JP4419995B2 - 光受信器の評価および調整方法ならびに光通信システム - Google Patents

Description

本発明は、光受信器の評価および調整方法ならびに光通信システムに関し、特に遅延干渉計と光受信器の間の２つの光経路における遅延やレベル差を評価および調整する光受信器の評価および調整方法ならびに光通信システムに関する。

光ファイバ通信システムは、長距離大容量の通信を実現する重要な技術となっている。現在商用化されている光ファイバ通信システムでは、強度変調方式が用いられている。強度変調方式では、光のパルスのあるなしに対して、デジタル信号の“１”、“０”を割り当てて伝送を行う方式である。強度変調方式は、変調信号の発生、検出が簡単で、かつ長距離伝送が可能な方式である特長を生かし、商用化に適用された。

一方、近年の情報伝送の大容量化に伴い、光ファイバ通信に高速化が求められている。現在商用化されているデータ転送速度は、最高で１０Ｇｂｐｓであるが、現在、次世代のシステムとして、データ転送速度４０Ｇｂｐｓのシステムの研究開発が鋭意進められている。さらには、伝送距離の長延化によるコスト削減も強く求められており、１０００ｋｍを超える距離での伝送技術の研究が進められている。

このような、光ファイバ通信の高速化、および長距離化を実現する上で、大きく２つの課題がある。１つめは、光雑音蓄積に対する対策である。強度変調方式において、伝送速度を高速化すると、使用する信号帯域が増加するため、システムが受ける雑音の量も増大する。この結果、受信端における信号対雑音比の値が小さくなるため、符号誤りが増加するという品質劣化が生じる。

また、伝送距離を長距離する場合では、損失補償のための光増幅中継器を増やす必要があり、この光増幅器が発生する光雑音の蓄積によって、やはり受信端における信号対雑音比が劣化する。したがって、高速化、長距離化を実現するためには、光雑音蓄積の低減、もしくは光雑音蓄積に強い伝送方式の開発が必要となる。

近年、このような光雑音蓄積の課題に対して、位相変調方式、特にＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ （ＤＰＳＫ：差動位相偏移変調）方式が注目されている。ＤＰＳＫ方式は、デジタル信号の“１”、“０”を伝送するために、隣り合うビットスロットの光の位相を１８０度変化させるという方式である。とくに、ＤＰＳＫ方式に、１ビット遅延検波受信方式を組み合わせたシステムは、性能の高さと構成の簡易さという利点で注目されている。

このシステムでは、送信端では、送信データに対して、“１”の場合は、ビットスロットの位相を１８０度変化させ、“０”の時には光位相をそのままとする。受信端では、受信信号を分岐し、分岐の一方に１ビット遅延素子を配置した後２つの信号を干渉させる。この結果、１ビットスロット前の信号との位相が同じであれば干渉信号の強度が最大になり、位相差が１８０度となると消光する。この原理を利用して、位相変化に印加された情報を強度情報に変換して、受信するのである。

ＤＰＳＫ方式を用いることにより、強度変調方式に比べて低い信号対雑音比の受信状態においても誤りの少ない通信が可能となる。その理由を以下に示す。図９はＤＰＳＫ信号と通常の強度信号の符号間距離の関係の一例を示す図である。同図において図９（ａ）は、強度変調方式における“１”と“０”符号の複素電界平面における配置を示し、図９（ｂ）はＤＰＳＫ方式における配置を示す。

同図より、“１”と“０”符号の距離は、強度変調方式に比べてＤＰＳＫ方式で２倍となっている。このような配置関係となっていることから、ＤＰＳＫ方式では、強度変調方式の場合と同じ符号誤り率を得るのに、雑音量が２倍、すなわち信号対雑音比が半分でよい。このように、ＤＰＳＫ方式は、雑音に強い伝送方式であり、光ファイバ通信の高速化、長距離化に適する伝送方式である。

２つめの課題は、光波形の歪に対する対策である。光ファイバ通信では、光波形を歪ませる主要因は、光ファイバの非線形光学効果となる。強度変調方式の場合、伝送速度を増加するに従いこの効果による歪が大きくなることが知られている。また、長距離伝送においても、非線形光学効果による波形歪が蓄積することが大きな問題であることが知られている。したがって、高速化、長距離化を実現するために、非線形光学効果の小さい光ファイバを使用するか、非線形光学効果に強い伝送方式を用いる必要がある。

この課題に対しては、ＤＰＳＫ変調信号の各ビットをＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）パルス化して伝送する方式が提案されている（たとえば特許文献１参照）。この方式は、ＲＺ−ＤＰＳＫ方式と呼ばれている。ＲＺ−ＤＰＳＫ方式は、ＤＰＳＫ信号の各ビットの信号をＲＺパルス化することによって、２つの面から波形ひずみを抑えている。

一つは、ＲＺ化することにより、同一平均光強度に対してピーク部の光強度を高くとれ、この結果信号対雑音比を稼ぐことが出来るので、より低いパワーでの伝送を可能とできることである。もう一つは、ビット間のパルス干渉をＲＺ形にすることにより抑えられる効果である。これらの結果、４０Ｇｂｐｓ伝送における超長距離伝送を可能とする方式として、近年急速に認知されるようになった。

このＲＺ−ＤＰＳＫ方式では、受信器において、位相変調信号を強度変調信号に変換するための遅延干渉計が用いられる（たとえば非特許文献１参照）。本方式は遅延干渉検波方式と呼ばれ、コヒーレント受信方式にくらべて局発光自体が不要となり小型化がはかれるというメリットを持つ。

図１０はマッハツェンダ型遅延干渉計の一例の回路図である。同図を参照すると、遅延干渉計は入力部の光を分岐するための方向性結合器３０１と、分岐後の一方のアーム３０２に位相変調信号のビットレートの１ビット分のタイムスロット程度の遅延を与えるための遅延器３０４と、他方のアーム３０３と、２つのアームからの光を再度合波するための方向性結合器３０５とを含んで構成される。

遅延干渉計に入力された位相変調光は、方向性結合器３０１により等しいパワーに２分され、第１のアーム３０２と第２のアーム３０３へと導かれる。このとき、導波路を渡って第１のアーム３０２に結合する光は、光位相が９０度シフトする。２つのアームを伝搬した光は、出力の方向性結合器３０５でそれぞれ２つに分岐される。

方向性結合器３０５の第１の出力ポート３０６には、第１のアーム３０２からの光の半分と第２のアーム３０３からの光の半分が出力される。このとき、第２のアーム３０３からの光は、光の位相が９０度シフトする。この結果、第１のアーム３０２を通った光と第２のアーム３０３を通った光は、ともに９０度の位相シフトを受けている。

方向性結合器３０５の第２の出力ポート３０７にも、第１のアーム３０２からの光の半分と第２のアーム３０３からの光の半分が出力されるが、このとき第１のアーム３０２からの光が９０度の位相シフトを受けるので、第１のアームを通った光のみ９０度プラス９０度、すなわち１８０度の位相シフトを受ける。

この結果、一方のアームを調整することで、第１の出力ポート３０６での第１のアーム３０２と第２のアーム３０３からの光を同位相とした場合、第２の出力ポートでは第１のアーム３０２と第２のアーム３０３からの光が逆位相となる。

このとき、干渉計にＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ：連続波）光を入力すると、第１のポート３０６では光が同位相で強めあって出力されるのに対し、第２のポート３０７では逆位相による干渉打消しの結果光が出力されない。

この干渉計にＤＰＳＫ信号を入射したときの動作を説明する。ＤＰＳＫ信号は、デジタル信号の“０”、“１”に対して光の位相が“０”、“π”となっている（ｎは正の整数）。この結果、干渉計の第１のアーム３０６では、隣り合うビットの位相が同じ場合光が同位相となって出力されるのに対し、隣り合うビットの位相が異なる、すなわちπの差がある場合、打ち消しあって消光する。この結果、位相情報が強度情報に変換される。

一方、干渉計の第２のアーム３０７では、連続するビットの位相が同じ場合消光するが、ビットの位相が異なる、すなわちπの差がある場合、２つのアーム間の光の位相差が０もしくは２πで強めあう結果、光が出力される。

以上より、ＤＰＳＫ信号の連続するビットの位相が同じであれば第１のアーム３０６から、π異なれば第２のアーム３０７から光が出力される動作となる。

干渉計の出力で、連続するビット間の位相差によって光が出力されるポートが切り替わることから、光受信器では、干渉計の２つの出力をそれぞれ光電変換し、信号の差をとる差動受信を行なう。これによって、識別すべき信号の振幅が最大となり、前述の光雑音に対する耐性がもっとも高くなる。

この差動受信による性能を最大化するため、図１０に示す干渉計の出力の方向性結合器３０５から、２つの光検出器を含む光受信器の差動算出部までの伝播遅延が等しくなるよう作成される。

この干渉計と光受信器間の伝播遅延が等しいかどうかを検査する方法として、従来、図１１に示す方法が用いられてきた。図１１は従来の光通信システムの一例の構成図である。同図は干渉計と光受信器間の遅延およびレベル差を測定するための構成の一例を示している。

同図を参照すると、検査に用いる光信号は、ＤＰＳＫ光送信部１０１にて生成する。光源１０２から出射する光をデータ変調器１０３にて位相変調する。データ変調を駆動する信号は、ランダムパタン発生器４００からの信号となる。データ変調器１０３からの出力信号は、さらに強度をパルス化するためのクロック変調器１０４によって変調される。クロック変調器１０４は、クロック信号１０６によって駆動される。

以上の構成によりＲＺ−ＤＰＳＫ信号が生成される。この光信号を干渉計１０７に入射する。干渉計１０７により位相情報が強度情報に変換された信号は、差動光受信器１０８によって受信される。干渉計１０７の一方の出力を第１の光検出器１０９Ａに、他方の出力を第２の光検出器１０９Ｂに入射して、光電変換する。電気信号に変換された信号は、差動回路１１０により、差動信号化され、出力される。この出力信号を、測定帯域が受信信号に対して十分広いサンプリングオシロスコープ４０１で観測する。

図１２は従来の干渉計と光受信器間の遅延およびレベル差を測定するためのアイパタンの一例を示す図である。図１２（ａ）は遅延差／レベル差がなく、広帯域の光受信器で観測した場合、図１２（ｂ）はレベル差がなく、遅延差がビットスロットの２０％あって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合、図１２（ｃ）は遅延差がなく、レベル差が１．５ｄＢあって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合、図１２（ｄ）は遅延差／レベル差がなく、帯域がビットレートの７０％の光受信器で観測した場合、図１２（ｅ）はレベル差がなく、遅延差がビットスロットの２０％あって、かつ帯域がビットレートの７０％の光受信器で観測した場合、図１２（ｆ）は遅延差がなく、レベル差が１．５ｄＢあって、かつ帯域がビットレートの７０％の光受信器で観測した場合を示している。

２つの経路におけるゲイン（損失）および伝播遅延が等しい場合、測定波形は図１２（ａ）のように、上下左右対称の波形となる。一方、２つの伝播遅延のみが異なる場合、例として伝播遅延差がビットスロット幅の２０％となった場合の測定波形を図１２（ｂ）に示す。この場合、波形が時間軸（Ｔｉｍｅ）方向に非対称となる。

また、２つの経路のゲインがアンバランスになった場合、例としてゲイン差が１．５ｄＢとなる場合の測定波形を図１２（ｃ）に示す。この場合、波形が振幅方向（縦軸方向）で非対称となる。遅延、ゲインがともにアンバランスとなる場合、観測波形はこれら２軸方向の変化の重ねあわせとなる。この図形的な変化を利用して、干渉計１０７と光受信器１０８の間の遅延差とゲイン差の検査を行う。

一方、遅延干渉計を微調整するために自動フィードバック制御を用いた光通信システムの一例が開示されている（たとえば特許文献２参照）。

特開２００３−６０５８０号公報 特開２００５−８０３０４号公報（段落０００９、００２４，００２６，００４５、図１および図５Ｃ） A. H. Gnauck, S. Chandrasekhar, J. Leuthold, L. Stulz, "Demonstration of 42.7-Gb/s DPSK Receiver With 45 Photons/Bit Sensitivity", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 15, NO. 1, p.99-101, JANUARY 2003.

しかしながら、従来技術に示した干渉計を用いたＲＺ−ＤＰＳＫ受信方法には、以下の問題がある。

第１の問題点は、遅延およびゲインが等しいかを検査するために用いるサンプリングオシロスコープ４０１もしくは光受信器１０８の帯域が広い必要があることである。

その理由は、以下に述べるとおりである。

図１２（ａ）〜図１２（ｃ）に示したとおり、遅延およびゲインが等しいかを検査するために、光受信器１０８の出力の波形変化を利用する。とくに、パルスの時間軸位置ずれや振幅の差を図形変化から判断するため、波形の立ち上がり、立下りやパルス高さを正確に観測できるかが検査精度に影響する。

測定帯域が図形変化に与える影響として、サンプリングオシロスコープ４０１の帯域がビットレートの７０％しかない場合での波形を観測した。図１２（ｄ）が、遅延差、ゲイン差ともない場合で、時間軸、振幅方向とも対象な波形となる。

しかし、図１２（ｅ）に示す遅延差がビットスロットの２０％となる場合では、図１２（ｂ）と比較してパルスの立ち上がり、立下りがなだらかになっていることなどから、ずれ量がやや不明確となっている。さらに、１．５ｄＢのゲイン差をもつ場合である図１２（ｆ）では、パルスのピークレベルの低下により振幅方向の非対称性の劣化が不明確になっており、図１２（ｄ）との差の判断が困難となる。

このように観測には、帯域の広い測定器が必要であり、この結果観測系が高価になる。また、観測系の帯域を維持する必要があるなどの課題も生じる。

第２の問題点は、対称性、遅延の最適状態を図形的にしか表せず非定量的となってしまい、検査結果が属人的になることである。

その理由は、以下に述べるとおりである。

前述のとおり、従来の技術では、遅延差およびゲイン差の有無を波形の図形的な変化から判断する。したがって、波形の図形的特長において、似ている、異なるという判断は、測定環境や用いるデバイスの差異に加えて、測定者の主観に依存する可能性がある。最終的な性能は、符号誤り率などを用いることで定量化可能であるが、符号誤り率性能を最適化するため出力波形図形がどこまで調整されていればよいかなどの判断は、作業者の経験やスキルに依存することとなり、定量的な検査が困難となる。この結果、遅延差やゲイン差に起因する性能の定量評価が困難となるなどの問題がある。

一方、特許文献２開示の発明において、調整されるべき遅延はマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）の上部アームと下部アームの２つの光学的な長さである（同文献の段落００２４および００２６参照）。これに対し、本発明において判定もしくは調整される２つの部分は遅延干渉計と光検出器（ＰＤ）間の部分、すなわち遅延干渉計での合波以後の部分である。したがって、特許文献２開示の発明は、その目的、構成、作用のいずれもが本発明と全く相違する。

そこで本発明の目的は、ＤＰＳＫ用の光受信器の干渉計から光検出器までの構成が持つ遅延差およびレベル差を、従来よりも簡易かつ定量的に検出および調整することが可能な光受信器の評価および調整方法ならびに光通信システムを提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明による光受信機の評価方法は、ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器の評価方法であって、特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ信号と、
前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する前記光受信器と、前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、前記スペクトルアナライザの特定の周波数成分を観測することにより、前記光遅延干渉計と前記光受信器間の２つの出力の遅延差および光受信レベルのずれを検出し、
前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、前記特定の周波数成分はビットレートの半分の周波数の成分であることを特徴とする。

また、本発明による光受信機の他の評価方法は、光源と、前記光源からの光を、クロック信号を用いてキャリアサプレスＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調するマッハツェンダ変調器と、前記マッハツェンダ変調器の出力信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザを備え、前記クロックの周波数はＢ／２Ｎ（Ｂはビットレート周波数、Ｎは２以上の整数）であり、前記スペクトルアナライザの出力信号に含まれる周波数Ｂ／Nの成分を観測することにより、前記光遅延干渉計と前記光受信器間の２つの出力の遅延差および光受信レベルのずれを検出することを特徴とする。

また、本発明による光受信機の調整方法は、ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器の調整方法であって、特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号と、前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、前記光遅延干渉計の出力と前記光受信器の入力の間の２つの経路のうち一方もしくは両方に備えられ光信号の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整する調整手段と、前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、前記スペクトルアナライザの特定の周波数成分を最大化するよう、前記調整手段の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整し、前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、前記特定の周波数成分はビットレートの半分の周波数の成分であることを特徴とする。

また、本発明による光受信機の他の調整方法は、光源と、前記光源からの光を、クロック信号を用いてキャリアサプレスＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調するマッハツェンダ変調器と、前記マッハツェンダ変調器の出力信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、前記光遅延干渉計の出力と前記光受信器の入力の間の２つの経路のうち一方もしくは両方に備えられ光信号の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整する調整手段と、前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、前記クロックの周波数はＢ／２Ｎ（Ｂはビットレート周波数、Ｎは２以上の整数）であり、前記スペクトルアナライザの出力信号に含まれる周波数Ｂ／Ｎの成分を最大化するよう、前記調整手段の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整することを特徴とする。

また、本発明による光通信システムは、ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器を含む光通信システムであって、特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ信号を出力する光送信部と、前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであることを特徴とする。

次に、本発明の作用を述べる。本発明では、遅延差およびゲイン差を検出するための信号として、ランダム信号ではなく特殊データパタンを用い、また検出手段として、サンプリングオシロスコープによるアイパタン検出ではなく、スペクトルアナライザなどによる特定周波数成分強度の測定手段を用いる。特殊パタンとして、一例として“００１１”の４ビットパターンの繰り返しで変調されたＤＰＳＫ光を用いる。

この特殊パターンの繰り返しで変調されたＤＰＳＫ光を干渉計に入射すると、干渉計の２つの出力からは、それぞれ“０１０１”、“１０１０”という強度変調された信号として出力される。これらの強度信号を光受信器によって差動受信すると、出力信号は、“１、−１、１、−１”というビットパターンになる。この結果、出力信号は、基本周波数がＢ／２（Ｂはビットレート周波数）で、その倍調波を含む電気信号成分となる。

本発明によれば、上記構成を含むため、ＤＰＳＫ用の光受信器の干渉計から光検出器までの構成が持つ遅延差およびレベル差を、従来よりも簡易かつ定量的に検出および調整することが可能となる。

以下、本発明の実施例について添付図面を参照しながら説明する。

図１は本発明に係る光通信システムの第１実施例の構成図である。同図を参照すると、光通信システムの第１実施例は、光送信部１０１と、遅延干渉部１０７と、光受信器１０８と、スペクトルアナライザ１１１と、試験パタン発生器１０５と、クロック信号１０６とを含んで構成される。

また、光送信部１０１は光源１０２と、データ（ＤＡＴＡ）変調器１０３と、クロック（ＣＬＫ）変調器１０４とを含み、光受信器１０８は光検出器（ＰＤ）１０９Ａ、１０９Ｂと、差動（−）回路１１０とを含んでいる。

同図において、光送信部１０１の光源１０２は一例としてＤＦＢ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ＦｅｅｄＢａｃｋ：分布帰還）レーザであり、ＣＷ光を発出する。光源１０２の出力は、ＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ変調器を用いたデータ変調器１０３に入射され、変調が施される。

データ変調器１０３は、試験パターン発生器１０５からの試験パターン（一例として“００１１”）の繰り返しパターンの駆動電気信号が入力される。データ変調器１０３からの出力光は、ＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ変調器を用いたクロック変調器１０４の入力光ポートに接続される。

また、クロック変調器１０４の駆動電気信号入力ポートへは、駆動クロック信号１０６が入力される。クロック変調器１０４から出力されたＲＺ化されたＤＰＳＫ信号は、遅延干渉計１０７に入力される。

遅延干渉計１０７の２つの出力ポートからの信号は、光受信器１０８に備えられる２つの光検出器（ＰＤ）１０９Ａ，１０９Ｂに入射される。２つの光検出器（ＰＤ）１０９Ａ，１０９Ｂからの出力電気信号は、差動回路１１０により差動信号化され、その出力がスペクトルアナライザ１１１へと入力される。

以上詳細に第１実施例の構成を述べたが、図１の光源１０２、クロック変調器１０４については、当業者にとってよく知られており、また本発明とは直接関係しないので、その詳細な構成は省略する。

次に光通信システムの第１実施例の動作について説明する。図１を参照すると、光送信部１０１の光源１０２から出力された光は、ＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ変調器のデータ変調器１０３により位相変調される。このとき、データ変調器１０３のＤＣバイアスは、光の透過が最小となる点（ヌル点）にセットされる。

データ変調器１０３を駆動する試験パターン発生器１０５からの信号は、前述の“００１１”の繰り返しパターンである。データ変調器１０３を駆動するのに必要な振幅は、データ変調器１０３の半波長電圧Ｖπの２倍が好ましいが、それより小さい電圧で変調してもＤＰＳＫ変調となるので、電圧の低下による光損失の拡大が許容される範囲で、低い値でもよい。

この駆動信号でＤＰＳＫ変調された光は、さらにＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ変調器を用いたクロック変調器１０４によりさらにＲＺ変調が施される。クロック変調器１０４へは、ＲＺ化のための駆動クロック信号１０６が入力される。本実施例では、クロック変調器１０４への駆動信号は、試験に用いる試験パターン１０５のビットレートＢに対して、周波数Ｂ／２で振幅が２Ｖπとなる信号とした。

また、クロック変調器１０４のＤＣバイアスは、光の透過が最大となるピーク点とすることにより、パルス幅を細くして、ピークレベルを大きく取った。なお、クロック変調器１０４によるＲＺ化は、本発明では必ずしも必要ではなく、データ変調器による変調だけでもよい。

クロック変調器１０４から出力された試験光信号は、一例としてシリカガラスによる光平面回路型の遅延干渉計１０７によって、位相変調が強度変調に変換される。変換された２つの強度変調信号を光受信器１０８によって光検出、差動受信を行う。

光受信器１０８には、光検出器１０９Ａ，１０９Ｂの一例として高速のフォトダイオードと、差動回路１１０の一例として増幅機能を備える差動回路用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が備えられる。ただし、この増幅機能は、たとえば遅延干渉計１０７の入力において、光増幅を行うことでも代替できる。

この光受信器１０８の出力のビットレートＢの半分の周波数成分強度を、スペクトルアナライザ１１１によって検出する。この検出結果が、遅延差、ゲイン差のないリファレンス受信器で得られた値より低下していれば、遅延差、またはゲイン差が生じていることが検出される。なお、スペクトル成分の検出には、狭帯域のバンドパスフィルタと高速マイクロ波検波回路を用いてもよい。

また、光受信器１０８の出力成分について、ビットレートＢの半分でなく、ビットレート成分を検出することで、遅延差が小さい場合での遅延の発生をより制度よく検出することが可能となる。

また、図１の第１実施例において、遅延干渉計１０７と光受信器１０８の間の経路の遅延差がビットスロット以上の大きさの場合、試験パターンを“００１１”の繰り返しでは正確な遅延量を把握することができない。この場合、試験パターンを“００００・・・０１１１１・・・１（０がＮビット、１がＮビットの連続パターン）”という長いパターンとして、スペクトルアナライザ１１１における観測周波数成分を、Ｂ／２Ｎ（Ｂはビットレート、Ｎは前述の“０”および“１”の連続数）成分とすることで、より大きな遅延の測定を行うことができる。

次に、第１実施例の作用および効果について説明する。図２は第１実施例の動作を説明するための模式図である。同図を参照すると、特殊パターン“００１１”の繰り返しで変調されたＤＰＳＫ光を遅延干渉計１０７に入射すると、遅延干渉計１０７の２つの出力からは、それぞれ“０１０１”、“１０１０”という強度変調された信号として出力される。

これらの強度信号を光受信器１０８によって差動受信すると、出力信号は、“１、−１、１、−１”というビットパターンになる。この結果、出力信号は、基本周波数がＢ／２（Ｂはビットレート周波数）で、その倍長波を含む電気信号成分となる。

図３は本発明の干渉計と光受信器間の遅延およびレベル差を検出する方式により得られた光受信器出力信号の波形とスペクトルの一例を示す図である。図３（ａ）は遅延差／レベル差がなく、広帯域の光受信器で観測した場合の波形、図３（ｂ）はレベル差がなく、遅延差がビットスロットの２０％あって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合のスペクトル、図３（ｃ）は遅延差がなく、レベル差が１．５ｄＢあって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合の波形、図３（ｄ）は遅延差／レベル差がなく、広帯域の光受信器で観測した場合のスペクトル、図３（ｅ）はレベル差がなく、遅延差がビットスロットの２０％あって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合の波形、図３（ｆ）は遅延差がなく、レベル差が１．５ｄＢあって、かつ広帯域の光受信器で観測した場合のスペクトルを示している。

本発明において、遅延干渉計１０７と光受信器１０８の差動回路１１０までの間の遅延差やゲイン差がない場合、観測される電気信号波形は図３（ａ）、そのときの電気スペクトルは図３（ｂ）のようになる。この観測では、ビットレートを１０Ｇｂ／ｓとした。図３（ｂ）より明らかなように、この場合、基本成分である５ＧＨｚの成分が最大となっている。

これに対して、遅延差がビットスロットの２０％生じる場合の波形を図３（ｃ）、スペクトルを図３（ｄ）に示す。時間軸（Ｔｉｍｅ）方向の対称性が崩れたため、基本成分が減少し、偶数倍の高調波成分が大きな値となって現れている。

図４は本発明の遅延差の検出方式により、遅延差に対して得られた光受信器出力のビットレートＢの半分の周波数成分と、ビットレートの周波数成分の強度を示す図である。同図は、ゲイン差を０としたまま、遅延差Ｄを変化させた場合の基本波成分の強度８０１と２倍波成分８０２の強度を示す。この結果、遅延差が大きくなるに従い、基本波成分の強度は低下し、２倍波の成分は増加することがわかる。したがって、基本波成分の低下を観測することにより、遅延差の有無を検出することができる。また、遅延差が小さい値の範囲では、２倍波成分を観測することにより、より高精度に遅延差の有無を検出することができる。

次に、本発明において、ゲイン差が１．５ｄＢ発生した場合の波形を図３（ｅ）、スペクトルを図３（ｆ）に示す。振幅軸（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）方向の対称性が崩れたため、やはり基本成分が減少し、偶数倍の高調波成分が大きな値となって現れている。

図５は本発明のレベル差の検出方式により、レベル差に対して得られた光受信器出力のビットレートB の半分の周波数成分の強度を示す図である。同図は、遅延差を０としたまま、ゲイン差を０から５ｄＢまで変化させた場合の基本波成分の強度９０１を示す。ゲイン差が大きくなるに従い、基本波成分の強度は低下しており、この低下を観測することにより、ゲイン差の発生を検出することができる。

図６は本発明に係る光通信システムの第２実施例の構成図である。なお、同図において図１と同様の構成部分には同一番号を付し、その説明を省略する。
図６に示す本発明の第２実施例では、干渉計１０７と光受信器１０８の間の経路における遅延差およびゲイン差を可変する機能を備え、干渉計と受信器間の遅延差とゲイン差を最小となるよう調整することを特長とする。干渉計１０７と光受信器１０８の間の双方に、可動式空間ミラーを用いた光路長および損失調整器１００１および１００２を備える。

この調整器１００１および１００２は、空間ミラーの位置を動かすことにより、光路長を調整する。また、損失量は、空間光路内に回転式の損失盤などをいれ、所望の損失となる場所にビームスポットが当たるよう盤を回転することで実現する。この光路長、および損失の可変機構は他の手段でもよく、たとえば導波路の熱光学効果による遅延変化やファイバの加圧を用いてもよい。この調整器１００１および１００２の損失と遅延を、スペクトルアナライザ１１１にて観測される、ビットレートＢの半分の周波数成分の強度を最大化するよう調整することにより、経路の遅延差、ゲイン差が最小とする。

図６の実施例において、調整器１００１および１００２の遅延量の調整の際に、スペクトルアナライザ１１１にて観測される、ビットレートＢの周波数成分を最小化するよう調整してもよい。

図７は本発明に係る光通信システムの第３実施例の構成図である。なお、同図において図１と同様の構成部分には同一番号を付し、その説明を省略する。

同図に示す本発明の第３実施例では、光送信部１０１におけるデータ変調器１０３の入力において、スイッチ１１０２が設けられ、試験パターン発生器１０５からの信号と、伝送データ１１０１を切り替えて入力する機能を備えることを特徴とする。

本発明の第１および２実施例では、特殊な試験パターンによって位相変調した信号を用いて、検出もしくは調整を行うため、通常試験専用のＤＰＳＫ光発生装置を用いることがよい。これに対し、通常の光伝送装置では、光送信機と、光受信器を同一筐体に備える構成となる。

本発明の第３実施例では、この構成を利用して、光送信機の入力を伝送する信号と、試験パターンに切り替える機能を持たせ、検査もしくは調整の際には、光送信機部のスイッチを試験パターン側に切り替え、自身の出力光を受信部に入力することで試験が可能となる。試験が終了すれば、スイッチ部を伝送データ入力側に切り替えることで、通常の光送信動作をすることができる。本実施例によって、専用の光送信部を準備することなく検査、調整を行うことが可能となる。

図８は本発明に係る光通信システムの第４実施例の構成図である。なお、同図において図１と同様の構成部分には同一番号を付し、その説明を省略する。

同図に示す本発明の第４実施例では、光送信部１０１におけるデータ変調器１０３を試験パターンにて変調する代わりに、クロック信号１２０１による変調のみで試験信号を発生させる方式である。

クロック変調器１０４はＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ変調器であり、この変調器のＤＣバイアスは、光透過最小点（ヌル点）に設定される。このクロック変調器に、ビットレートＢの１／４の周波数を持つ１／４クロック信号１２０１を印加する。

１／４クロック信号は、クロック変調器の半波長電圧の２倍であることが望ましいが、出力光強度の低下を許容すればそれ以下でもよい。１／４クロック信号１２０１で変調された信号は、連続する２ビットの位相が等しく、２ビットごとに位相がπ反転する信号となる。これは、図１に示す第１実施例の光送信部１０１で生成した光信号にくらべ、強度変化が複雑になるものの、同じ位相状態を持つ信号となる。この位相変調信号を遅延干渉計１０７により強度変調に変換し、さらに光受信器１０８による差動受信し、出力された信号をスペクトルアナライザ１１１により、ビットレートＢの半分の成分を検出し、遅延差、強度差の有無を検出する。

同図に示す第４実施例において、スペクトルアナライザ１１１により検出する周波数成分は、ビットレートＢの周波数成分でもよく、この場合遅延差が小さい場合における遅延差の有無を高精度に検出することが可能となる。

また、同図に示す第４実施例において、干渉計１０７と光受信器１０８の間に、遅延、もしくはレベル、もしくはその両方を調整する機能を設けて、スペクトルアナライザ１１１により検出するビットレートＢの半分の成分を最大化するよう、前記調整機能を調整してもよい。

以上説明したように、本発明の第１の効果は、ＤＰＳＫ信号用の受信器の性能を、低価格な装置で測定することが可能となることである。

その理由は、測定する周波数成分が狭い周波数範囲であることから、広帯域な測定装置が不要となるためである。狭帯域の測定装置は一般に安価であり、また、測定装置でなくとも、光検出器とバンドパスフィルタのような低価格部品の組み合わせでも実現可能だからである。

第２の効果は、ＤＰＳＫ信号用の受信器の性能を、定量的に測定することが可能となることである。

その理由は、遅延差やレベル差について、特定周波数成分の強度で評価が可能になり、従来のアイパタンの図形判断のような定性的かつ属人的な評価を行う必要がなくなるからである。

第３の効果は、特別な測定装置がなくても、測定および検出が可能となることである。

その理由は、スイッチ機能により試験信号とデータ信号の切り替えを持たせることによって、光送受信器の送信部を試験信号発生器として用いることができるようになるためである。

本発明に係る光通信システムの第１実施例の構成図である。 第１実施例の動作を説明するための模式図である。 本発明の干渉計と光受信器間の遅延およびレベル差を検出する方式により得られた光受信器出力信号の波形とスペクトルの一例を示す図である。 本発明の遅延差の検出方式により、遅延差に対して得られた光受信器出力のビットレートＢの半分の周波数成分と、ビットレートの周波数成分の強度を示す図である。 本発明のレベル差の検出方式により、レベル差に対して得られた光受信器出力のビットレートＢの半分の周波数成分の強度を示す図である。 本発明に係る光通信システムの第２実施例の構成図である。 本発明に係る光通信システムの第３実施例の構成図である。 本発明に係る光通信システムの第４実施例の構成図である。 ＤＰＳＫ信号と通常の強度信号の符号間距離の関係の一例を示す図である。 マッハツェンダ型遅延干渉計の一例の回路図である。 従来の光通信システムの一例の構成図である。 従来の干渉計と光受信器間の遅延およびレベル差を測定するためのアイパタンの一例を示す図である。

符号の説明

１０１ 光送信部
１０２ 光源
１０３ データ（ＤＡＴＡ）変調器
１０４ クロック（ＣＬＫ）変調器
１０５ 試験パタン発生器
１０６，１２０１ クロック信号
１０７ 遅延干渉部
１０８ 光受信器
１０９Ａ，１０９Ｂ 光検出器（ＰＤ）
１１０ 差動（−）回路
１１１ スペクトルアナライザ
１００１，１００２ 損失調整器
１１０２ スイッチ

Claims (13)

1. ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器の評価方法であって、
   特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ信号と、
   前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、
   前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する前記光受信器と、
   前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、
   前記スペクトルアナライザの特定の周波数成分を観測することにより、前記光遅延干渉計と前記光受信器間の２つの出力の遅延差および光受信レベルのずれを検出し、
   前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレートの半分の周波数の成分であることを特徴とする光受信器の評価方法。
2. 前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレート周波数の成分であることを特徴とする請求項１記載の光受信器の評価方法。
3. 前記特定のデータ系列は連続する２値符号Ｎ（Ｎは２以上の整数）ビットの“０”につづき連続する２値符号Nビットの“1”となる全長２Ｎビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレートＢ（Ｂは正の整数）に対してＢ／Ｎの周波数の成分であることを特徴とする請求項１記載の光受信器の評価方法。
4. 光源と、
   前記光源からの光を、クロック信号を用いてキャリアサプレスＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調するマッハツェンダ変調器と、
   前記マッハツェンダ変調器の出力信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、
   前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、
   前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザを備え、
   前記クロックの周波数はＢ／２Ｎ（Ｂはビットレート周波数、Ｎは２以上の整数）であり、
   前記スペクトルアナライザの出力信号に含まれる周波数Ｂ／Nの成分を観測することにより、前記光遅延干渉計と前記光受信器間の２つの出力の遅延差および光受信レベルのずれを検出することを特徴とする光受信器の評価方法。
5. ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器の調整方法であって、
   特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号と、
   前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、
   前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、
   前記光遅延干渉計の出力と前記光受信器の入力の間の２つの経路のうち一方もしくは両方に備えられ光信号の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整する調整手段と、
   前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、
   前記スペクトルアナライザの特定の周波数成分を最大化するよう、前記調整手段の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整し、
   前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレートの半分の周波数の成分であることを特徴とする光受信器の調整方法。
6. 前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレートの周波数の成分であることを特徴とする請求項５記載の光受信器の調整方法。
7. 前記特定のデータ系列は連続する２値符号N（Ｎは２以上の整数）ビットの“０”につづき連続するNビットの“１”となる全長２Ｎビットの繰り返しパターンであり、
   前記特定の周波数成分はビットレートＢ（Ｂは正の整数）に対してＢ／Ｎの周波数の成分であることを特徴とする請求項５記載の光受信器の調整方法。
8. 光源と、
   前記光源からの光を、クロック信号を用いてキャリアサプレスＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調するマッハツェンダ変調器と、
   前記マッハツェンダ変調器の出力信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、
   前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、
   前記光遅延干渉計の出力と前記光受信器の入力の間の２つの経路のうち一方もしくは両方に備えられ光信号の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整する調整手段と、
   前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、
   前記クロックの周波数はＢ／２Ｎ（Ｂはビットレート周波数、Ｎは２以上の整数）であり、
   前記スペクトルアナライザの出力信号に含まれる周波数Ｂ／Ｎの成分を最大化するよう、前記調整手段の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整することを特徴とする光受信器の調整方法。
9. ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を受信する光受信器を含む光通信システムであって、
   特定のデータ系列で変調されたＤＰＳＫ信号を出力する光送信部と、
   前記ＤＰＳＫ信号を遅延検波するための光遅延干渉計と、
   前記光遅延干渉計の２つの光出力をそれぞれ受信し、差信号を出力する光受信器と、
   前記光受信器の出力電気信号のスペクトルを測定するスペクトルアナライザとを備え、
   前記特定のデータ系列は２値符号“００１１”の４ビットの繰り返しパターンであることを特徴とする光通信システム。
10. 前記特定のデータ系列は連続する２値符号Ｎ（Ｎは正の整数）ビットの“０”につづき連続する２値符号Nビットの“1”となる全長２Ｎビットの繰り返しパターンであることを特徴とする請求項９記載の光通信システム。
11. 前記光遅延干渉計の出力と前記光受信器の入力の間の２つの経路のうち一方もしくは両方に備えられ光信号の強度もしくは遅延もしくはその双方を調整する調整手段を含むことを特徴とする請求項９または１０記載の光通信システム。
12. 前記特定のデータ系列と伝送データのいずれかを前記光送信部へ入力させるためのスイッチを含むことを特徴とする請求項９〜１１いずれかに記載の光通信システム。
13. 前記光送信部は前記特定のデータ系列に代えて特定のクロックで変調されたＤＰＳＫ信号を出力することを特徴とする請求項９〜１２いずれかに記載の光通信システム。

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