JP5838971B2 - コヒーレント光受信装置、システムおよび方法 - Google Patents

Description

本発明は、コヒーレント光受信装置、システムおよび方法に関し、特に、イントラダイン方式のコヒーレント検波技術とデジタル信号処理技術を融合させたコヒーレント光受信装置、システムおよび方法に関する。

光ファイバ通信システムは、長距離大容量の通信を実現する重要な技術となっている。近年、この光ファイバ通信の大容量化を実現する技術として、コヒーレント光通信方式とデジタル信号処理による信号の等化ならびに復調を行う方式技術が研究開発されている。

コヒーレント光通信方式は、光波の振幅と位相のいずれか、もしくは両方に、伝送する情報を印加して伝送する。この振幅や位相に印加された情報を受信するために、受信した光を、それとほぼ同じ光の周波数を有する局部発振光（以降の説明においては「局発光」と略す。）と混合し、混合により発生する干渉光を光検出器で検出して電気信号に変換する。この技術を、コヒーレント検波技術と呼ぶ。検波方式には、受信した光信号と局発光の周波数や位相の関係により、ホモダイン検波、ヘテロダイン検波およびイントラダイン検波と呼ばれる方式がある。

ホモダイン検波は受信した光信号と周波数および位相が同期している局発光を用い、ヘテロダイン検波は受信した光信号と周波数が離れている局発光を用い、イントラダイン検波は受信した光信号と周波数がほぼ同じだが位相同期していない局発光を用いる。

１９８０年代に盛んに行われたコヒーレント光通信の研究においては、高感度化を目的としてヘテロダイン検波が用いられていた。しかし、高速大容量化が進む今日においては多値復調を目的とするため、ヘテロダイン検波の場合に、光検出器から出力される電気信号の帯域が広いことが問題となり、適用が困難であるという課題がある。一方、ホモダイン検波は、受信帯域をベースバンド帯域とすることができるので光検出器の出力電気信号帯域の点で最も有利である。しかし、ホモダイン検波の場合、受信した光信号と局発光の光位相同期を安定に行うことが必須であり、そのための技術実現が難しいという問題があった。現在のコヒーレント検波方式は、局発光の位相同期の必要がなく、光位相同期ループを不要としているイントラダイン検波が主流となっている。しかし、イントラダイン検波の場合も、受信後の信号の処理が複雑となるため、電気回路での実現は困難とされてきた。

このイントラダイン検波の課題を解決する手段として、受信信号のデジタル信号処理技術が開発されている。この技術は、光検出器から出力された電気信号を高速のアナログデジタル変換器によりデジタル化し、デジタル化された受信信号をデジタル信号処理回路により処理して、信号を復調する技術である。デジタル信号処理方式は、高集積が可能なＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor：相補型金属酸化膜半導体）回路にて実現ができ、さらにアナログ電子回路に比べて非常に複雑な処理が可能である。このデジタル信号処理技術により、イントラダイン検波の後の信号復調で必要な周波数差の補償や、位相同期を行うことが可能となった。イントラダイン方式の検波技術とデジタル信号処理技術によって、ホモダイン検波で必要であった光位相同期技術や、ヘテロダイン検波で必要であった広帯域光受信回路技術を用いることなく、高性能なコヒーレント光通信方式を実現できる。

イントラダイン検波した電気出力には、受信した光信号の光振幅と位相の情報が含まれている。イントラダイン方式のコヒーレント検波技術とデジタル信号処理技術を融合させると、光伝送で問題となる波形の歪みの補償が可能となる。特に、光ファイバの波長分散による波形の歪みを補償することができる。

波長分散は、波長によって光の媒質中での伝搬速度が異なる現象で、スペクトル幅１nmの光信号が、伝搬後に１psのパルスの広がりを生じるときの伝送路の波長分散量を１ps/nmと表わす。一般に、波長分散は、逆の波長分散特性を持つ光デバイス（光ファイバ）を受信側の経路に挿入することにより適切に補償される。

また、波長分散による光信号への影響（ひずみの発生）は線形な効果であり、線形システムで表現され、デジタル信号処理することができる。なお、波長分散によるひずみが線形システムの形となることは非特許文献１に記載がある。

具体的には、伝送路の波長分散の値Ｄと、伝送波長の値λで決まるインパルス応答h(t)を用いて、以下で与えられる。

ここで、ｘ（ｔ）は入力信号、ｙ（ｔ）は出力信号を表す。

また、ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ｆ）、ｙ（ｔ）のフーリエ変換をＹ（ｆ）、ｈ（ｔ）のフーリエ変換をＨ（ｆ）とすると、以下が成り立つ。

Ｙ（ｆ）＝Ｈ（ｆ） × Ｘ（ｆ） (1-2)
このとき、Ｈ（ｆ）は線形システムの「伝達関数」と呼ばれる。なお、伝達関数は、システムへの入力を出力に変換する関数のことを言い、すべての初期値を０とおいたときの制御系の出力と入力のラプラス変換の比で表される。この伝達関数によって、入力波形に対する出力波形、すなわち波形の歪みが一意に決まる。

なお、Ｈ（ｆ）は、伝達「関数」と関数の名を冠しているが、数学的な関数、すなわちfの値を入力して結果を出力するという意味のものではなく、線形システムの演算では「1次関数の係数」の役割を果たす。ただし、その係数の値が、fの「関数」であることから、伝達関数と呼ばれる。

つまり、波長分散量と光信号の波長の情報により、ひずみを発生させる伝達関数を求めることができる。そして、受信端において、その伝達関数Ｈ（ｆ）の逆の特性を持つ伝達関数Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）を用いて、検出信号を演算することにより、ひずみを取り除いた送信信号を復元することができる。伝達関数Ｈ（ｆ）の逆の特性を持つ伝達関数Ｈ−１（ｆ）を逆伝達関数とも称する。

このようなコヒーレント光受信装置が特許文献１乃至特許文献３に開示されている。

例えば、特許文献１には、光ＰＬＬ（Phase-locked loop）を用いることなく、光位相変調信号によりクロック同期可能とし、強度変調とコヒーレント通信の両方の光変調方式を受信可能にするコヒーレント光受信装置が開示されている。特許文献１が開示するコヒーレント光受信装置は、入力光信号が入力される９０度光ハイブリッド回路、この出力が入力される光検出器、クロック抽出回路、サンプリング回路およびデジタル信号処理部を備える。光検出器は、Ｉ（In-phase：同相）チャンネル及びＱ（Quadrature：直交）チャンネル用の光検出器を備える。クロック抽出回路は、入力光信号を復調した復調信号と同速度の同期したクロックを再生する。サンプリング回路は、クロック抽出回路が再生したクロックによりサンプリングするＩチャンネル及びＱチャンネル用のサンプリング回路を備える。デジタル信号処理部は、それぞれのサンプリング信号をデジタル信号処理して、デジタル信号に変換して出力する。また、デジタル信号処理部は、そこで検出された位相オフセット信号をクロック抽出回路に帰還して、クロックの位相を制御すると共に、デジタル処理によるフィルタ機能により、ファイバの分散補償や、空間伝搬した際の位相ゆらぎを補償する。

また、特許文献２には、高精度の波形等化を実現しながら消費電力の低減を図ることのできるデジタル信号処理回路および光受信機が開示されている。特許文献２が開示する光受信機は、入力光信号を受信して電気信号に変換する光受信部、電気信号をアナログからデジタルに変換して受信信号を得るＡＤ変換部、受信信号のデジタル信号処理を行い、データを再生するデジタル信号処理回路を備える。光受信部は、入力光信号として多値の位相シフト変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）が施された光信号をコヒーレント受信する場合が想定され、次の構成が示されている。

光受信部の入力ポートに接続される光ファイバ伝送路を伝搬されてきた入力光信号が、偏波制御器を介して光ハイブリッド回路の一方の入力端子に与えられる。この光ハイブリッド回路の他方の入力端子には、局部発振光源から出力される局発光が与えられており、局発光の偏波状態に対する入力光信号の偏波状態が偏波制御器により可変制御されている。光ハイブリッド回路は、入力光信号および局発光を合成し、光位相が互いに９０度異なる２組の光をそれぞれの光検出器（Ｏ／Ｅ）に出力する。各光検出器は、光ハイブリッド回路からの出力光を受光して光電変換検出を行う。

光受信部の光検出器から出力されたアナログ電気信号をデジタル変換するＡＤ変換部は、２つのＡＤコンバータおよびクロック発生回路を有する。各ＡＤコンバータは、光受信部の各光検出器から出力されるアナログの受信信号を、クロック発生回路から出力されるクロック信号に従ってサンプリングすることでデジタル信号に変換する。各ＡＤコンバータから出力されるデジタル信号Ｉ，Ｑは、デジタル信号処理回路の波形等化部に入力される。

特許文献３には、必要な光部品を削減することができるコヒーレント光受信装置が開示されている。特許文献３が開示する光受信装置は、レーザダイオードと、受信部とを有している。受信部は、９０度ハイブリッド、光電気変換器、アナログデジタル変換器、補償回路、フーリエ変換器および補償回路を備えている。

受信部は、レーザダイオードからの局発光により、光送信装置からの光信号のコヒーレント受信を行う。具体的には、９０度ハイブリッドは、局発光と、光送信装置からの光信号を入力して、同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）光信号を出力する。光電気変換器は、それぞれ、同相及び直交光信号を、電気信号に変換し、アナログデジタル変換器は、それぞれ、同相及び直交信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。

補償回路は、デジタル化された同相及び直交信号に対して、光伝送路にて加えられた波長分散等の補償を行うＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタである。フーリエ変換器は、分散補償後の信号をフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号は、必要に応じて、補償回路により補償されて復号される。

特開2009-060309号公報 特開2010-057016号公報 特開2010-136146号公報

Govind P. Agrawal, "Nonlinear Fiber Optics (second edition)", chapter 3, section 3.2, pp.63-65, Academic Press, 1995

イントラダイン検波のコヒーレント光受信方式は、装置構成を簡易化するため、局発光源はフリーラン発振となっており、局発光の周波数や位相のための制御は行われない。その結果、受信した光信号と局発光の周波数差は時間とともに変動する。

イントラダイン検波のコヒーレント光受信方式は、波長分散を受けた光信号を受信する場合に、光信号の受ける波長分散の変動や、光信号と局発光の周波数の差の変動により、光検出器出力の信号のタイミングが変動するという課題がある。これを、以下に説明する。

送信機から送信された光信号をｘ（ｔ）、伝送路における波長分散で決まる伝達関数をＨ（ｆ）とすると、受信した光信号ｙ（ｔ）は以下で与えられる。

ここで、Ｆ（）はフーリエ変換を、Ｆ−１（）はフーリエ逆変換を、Ｘ（ｆ）はｘ（ｔ）の周波数スペクトルを示す。

この受信した光信号ｙ（ｔ）をΔｆの周波数差をもつ局発光と混合してイントラダイン検波して電気信号に変換する。電気変換された信号をデジタル信号に変換し、その後、波長分散補償のため、逆伝達関数Ｈ−１（ｆ）をかけると、分散補償後の信号ｚ（ｔ）は次式で表される。

ここで、Ｙ（ｆ）は、信号ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す。

式(2-2)に式(2-1)を代入すると、次式となる。

また、波長分散を与える伝達関数は、以下の式で与えられることが知られている。

ここで、ｃは光速、λは光信号波長、Ｄは波長分散である。

(2-3)式に(2-4)式を代入して整理すると、分散補償後の信号ｚ（ｔ）は次式で表されることになる。

このとき、Δｆはｆより十分小さい値であるとする。式（2-5）よりわかるように、分散補償されて出力される信号ｚ（ｔ）は、送信機から送信された光信号ｘ（ｔ）に対してλ２＊Ｄ＊Δｆ／ｃだけタイミングがシフトしている。このタイミングシフト量は、光信号と局発光の周波数の差Δｆの値および波長分散Ｄに依存する。そのため、これらの値が変化すると、受信信号のタイミングが変化する。

イントラダイン検波を用いたコヒーレント光受信方式では、受信した光信号を、光の位相情報も含めて、局発光との混合を行い、ダウンコンバートして周波数を落として電気信号に変換する。そして、デジタル信号処理により光信号と局発光の周波数差および位相差を補償する。前述のように、局発光源はフリーラン発振となっているため、光信号と局発光の周波数差Δｆは時間とともに変動する。そのため、ダウンコンバートした周波数が変動してしまう。

このように、光伝送システム内に於いて光信号と局発光の周波数差Δｆ、波長分散Ｄは変動する値であることから、受信信号のタイミングが変動する。この結果、たとえばアナログデジタル変換によるサンプリングタイミング誤差の増大や、受信信号のタイミングずれによるビット欠落などが生じ、これらが課題となる。

本発明は、波長分散を受けた光信号をイントラダイン検波により受信する場合に課題となるタイミングずれを補償、もしくは大幅に低減することができるコヒーレント光受信装置、システムおよび方法を提供することを目的とする。

上記の目的を実現するために、本発明の一形態であるコヒーレント光受信装置は、波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、を備え、前記波長分散補償手段は、前記周波数差検出手段から通知された前記周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行うことを特徴とする。

また、本発明の他の形態であるコヒーレント光受信システムは、変調した信号を光信号として送信する光送信部と、前記光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、上記に記載のコヒーレント光受信装置とを備えたことを特徴とする。

また、本発明の他の形態であるコヒーレント光受信方法は、波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換し、前記変換されたデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号から前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記波形の歪みの補償は、前記検出された周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行うことを特徴とする。

本発明は、波長分散を受けた光信号をイントラダイン検波により受信する場合に課題となるタイミングずれを補償、もしくは大幅に低減することができる。

上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。

第１の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態のコヒーレント光受信システムの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態のコヒーレント光受信装置の動作を示すフロー図である。 第２の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。 信号シフト回路の動作を説明する模式図である。 第２の実施形態のコヒーレント光受信装置の動作を示すフロー図である。 第３の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。 波長分散補償回路の第１の構成を示すブロック図である。 波長分散補償回路の第２の構成を示すブロック図である。 係数シフト回路の動作を説明する模式図である。 第３の実施形態のコヒーレント光受信装置の動作を示すフロー図である。 第４の実施形態のコヒーレント光受信装置を用いたコヒーレント光受信システムの構成を示すブロック図である。 第５の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。

本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。

尚、実施の形態は例示であり、開示の装置及びシステムは、以下の実施の形態の構成には限定されない。

コヒーレント光受信装置１は、コヒーレント受信手段１１、波長分散補償手段１２および周波数差検出手段１３を含む。

コヒーレント光受信装置１は、波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、その光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力する。

波長分散補償手段１２は、コヒーレント受信手段１１が出力するデジタル信号に含まれる波形の歪みの補償を行い、補償後のデジタル信号を出力する。

周波数差検出手段１３は、波長分散補償手段１２が出力する補償後のデジタル信号を受信し、光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差の検出を行い、その周波数差を波長分散補償手段１２に通知する。

そして、波長分散補償手段１２は、周波数差検出手段１３から通知された周波数差に基づいた、波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて補償を行う。
上記により、コヒーレント光受信装置１で受信された受信信号が出力される。

図２は、第１の実施形態のコヒーレント光受信システムの構成を示すブロック図である。このコヒーレント光受信システムは、変調した信号を光信号として送信する光送信部２と、その光信号を伝送する光ファイバ伝送路３と、上記に記載のコヒーレント光受信装置１とを備える。

また、図３は、第１の実施形態のコヒーレント光受信装置の動作を示すフロー図である。

まず、波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信する（Ｓ１０１）。この受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換する（Ｓ１０２）。当該変換した電気信号をデジタル信号に変換する（Ｓ１０３）。

変換されたデジタル信号に含まれる波形の歪みの補償を行う（Ｓ１０４）。

この補償後のデジタル信号から光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差の検出を行う（Ｓ１０５）。

Ｓ１０４での波長分散による波形の歪みの補償は、Ｓ１０５で検出された周波数差に基づいた、波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて補償を行う。

そして、受信信号を出力する（Ｓ１０６）。

以上に説明したように、第１の実施形態においては、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差の検出を行い、この検出された周波数差に基づいた、波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて補償を行う。

課題として前述したように、受信した光信号と局発光の周波数差は時間とともに変動する。そこで、波長分散が補償された後のデジタル信号に基づいて、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出して出力するように構成されている。そして、受信した光信号と局発光の周波数差が変動したとしても、この検出された周波数差に基づいた、波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて補償を行うことにより、受信信号のタイミングずれを補償、もしくは大幅に低減することができる。

次に、本発明の第２の実施形態のコヒーレント光受信装置を説明する。

図４は、本発明の第２の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２は、コヒーレント受信回路２１、局発光源２２、波長分散補償回路２３、波長分散補償係数算出回路２４および受信信号復調部２５を含む構成となっている。

図４において、コヒーレント受信回路２１は、図示しない光送信部（例えば、図２の光送信部２）から、同じく図示しない光ファイバ伝送路（例えば、図２の光ファイバ伝送路３）を介して、位相変調された光信号を受信する。なお、光信号の変調方式は位相変調に限ることなく、コヒーレント光受信できる変調方式であればよい。例えば、振幅変調または周波数変調であってもよい。さらに、振幅変調または周波数変調と位相変調の組み合わせであってもよい。

また、光ファイバ伝送路は、通常型のシングルモードファイバであり、単位長当たりの波長分散Ｄは、例えば、波長1.55ミクロン帯で約17ps/nm/kmである。つまり、コヒーレント受信回路２１は、波長分散Ｄにより波形に歪みが生じた光信号を受信する。

コヒーレント受信回路２１では、受信した光信号と局発光源２２が出力する局発光は、光ハイブリッド回路（不図示）に入力され、受信した光信号の直交受信が行われる。受信した光信号の同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）が分離され、局発光との混合により生じた干渉光が、それぞれの光検出器（不図示）によりＩ成分およびＱ成分の電気信号として検出される。この電気信号は、アナログデジタル変換器（不図示）によりアナログデジタル変換が行われてデジタル信号としてコヒーレント受信回路２１から出力される。このとき、アナログデジタル変換器によるデジタルサンプリングは、時間ステップΔｔで行われるものとする。

このように、コヒーレント受信回路２１では、受信した光信号の直交受信が行われ、受信した光信号のＩ成分およびＱ成分が分離して出力される。Ｉ成分およびＱ成分に分離されてコヒーレント受信回路２１から出力されたデジタル信号は、それぞれが個別に処理され、受信した光信号の電界の振幅および位相情報が得られる。しかし、Ｉ成分およびＱ成分で特に異なる処理が行われない限り、以降の説明においては、Ｉ成分およびＱ成分には言及せず、単にデジタル信号として説明する。

局発光源２２は、本実施形態においては狭線幅のＤＦＢ（Distributed Feedback：分布帰還型）半導体レーザを用いている。なお、局発光源２２は、コヒーレント光通信が可能となる狭線幅のデバイスであればよく、たとえば狭線幅のＤＢＲ（Distributed Bragg Reflector：分布反射型）レーザや外部鏡型レーザなどでもよい。

コヒーレント受信回路２１から出力されたデジタル信号は、波長分散補償回路２３に入力され、後述する波長分散補償処理が行われて波形の歪みが取り除かれる。ここで行われる波長分散補償処理は、波長分散補償係数算出回路２４が出力する分散補償係数に基づいて行われる。

波長分散補償係数算出回路２４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる第１の周波数差（周波数差１）において、その受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を算出する。つまり、分散補償係数は、受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数の逆伝達関数である離散化した係数を含むものである。

ここで分散補償と分散補償係数について説明する。

背景技術で説明したように、波長分散による光信号のひずみの発生は線形な効果であり、線形システムで表現され、デジタル信号処理することができる。そして、波長分散量と光信号の波長の情報により、歪みを発生させる伝達関数Ｈ（ｆ）を求めることができる。そのため、受信端において、その伝達関数Ｈ（ｆ）の逆伝達関数Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）を用いて、検出信号を演算することにより、歪みを取り除いた送信信号を復元することができる。

本実施形態で対象とするデジタル信号処理による波長分散補償は、以下の手順で、波形の回復を行う。

コヒーレント受信回路２１から出力された電気信号は、コヒーレント受信回路２１の中のアナログデジタル変換器（不図示）によりサンプリングされデジタル化された離散信号となっている。波長分散補償回路２３は、この離散信号を入力してフーリエ変換処理することにより離散周波数領域信号（周波数スペクトル）に変換する。

一方、波長分散量と光信号の波長の情報により、ひずみを発生させる伝達関数Ｈ（ｆ）を求めることができるので、それを補償するために逆伝達関数Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）を分散補償係数として算出しておく。

この分散補償係数は離散的な値となっており、これを各周波数において、フーリエ変換処理後の周波数スペクトルと乗算することにより、ひずみが補正された周波数スペクトルを得ることができる。

ひずみが補正された周波数スペクトルを逆フーリエ変換して時間領域のデジタル信号に戻す。

つまり、光ファイバ伝送路から受信した光信号は、光ファイバ伝送路により波長分散による波形の歪みが生じている。この波形の歪みを取り除くために、光ファイバ伝送路の波長分散の値Ｄと受信した光信号の波長λを用いてひずみを発生させる伝達関数Ｈ（ｆ）を求め、それを打ち消す分散補償係数が算出される。この分散補償係数が伝達関数Ｈ−１（ｆ）であり、この伝達関数Ｈ−１（ｆ）は伝達関数Ｈ（ｆ）の特性を打ち消す逆の特性、Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）、を有することから伝達関数Ｈ（ｆ）の逆伝達関数とも称する。この分散補償係数を算出して出力する構成として波長分散補償係数算出回路２４が備えられている。

波長分散補償係数算出回路２４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる第１の周波数差（周波数差１）において、その受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を算出する。つまり、分散補償係数は、受信した光信号と局発光の周波数差が周波数差１となっているという条件において算出される分散補償係数である。この分散補償係数は、離散的な値となっており、波長分散補償回路２３をＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタとしたときの周波数特性を表すフィルタ係数とみなしてもよい。そして、本実施形態においては、特定の値となる周波数差１を、簡単のために、零（０）とする。

従って、波長分散補償係数算出回路２４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１が零（０）の条件において、光ファイバ伝送路が有する波長分散Ｄで与えられる分散補償係数を算出し、出力する。これは、例えば式(2-4)に示される伝達関数の逆伝達関数として下記により得られる。

言い換えると、本実施形態における分散補償係数は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数とが同一という条件下で使用できる分散補償係数である。

波長分散補償回路２３から出力された波長分散補償の処理が行われたデジタル信号は、受信信号復調回路２５に入力される。受信信号復調回路２５は、信号の復調処理を行い、受信信号を出力する。また、受信信号復調回路２５は、信号の復調処理の過程で受信した光信号と局発光の周波数差を検出し、第２の周波数差（周波数差２）を出力する。つまり、受信信号復調回路２５は、コヒーレント光受信を行っている最中の受信した光信号と局発光の周波数差を検出する。従って、フリーラン発振を行っている局発光源２２から発光される局発光の周波数変動が、周波数差２として検出される。

波長分散補償回路２３は、波長分散補償係数算出回路２４が出力する分散補償係数を使用して波長分散による波形の歪みを補償する。その際に、本実施形態では、受信した光信号と局発光との混合により得られるダウンコンバートされたデジタル信号の周波数変動を補正してから、波長分散による波形の歪みを補償する。つまり、局発光の周波数変動による影響である周波数差２を除いたデジタル信号に対して、受信した光信号と局発光の周波数差が零（０）という条件下で算出された分散補償係数を用いて、波長分散による波形の歪みを補償する。

以下に波長分散補償回路２３の構成と動作について説明する。

図４に示すように、波長分散補償回路２３は、高速フーリエ変換回路２０１、信号シフト回路２０２、複素乗算回路２０３および高速逆フーリエ変換回路２０４を含んで構成される。

波長分散補償回路２３に入力されたデジタル信号は、高速フーリエ変換回路２０１により、周波数スペクトルに変換される。高速フーリエ変換回路２０１から出力された周波数スペクトルは、信号シフト回路３０２に入力されて、後述するように周波数差２に基づいて周波数軸上でシフト処理が施される。信号シフト回路２０２から出力され、周波数差２に基づいて周波数軸上でシフト処理が施された周波数スペクトルは、複素乗算回路２０３に入力されて、波長分散補償係数算出回路２４が出力した分散補償係数と乗算されることによって波長分散が補償される。波長分散補償が行われた複素乗算回路２０３の出力は、高速逆フーリエ変換２０４によりデジタル信号に変換されて、波長分散補償回路２３の出力として出力される。

このように、第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２の波長分散補償回路２３は、信号シフト回路２０２を用いて周波数スペクトルに変換されたデジタル信号を周波数軸上でシフトする。

本実施形態において、コヒーレント受信回路２１に入力する受信した光信号が、式(2-1)に示されるｙ（ｔ）であるとする。すると、高速フーリエ変換回路２０１の出力は、下記Ｗ（ｆ）で与えられる。

ここで、Ｙ（ｆ）は、ｙ（ｔ）の周波数スペクトルを示す。信号シフト回路２０２により、周波数スペクトルに変換されたデジタル信号を周波数差２（Δｆ）だけ周波数軸方向にシフトさせることにより、その出力信号Ｗ'（ｆ）は、以下の式で与えられる。

よって、この信号シフト回路２０２からの出力に対して、波長分散補償係数Ｈ−１（ｆ）を複素乗算器２０３にて乗算し、高速逆フーリエ変換回路２０４で処理すると、その出力ｚ（ｔ）は、以下の式で与えられる。

したがって、高速逆フーリエ変換回路２０４の出力にて、局発光の周波数変動に起因するタイミング変動のない送信信号ｘ（ｔ）が復元される。

図５は、信号シフト回路２０２の動作を説明する模式図である。

図５は、高速フーリエ変換回路２０１で周波数スペクトルに変換されたデジタル信号が信号シフト回路２０２に入力され、局発光の周波数変動の値を考慮したシフト処理が施された周波数スペクトルとして出力される様子を示す。

上述したように、本実施形態では受信した光信号を電気信号に変換し、それをサンプリングによりデジタル化した離散信号として扱い、フーリエ変換や、離散化された伝達関数との演算を、デジタル信号処理で行っている。その際、デジタル化された離散信号は、いったんメモリに所定の量蓄えられ、この所定量のデータに対して、演算が行われる。図５は、このようなデータの集合を配列のイメージで示したものであり、図中のＳｎはデジタル化された離散信号（周波数スペクトル）の配列を表している。

信号シフト回路２０２に入力される高速フーリエ変換された周波数スペクトルは、周波数ステップΔＦの情報となっている。この周波数スペクトルに対して、受信した光信号と局発光の周波数差Δｆ（周波数差２）の情報を用いて、周波数スペクトルの配列を、ｋ＝Δf／ΔＦ（最も近い整数）だけシフトして出力となる周波数スペクトルを生成する。図５は、ｋ＝Δｆ／ΔＦ＝２の場合を例示している。

このように、周波数ステップΔＦで各メモリに所定の量蓄えられた離散信号の配列を、補正すべき値に対応するステップだけ移動させる処理を、「周波数軸上でシフト処理する」と称する。

なお、本実施形態においては、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１は零（０）として分散補償係数が算出されるとしている。そのため、信号シフト回路２０２は、受信信号復調回路２５が出力した周波数差２を上記のΔｆとすることができる。もし、分散補償係数が算出された前述の周波数差１の条件が零（０）以外の特定の値（例えばｆ1）の場合には、上記ｋは、受信信号復調回路２５が出力した周波数差２を、例えばｆ2とすると、ｋ＝（ｆ1−ｆ2）／ΔＦ（最も近い整数）となる。

以上に説明したようにして、波長分散補償回路２３は、信号シフト回路２０２を用いて、局発光の周波数変動の値が考慮されたデジタル信号に補正する。そして、その後に分散補償係数を用いて波長分散補償を行い、波長分散による波形の歪みが補償されたデジタル信号を出力する。なお、このとき用いる分散補償係数は、局発光の周波数変動が無いという条件のもとで算出された値である。

波長分散補償回路２３が出力するデジタル信号は受信信号復調回路２５に入力される。受信信号復調回路２５は、受信した光信号と局発光の周波数差および位相差の補償を行い、変調されている多値信号を復調して受信信号を出力する。この復調には、例えば、Ｍ−ｔｈ ｐｏｗｅｒアルゴリズムなどが用いられる。また、受信信号復調回路２５は、この復調処理の過程において受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出し、周波数差２の情報として出力する。

なお、上述した実施形態において、波長分散補償回路２３および受信信号復調回路２５は、その機能が実現できる論理回路であればよい。例えば、ＣＭＯＳによる集積ＬＳＩ（Large Scale Integration）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）または論理ディスクリート回路でもよい。

図６は、第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２の動作を示すフロー図である。

まず、波長分散による波形の歪みを受けた光信号を受信する（Ｓ２０１）。この受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換する（Ｓ２０２）。当該変換した電気信号をデジタル信号に変換する（Ｓ２０３）。

一方、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１＝０の条件下で、受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を算出して出力する（Ｓ２０４）。

S２０６において、周波数差２が検出されて出力されるまで、または周波数差２＝０の場合は、デジタル信号の周波数スペクトルはシフト処理されない。

デジタル信号に対して分散補償係数に基づいた補償処理が行われ、補償されたデジタル信号が出力される（Ｓ２０７）。なお、周波数差２が検出されて出力されるまで、または周波数差２＝０の場合は、シフト処理されていないデジタル信号に対して補償処理が行われる。

波長分散補償の処理が施されたデジタル信号に基づいて、復調処理が行われ、その過程で受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出して周波数差２として出力する（Ｓ２０５）。

周波数差２が検出されて出力されると、S２０６でデジタル信号の周波数スペクトルが、周波数差２に基づいて周波数軸方向でシフトされる。また、このとき、S２０７では、周波数スペクトルが周波数差２に基づいて周波数軸方向でシフトされたデジタル信号に対して、分散補償係数に基づいて波長分散補償処理が行われる。

タイミング変動が抑えられた受信信号が出力される（S２０８）。

以上に説明したように、第２の実施形態においては、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差１＝０という条件において、受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数が算出される。ここで、分散補償係数は、受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数の逆伝達関数である離散化した係数を含むものである。つまり、波長分散による波形の歪みは、その波形の歪みを発生させる伝達関数と逆の特性を有する伝達関数（逆伝達関数）を用いて補償される。

しかし、課題として前述したように、受信した光信号と局発光の周波数差は時間とともに変動する。そこで、受信信号復調回路２５が、波長分散が補償された後のデジタル信号に基づいて、そのデジタル信号を受信信号に復調する過程で、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出して周波数差２として出力するように構成されている。そして、デジタル信号を復調する過程で検出された、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差である周波数差２≠０の場合は、光信号と局発光の周波数差が変動したことを意味する。

そして、受信した光信号と局発光の周波数差が変動したとしても、信号シフト回路２０２が、波長分散による波形の歪みを補償すべきデジタル信号の周波数スペクトルを、周波数差２に基づいて周波数軸上でシフトする。そして、その周波数軸上でシフトした周波数スペクトルに対して分散補償係数に基づいた波長分散による波形の歪みの補償を行う。そのため、受信した光信号と局発光の周波数差が時間とともに変動したとしても、受信信号のタイミングずれを補償、もしくは大幅に低減することができる。

もちろん、周波数差１＝０という条件でなくとも、本実施形態のコヒーレント光受信装置２は、周波数差１の値と周波数差２の値との差分周波数に基づいて、デジタル信号の周波数スペクトルをシフトすることができることは明らかである。

このように、本実施形態のコヒーレント光受信装置２は、波長分散を受けた信号をイントラダイン検波により受信する場合に、局発光の周波数変動が発生したとしても、タイミング変動が抑えられた受信信号を出力することができる。

また、この第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２を、図２に示すコヒーレント光受信システムに適用できることは言うまでもない。

次に、第３の実施形態のコヒーレント光受信装置について説明する。

図７は、本発明の第３の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。第３の実施形態のコヒーレント光受信装置３は、コヒーレント受信回路３１、局発光源３２、波長分散補償回路３３、波長分散補償係数算出回路３４、受信信号復調回路３５および係数シフト回路３６を含む構成となっている。

図７において、コヒーレント受信回路３１は、図示しない光送信部（例えば、図２の光送信部２）から、同じく図示しない光ファイバ伝送路（例えば、図２の光ファイバ伝送路３）を介して、位相変調された光信号を受信する。なお、光信号の変調方式は位相変調に限ることなく、コヒーレント光受信できる変調方式であればよい。例えば、振幅変調または周波数変調であってもよい。さらに、振幅変調または周波数変調と位相変調の組み合わせであってもよい。

また、光ファイバ伝送路は、通常型のシングルモードファイバであり、単位長当たりの波長分散Ｄは、例えば、波長1.55ミクロン帯で約17ps/nm/kmである。つまり、コヒーレント受信回路３１は、波長分散Ｄにより波形に歪が生じた光信号を受信する。

コヒーレント受信回路３１では、受信した光信号は局発光源３２が出力する局発光と光ハイブリッド回路（不図示）で混合され、混合により生じた干渉光が光検出器（不図示）により電気信号として検出され、直交受信される。この電気信号は、アナログデジタル変換器（不図示）によりアナログデジタル変換が行われてデジタル信号としてコヒーレント受信回路３１から出力される。

局発光源３２は、狭線幅のＤＦＢ（Distributed Feedback：分布帰還型）半導体レーザを用いている。なお、局発光源３２は、コヒーレント光通信が可能となる狭線幅のデバイスであればよく、たとえば狭線幅のＤＢＲ（Distributed Bragg Reflector：分布反射型）レーザや外部鏡型レーザなどでもよい。

コヒーレント受信回路３１から出力されたデジタル信号は、波長分散補償回路３３に入力され、波長分散補償処理が行われて波形の歪みが取り除かれる。ここで行われる波長分散補償処理は、後述する係数シフト回路３６が出力する分散補償係数２に基づいて行われる。

なお、波長分散補償回路３３が行う離散信号に対する波長分散の補償処理の原理は、第２の実施形態の波長分散補償回路２３と同様なので、その説明については省略する。

波長分散補償係数算出回路３４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差１において、その受信した光信号の周波数における波長分散を補償する分散補償係数を算出する。なお、波長分散補償係数算出回路３４が算出して出力する分散補償係数を「分散補償係数１」として説明する。

つまり、分散補償係数１は、受信した光信号と局発光の周波数差が周波数差１となっているという条件において算出される分散補償係数である。そして、本実施形態においても、第２の実施形態と同様に、特定の値となる周波数差１を、簡単のために、零（０）とする。

なお、分散補償係数は、第２の実施形態で説明したように、光ファイバ伝送路において波長分散による波形の歪みを発生させる伝達関数Ｈ（ｆ）に対し、それを打ち消す逆の特性、Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）、を有する伝達関数（逆伝達関数）である。この分散補償係数は、離散的な値を有する周波数領域の係数となっている。

従って、波長分散補償係数算出回路３４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１が零（０）の条件において、光ファイバ伝送路が有する波長分散Ｄで与えられる分散補償係数１を算出し、出力する。言い換えると、本実施形態において分散補償係数１は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数とが同一の場合という条件下で使用できる分散補償係数である。

一方、波長分散補償回路３３から出力された波長分散補償の処理が行われたデジタル信号は、受信信号復調回路３５に入力される。受信信号復調回路３５は、信号の復調処理を行い、受信信号を出力する。また、受信信号復調回路３５は、信号の復調処理の過程で、受信した光信号と局発光の周波数差を検出し、周波数差２を出力する。つまり、受信信号復調回路３５は、コヒーレント光受信を行っている最中の受信した光信号と局発光の周波数差を検出する。従って、フリーラン発振を行っている局発光源３２から発光される局発光の周波数変動が、周波数差２として検出される。

係数シフト回路３６は、波長分散補償係数算出回路３４が出力する分散補償係数１と、受信信号復調回路３６が出力する周波数差２を入力する。

係数シフト回路３６は、波長分散補償係数算出回路３４から入力した分散補償係数１と受信信号復調回路３５から入力した周波数差２に基づき、新たな第２の分散補償係数（分散補償係数２）を算出して、波長分散補償回路３３に出力する。つまり、周波数差２が周波数差１と異なる場合には、局発光の周波数変動が生じたことになるので、後述するように分散補償係数１を周波数変動分だけ周波数軸上でシフト処理した値の分散補償係数２が生成される。

本実施形態においては、周波数差１を零（０）としているので、周波数差２が零（０）以外の場合に、係数シフト回路３６は、その値に対応する周波数変動分だけ分散補償係数１の値を周波数軸上でシフト処理して分散補償係数２を生成する。しかし、周波数差１を零（０）以外の特定の値として分散補償係数１を算出している場合でも、係数シフト回路３６は、周波数差１と周波数差２との差の値に基づいて、局発光の周波数変動の値を識別することができる。つまり、係数シフト回路３６は、周波数差１と周波数差２との差の値に基づいて、その値に対応する周波数変動分だけ分散補償係数１の値を周波数軸上でシフト処理した分散補償係数２を生成する。

このように、第３の実施形態においては、波長分散補償回路３３は、係数シフト回路３６が出力する分散補償係数２を使用して波長分散による波形の歪みを補償する。そして、係数シフト回路３６は、波長分散補償係数算出回路３４が出力する分散補償係数１に対して、局発光の周波数変動を考慮して補正した分散補償係数２を生成する。

つまり、第２の実施形態においては、局発光の周波数変動は受信した光信号と局発光との混合により得られるダウンコンバートされた信号の周波数変動を補正することにより対処していた。それに対して、第３の実施形態において、受信した光信号と局発光との混合により得られるダウンコンバートされた信号は、局発光の周波数変動の影響を受けたまま扱われる。その代わり、基準となる条件で算出した分散補償係数１に対して、局発光の周波数変動を考慮して補正した分散補償係数２を用いて波長分散による波形の歪みを補償する。

なお、係数シフト回路３６は、受信信号復調回路３５から周波数差２を入力していない場合や、周波数差２が周波数差１と同じ場合には、入力した分散補償係数１を変更することなくそのまま分散補償係数２として出力する。

上述した実施形態において、波長分散補償回路３３および受信信号復調回路３５は、その機能が実現できる論理回路であればよい。例えば、ＣＭＯＳによる集積ＬＳＩ（Large Scale Integration）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）または論理ディスクリート回路でもよい。

以上に説明したように、本実施形態においては、受信信号復調回路３５における受信信号のデジタル信号処理過程で得られる光信号と局発光の周波数差Δｆ（周波数差２）の値を用いる。

つまり、周波数差１を零（０）として、Δｆ（周波数差２）の値を用いて、受信補償側において施す分散補償を与える伝達関数Ｈ'（ｆ）を、伝送路の伝達関数Ｈ（ｆ）に対して、以下の式で表される値に設定する。

式（2-3）より、分散補償後の信号z(t)は、以下の式のようになる。

この結果、受信信号は、タイミング変動成分のない信号が復元される。

式(4-1)よりわかるように、本実施形態において用いる分散補償を与える伝達関数は、周波数差１が零（０）の場合での伝達関数Ｈ（ｆ）の逆伝達関数Ｈ−１（ｆ）＝１／Ｈ（ｆ）を、周波数軸方向にΔｆ（周波数差２）だけずらしたものに相当する。したがって、分散補償に用いる関数の値を周波数軸方向にシフトすればよい。

次に、波長分散補償回路３３について説明する。

図８は、波長分散補償回路３３の第１の構成を示すブロック図である。

第１の構成の波長分散補償回路は、高速フーリエ変換回路３０１、複素乗算回路３０２および高速逆フーリエ変換回路３０３を含んで波長分散補償フィルタを構成する。

コヒーレント受信回路３１から出力されたデジタル信号は、波長分散補償回路３３の高速フーリエ変換回路３０１に入力される。この入力デジタル信号は、コヒーレント受信回路３１のアナログデジタル変換器において、サンプリング数Ｎ、時間ステップΔｔでサンプリングされたデジタル信号である。この入力デジタル信号は、高速フーリエ変換回路３０１によりＮデータ単位でフーリエ変換処理が行われ、周波数ステップΔＦ＝１／（ΔｔＮ）の周波数スペクトル（または離散周波数領域信号）として高速フーリエ変換回路３０１から出力される。

複素乗算回路３０２は、高速フーリエ変換回路３０１から出力された周波数スペクトルに対して、上述した係数シフト回路３６が出力した分散補償係数２を乗算して出力する。つまり、複素乗算回路３０２が出力する信号は、局発光の周波数変動の値が考慮された分散補償係数２を用いて、波長分散による波形の歪みが補償された周波数スペクトルとなっている。

高速逆フーリエ変換回路３０３は、複素乗算回路３０２が出力する波長分散による波形の歪みが補償された周波数スペクトルに対して逆フーリエ変換処理を施して時間領域信号に復元して出力する。

第１の構成の波長分散補償回路は、以上の構成および動作により波長分散による波形の歪みの補償を行う。

波長分散補償回路３３は、上述のように分散補償係数を用いて波長分散の補償ができればよい。そのため、波長分散補償回路３３は、図９に示す第２の構成であってもよい。

図９は、波長分散補償回路３３の第２の構成を示すブロック図である。

第２の構成の波長分散補償回路は、畳み込み積分回路３１１および高速逆フーリエ変換回路３１２を含んで波長分散補償フィルタを構成する。

第２の構成の波長分散補償回路は、係数シフト回路３６が出力した分散補償係数２を、高速逆フーリエ変換回路３１２を用いてインパルス応答に変換する。そして、畳み込み積分回路３１１を用いて、入力デジタル信号にこのインパルス応答を畳み込み積分して波長分散が補償されたデジタル信号を出力する。畳み込み積分回路３１１は、例えば、Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ（FIR：有限インパルス応答）回路により実現される。

次に、係数シフト回路３６が行う分散補償係数２の生成動作について説明する。

図１０は、係数シフト回路の動作を説明する模式図である。

図１０は、波長分散補償係数算出回路３４が出力する分散補償係数１が係数シフト回路３６に入力され、係数シフト回路３６で局発光の周波数変動の値を考慮したシフト処理を行い、分散補償係数２として出力される様子を示す。

分散補償係数は前述したように離散化された伝達関数として表され、デジタル信号の補償処理のため、同じく離散化されたデジタル信号と演算される。つまり、伝達関数の各係数が周波数に対応してメモリに所定の量蓄えられ、この所定量のデータに対して、演算が行われる。図１０は、このようなデータの集合を配列のイメージで示したものであり、図中のＣｎは離散化された伝達関数の係数の配列を表している。

波長分散補償係数算出回路３４が出力する分散補償係数１は、上述した周波数ステップΔＦごとに算出されている。

係数シフト回路３６は、前述した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差Δｆ（周波数差２）の情報を用いて、分散補償係数１から分散補償係数２を生成する。つまり、係数シフト回路３６は、入力された分散補償係数１の配列を、ｋ＝Δｆ／ΔＦ（最も近い整数値）だけ周波数軸上でシフトすることで分散補償係数２を生成する。図１０は、ｋ＝Δｆ／ΔＦ＝２の場合を例示している。

このように、第２の実施形態の信号シフト回路２０２と同様に、周波数ステップΔＦで各メモリに所定の量蓄えられた離散信号の配列を、補正すべき値に対応するステップだけ移動させる処理を、「周波数軸上でシフト処理する」と称する。

なお、前述したように、本実施形態においては、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１は零（０）として分散補償係数１が算出されるとしている。そのため、係数シフト回路３６は、受信信号復調回路３５が出力した周波数差２を上記のΔｆとすることができる。もし、分散補償係数１が算出された条件の周波数差１が零（０）以外の特定の値（例えばｆ1）の場合には、上記ｋは、受信信号復調回路３５が出力した周波数差２を、例えばｆ2とすると、ｋ＝（ｆ1−ｆ2）／ΔＦ（最も近い整数値）となる。

以上に説明したようにして、波長分散補償回路３３は、係数シフト回路３６が出力する、局発光の周波数変動の値が考慮された分散補償係数２を用いて波長分散補償を行い、波長分散による波形の歪みが補償されたデジタル信号を出力する。

波長分散補償回路３３が出力するデジタル信号は受信信号復調回路３５に入力される。受信信号復調回路３５は、光信号と局発光の周波数差および位相差の補償を行い、変調されている多値信号を復調して受信信号を出力する。この復調には、例えば、Ｍ−ｔｈ ｐｏｗｅｒアルゴリズムなどが用いられる。また、受信信号復調回路３５は、この復調処理の過程において、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出し、周波数差２の情報を出力する。

図１１は、第３の実施形態のコヒーレント光受信装置の動作を示すフロー図である。

まず、波長分散による波形の歪みを受けた光信号を受信する（Ｓ３０１）。この受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換する（Ｓ３０２）。当該変換した電気信号をデジタル信号に変換する（Ｓ３０３）。

受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差１＝０の条件下で、受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数１を算出して出力する（Ｓ３０４）。なお、周波数差２が検出されて出力されるまでは、S３０７においては、分散補償係数１がそのまま分散補償係数２として出力される。

変換されたデジタル信号に対して、分散補償係数２に基づいた波長分散補償処理が施される（Ｓ３０５）。

波長分散補償されたデジタル信号に基づいて、復調処理が行われ、その過程で受信した、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出して周波数差２として出力する（Ｓ３０６）。

周波数差２が検出されて出力されると、S３０７においては、周波数差２に基づいて分散補償係数１を周波数軸上でシフト処理して分散補償係数２を出力する。また、S３０５においては、周波数差２に基づいてシフト処理された分散補償係数２に基づいて波長分散が補償される。その結果として、タイミング変動が抑えられた受信信号が出力される（Ｓ３０８）。

以上に説明したように、第３の実施形態においては、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差１＝０という条件において、受信した光信号の周波数における波長分散を補償する分散補償係数１が算出される。なお、波長分散による波形の歪みは、その波形の歪みを発生させる伝達関数と逆の特性を有する伝達関数（逆伝達関数）を用いて補償される。そして、分散補償係数は、その伝達関数（逆伝達関数）である離散化した係数を含むものである。

そして、デジタル信号を復調する過程で検出された、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差である周波数差２≠０の場合は、光信号と局発光の周波数差が変動したことを意味する。そのため、分散補償係数１が変動した周波数に応じて周波数軸上でシフトされた分散補償係数２が生成され、この分散補償係数２に基づいて波長分散の補償が行われる。

もちろん、周波数差１＝０という条件でなくとも、本実施形態のコヒーレント光受信装置３は、周波数差１の値と周波数差２の値とに基づいて、分散補償係数１が変動した周波数に応じて周波数軸上でシフトされた分散補償係数２を生成することができることは明らかである。

このように、本実施形態のコヒーレント光受信装置３は、波長分散を受けた信号をイントラダイン検波により受信する場合に、局発光の周波数変動が発生したとしても、タイミング変動が抑えられた受信信号を出力することができる。

また、この第３の実施形態のコヒーレント光受信装置３を、図２に示すコヒーレント光受信システムに適用できることは言うまでもない。

次に、本発明の第４の実施形態のコヒーレント光受信装置を説明する。

図１２は、第４の実施形態のコヒーレント光受信装置４を用いたコヒーレント光受信システムの構成を示すブロック図である。このコヒーレント光受信システムは、周波数利用効率向上のため、位相変調に加えて偏波多重により信号を送信する。

光送信部１１０は、送信すべき信号に従って光を位相変調して送信する。この光送信部１１０は２台配備され、送信信号は、光の直交する２つの偏波に割り当てられて伝送される。２台の光送信部１１０から送信される光信号は、偏波多重装置１２０により偏波多重されて光ファイバ伝送路１３０に入射される。

光ファイバ伝送路１３０は、通常型のシングルモードファイバであり、単位長当たりの波長分散Ｄは、例えば、波長1.55ミクロン帯で約17ps/nm/kmである。

コヒーレント光受信装置４は、偏波多重された光信号を光ファイバ伝送路１３０から受信する。

コヒーレント光受信装置４は、偏波多重受信用コヒーレント受信回路４１、局発光源４２、波長分散補償回路４３、波長分散補償係数算出回路４４、受信信号復調回路４５、係数シフト回路４６および偏波分離回路４７を含んで構成される。

偏波多重された光信号は、偏波多重受信用コヒーレント受信回路４１で、それぞれ２つの偏波成分（ＴＥ：Transverse Electric field／ＴＭ：transverse Magnetic fieldモード）に分離されてから直交受信される。

偏波多重受信用コヒーレント受信回路４１は、受信した光信号および局発光源４２が出力する局発光を、それぞれ２つの偏波成分（ＴＥ／ＴＭ）に分離する。その後、各偏波成分ごとに光信号と局発光が混合され、その結果として生じた干渉光が光検出器（不図示）により電気信号として検出される。この電気信号は、アナログデジタル変換器（不図示）によりアナログデジタル変換が行われてデジタル信号として偏波多重受信用コヒーレント受信回路４１から出力される。つまり、偏波成分ごとに、Ｉ成分とＱ成分で構成されたデジタル信号が出力される。

局発光源４２は、本実施形態においても、狭線幅のＤＦＢ（Distributed Feedback：分布帰還型）半導体レーザでよい。

偏波多重受信用コヒーレント受信回路４１から出力された各偏波成分のデジタル信号は、波長分散補償回路４３に入力されて、各偏波成分ごとに波長分散補償信号処理が行われる。

各偏波成分ごとに波長分散補償信号処理が行われた波長分散補償回路４３から出力されたデジタル信号は、偏波分離回路４７により、送信側の偏波多重装置１２０で多重される前の状態の２系統の信号に分離される。

分離された２系統の信号は、それぞれ個別の受信信号復調回路４５に入力され、復調信号処理が行われて受信信号が出力される。受信信号復調回路４５はまた、光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出し、周波数差２の情報を出力する。

波長分散補償係数算出回路４４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差１において、その受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数１を算出する。

本実施形態は、第３の実施形態と同様に、波長分散補償係数算出回路４４は、受信した光信号と局発光の周波数差１が零（０）という条件で、光ファイバ伝送路が有する波長分散Ｄで与えられる分散補償係数１を算出し、出力する。

係数シフト回路４６は、波長分散補償係数算出回路４４が出力する分散補償係数１と、２系統の受信信号復調回路４６が出力する周波数差２の情報を入力する。この場合、係数シフト回路４６は、２系統の受信信号復調回路４６からのそれぞれの周波数差２の情報のいずれか１つ、もしくは両方を用いて、分散補償係数２を生成して、波長分散補償回路４３へ出力する。

係数シフト回路４６は、第３の実施形態の係数シフト回路３６が周波数差２の情報を用いて分散補償係数１から分散補償係数２を生成するのと同様にして、分散補償係数２を生成する。

なお、２系統の受信信号復調回路４６が出力する周波数差２の情報は、基本的にはそれぞれ同一の値となるが、分散補償アルゴリズムや受信復調処理アルゴリズムなどにより、値に差異が生じる可能性もある。そのため、係数シフト回路４６は、例えば、２つの周波数差２の情報の平均の値を周波数差２の情報として用いることができる。しかし、２つの周波数差２の情報を用いたシフト量の算出は、これに限られるものではなく、係数シフト回路４６は、信号処理のアルゴリズムに応じてよりよい値の算出方法を用いることができる。

この第４の実施形態のコヒーレント光受信装置４は、処理する光信号が偏波多重となっていること以外は、図７に示す第３の実施形態のコヒーレント光受信装置３と同じ原理に基づき、同じ動作を行う。従って、波長分散補償回路４３は、各偏波成分ごとに波長分散の補償を行うことになるが、その構成は図８に示す構成であっても、また図９に示す構成であってもよい。もちろん、周波数差１＝０という条件でなくとも、本実施形態のコヒーレント光受信装置４は、周波数差１の値と周波数差２の値とに基づいて、分散補償係数１が変動した周波数に応じてシフトされた分散補償係数２を生成することができることは言うまでもない。

このように、本実施形態のコヒーレント光受信装置４は、偏波多重され、波長分散を受けた光信号をイントラダイン検波により受信する場合に、局発光の周波数変動が発生したとしても、タイミング変動が抑えられた受信信号を出力することができる。

図１３は、第５の実施形態のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。

第５の実施形態のコヒーレント光受信装置５は、図１２に示した偏波多重方式のシステムにおいて、図３に示した第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２を適用した構成となっている。

コヒーレント光受信装置５は、偏波多重受信用コヒーレント受信回路５１、局発光源５２、波長分散補償回路５３、波長分散補償係数算出回路５４、受信信号復調回路５５および偏波分離回路５６を含んで構成される。

第４の実施形態と同様に、偏波多重された光信号は、偏波多重受信用コヒーレント受信回路５１で受信される。偏波多重受信用コヒーレント受信回路５１は、受信した光信号および局発光源５２が出力する局発光を、それぞれ２つの偏波成分（ＴＥ／ＴＭモード）に分離して処理する。

局発光源５２は、本実施形態においても、狭線幅のＤＦＢ（Distributed Feedback：分布帰還型）半導体レーザでよい。

偏波多重受信用コヒーレント受信回路５１から出力された各偏波成分のデジタル信号は、波長分散補償回路５３に入力されて、各偏波成分ごとに波長分散補償信号処理が行われる。

各偏波成分ごとに波長分散補償信号処理が行われた波長分散補償回路５３から出力されたデジタル信号は、偏波分離回路５６により、送信側で偏波多重される前の状態の２系統の信号に分離される。

分離された２系統の信号は、それぞれ個別の受信信号復調回路５５に入力され、復調信号処理が行われて受信信号が出力される。それぞれの受信信号復調回路５５はまた、光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差を検出し、周波数差２を出力する。

波長分散補償係数算出回路５４は、受信した光信号の周波数と局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差１において、その受信した光信号の周波数における波長分散を補償する分散補償係数を算出する。

本実施形態は、第２の実施形態と同様に、波長分散補償係数算出回路５４は、受信した光信号と局発光の周波数差１が零（０）という条件で、光ファイバ伝送路が有する波長分散Ｄで与えられる分散補償係数を算出し、出力する。

また、波長分散補償回路５３は、第２の実施形態と同様に、高速フーリエ変換回路５０１、信号シフト回路５０２、複素乗算回路５０３および高速逆フーリエ変換回路５０４を含んで構成される。ただし、各偏波成分ごとに波長分散補償信号処理を行うために、それぞれの偏波成分に対応する波長分散補償回路を備えている。

波長分散補償回路５３に入力されたデジタル信号は、高速フーリエ変換回路５０１により、周波数スペクトルに変換される。高速フーリエ変換回路５０１から出力された周波数スペクトルは、信号シフト回路５０２に入力されて、第２の実施形態と同様に、周波数差２に基づいてシフト処理が施される。なお、信号シフト回路５０２は、２系統の受信信号復調回路５６から周波数差２の情報を入力するが、それぞれの周波数差２の情報のいずれか１つ、もしくは２つの周波数差２の情報の平均の値を用いてシフト処理を行う。

信号シフト回路５０２から出力され、周波数差２に基づいてシフト処理が施された周波数スペクトルは、複素乗算回路５０３に入力される。そして、その周波数スペクトルは、波長分散補償係数算出回路５４が出力した分散補償係数と乗算されることによって波長分散による波形の歪みが補償される。波長分散補償が行われた複素乗算回路５０３の出力は、高速逆フーリエ変換５０４により時間領域信号に変換されて、波長分散補償回路５３の出力として出力される。

この第５の実施形態のコヒーレント光受信装置５は、処理する光信号が偏波多重となっていること以外は、図３に示す第２の実施形態のコヒーレント光受信装置２と同じ原理に基づき、同じ動作を行う。もちろん、周波数差１＝０という条件でなくとも、本実施形態のコヒーレント光受信装置５は、周波数差１の値と周波数差２の値とに基づいて、デジタル信号の周波数スペクトルをシフトすることができることは言うまでもない。

このように、本実施形態のコヒーレント光受信装置５は、偏波多重され、波長分散を受けた信号をイントラダイン検波により受信する場合に、局発光の周波数変動が発生したとしても、タイミング変動が抑えられた受信信号を出力することができる。

以上の各実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、を備え、前記波長分散補償手段は、前記周波数差検出手段から通知された前記周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信装置。
（付記２） 前記伝達関数は、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1において、前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数であって、前記波長分散補償手段は、前記伝達関数が表す波形の歪みを補償する分散補償係数を、前記周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトした第２の分散補償係数を用いて前記補償を行うことを特徴とする付記１に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記３） 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、を備え、前記波長分散補償手段は、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号を周波数スペクトルに変換し、前記周波数差を補償するように前記周波数差に基づいて周波数軸上で変換後の周波数スペクトルをシフトすることを特徴とするコヒーレント光受信装置。
（付記４） 前記波長分散補償手段は、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として前記周波数スペクトルを周波数軸上でシフトし、前記周波数差ｆ1において前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を用いることを特徴とする付記３に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記５） 前記コヒーレント受信手段は、偏波多重された光信号を受信し、前記偏波多重された光信号を偏波成分ごとに分離する偏波分離手段を有し、前記波長分散による波形の歪みを含む光信号は、前記偏波分離手段により分離された光信号であることを特徴とする付記１乃至４のいずれかの付記に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記６） 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換し、前記変換されたデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号から前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記波形の歪みの補償は、前記検出された周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信方法。
（付記７） 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換し、前記変換されたデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号から前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記波形の歪みの補償は、前記デジタル信号を周波数スペクトルに変換し、前記周波数差を補償するように前記周波数差に基づいて周波数軸上で変換後の周波数スペクトルをシフトすることを特徴とするコヒーレント光受信方法。
（付記８） 変調した信号を光信号として送信する光送信部と、前記光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、付記１に記載のコヒーレント光受信装置とを備えたことを特徴とするコヒーレント光受信システム。
（付記９） 前記コヒーレント光受信装置は、付記３に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記１０） 波長分散による波形の歪みを受けた受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、当該変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる波長分散による波形の歪みを、離散化した伝達関数を用いて補償して出力する波長分散補償手段と、前記受信した光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる第１の周波数差において、前記受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する前記伝達関数である離散化した係数を含む分散補償係数を算出して出力する波長分散補償係数算出手段と、前記波長分散補償手段が出力するデジタル信号を受信信号に復調する過程で、前記受信した光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差を検出して第２の周波数差として出力する周波数差検出手段と、を備え、前記波長分散補償手段は、波長分散による波形の歪みを補償すべきデジタル信号の周波数スペクトルを、前記第２の周波数差に基づいて周波数軸上でシフトし、当該周波数軸上でシフトした周波数スペクトルに対して前記分散補償係数に基づいた波長分散による波形の歪みの補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信装置。
（付記１１） 前記波長分散補償係数算出手段が出力する前記分散補償係数と、前記周波数差検出手段が出力する前記第２の周波数差を入力し、前記第２の周波数差の前記第１の周波数差との差分周波数に基づいて前記分散補償係数を周波数軸上でシフトして第２の分散補償係数を出力する係数シフト手段をさらに備え、前記波長分散補償手段は前記第２の分散補償係数に基づいて波長分散による波形の歪みを補償することを特徴とする付記１０に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１２） 前記係数シフト手段は、前記第１の周波数差ｆ1、前記第２の周波数差ｆ2および前記第１の分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトして前記第２の分散補償係数を出力することを特徴とする付記１１に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１３） 前記波長分散補償手段は、波長分散による波形の歪みを補償すべきデジタル信号の周波数スペクトルを、前記第２の周波数差の前記第１の周波数差との差分周波数に基づいて周波数軸上でシフトする信号シフト手段を含むことを特徴とする付記１０に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１４） 前記信号シフト手段は、前記第１の周波数差ｆ1、前記第２の周波数差ｆ2および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記周波数スペクトルを周波数軸上でシフトして出力することを特徴とする付記１３に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１５） 前記波長分散補償手段は、入力したデジタル信号をフーリエ変換して周波数スペクトルを前記信号シフト手段に出力するフーリエ変換手段と、前記信号シフト手段が出力する周波数軸上でシフトされた周波数スペクトルに、前記分散補償係数を複素乗算する複素乗算手段と、前記分散補償係数が複素乗算された周波数スペクトルを入力して逆フーリエ変換してデジタル信号を出力する逆フーリエ変換手段とを含むことを特徴とする付記１３または付記１４に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１６） 前記波長分散補償手段は、入力したデジタル信号をフーリエ変換して周波数スペクトルを出力するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段が出力する周波数スペクトルに、前記第２の分散補償係数を複素乗算する複素乗算手段と、前記第２の分散補償係数が複素乗算された周波数スペクトルを入力して逆フーリエ変換してデジタル信号を出力する逆フーリエ変換手段と、を含むことを特徴とする付記１２に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１７） 前記波長分散補償手段は、前記第２の分散補償係数を逆フーリエ変換してインパルス応答信号を生成するインパルス応答変換手段と、入力したデジタル信号と前記インパルス応答変換手段が出力するインパルス応答信号とを畳み込み積分する畳み込み積分手段と、を含むことを特徴とする付記１２に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１８） 前記コヒーレント受信手段は、波長分散による波形の歪みを受けた偏波多重された受信した光信号を入力し、偏波成分ごとに当該受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、当該変換した電気信号を偏波成分ごとのデジタル信号に変換して出力する偏波多重受信用コヒーレント受信手段であって、前記偏波多重受信用コヒーレント受信手段が出力する偏波成分ごとのデジタル信号に含まれる波長分散による波形の歪みを、離散化した伝達関数を用いて補償して出力するそれぞれの前記波長分散補償手段を備え、それぞれの前記波長分散補償手段の出力信号を入力して偏波分離して出力する偏波分離手段をさらに備え、前記周波数差検出手段が、前記偏波分離手段で分離されたそれぞれの信号に対応する前記周波数差検出手段であることを特徴とする付記１０乃至１７のいずれかの付記に記載のコヒーレント光受信装置。
（付記１９） 波長分散による波形の歪みを受けた受信した光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、当該変換した電気信号をデジタル信号に変換し、前記変換されたデジタル信号に含まれる波長分散による波形の歪みを、離散化した伝達関数を用いて補償して出力し、前記受信した光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる第１の周波数差において、前記受信した光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する前記伝達関数である離散化した係数を含む分散補償係数を算出して出力し、前記波長分散による波形の歪みが補償されたデジタル信号を受信信号に復調する過程で、前記受信した光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差を検出して第２の周波数差として出力し、前記波長分散による波形の歪みの補償は、波長分散による波形の歪みを補償すべきデジタル信号の周波数スペクトルを、前記第２の周波数差に基づいて周波数軸上でシフトし、当該周波数軸上でシフトした周波数スペクトルに対して前記分散補償係数に基づいた波長分散による波形の歪みの補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信方法。
（付記２０） 前記分散補償係数と前記第２の周波数差を入力し、前記第２の周波数差の前記第１の周波数差との差分周波数に基づいて前記分散補償係数を周波数軸上でシフトして第２の分散補償係数をさらに出力し、前記波長分散による波形の歪みの補償は、前記第２の分散補償係数に基づいて波長分散を補償することを特徴とする付記１９に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２１） 前記第２の分散補償係数は、前記第１の周波数差ｆ1、前記第２の周波数差ｆ2および前記分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトして生成することを特徴とする付記２０に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２２） 前記波長分散による波形の歪みの補償は、波長分散による波形の歪みを補償すべきデジタル信号の周波数スペクトルを、前記第２の周波数差の前記第１の周波数差との差分周波数に基づいて周波数軸上でシフトすることを特徴とする付記１９に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２３） 前記周波数スペクトルは、前記第１の周波数差ｆ1、前記第２の周波数差ｆ2および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、周波数軸上でシフトされることを特徴とする付記２２に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２４） 前記波長分散による波形の歪みの補償は、入力したデジタル信号をフーリエ変換して周波数スペクトルを出力し、前記周波数スペクトルを、前記第２の周波数差の前記第１の周波数差との差分周波数に基づいて周波数軸上でシフトし、前記周波数軸上でシフトされた周波数スペクトルに、前記分散補償係数を複素乗算し、前記分散補償係数が複素乗算された周波数スペクトルを逆フーリエ変換してデジタル信号を出力することを特徴とする付記２２または付記２３に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２５） 前記波長分散による波形の歪みの補償は、入力したデジタル信号をフーリエ変換して周波数スペクトルを出力し、前記周波数スペクトルに、前記第２の分散補償係数を複素乗算し、前記第２の分散補償係数が複素乗算された周波数スペクトルを逆フーリエ変換してデジタル信号を出力することを特徴とする付記２１に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２６） 前記波長分散による波形の歪みの補償は、前記第２の分散補償係数を逆フーリエ変換してインパルス応答信号を生成し、入力したデジタル信号と前記インパルス応答信号とを畳み込み積分することを特徴とする付記２１に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２７） 前記受信した光信号は偏波多重された受信した光信号であって、前記コヒーレント検波は偏波成分ごとに行って電気信号に変換し、当該変換した電気信号を偏波成分ごとのデジタル信号に変換し、前記波長分散による波形の歪みの補償は、偏波成分ごとのデジタル信号に含まれる波長分散による波形の歪みを、離散化した伝達関数を用いて補償し、当該偏波成分ごとに波長分散による波形の歪みが補償されたデジタル信号を偏波分離し、前記第２の周波数差の出力は、偏波分離されたそれぞれのデジタル信号を受信信号に復調する過程でそれぞれ出力することを特徴とする付記１９乃至２６のいずれかの付記に記載のコヒーレント光受信方法。
（付記２８） 変調した信号を光信号として送信する光送信部と、前記光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、付記１０に記載のコヒーレント光受信装置と、を備えたことを特徴とするコヒーレント光受信システム。
（付記２９） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１１に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３０） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１２に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３１） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１３に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３２） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１４に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３３） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１５に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３４） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１６に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３５） 前記コヒーレント光受信装置は、付記１７に記載のコヒーレント光受信装置であることを特徴とする付記２８に記載のコヒーレント光受信システム。
（付記３６） 変調した信号を光の直交する２つの偏波にそれぞれ割り当てて送信する２台の光送信部と、前記２台の光送信部から出力されるそれぞれの光信号を偏波多重する偏波多重装置と、前記偏波多重装置が出力する偏波多重された光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、付記１８に記載のコヒーレント光受信装置と、を備えたことを特徴とするコヒーレント光受信システム。

この出願は、２０１０年１１月１日に出願された日本出願特願２０１０−２４５１７６号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (7)

1. 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、
   前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、
   前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、
   を備え、
   前記波長分散補償手段は、前記周波数差検出手段から通知された前記周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行い、
   前記伝達関数は、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1において、前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数であって、
   前記波長分散補償手段は、前記伝達関数が表す波形の歪みを補償する分散補償係数を、前記周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトした第２の分散補償係数を用いて前記補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信装置。
2. 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、
   前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、
   前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、
   を備え、
   前記波長分散補償手段は、前記周波数差を補償するように前記周波数差に基づいて前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号の周波数の変更を行い、前記周波数の変更後のデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、
   前記波長分散補償手段は、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号を周波数スペクトルに変換し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として前記周波数スペクトルを周波数軸上でシフトし、前記周波数差ｆ1において前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を用いることを特徴とするコヒーレント光受信装置。
3. 前記コヒーレント受信手段は、偏波多重された光信号を受信し、前記偏波多重された光信号を偏波成分ごとに分離する偏波分離手段を有し、
   前記波長分散による波形の歪みを含む光信号は、前記偏波分離手段により分離された光信号であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の請求項に記載のコヒーレント光受信装置。
4. 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換し、
   前記変換されたデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、
   前記補償後のデジタル信号から前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、
   前記波形の歪みの補償は、前記検出された周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行い、
   い、
   前記伝達関数は、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1において、前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数であって、
   前記伝達関数が表す波形の歪みを補償する分散補償係数を、前記ｆ1、前記検出において検出された前記周波数差ｆ2、および前記分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトした第２の分散補償係数を用いて前記補償を行う
   ことを特徴とするコヒーレント光受信方法。
5. 波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換し、
   前記変換されたデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、
   前記補償後のデジタル信号から前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、
   前記波形の歪みの補償は、前記デジタル信号を周波数スペクトルに変換し、前記周波数差における特定の値ｆ1、前記検出において検出された前記周波数差ｆ2、および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として前記周波数スペクトルを周波数軸上でシフトし、前記ｆ1において前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を用いることを特徴とするコヒーレント光受信方法。
6. 変調した信号を光信号として送信する光送信部と、
   前記光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、
   コヒーレント光受信装置と
   を備え、
   前記コヒーレント光受信装置は、
   波長分散による波形の歪みを含む前記光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、
   前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、
   前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、
   を備え、
   前記波長分散補償手段は、前記周波数差検出手段から通知された前記周波数差に基づいた、前記波長分散による波形の歪みを表す伝達関数を用いて前記補償を行い、
   前記伝達関数は、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1において、前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを表す伝達関数であって、
   前記波長分散補償手段は、前記伝達関数が表す波形の歪みを補償する分散補償係数を、前記周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記分散補償係数の周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として、前記分散補償係数を周波数軸上でシフトした第２の分散補償係数を用いて前記補償を行うことを特徴とするコヒーレント光受信システム。
7. 変調した信号を光信号として送信する光送信部と、
   前記光信号を伝送する光ファイバ伝送路と、
   コヒーレント光受信装置と
   を備え、
   前記コヒーレント光受信装置は、
   波長分散による波形の歪みを含む光信号を受信し、前記光信号を局発光と混合して光コヒーレント検波を行って電気信号に変換し、前記変換した電気信号をデジタル信号に変換して出力するコヒーレント受信手段と、
   前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、前記補償後のデジタル信号を出力する波長分散補償手段と、
   前記波長分散補償手段が出力する前記補償後のデジタル信号を受信し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差の検出を行い、前記周波数差を前記波長分散補償手段に通知する周波数差検出手段と、
   を備え、
   前記波長分散補償手段は、前記周波数差を補償するように前記周波数差に基づいて前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号の周波数の変更を行い、前記周波数の変更後のデジタル信号に含まれる前記波形の歪みの補償を行い、
   前記波長分散補償手段は、前記コヒーレント受信手段が出力するデジタル信号を周波数スペクトルに変換し、前記光信号の周波数と前記局発光の周波数との周波数差が特定の値となる周波数差ｆ1、前記周波数差検出手段が通知する第２の周波数差ｆ2および前記周波数スペクトルの周波数ステップΔＦに対して、（ｆ1−ｆ2）／ΔＦに最も近い整数値をシフト量として前記周波数スペクトルを周波数軸上でシフトし、前記周波数差ｆ1において前記光信号の周波数における波長分散による波形の歪みを補償する分散補償係数を用いることを特徴とするコヒーレント光受信システム。

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