｘ_i，Ｙ_iが“１”の場合は各ＱＱＰＳＫ変調器１６－ｉ中の位相変調器１６４，１６５が光の位相をπだけずらして出力するように、ビットＸ_i，Ｙ_iの“０”，“１”の電圧を大まかに設定する。そして、（I）～（IV）の４とおりの入力に対してＹ合流素子１５－Ｎの出力光のＩ成分およびＱ成分の振幅値の絶対値が全て等しく、なおかつ最大化されるように、ビットＸ_i，Ｙ_iの“０”，“１”の電圧を調整する。調整したビットＸ_i，Ｙ_iの“０”，“１”の電圧を半分にすることで、上記の校正方法と同様の結果を得ることができる。

校正の成否の確認は、全てのビット入力組み合わせ（２５６とおり）に対する出力強度パタンを測定し、理想的な場合のパタンと比較することなどが考えられる。
後段の位相変調器１７，１８の校正は、別途、参照光との干渉回路を用意することで行う。

こうして、本実施例では、従来よりも低損失の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる。
なお、本実施例ではＮ＝４としているが、本発明はＮ＝４に限るものではない。本実施例では、Ｎをより高い値に設定することで、９６１ＱＡＭ以上の高次のＱＡＭを実現することが可能である。

［第２の実施例］
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図７は本発明の第２の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図、図８は光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。本実施例の光ＩＱ変調器１ａは、１０２４ＱＡＭ信号を生成する１０２４ＱＡＭ変調器として機能する。

具体的には、光ＩＱ変調器１ａは、Ｙ分岐素子１０－１～１０－Ｎ（Ｎは２以上の整数で、本実施例ではＮ＝４）と、光導波路１１－１～１１－（Ｎ＋１），１２－１～１２－Ｎ，１３－１～１３－Ｎ，１４と、Ｙ合流素子１５－１～１５－Ｎと、ＱＱＰＳＫ変調器１６－１～１６－Ｎと、位相変調器（ＰＭ：Phase Modulator）１７，１８と、Ｙ分岐素子１０－Ｎの一方の光出力ポートから出力された光を入力とする１入力２出力のＹ分岐素子１９と、Ｙ分岐素子１９の一方の光出力ポートに接続された光導波路２０と、光導波路２０に設けられた移相器２１と、一方の光入力ポートが光導波路２０に接続され、光出力ポートが光導波路１３－１に接続された２入力１出力のＹ合流素子２２と、Ｙ合流素子２２の他方の光入力ポートに接続された光導波路２３とを備えている。

本実施例の光ＩＱ変調器１ａは、第１の実施例の光ＩＱ変調器１に対してＹ分岐素子１９と光導波路２０，２３と移相器２１とＹ合流素子２２とを追加したものである。
Ｙ分岐素子１９は、Ｙ分岐素子１０－Ｎから出力され光導波路１１－（Ｎ＋１）を伝搬する連続光を２等分する。

移相器２１は、光導波路２０を伝搬する連続光の位相をπ／４だけずらして出力する。Ｙ合流素子２２は、光導波路２０の伝搬光と光導波路２３の伝播光とを等しい比率で合流させて出力する。ただし、本実施例では、光導波路２３には光を入力しない。したがって、Ｙ合流素子２２は、移相器２１から出力され光導波路２０を伝搬する光を光導波路１３－１に出力する。こうして、本実施例では、Ｙ合流素子１５－１の他方の光入力ポートに、移相器２１によって位相シフトされた光が入力される。

移相器２１を設けた意図は、第１の実施例のＹ合流素子１５－Ｎにおけるコンスタレーションを、Ｉ軸とＱ軸の正の方向それぞれに対して電気デジタル信号の最下位ビット（ＬＳＢ：Least Significant Bit）の振幅の半値だけシフトすることで、Ｉ軸、Ｑ軸上のコンスタレーションのオーバーラップをなくし、結果として３２×３２のＱＡＭ信号を生成することである。
その他の構成の動作は第１の実施例で説明したとおりである。

本実施例のＹ合流素子１５－Ｎの出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図９に示したような信号となる。また、本実施例の位相変調器１７の出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図１０に示したような信号となる。位相変調器１８の出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図８に示したように全象限に信号点が存在する３２×３２のＱＡＭ信号となる。本実施例では、Ｉ成分、Ｑ成分のいずれもゼロとならない。

第１の実施例と同様に、本実施例ではＮ＝４としているが、本発明はＮ＝４に限るものではない。本実施例では、Ｎをより高い値に設定することで、１０２４ＱＡＭ以上の高次のＱＡＭを実現することが可能である。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａのＱＱＰＳＫ変調器数に対する最大出力振幅を図１１に示す。図１１の１１０は光ＩＱ変調器１の振幅を示し、１１１は光ＩＱ変調器１ａの振幅を示している。横軸のＱＱＰＳＫ変調器数は、入力ビット数（Ｎ×２）の半数に対応する。したがって、ＱＱＰＳＫ変調器数が多ければ多いほど、より多ビットの高階調出力が可能になることを意味する。なお、従来の光ＩＱ変調器の場合は、図１１の横軸はＱＰＳＫ変調器数となる。図１１の縦軸は、従来の光ＩＱ変調器の最大出力振幅で規格化した光ＩＱ変調器１，１ａの振幅を示している。

図１２は従来の光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。従来の光ＩＱ変調器３は、光導波路３０，３２，３３，３６～３９，４２，４３，４５と、１入力２出力のＹ分岐素子３１，３４，３５と、２入力１出力のＹ合流素子４０，４１．４４と、光導波路３６～３９に設けられたＱＰＳＫ変調器４６－４～４６－１と、光導波路３８に設けられた６ｄＢの損失の固定光減衰器４７と、光導波路３７に設けられた１２ｄＢの損失の固定光減衰器４８と、光導波路３６に設けられた１８ｄＢの損失の固定光減衰器４９とから構成される。

図１２の例は、ＱＰＳＫ変調器数を４（Ｎ＝４）とした例であり、２５６ＱＡＭ変調器として機能する。従来の光ＩＱ変調器３では、光の分岐・合流でビットの重み付けが一切なされないため、光導波路３８～３６に挿入されている固定光減衰器４７～４９により重み付けを実施する。したがって、第１、第２の実施例よりも挿入損失が増大する。また、シンボル数が増えると挿入損失がさらに増大する。

図１１より、第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａはいずれも従来の構成よりも高階調化に適していることが分かる。第２の実施例は第１の実施例よりもわずかに良く、ＱＱＰＳＫ変調器数が増えるほど第１の実施例と第２の実施例の差がなくなる。

図１３は、光ＩＱ変調器１ａの過剰損失を基準としたときの従来の光ＩＱ変調器および光ＩＱ変調器１の過剰損失を示す図である。図１３の１３０は従来の光ＩＱ変調器の過剰損失を示し、１３１は光ＩＱ変調器１の過剰損失を示している。

図１３より、従来の光ＩＱ変調器はＱＰＳＫ変調器数が増大するほど損失が増大するのに対して、第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａはＱＱＰＳＫ変調器数が増大するほど損失が減少するため、高階調化に適していることが分かる。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａの構成について動作検証のために数値シミュレーションを実施した。ここでは、Ｏｐｔｉｗａｖｅ社のソフトウェアであるＯｐｔｉｓｙｓｔｅｍを利用してシミュレーションを実施した。動作検証に用いた光回路の構成を図１４に示す。

図１４の光回路は、連続レーザ光源５０と、光導波路５１，５３，５４，５７～６０，６５～６８と、１入力２出力のＹ分岐素子５２，５５，５６と、光導波路５８と光導波路５９を立体交差させる交差光導波路６１と、光導波路６０の伝搬光の位相をπ／２ずらす移相器６２と、光導波路５７と光導波路５９の伝播光を合流させ２等分して出力する２×２カプラ６３と、光導波路５８と光導波路６０の伝播光を合流させ２等分して出力する２×２カプラ６４と、２×２カプラ６３の一方の出力光を電気信号に変換する検出器６９と、２×２カプラ６３の他方の出力光を電気信号に変換する検出器７０と、検出器６９，７０から出力された電気信号の差分を求める減算器７１と、２×２カプラ６４の一方の出力光を電気信号に変換する検出器７２と、２×２カプラ６４の他方の出力光を電気信号に変換する検出器７３と、検出器７２，７３から出力された電気信号の差分を求める減算器７４とを備えている。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａのうちいずれか１つが、光導波路５３内の７５の部分に挿入される。
図１４はいわゆるコヒーレント検波をする場合の光回路を示している。図１４の例では、連続レーザ光源５０からの連続光をＹ分岐素子５２によって２等分して、一方の連続光を光ＩＱ変調器に入力する。Ｙ分岐素子５２によって分岐された他方の連続光は、光導波路５４とＹ分岐素子５６と光導波路５９を伝搬し、参照光として２×２カプラ６３に入力される。

２×２カプラ６３は、参照光と光ＩＱ変調器の出力光とを等しい比率で合流させ２等分して出力する。検出器６９．７０は、それぞれ２×２カプラ６３の２つの出力光を電気信号に変換する。減算器７１は、検出器６９，７０から出力された２つの電気信号の差分を求める。こうして、検出器６９．７０と減算器７１とからなるバランスド検出器（Balanced receivers）の構成を用いることにより、Ｉ成分を検出することができる。

一方、２×２カプラ６４は、移相器６２によってπ／２だけ位相シフトされた参照光と光ＩＱ変調器の出力光とを等しい比率で合流させ２等分して出力する。検出器７２．７３は、それぞれ２×２カプラ６４の２つの出力光を電気信号に変換する。減算器７４は、検出器７２，７３から出力された２つの電気信号の差分を求める。こうして、検出器７２，７３と減算器７４とからなるバランスド検出器の構成を用いることにより、Ｑ成分を検出することができる。

図１５Ａは第１の実施例の光ＩＱ変調器１を図１４の光回路の光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１５Ｂは第２の実施例の光ＩＱ変調器１ａを図１４の光回路の光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１５Ａ、図１５Ｂの例では、いずれもＮ＝４としている。

図１４の光回路を用いたシミュレーションでは、シンボルレートを１０ＧＳ／ｓとしている。レーザ光源５０については、波長を１５５０ｎｍ、光強度を１０ｄＢｍとしている。光ＩＱ変調器１，１ａで用いる各位相変調器への雑音スペクトルパワー密度（NSPD:Noise Spectral Power Density）は、－１３０ｄＢｍ／Ｈｚである。検出器６９，７０，７２，７３としては、Ｏｐｔｉｌａｂ社製のＩｎＧａＡｓ系光検出器であるＰＤ－４０を用いることを仮定した。この光検出器の変換効率は０．８Ａ／Ｗ、ＲＦ（Radio Frequency）帯域は４０ＧＨｚである。また、全ての受動素子の挿入損失を０ｄＢと仮定している。

第１、第２の実施例のシミュレーション結果を表１に示す。

第１、第２の実施例では、出力振幅を大きくすることができる。ただし、位相変調器１６４または１６５と、位相変調器１７，１８の合計３段の位相変調器を縦続接続していることから、信号分布の標準偏差σに偏りが見られる。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａを光アクセラレータに用いる場合の利用形態を図１６Ａ、図１６Ｂに示す。図１６Ａ、図１６Ｂの例では、光アクセラレータ回路１０２の入力数ｎ（ｎは２以上の整数）の個数だけ光ＩＱ変調器１または１ａを接続する。

図１６Ａに示すように、光源１００が１つの場合は１：ｎのスプリッタ１０１を利用して同じ光を各光ＩＱ変調器に供給することにより、安定したベクトル演算などのコヒーレントな演算が可能になる。ただし、各光ＩＱ変調器への入力光強度が低下するという問題がある。

一方、図１６Ｂに示すようにｎ個の光源１００－１～１００－ｎを用いる場合は、各光ＩＱ変調器への入力光強度が増大する。ただし、各光源の波長のモニタリングおよび波長のフィードバック補正などが必要になるという問題がある。

光アクセラレータ回路１０２の演算の結果は、ｍ個（ｍは２以上の整数）の検出器１０３－１～１０３－ｍで取り出す。あるいは、ｍ組のバランスド検出器を用いてもよいし、シングルの検出器１０３とバランスド検出器とを組み合わせてもよい。

本発明は、光ＩＱ変調器に適用することができる。

１…光ＩＱ変調器、１０，１９，１６０…Ｙ分岐素子、１１～１４，２０，２３，１６１，１６２…光導波路、１５，２２，１６３…Ｙ合流素子、１６…ＱＱＰＳＫ変調器、１７，１８，１６４，１６５…位相変調器、２１，１６６…移相器、

Claims

入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個（Ｎは２以上の整数）の第１のＹ分岐素子と、
前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第１の変調器と、
前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子と、
最下流の前記第１のＹ合流素子から出力された信号光を第１の駆動信号に応じて位相変調するように構成された第２の変調器と、
前記第２の変調器から出力された信号光を第２の駆動信号に応じて位相変調するように構成された第３の変調器とを備え、
前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子は、単一の連続光を入力とする最上流の第１のＹ分岐素子を除く各第１のＹ分岐素子が、上流の第１のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、
前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子の第２の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第１の変調器への入力光とし、
前記Ｎ個の第１の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットとＱ成分生成のためのビットとに応じてＱＰＳＫ変調し、
前記Ｎ個の第１のＹ合流素子は、最上流の第１のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第１のＹ合流素子が、上流の第１のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第１のＹ合流素子を含むＮ個の第１のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光を第２の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、
前記第３の変調器から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とする光ＩＱ変調器。
請求項１記載の光ＩＱ変調器において、
前記Ｎ個の第１の変調器は、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光を、それぞれＩＱ平面上の第１象限に４つの信号点が存在するようにＱＰＳＫ変調し、
前記第２の変調器は、最下流の前記第１のＹ合流素子から出力された信号光を、ＩＱ平面上での信号の無回転と１８０度回転とを選択するための前記第１の駆動信号に応じて位相変調し、
前記第３の変調器は、前記第２の変調器から出力された信号光を、ＩＱ平面上での信号の無回転と９０度回転とを選択するための前記第２の駆動信号に応じて位相変調することを特徴とする光ＩＱ変調器。
請求項１または２記載の光ＩＱ変調器において、
最下流の前記第１のＹ分岐素子から出力された連続光を２等分するように構成された１入力２出力の第２のＹ分岐素子と、
前記第２のＹ分岐素子によって分岐された連続光の位相をπ／４ずらすように構成された第１の移相器と、
前記第１の移相器の出力光を最上流の前記第１のＹ合流素子の第１の光入力ポートに入力するように構成された２入力１出力の第２のＹ合流素子とをさらに備えることを特徴とする光ＩＱ変調器。
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の光ＩＱ変調器において、
前記Ｎ個の第１の変調器のそれぞれは、
入力光を２等分するように構成された１入力２出力の第３のＹ分岐素子と、
前記第３のＹ分岐素子によって分岐された一方の連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットに応じて位相変調するように構成された第４の変調器と、
前記第３のＹ分岐素子によって分岐された他方の連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＱ成分生成のためのビットに応じて位相変調するように構成された第５の変調器と、
前記第５の変調器の出力光の位相をπ／２ずらすように構成された第２の移相器と、
前記第４の変調器の出力光と前記第２の移相器の出力光とを合流させて出力するように構成された２入力１出力の第３のＹ合流素子とを備えることを特徴とする光ＩＱ変調器。