WO2008072476A1 - 光受信装置および光受信方法 - Google Patents

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WO2008072476A1
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optical
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delay
electric signal
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Satomi Shioiri
Kiyoshi Fukuchi
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Nec Corporation
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B10/677—Optical arrangements in the receiver for all-optical demodulation of the input optical signal for differentially modulated signal, e.g. DPSK signals
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/223—Demodulation in the optical domain

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiving apparatus and an optical receiving method using a DPSK demodulation method for demodulating a DPSK modulated signal in an ultra-high speed optical communication system.
  • a DPSK (Differential Phase Shift Keying) modulation / demodulation method is a modulation / demodulation method having excellent reception sensitivity. Therefore, it is expected to be used especially for long-distance optical communication systems (see Non-Patent Document 1, for example).
  • a delay adjuster and a variable attenuation are placed after the interferometer. A vessel is required.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a general optical receiver using the DPSK demodulation method.
  • An optical receiver having a configuration similar to that of the optical receiver shown in FIG. 1 is shown in FIG.
  • the optical receiver shown in FIG. 1 includes a 1-bit delay interferometer 130 that inputs an ultra-high-speed optical signal of R (R: number of G (giga) order) bps (bits / second), an optical signal 201 , 202 to adjust the delay amount, delay adjusters 203 and 204, variable attenuators 205 and 206 to adjust the amplitude of the optical signal with the adjusted delay amount, and optical one-electricity that converts the optical signals 207 and 208 into electric signals
  • a signal converter (dual PD (photodetector)) 209, an amplifier 211 that amplifies the electric signal 210, and a discriminator 213 that converts the electric signal 212 into digital data are provided.
  • the 1-bit delay interferometer 130 is, for example, a Mach-Zehnder interferometer.
  • the 1-bit delay interferometer 130 includes an optical branching unit 131 that splits the input light in two, a transmission path 132, 133 that delays the other of the two branched signals, and two signals. And a directional coupler 134 for converting into an optical intensity signal by causing interference.
  • the delay adjusters 203 and 204 are the positions between the two differential signals just before being converted from the two differential signals output from the directional coupler 134 in the 1-bit delay interferometer 130 to the single signal. Adjust so that the phases are aligned.
  • Optical variable attenuators 205 and 206 are used to adjust the balance (intensity ratio) of the positive component (logic 1) and negative component (logic 0) of the signal input to the discriminator 213. Used.
  • Non-Patent Document 1 Christian Rasmussen et al., DWDM40G Transmission Over Trans - Pacific Distance (10000km) Using CSRZ-DPSK, Enhanced FEC, and All-Raman-Amplified 100_km Ultra Wave Fiber Spans, Journal of Lightwave Technology, USA, January 2004, Volume 22, Issue 4, ⁇ ⁇ 203-207
  • Non-Patent Document 2 Jeffrey H. Sinsky et al., A 40-Gb / s Integrated Balanced Optical Front End and R B -DPSK Performance IEEE Photonics Technology Letters, USA, August 2003, Vol. 15, No. 8, pp .1135-1137
  • the problem with the optical receiver using the DPSK demodulation method shown in FIG. 1 is that the optical receiver is expensive and the configuration of the optical receiver is not suitable for reducing the size of the apparatus.
  • the optical module power used for DPSK demodulation is constructed by assembling optical components including delay adjusters 203 and 204 that adjust the delay amount of the optical signal and variable attenuators 205 and 206 that adjust the amplitude of the optical signal. Because. Since the manufacturing process is not suitable for mass production like semiconductor integrated circuits, it cannot be expected to reduce the price due to mass production effects. In addition, miniaturization and miniaturization that can be expected from semiconductor integrated circuits cannot be expected.
  • an object of the present invention is to provide an optical receiving apparatus that is reduced in price and reduced in size, and an optical receiving method that is suitable for reduction in price and size.
  • An optical receiving apparatus includes an optical-to-electric conversion unit that converts each differential intensity modulated light DPSK demodulated by the DPSK demodulation unit into an electrical signal, and an amplification unit that amplifies each electrical signal. And amplifying means using an amplifying means capable of independently setting the amplification factor to equalize the amplitude of each electric signal.
  • An optical receiver is DPSK demodulated by a DPSK demodulator.
  • the optical-electrical conversion means for converting each of the differential intensity-modulated light into an electric signal, and the delay means for delaying the electric signal, and the delay time can be given independently as a delay means.
  • the phase of each electric signal is matched using the means.
  • the optical receiving method converts each DPSK demodulated differential intensity-modulated light into an electric signal, and amplifies each electric signal by using an amplifying means capable of independently setting the amplification factor. By doing so, the amplitude of each electric signal is made uniform.
  • An optical receiving method uses delay means capable of converting each of DPSK-demodulated differential intensity modulated light into an electric signal and independently providing a delay time. The phase of each electrical signal is matched.
  • the first effect of the present invention is that the price of the optical receiver can be reduced.
  • the reason for this is that there is no need for optical components and integration is possible in order to perform amplitude adjustment or delay adjustment of two differential signals after DPSK demodulation, or both amplitude adjustment and delay adjustment. This is because it only has to be. Since such electronic circuits are suitable for mass production, the price of optical receivers using them can be reduced.
  • the second effect is that a small optical receiver can be provided.
  • the reason is that the electronic circuit in the optical receiving device can be integrated with the electronic circuit provided before and after the optical receiving device with a force S.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a general optical receiver.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an operation of the optical receiver of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the optical receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing a waveform example in each part of the optical receiver.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of an ideal electrical signal and eye waveform.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of an electrical signal and an eye waveform before delay adjustment is performed.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example of an electrical signal and an eye waveform before delay adjustment is performed.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of an electrical signal and an eye waveform before gain adjustment is performed.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining amplitude adjustment in the second embodiment.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining delay adjustment in the second embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a modification of the optical receiver of the second embodiment.
  • AGC amplifier Automatic gain control amplifier
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the optical receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • the optical receiver of the first embodiment includes a DPSK demodulator 102, optical-to-electric signal converters 105 and 106, and voltage variable amplifiers (hereinafter referred to as variable amplifiers) 109 and 110. And variable delay lines 113 and 114 and a discriminator 119.
  • the DPSK demodulator 102 is a phase-modulated optical signal having phase information transmitted through the optical transmission path 101.
  • Signal hereinafter referred to as DPSK signal
  • DPSK signal is input, the phase difference from the previous optical signal is detected, and differential intensity-modulated optical signal I and intensity-modulated optical signal IB corresponding to the phase difference are output. .
  • Optical-to-electrical signal converter (O / E converter) 105 receives the intensity-modulated optical signal I output from DPSK demodulator 102 and outputs the electrical signal D1 corresponding to the signal light intensity of intensity-modulated optical signal I To do.
  • Optical-to-electrical signal converter (O / E converter) 106 receives the intensity-modulated optical signal IB output from the DPSK demodulator 102, and outputs the electrical signal D1B corresponding to the signal light intensity of the intensity-modulated optical signal IB. To do.
  • variable amplifier 109 amplifies the electrical signal D1 and outputs the amplified electrical signal D2.
  • the variable amplifier 110 amplifies the electric signal D1B and outputs the amplified electric signal D2B.
  • the variable delay line 113 receives the electric signal D2 and outputs the electric signal D3 given a delay.
  • the variable delay line 114 receives the electric signal D2B and outputs an electric signal D3B given a delay.
  • the discriminator 119 discriminates data based on the electric signals D3 and D3B.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating the operation of the optical receiver according to the first embodiment.
  • DPSK demodulator 102 performs DPSK demodulation by comparing the phase of the input optical signal with the optical signal one bit before, and outputs differential intensity-modulated optical signal I and intensity-modulated optical signal IB. Step Al).
  • FIG. 3 shows an example in which the intensity signal strengthened by the interference is the intensity-modulated optical signal I and the intensity signal weakened by the interference is the intensity-modulated optical signal IB!
  • the O / E converter 105 and the O / E converter 106 are electric signals each having a current value corresponding to the light intensity of each of the differential intensity-modulated optical signal I and the intensity-modulated optical signal IB. Convert to signal (step A2).
  • the electric signal D1 from the O / E converter 105 is input to the variable amplifier 109, and the electric signal D1B from the O / E converter 106 is input to the variable amplifier 110.
  • the variable amplifier 110 converts the signal into a signal having a voltage level corresponding to the current values of the input electric signals Dl and D1B (step A3).
  • the voltage amplitude of the signal is amplified to a required amplitude so that the amplitude force input to the discriminator 119 at the subsequent stage is matched between the two signals (step A4).
  • the amplified electrical signals D2 and D2B are input to variable delay lines 113 and 114, respectively.
  • the variable delay lines 113 and 114 respectively give required delays to the input electric signals D2 and D2B so that the signals having the same phase force input to the discriminator 119 are aligned (step A5).
  • the two signals having the same phase and amplitude are input to the discriminator 119.
  • the identifier 119 Based on the input electrical signal, the identifier 119
  • phase matching and amplitude adjustment of two intensity signals after DPSK decoding are performed by an electric circuit. Therefore, there is no need for a variable delay adjuster that performs delay processing on the optical signal and an optical variable attenuator that performs processing for adjusting the amplitude according to the optical signal! /. Therefore, the price can be reduced compared to the optical receiver shown in FIG. Further, the device can be miniaturized by integrating the electric circuit portion with other semiconductor circuits in the optical receiver.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the optical receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows a specific configuration example of the optical receiving apparatus according to the first embodiment shown in FIG.
  • the DPSK signal phase modulated optical signal having phase information
  • the 40 Gbps electrical signal is an example in which the outputs of 16 encoders are time division multiplexed signals.
  • RZ (Return to Zero) -DPSK signal is taken as an example of DPS K signal.
  • the optical receiver outputs a DPSK receiver and a DPSK receiver.
  • It includes a 1:16 demultiplexor 153 that splits 40Gbps electrical signal 152 into 16 signals.
  • the DPSK receiver uses a 1-bit delay interferometer 130 as a DPSK demodulator and differential intensity-modulated optical signals 135 and 136 (corresponding to intensity-modulated optical signals I and IB) from the 1-bit delay interferometer 130.
  • PDs Photo detectors
  • TIA Trans Impedance Amplifiers
  • AGC Automatic Gain Control
  • D2 Delay adjuster
  • D3B electrical signal
  • the 1-bit delay interferometer 130 is a Mach-Zehnder interferometer. That is, the optical branching unit 131 that splits the input light into two, the transmission lines 132 and 133 that delay the other signal with respect to one of the two branched signals, and the light intensity signal by interfering the two branched signals And a directional coupler 134 for converting into
  • the transmission lines 132 and 133 are formed to have a time difference of 1 bit of the 1S signal, that is, 25 ps (picosecond) until reaching the directional coupler 134 of each signal. Therefore, in the directional coupler 134, the signal is made to interfere with the signal one bit before. As a result, when the signal phase is the same as that of the previous bit, a signal in which the signals from the transmission lines 132 and 133 are strengthened is obtained from one output of the directional coupler 134.
  • a signal obtained by canceling the signals from the transmission lines 132 and 133 is obtained from the other output.
  • a signal obtained by canceling the signal of the transmission lines 132 and 133 is obtained from one output of the directional coupler 134, and the signal of the transmission lines 132 and 1 33 is obtained from the other output. A signal with a stronger is obtained.
  • the phase difference from the signal one bit before the input signal (DP SK signal) 220 is 0 (bits 221 and 222). )
  • a high level (bit 226) is obtained from one intensity modulated optical signal I
  • a low level (bit 227) is obtained from the other intensity modulated optical signal IB.
  • the phase difference from the previous bit signal is ⁇ (see bits 222 and 223), the opposite differential signal (bit 228 Reference) is obtained.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of an ideal optical signal waveform and an eye diagram (eye waveform).
  • the discriminator input is an example of an electrical signal waveform and an eye waveform.
  • the waveform of the electrical signal 230 a waveform example of a differential signal corresponding to the difference between the signal input to the P input terminal of the F / F 151 and the signal input to the N input terminal is shown.
  • the left side shows an example of the waveform of the input light 220 of the 1-bit delay interferometer 130, an example of the output light of the Constructive port 224 (see circle 1 in Fig. 5), and the output light of the Destructive port 225 (Fig. A waveform example of circle 2 in 5) and a waveform example of the electric signal 230 input to the discriminator (F / F151 in this embodiment) are shown.
  • FIG. 5 shows the input light eye waveform 240 of the 1-bit delay interferometer 130, the output light eye waveform 241 of the 1-bit delay interferometer 130, and the output of the destructive port of the 1-bit delay interferometer 130.
  • An eye waveform 241 of light and an eye waveform 243 of an electric signal input to the discriminator are illustrated.
  • a wavy line 245 indicating that the discrimination voltage and the DC value in the discriminator match! /.
  • FIG. 6 shows an ideal waveform example of the electrical signal 230 input to the discriminator (Fig. 6 (a)), an ideal waveform example of the differential signal (Fig. 6 (b)),
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of an ideal signal waveform 243 (FIG. 6 (c)) of an electrical signal input to a discriminator.
  • Differential intensity-modulated optical signals 135 and 136 from the 1-bit delay interferometer 130 are transmitted through an optical transmission line, input to the respective PDs 137 and 138, and converted into current signals according to the optical intensity.
  • the Current signals are converted from current signals to voltage signals by TIA139 and 140, respectively.
  • the voltage signal is further amplified by AGC amplifiers 143 and 144. Each of the amplified signals is delayed by delay adjusters 145 and 146.
  • the differential buffer circuit 150 in the CDR 149 uses the signals 147 and 148 output from the delay adjusters 145 and 146 as differential inputs, outputs a differentially amplified signal from one output terminal, and performs differential operation. Output the inverted signal of the amplified signal from the other output terminal
  • the signal from one output terminal of the differential buffer circuit 150 is connected to the P input terminal of F / F151.
  • the signal from the other output terminal of the differential buffer circuit 150 is input to the N input terminal.
  • the F / F151 is configured such that, for example, the voltage level of the P input terminal is higher than the voltage level of the N input terminal at the rise or fall time of the clock signal (CK) reproduced by the clock recovery circuit (not shown) in the CDR149. If it is high, output a logic 1; if the voltage level at the P input terminal is less than the voltage level at the N input terminal, output a logic 0.
  • Figures 7 and 8 show examples of waveforms of electrical signals input to the discriminator when the output power of the 1-bit delay interferometer 130 also varies in the transmission delay in the two transmission lines up to F / F151 ( Figure 7 (a) and Fig. 8 (a)), the differential signal waveform examples (Figs. 7 (b) and 8 (b)), and the differential waveform examples (Figs. 7 (c) and 8 (c))
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an example of an eye waveform when the amplitude of two electrical signals input to the discriminator varies.
  • the electrical signal 260 In the electrical signal 260, a deviation within 1 bit occurs, so when the difference between the two signals is taken, the eye waveform is distorted, the identification margin in the F / F151 becomes narrow, and the receiver characteristics deteriorate. Arise. In eye waveform 261, the delay is shifted by 1 bit or more, so the differential relationship between the two signals is not maintained, and both signals are 1 or 0. Then, a 0 level signal is generated. That is, a signal error occurs (see X in Fig. 8 (b)).
  • the signal input to the delay adjuster 145 is delayed with respect to the signal input to the delay adjuster 146. So in such a case, the phase of the signal 147 is delayed by delaying the signal input to the delay adjuster 146 by making the variable delay line as the delay adjuster 146 longer than the variable delay line as the delay adjuster 145. Match the phase of signal 148.
  • the AGC amplifiers 143 and 144 are used to adjust the gain so that the upper and lower peak values coincide with each other.
  • signals 147 and 148 are observed with a measuring instrument such as a sampling oscilloscope, and the gains of AGC amplifiers 143 and 144 are set so that their amplitudes coincide.
  • variable delay lines 145 and 146 and the AGC amplifiers 143 and 144 may be reversed.
  • FIG. 10 shows the present invention.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the structure of the optical receiver of 2 Example.
  • TIA172 and 173 with a gain adjustment function are used without using an AGC amplifier.
  • delay adjusters 174 and 175 that can change the delay amount according to the control signal from the outside are used.
  • a CDR 184 having a single output differential buffer circuit 176 and a discriminator 178 is used.
  • the discriminator 178 samples the signal 179 output from the differential buffer circuit 176 with the clock signal reproduced by the clock recovery circuit (not shown) in the CDR 184. For example, when the sampled value is higher than the threshold value Vth Outputs a logic 1 and outputs a logic 0 if it is below the threshold.
  • the threshold value Vth is the DC value 245 shown in FIG.
  • a control circuit 179 for inputting a signal output from the differential buffer circuit 176 is provided. If there are variations in loss in the two transmission lines from the output of the 1-bit delay interferometer 130 to the discriminator 178, variations in the conversion efficiency of the PD137, 138, etc. As shown in Fig. 9, there may be an eye waveform 262 with variations in amplitude. That is, the DC value 264 of the signal is different from the optimum identification voltage 263. In this case, it is necessary to control the identification voltage according to the change in the eye waveform, that is, the change in the waveform of the input signal to the discriminator 178. Therefore, the control circuit 179 outputs control signals 180 and 181 for setting the gains of the TIAs 172 and 173 so that the amplitudes of the output electrical signals match.
  • the control circuit 179 corresponds to amplification factor setting means for monitoring the waveform information of the input signal to the discriminator 178 and setting the amplification factors of the TIAs 172 and 173.
  • the control unit 179 can determine which electric signal has the larger amplitude by comparing the maximum value Vp and the minimum value Vn of the signal 177 with the DC value.
  • the control unit 179 has a peak detector.
  • the force by which the DC value can be obtained by detecting the average value of the signal 177. If the signal 177 input to the control unit 179 is AC-coupled, the DC value becomes 0V. The control unit 179 can determine which electric signal has the larger amplitude by comparing the maximum value Vp and the minimum value Vn.
  • control unit 179 outputs control signal 180 so as to increase the gain of TIA 172 that outputs the electric signal with the smaller amplitude in order to match the amplitudes of the two electric signals.
  • control signal 181 is output so as to lower the gain of the TIA 173 on the side of outputting the electrical signal having the larger amplitude.
  • FIG. 11 (c) the eye waveforms of the signals input to CDR184 are aligned. That is, as shown in FIG. 11 (d), the signal that is the basis of the signal sequence identified by the discriminator 178 is an ideal signal.
  • control circuit 179 outputs control signals 182, 183 for adjusting the delay amounts of the delay adjusters 174, 175 so that the phases of the two electric signals input to the CDR 184 match. .
  • the phase difference between the two electrical signals input to CDR184 is shown in Figure 6. Normalizes as shown by eye waveform 243.
  • the control circuit 179 corresponds to delay time setting means for monitoring the waveform information of the input signal to the discriminator 178 and setting the delay time of the delay adjusters 174 and 175.
  • the control circuit 179 performs integration (corresponding to the shaded portion) of the signal 177 while changing the delay amounts of the delay adjusters 174 and 175. Take. That is, the average of the absolute value of the difference from the average value of the signal 177 is calculated.
  • the control circuit 179 determines the delay amount when the integral value becomes the maximum as the optimum delay amount, and thereafter fixes the delay amount.
  • the integrated value becomes small as shown in FIGS. 12 (b) and 12 (c). Further, the control circuit 179 changes the delay amounts of the delay adjusters 174 and 175 within the range of the assumed phase shift amount.
  • the control circuit 179 is configured to set the amplification factors of the TIAs 172 and 173 so that the amplitudes of the two electric signals 147 and 148 input to the CDR 184 coincide with each other. It may be. In such a configuration, in the initial state of the system, the control circuit 179 controls the control signals 180, 174 for setting the amplification factors of the TIAs 172, 173 so that the amplitudes of the two electrical signals 147, 148 coincide with each other. 181 is output to TIA172 and 173.
  • control circuit 179 changes the delay amount of the delay adjusters 174 and 175, while changing the level between the two electric signals 147 and 148 (one side is higher than 0V and the other is lower). ) Is integrated, and the delay amount when the integrated value reaches the maximum is determined as the optimum delay amount. That is, for example, the delay amount when the integrated value of the output of the EXOR circuit that receives the electric signal 147 and the electric signal 148 is maximized is determined as the optimum delay amount.
  • a differential intensity modulated optical signal is output from the delay interferometer as a DPSK demodulator, and the differential intensity modulated optical signal is differentially output by the O / E converter. Even if there is a possibility that the phase and amplitude of the differential electrical signal in the transmission path up to the CDR may be out of phase when it is configured to be converted to an electrical signal, the CDR has the same phase and amplitude. Electrical signals are input. Therefore, it is possible to reduce data judgment errors in the discriminator.

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Abstract

　本発明は高価な光デバイスを削減し、安価で小型なＤＰＳＫ復調方式を用いた光受信装置を提供することを目的とし、ＤＰＳＫ復調器１０２からの光の差動信号について、光－電気信号変換器１０５，１０６で各々を光信号から電気信号に変換する。その後、各々の電気信号に対して、可変増幅器１０９，１１０が適切な増幅率での増幅調整を施し、可変遅延線１１３，１１４が適切な遅延量を加えた後、識別器１１９がデータの識別を行う。ＤＰＳＫ復調後の２つの差動信号の振幅調整および遅延調整を行うために、光部品が不要となり、集積化が可能な電気回路を用いればよい。よって、光受信装置の価格が低減する。また、識別器１１９には、位相と振幅が揃った電気信号が入力されるので、識別器１１９でのデータの判定誤りが低減する。

Description

明 細 書
光受信装置および光受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、超高速の光通信システムにおいて、 DPSK変調された信号を復調する DPSK復調方法を用いた光受信装置および光受信方法に関する。
背景技術
[0002] 光通信システムにおいて用いられる変復調方法の中で、 DPSK (Differential Phas e Shift Keying )変復調方法は、受信感度に優れた変復調方法である。従って、特 に、長距離の光通信システムに用いられることが期待されている（例えば、非特許文 献 1参照。）。また、 DPSK復調を行う受信器の性能を最大限に引き出すために、非 特許文献 2の図 3に示されているように、受信器において、干渉計の後段に、遅延調 整器および可変減衰器が必要とされる。
[0003] 図 1は、 DPSK復調方法を用いた一般的な光受信装置の構成を示すブロック図で ある。なお、図 1に示す光受信装置に類似した構成の光受信装置が非特許文献 2の 図 3に示されている。
[0004] 図 1に示す光受信装置は、超高速の R(R : G (ギガ)オーダの数) bps (ビット/秒）の 光信号を入力する 1ビット遅延干渉計 130と、光信号 201 , 202の遅延量を調整する 遅延調整器 203, 204と、遅延量が調整された光信号の振幅を調整する可変減衰器 205, 206と、光信号 207, 208を電気信号に変換する光一電気信号変換器 (デュア ル PD (光検出器)） 209と、電気信号 210を増幅する増幅器 211と、電気信号 212を ディジタルデータに変換する識別器 213を備えている。
[0005] 1ビット遅延干渉計 130は、例えばマッハツェンダー干渉計である。 1ビット遅延干 渉計 130は、入力した光を 2分岐する光分岐部 131と、分岐された 2つの信号の一方 に対して他方の信号を遅延させる伝送路 132, 133と、 2つの信号を干渉させて光強 度信号に変換するための方向性結合器 134とを含む。
[0006] 遅延調整器 203, 204は、 1ビット遅延干渉計 130における方向性結合器 134が出 力する 2つの差動信号からシングル信号に変換される直前の 2つの差動信号間の位 相が揃うように調整する。光の可変減衰器 205, 206は、識別器 213に入力される信 号のプラス側の成分 (論理 1)とマイナス側の成分 (論理 0)の信号のバランス（強度比 )を調整するために用いられる。
[0007] 非特許文献 1 : Christian Rasmussen 他著、 DWDM40G Transmission Over Trans -Pacific Distance (10000km ) Using CSRZ-DPSK , Enhanced FEC , and All-Raman-Amplified 100_km Ultra Wave Fiber Spans、 Journal of Lightwave Technology 、米国、 2004年 1月、第 22巻、第 4号、 ρρ·203- 207
非特許文献 2 : Jeffrey H. Sinsky他著、 A 40-Gb/s Integrated Balanced Optical Front End and R乙 -DPSK Performance IEEE Photonics Technology Letters 、米国、 2003年 8月、第 15巻、第 8号、 pp.1135-1137
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] 図 1に示す DPSK復調方法を用いた光受信装置の問題点は、光受信装置が高価 であり、光受信装置の構成が装置サイズの小型化に適していないことである。
その理由は、 DPSK復調に用いられる光学モジュール力 光信号の遅延量を調整 する遅延調整器 203, 204および光信号の振幅を調整する可変減衰器 205, 206を 含む光学部品を組み立てて構成されるためである。その製造プロセスは、半導体集 積回路のような大量生産向きではないため、量産効果による低価格化を期待できな い。また、半導体集積回路で期待できるような微細化および集積化による小型化を期 待できない。
[0009] そこで、本発明は、価格が低減され、サイズが小型化された光受信装置、および価 格の低減、サイズの小型化に適した光受信方法を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0010] 本発明による光受信装置は、 DPSK復調手段によって DPSK復調された差動の強 度変調光の各々を電気信号に変換する光一電気変換手段と、各々の電気信号を増 幅する増幅手段とを備え、増幅手段として、増幅率を各々独立に設定可能な増幅手 段を用いて各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする。
[0011] 本発明による他の態様の光受信装置は、 DPSK復調手段によって DPSK復調され た差動の強度変調光の各々を電気信号に変換する光一電気変換手段と、電気信号 に遅延を与える遅延手段とを備え、遅延手段として、遅延時間を各々独立に与えるこ とが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする。
[0012] 本発明による光受信方法は、 DPSK復調された差動の強度変調光の各々を電気 信号に変換し、増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号 を増幅することによって各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする。
[0013] 本発明による他の態様の光受信方法は、 DPSK復調された差動の強度変調光の 各々を電気信号に変換し、遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用 V、て各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする。
発明の効果
[0014] 本発明の第 1の効果は、光受信装置の価格を低減できることである。その理由は、 DPSK復調後の 2つの差動信号の振幅調整もしくは遅延調整、または振幅調整と遅 延調整との双方を行うために、光部品が不要となり、集積化が可能な電気回路を用 いればよいからである。そのような電子回路は量産に適しているため、それらを用い る光受信装置を低価格化できる。
[0015] 第 2の効果は、小型な光受信装置を提供できることである。その理由は、光受信装 置における電子回路を、光受信装置の前後に設けられる電子回路とともに集積化す ること力 Sでさるカゝらである。
図面の簡単な説明
[0016] [図 1]一般的な光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 2]本発明の第 1の実施の形態の光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 3]第 1の実施の形態の光受信装置の動作を示すフローチャートである。
[図 4]本発明の第 1の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 5]光受信装置の各部における波形例を示す波形図である。
[図 6]理想的な電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
[図 7]遅延調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
[図 8]遅延調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
[図 9]利得調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。 [図 10]本発明の第 2の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 11]第 2の実施例における振幅調整を説明するための説明図である。
[図 12]第 2の実施例における遅延調整を説明するための説明図である。
[図 13]第 2の実施例の光受信装置の変形例を示すブロック図である。
符号の説明
[0017] 102 DPSK復調器
105, 106 光一電気信号変換器 (O/E変換器）
109, 110 可変増幅器
113, 114 可変遅延線
119 識別器
130 1ビット遅延干渉計
137, 138 PD
13, 140 トランスインピーダンス型増幅器 (TIA)
143, 144 自動利得制御増幅器 (AGCアンプ）
145, 146 遅延調整器
150 差動バッファ回路
151 F/F (フリップフロップ回路）
172, 173 利得調整機能付の TIA
174, 175 遅延調整器
179 制御回路
発明を実施するための最良の形態
[0018] 実施の形態 1.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図 2は、本発明の第 1の実施の形態の光受信装置の構成を示すブロック図である。 図 2に示すように、第 1の実施の形態の光受信装置は、 DPSK復調器 102と、光一電 気信号変換器 105, 106と、電圧可変増幅器 (以下、可変増幅器という。） 109, 110 と、可変遅延線 113, 114と、識別器 119とを含む。
[0019] DPSK復調器 102は、光伝送路 101で伝送された位相情報を持つ位相変調光信 号 (以下、 DPSK信号という。）を入力とし、 1ビット前の光信号との位相差を検出し、 位相差に応じた差動の強度変調光信号 Iと強度変調光信号 IBとを出力する。
光一電気信号変換器 (O/E変換器） 105は、 DPSK復調器 102から出力された強 度変調光信号 Iを入力し、強度変調光信号 Iの信号光強度に対応した電気信号 D1を 出力する。光一電気信号変換器 (O/E変換器） 106は、 DPSK復調器 102から出 力された強度変調光信号 IBを入力し、強度変調光信号 IBの信号光強度に対応した 電気信号 D1Bを出力する。
[0020] 可変増幅器 109は、電気信号 D1を増幅し、増幅された電気信号 D2を出力する。
可変増幅器 110は、電気信号 D1Bを増幅し、増幅された電気信号 D2Bを出力する 。可変遅延線 113は、電気信号 D2を入力し、遅延が与えられた電気信号 D3を出力 する。可変遅延線 114は、電気信号 D2Bを入力し、遅延が与えられた電気信号 D3 Bを出力する。識別器 119は、電気信号 D3, D3Bにもとづいてデータの識別を行う。
[0021] 次に、図 2および図 3を参照して第 1の実施の形態の動作を説明する。図 3は、第 1 の実施の形態の光受信装置の動作を示すフローチャートである。
DPSK復調器 102は、入力された光信号と 1ビット前の光信号との位相を比較して DPSK復調を行い、差動の強度変調光信号 Iと強度変調光信号 IBとを出力する (ス テツプ Al)。
DPSK復調器 102は、 1ビットの遅延差が与えられた 2つの信号を干渉させ、干渉 によって強められた強度信号（Constructiveな強度信号）を一方のポート（Constructi veポート）に出力し、干渉によって弱められた強度信号 (Destructive な強度信号)を 他方のポート（Destructive ポート）に出力する。図 3には、干渉によって強められた 強度信号が強度変調光信号 Iであって、干渉によって弱められた強度信号が強度変 調光信号 IBである場合が例示されて!/、る。
[0022] O/E変換器 105と O/E変換器 106とは、差動の強度変調光信号 Iと強度変調光 信号 IBのそれぞれを別々にそれぞれの光強度に応じた電流値を有する電気信号に 変換する (ステップ A2)。
O/E変換器 105からの電気信号 D1は、可変増幅器 109に入力され、 O/E変換 器 106からの電気信号 D1Bは、可変増幅器 110に入力される。可変増幅器 109と可 変増幅器 110とは、それぞれ、入力された電気信号 Dl , D1Bの電流値に応じた電 圧レベルの信号に変換する（ステップ A3)。
また、後段の識別器 119に入力される振幅力 ¾つの信号間で揃うように、信号の電 圧振幅を所要の振幅にまで増幅する（ステップ A4)。増幅された電気信号 D2, D2B は、それぞれ可変遅延線 113, 114に入力される。可変遅延線 113, 114は、それぞ れ、識別器 119に入力される位相力 ¾つの信号間で揃うように、入力された電気信号 D2, D2Bに所要の遅延を与える（ステップ A5)。位相と振幅が揃った 2つの信号は、 識別器 119に入力される。識別器 119は、入力された電気信号にもとづいて、 1また
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[0023] 本実施の形態では、 DPSK復号後の 2つの強度信号の位相合わせ、および振幅 調整を電気回路で行う。従って、光信号について遅延処理を行う可変遅延調整器お よび光信号にっレ、て振幅を調整する処理を行う光の可変減衰器を必要としな!/、。よ つて、図 1に示された光受信装置に比べて価格を抑えることができる。また、電気回 路の部分を、光受信装置内の他の半導体回路とともに集積化することによって装置 を小型化できる。
実施例 1
[0024] 次に、本発明の第 1の実施例を、図 4を参照して説明する。図 4は、本発明の第 1の 実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。図 4には、図 2に示された第 1 の実施の形態の光受信装置の具体的な構成例が示されている。なお、光受信装置 に入力される DPSK信号 (位相情報を持つ位相変調光信号）は、 40Gbpsの電気信 号にもとづいて光変調された信号であるとする。また、 40Gbps信号の電気信号は、 1 6個の符号化器の出力が時分割多重された信号である場合を例にする。また、 DPS K信号として、 RZ (Return to Zero )—DPSK信号を例にする。
[0025] 図 4に示す構成では、光受信装置は、 DPSK受信器と、 DPSK受信器が出力する
40Gbpsの電気信号 152を 16個の信号に分割する 1： 16デマノレチプレクサ 153とを 含む。
DPSK受信器は、 DPSK復調器としての 1ビット遅延干渉計 130と、 1ビット遅延干 渉計 130からの差動の強度変調光信号 135, 136 (強度変調光信号 I, IBに相当）を 電気信号に変換する光一電気変換器としての PD (Photo detector) 137, 138と、 P D137, 138の出力である電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス型 増幅器（TIA(Trans Impedance Amplifier) ) 139, 140と、 TIA139, 140の出力 14 1 , 142を増幅する自動利得制御増幅器 (AGC (Automatic Gain Control)アンプ） 143, 144と、 AGCアンプ 143, 144の出力である電気信号（電気信号 D2, D2Bに 相当）に遅延を与える遅延調整器 (可変遅延線） 145, 146と、遅延調整器 145, 14 6の出力である遅延が与えられた電気信号 (電気信号 D3, D3Bに相当）を入力する データ再生器（CDR (Clock and Data Recovery ) ) 149とを備えている。 CDR14 9は、差動バッファ回路 150と、差動バッファ回路 150の出力を入力する識別器として の差動入力の F/F (フリップフロップ回路） 151とを含む。
[0026] 1ビット遅延干渉計 130は、マッハツェンダー干渉計である。すなわち、入力した光 を 2分岐する光分岐部 131と、分岐された 2つの信号の一方に対して他方の信号を 遅延させる伝送路 132, 133と、 2分岐した信号を干渉させて光強度信号に変換する ための方向性結合器 134とを含む。
伝送路 132, 133は、それぞれの信号の方向性結合器 134に達するまでの時間差 1S 信号の 1ビット分つまり 25ps (ピコ秒）になるように形成されている。従って、方向 性結合器 134では、信号が 1ビット前の信号と干渉させられる。その結果、信号の位 相が 1ビット前と同じ場合には、方向性結合器 134の一方の出力から、伝送路 132, 133からの信号が強めあった信号が得られる。
また、他方の出力から、伝送路 132, 133からの信号が打ち消しあった信号が得ら れる。逆に、位相が異なる場合には、方向性結合器 134の一方の出力から、伝送路 132, 133の信号が打ち消しあった信号が得られ、他方の出力から、伝送路 132, 1 33の信号が強めあった信号が得られる。
[0027] 従って、図 5に示されるように、 1ビット遅延干渉計 130の出力として、入力信号 (DP SK信号） 220の 1ビット前の信号との位相差が 0 (ビット 221とビット 222とを参照）の 場合には、一方の強度変調光信号 Iからハイレベル (ビット 226)が得られ、他方の強 度変調光信号 IBからローレベル (ビット 227)が得られる。また、一ビット前の信号との 位相差が π (ビット 222とビット 223とを参照）の場合には、逆の差動信号 (ビット 228 参照）が得られる。
[0028] 図 5は、理想的な光信号の波形例およびアイ (eye )ダイアグラム（アイ波形）を示す 説明図である。ただし、識別器入力については、電気信号の波形例およびアイ波形 である。また、電気信号 230の波形例として、 F/F151の P入力端子に入力される信 号と N入力端子に入力される信号との差分に相当する差分信号の波形例が示されて いる。
図 5において、左側には、 1ビット遅延干渉計 130の入力光 220の波形例、 Constru ctiveポートの出力光 224 (図 5における丸付き 1参照）の波形例、 Destructive ポート の出力光 225 (図 5における丸付き 2参照）の波形例、および識別器 (この実施の形 態では F/F151)に入力される電気信号 230の波形例が示されている。
図 5の右側には、 1ビット遅延干渉計 130の入力光のアイ波形 240、 1ビット遅延干 渉計 130の Constructiveポートの出力光のアイ波形 241、 1ビット遅延干渉計 130の Destructive ポートの出力光のアイ波形 241、および識別器に入力される電気信号 のアイ波形 243が例示されている。なお、図 5の右側には、識別器における識別電圧 と DC値とがー致して!/、ることを示す波線 245も示されて!/、る。
[0029] 図 6は、識別器に入力される電気信号 230の理想的な波形例（図 6 (a) )と、その差 分信号の理想的な波形例（図 6 (b) )と、識別器に入力される電気信号の理想的なァ ィ波形 243の波形例（図 6 (c) )とをともに示す説明図である。
[0030] 1ビット遅延干渉計 130からの差動の強度変調光信号 135, 136は、光の伝送路を 伝達し、各々の PD137, 138に入力され、光強度に応じた電流信号に変換される。 電流信号は、 TIA139, 140によって、それぞれ電流信号から電圧信号に変換され る。電圧信号は、さらに AGCアンプ 143, 144によって増幅される。増幅された信号 のそれぞれに、遅延調整器 145, 146によって遅延が与えられる。
[0031] CDR149における差動バッファ回路 150は、遅延調整器 145, 146から出力される 信号 147, 148を差動入力として、差動増幅された信号を一方の出力端子から出力 するとともに、差動増幅された信号を反転させた信号を他方の出力端子から出力す
F/F151の P入力端子には差動バッファ回路 150の一方の出力端子からの信号 が入力され、 N入力端子には差動バッファ回路 150の他方の出力端子からの信号が 入力される。 F/F151は、 CDR149内のクロック再生回路（図示せず）が再生したク ロック信号 (CK)の立ち上がり時点または立ち下がり時点において、例えば、 P入力 端子の電圧レベルが N入力端子の電圧レベルよりも高いときには論理 1を出力し、 P 入力端子の電圧レベルが N入力端子の電圧レベル未満であるときには論理 0を出力 する。
[0032] 図 7および図 8は、 1ビット遅延干渉計 130の出力力も F/F151までの 2つの伝送 路における伝送遅延にばらつきがある場合の識別器に入力される電気信号の波形 例（図 7 (a)および図 8 (a) )と、その差分信号の波形例（図 7 (b)および図 8 (b) )と、ァ ィ波形例（図 7 (c)および図 8 (c) )を示す説明図である。図 9は、識別器に入力される 2つの電気信号の振幅にばらつきがある場合のアイ波形例を示す説明図である。
[0033] 1ビット遅延干渉計 130の出力から F/F151までの 2つの伝送路における伝送遅 延にばらつきがある場合、 F/F151に入力される電気信号の波形およびアイ波形は 、図 7に示す電気信号 260の波形例およびアイ波形、または図 8に示す電気信号 26 1の波形例およびアイ波形のようになる。
電気信号 260では、 1ビット分以内のずれが生じているので、 2つの信号間の差分 をとつた場合に、アイ波形は歪み、 F/F151における識別余裕が狭くなり、受信器の 特性劣化が生ずる。アイ波形 261では、遅延が 1ビット分以上ずれているため、 2つ の信号間で差動関係が保たれず、両信号が 1または 0の場合が生じ、本来 1または、 1の信号のところに、 0レベルの信号が生ずる。すなわち、信号誤りが生ずる（図 8 ( b)における X参照）。
[0034] そこで、図 7や図 8に示されたようなずれがなくなるように、遅延調整器 145, 146を 用いて調整する。すなわち、 CDR149に入力される信号 147の位相と信号 148の位 相とがー致するように、遅延調整器 145, 146の遅延量を調整する。その結果、 CDR 149に入力される信号 147, 148の差力 図 6に示すアイ波形 243で示されるように 正常になる。
[0035] 一例として、伝送路 135の長さが伝送路 136の長さよりも長い場合には、遅延調整 器 145に入力される信号は、遅延調整器 146に入力される信号に対して遅れる。そ のような場合には、遅延調整器 146としての可変遅延線を遅延調整器 145としての 可変遅延線よりも長くして遅延調整器 146に入力される信号を遅らせることによって、 信号 147の位相と信号 148の位相とを一致させる。
[0036] また、 1ビット遅延干渉計 130の出力から F/F151までの 2つの伝送路における損 失のばらつき、 PD137, 138の変換効率のばらつき、 TIA139, 140の利得の差な どが生じている場合には、図 9に示すような振幅にばらつきがあるアイ波形 262にな る場合がある。
その場合、 F/F151におけるデータの識別に誤りが生ずる可能性がある。そこで、 この例では、 AGCアンプ 143, 144を用いて、このような上下のピーク値が一致する ようにそれぞれに利得を与えることにより調整する。例えば、信号 147, 148をサンプ リングオシロスコープ等の計測器で観測し、それらの振幅が一致するように AGCアン プ 143, 144の利得を設定する。
[0037] なお、可変遅延線 145, 146と AGCアンプ 143, 144の設置位置は逆でもよい。
実施例 2
[0038] 次に、本発明の第 2の実施例を、図 10を参照して説明する。図 10は、本発明の第
2の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。第 2の実施例では、 AGC アンプを用いず、利得調整機能付の TIA172, 173が用いられている。また、外部か らの制御信号に応じて遅延量を変更可能な遅延調整器 174, 175が用いられている
[0039] なお、第 2の実施例では、シングル出力の差動バッファ回路 176と識別器 178とを 有する CDR184が用いられている。識別器 178は、 CDR184内のクロック再生回路 (図示せず）が再生したクロック信号で差動バッファ回路 176が出力する信号 179を サンプリングし、例えば、サンプリングした値がしきい値 Vthよりも高い場合には論理 1 を出力し、しきい値以下である場合には論理 0を出力する。なお、しきい値 Vthは、図 5に示された DC値 245である。
[0040] また、差動バッファ回路 176が出力する信号を入力する制御回路 179が設けられ ている。 1ビット遅延干渉計 130の出力から識別器 178までの 2つの伝送路における 損失のばらつき、 PD137, 138の変換効率のばらつきなどが生じている場合には、 図 9に示すような振幅にばらつきがあるアイ波形 262になる場合がある。 すなわち、信号の DC値 264と最適な識別電圧 263とが異なる。その場合、アイ波 形の変化すなわち識別器 178への入力信号の波形変化に応じた識別電圧の制御 が必要になる。そこで、制御回路 179は、出力される電気信号の振幅が一致するよう に TIA172, 173の利得を設定するための制御信号 180, 181を出力する。
このように調整することにより、信号の DC電圧と識別電圧とがー致するような図 6に 示すアイ形 243を得ることができる。なお、制御回路 179は、識別器 178への入力信 号の波形情報をモニタして、 TIA172, 173の増幅率を設定する増幅率設定手段に 相当する。
[0041] 具体例として、図 11 (a) , (b)に示すように、 CDR184に入力される電気信号およ びアイ波形が図 11に示すようであったとする。図 11に示す例では、一方の電気信号 (上側の電気信号）の振幅の方が他方の電気信号（下側の電気信号）の振幅よりも小 さい。制御部 179は、いずれの電気信号の振幅の方が大きいのかを、信号 177の最 大値 Vpおよび最小値 Vnと DC値とを比較することによって判定することができる。な お、制御部 179は、ピーク検出器を有する。
[0042] 信号 177の平均値を検出することによって DC値を得ることができる力 単に、制御 部 179に入力される信号 177を AC結合すれば DC値 =0Vになるので、その場合に は、制御部 179は、最大値 Vpと最小値 Vnとを比較することによって、いずれの電気 信号の振幅の方が大きいのかを判定することができる。
[0043] そして、制御部 179は、 2つの電気信号の振幅を一致させるために、振幅が小さい 方の電気信号を出力している側の TIA172の利得を上げるように制御信号 180を出 力するか、または、振幅が大きい方の電気信号を出力している側の TIA173の利得 を下げるように制御信号 181を出力する。その結果、図 11 (c)に示すように、 CDR1 84に入力される信号のアイ波形が揃う。すなわち、図 11 (d)に示すように、識別器 1 78で識別される信号列の元になる信号は理想的な信号になる。
[0044] また、制御回路 179は、 CDR184に入力される 2つの電気信号の位相が一致する ように、遅延調整器 174, 175の遅延量を調整するための制御信号 182, 183を出 力する。その結果、 CDR184に入力される 2つの電気信号の位相差力 図 6に示す アイ波形 243で示されるように正常になる。なお、制御回路 179は、識別器 178への 入力信号の波形情報をモニタして、遅延調整器 174, 175の遅延時間を設定する遅 延時間設定手段に相当する。
[0045] 具体的には、システムの初期状態において、図 12に示すように、制御回路 179は、 遅延調整器 174, 175の遅延量を変化させながら信号 177の積分 (斜線部分に相当 )をとる。すなわち、信号 177の平均値との差の絶対値の平均を計算する。
そして、制御回路 179は、積分値が最大になったときの遅延量を最適な遅延量と判 断し、以後、その遅延量を固定する。なお、 2つの電気信号の位相がずれている場合 には、図 12 (b) , (c)に示すように、積分値は小さくなる。また、制御回路 179は、想 定される位相ずれの量の範囲内で、遅延調整器 174, 175の遅延量を変化させる。
[0046] また、図 13に示すように、制御回路 179は、 CDR184に入力される 2つの電気信 号 147, 148の振幅が一致するように TIA172, 173の増幅率を設定するように構成 されていてもよい。そのように構成する場合には、システムの初期状態において、制 御回路 179は、 2つの電気信号 147, 148の振幅が一致するように TIA172, 173の 増幅率を設定するための制御信号 180, 181を TIA172, 173に出力する。
[0047] また、制御回路 179は、遅延調整器 174, 175の遅延量を変化させながら、 2つの 電気信号 147, 148の間でレベルが異なる部分（0Vに対して一方が上側で他方が 下側である部分）の積分を行い、積分値が最大になったときの遅延量を最適な遅延 量と判断する。つまり、例えば電気信号 147と電気信号 148とを入力とする EXOR回 路の出力の積分値が最大となるときの遅延量を最適な遅延量と判断する。
[0048] 以上のような構成によって、本発明では、 DPSK復調器としての遅延干渉計から差 動の強度変調光信号が出力され、 O/E変換器で差動の強度変調光信号が差動の 電気信号に変換されるように構成されている場合に、 CDRまでの伝送路での差動の 電気信号の位相と振幅がずれる可能性があるときでも、 CDRには、位相と振幅が揃 つた電気信号が入力される。よって、識別器でのデータの判定誤りを低減することが できる。
以上、実施形態 (及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上 記実施形態（及び実施例）に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には 、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。 この出願は 2006年 12月 13日に出願された日本出願特願 2006— 336135号を基 礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

請求の範囲
[1] DPSK変復調方法を用いる光受信システムにおける光受信装置において、
1ビット前の光信号との比較により DPSK復調を行う DPSK復調手段と、 前記 DPSK復調手段によって DPSK復調された差動の強度変調光の各々を電気 信号に変換する光一電気変換手段と、
各々の電気信号を増幅する増幅手段とを備え、
前記増幅手段として増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電 気信号の振幅を揃えることを特徴とする光受信装置。
[2] DPSK変復調方法を用いる光受信システムにおける光受信装置において、
1ビット前の光信号との比較により DPSK復調を行う DPSK復調手段と、 前記 DPSK復調手段によって DPSK復調された差動の強度変調光の各々を電気 信号に変換する光一電気変換手段と、
電気信号に遅延を与える遅延手段とを備え、
前記遅延手段として遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて 各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする光受信装置。
[3] 各々の電気信号を増幅する増幅手段を備え、
前記増幅手段として増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電 気信号の振幅を揃える請求項 2記載の光受信装置。
[4] 各々の電気信号にもとづ!/、てデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形 情報をモニタして、増幅手段の増幅率を設定する増幅率設定手段を備えた請求項 1 または請求項 3記載の光受信装置。
[5] 各々の電気信号にもとづ!/、てデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形 情報をモニタして、遅延手段の遅延時間を設定する遅延時間設定手段を備えた請 求項 2または請求項 3記載の光受信装置。
[6] DPSK変復調方法を用いる光受信システムで用いられる光受信方法にお!/、て、
1ビット前の光信号との比較により DPSK復調を行い、
DPSK復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、
増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号を増幅するこ とによって各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする光受信方法。
[7] DPSK変復調方法を用いる受信システムで用いられる光受信方法にお!/、て、
1ビット前の光信号との比較により DPSK復調を行い、
DPSK復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、
遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の 位相を合わせることを特徴とする光受信方法。
[8] 増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号を増幅するこ とによって各々の電気信号の振幅を揃える請求項 7記載の光受信方法。
[9] 各々の電気信号にもとづ!/、てデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形 情報をモニタして、増幅手段の増幅率を設定する請求項 6または請求項 8記載の光 受信方法。
[10] 各々の電気信号にもとづレ、てデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形 情報をモニタして、遅延手段の遅延時間を設定する請求項 7または請求項 8記載の 光受信方法。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028795A (ja) * 2008-06-18 2010-02-04 Hitachi Communication Technologies Ltd バランス補償型光バランスド受信器及び光ｉｑ受信器
JP2010130588A (ja) * 2008-11-28 2010-06-10 Fujitsu Ltd 光受信器、光受信回路および光受信方法
JP2010161721A (ja) * 2009-01-09 2010-07-22 Fujitsu Ltd 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
JP2013535934A (ja) * 2010-08-13 2013-09-12 アルカテル−ルーセント 位相アンバランスおよび振幅アンバランスの自動補償を用いた差動受光用光電子デバイス
JP2015037276A (ja) * 2013-08-15 2015-02-23 日本電信電話株式会社 コヒーレント通信用光受信器およびその制御方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10432319B2 (en) 2015-10-29 2019-10-01 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Receivers with automatic gain control
TWI712275B (zh) * 2015-11-18 2020-12-01 美商樂仕特拉有限責任公司 用於分散式光電接收器之方法和系統
US10333627B2 (en) * 2017-06-26 2019-06-25 Inphi Corporation Rx delay line inteferometer tracking in closed-loop module control for communication
CN108134754B (zh) * 2018-01-09 2019-02-01 西安科技大学 一种吉比特连续可变速率的中频差分解调器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03259632A (ja) * 1990-03-09 1991-11-19 Fujitsu Ltd 光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器
JPH11220443A (ja) * 1998-01-30 1999-08-10 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光送受信方式
JP2001251250A (ja) * 2000-03-06 2001-09-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光伝送装置および光伝送システム
JP2006336135A (ja) 2005-06-01 2006-12-14 Kuwatoro Ee:Kk 縮径部を有する筒状編地及びその編成方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2658180B2 (ja) 1988-05-20 1997-09-30 日本電気株式会社 偏波ダイバーシチ光受信装置
JP2649064B2 (ja) 1988-06-30 1997-09-03 日本製粉株式会社 パン種の製造方法
US5027436A (en) * 1990-04-27 1991-06-25 At&T Bell Laboratories Optical hybrid for coherent detection systems
JPH0770776B2 (ja) * 1990-09-20 1995-07-31 富士通株式会社 レーザ光の光周波数偏移量の測定・制御装置
EP2056494A1 (en) * 2002-10-03 2009-05-06 Tyco Telecommunications (US) Inc. System and method for rapidly achieving optimum dispersion in optical transmission systems
US7333732B2 (en) * 2004-12-30 2008-02-19 Tyco Telecommunications (Us) Inc. Optical receiver
JP2006039037A (ja) 2004-07-23 2006-02-09 Mitsubishi Electric Corp 半導体光遅延干渉器
ATE370562T1 (de) * 2004-12-22 2007-09-15 Alcatel Lucent Einrichtung und verfahren zur demodulation von dpsk signalen
US7477852B2 (en) 2005-01-31 2009-01-13 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical receiver apparatus and method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03259632A (ja) * 1990-03-09 1991-11-19 Fujitsu Ltd 光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器
JPH11220443A (ja) * 1998-01-30 1999-08-10 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光送受信方式
JP2001251250A (ja) * 2000-03-06 2001-09-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光伝送装置および光伝送システム
JP2006336135A (ja) 2005-06-01 2006-12-14 Kuwatoro Ee:Kk 縮径部を有する筒状編地及びその編成方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CHRISTIAN RASMUSSEN: "DWDM40G Transmission Over Trans-Pacific Distance (10000 km) Using CSRZ-DPSK, Enhanced FEC, and All-Raman-Amplified 100-km Ultra Wave Fiber Spans", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, U. S., vol. 22, no. 4, January 2004 (2004-01-01), pages 203 - 207
JEFFREY H. SINSKY: "A 40-Gb/s Integrated Balanced Optical Front End and RZ-DPSK Performance", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS," U. S., vol. 15, no. 8, August 2003 (2003-08-01), pages 1135 - 1137
See also references of EP2124356A4 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028795A (ja) * 2008-06-18 2010-02-04 Hitachi Communication Technologies Ltd バランス補償型光バランスド受信器及び光ｉｑ受信器
JP2010130588A (ja) * 2008-11-28 2010-06-10 Fujitsu Ltd 光受信器、光受信回路および光受信方法
JP2010161721A (ja) * 2009-01-09 2010-07-22 Fujitsu Ltd 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
JP2013535934A (ja) * 2010-08-13 2013-09-12 アルカテル−ルーセント 位相アンバランスおよび振幅アンバランスの自動補償を用いた差動受光用光電子デバイス
KR101450485B1 (ko) * 2010-08-13 2014-10-13 알까뗄 루슨트 위상 및 진폭 불균형의 자동 보상을 갖는 차동 광수용 광전자 디바이스
JP2015037276A (ja) * 2013-08-15 2015-02-23 日本電信電話株式会社 コヒーレント通信用光受信器およびその制御方法

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