ES2611472T3 - Recepción de luz visible codificada en presencia de interferencias - Google Patents

Abstract

Un receptor (4) de luz visible codificado que comprende: un sensor (12) para recibir luz que comprende datos modulados en la luz de acuerdo con un esquema de codificación; y un módulo (42) de transformación configurado para transformar los datos en una representación de dominio de frecuencia, que representa una banda de un espectro resultante de que dichos datos se modulan en la luz de acuerdo con dicho esquema de codificación; caracterizado por un módulo (28) de cancelación de interferencias configurado para cancelar interferencias que ocurren en dicha banda, mediante la determinación de uno o más componentes en dicha banda que exceden una intensidad de señal de umbral y la cancelación de dichos componentes.

Description

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DESCRIPCION

Recepcion de luz visible codificada en presencia de interferencias CAMPO TECNICO

La presente divulgacion se refiere a la interferencia que puede estar presente cuando se recibe luz visible codificada, y a mitigar un efecto de dicha interferencia.

FONDO

La luz codificada se refiere a una tecnica mediante la cual los datos se modulan en la iluminacion visible emitida por una fuente de luz, por ejemplo por una luminaria basada en LED. De este modo, ademas de proporcionar iluminacion (para lo cual una fuente de luz puede estar ya presente en un entorno), la fuente de luz actua tambien como un transmisor capaz de transmitir datos a un receptor adecuado de luz codificada. La modulacion se realiza tipicamente a una frecuencia suficientemente alta de forma que es imperceptible a la vision humana, es decir, de forma que el usuario solo percibe la iluminacion global y no el efecto de los datos que estan siendo modulados en esa iluminacion. De esta manera se puede decir que los datos estan embebidos en la luz desde la fuente de luz.

Un ejemplo de un sistema de luz codificada se presenta en " Implementation of a 84 Mbit/s Visible-Light Link based on Discrete-Multitone Modulation and LED Room Lighting", by K.D. Langer published in Communication Systems Networks and Digital Signal Processing (CSNDSP), 2010". Este documento presenta una implementacion de un enlace optico inalambrico de 84 Mbit/s basado en luminarias de LED comercialmente disponibles. El documento describe como se llevo a cabo una transmision de datos sin errores en distancias internas tfpicas, por ejemplo, entre una lampara de techo y un escritorio, mediante el uso de modulacion discreta de tonos multiples.

La luz codificada puede utilizarse en una serie de aplicaciones. Por ejemplo, una aplicacion es comunicar entre luminarias, por ejemplo como parte de un sistema de iluminacion inteligente. Cada una de una pluralidad de luminarias en un entorno interior o exterior puede estar equipada con un transmisor y receptor de luz codificadas y la capacidad para comunicarse entre ellos a traves de una luz codificada puede usarse para controlar la luz en el entorno en una forma de distribucion al menos parcialmente distribuida. Por ejemplo cada luminaria tambien puede estar equipada con un sensor de presencia para detectar la presencia de un ser (tfpicamente un humano), y la informacion puede ser compartida entre dos o mas o las luminarias para determinar como controlar la luz de las diferentes luminarias en dependencia de la presencia detectada.

En otra aplicacion de ejemplo, se puede usar luz codificada para proporcionar informacion desde una luminaria a una unidad de control remoto para controlar dicha luminaria, por ejemplo para proporcionar un identificador que la distinga entre otras tales luminarias que la unidad remota puede controlar, o para proporcionar informacion de estado en la luminaria (por ejemplo, para reportar errores, advertencias, temperatura, tiempo de funcionamiento, etc.). En un ejemplo de este tipo, la unidad de control remoto puede comprender un terminal movil de usuario tal como telefono inteligente o tableta que tenga una camara incorporada u otro sensor de luz. Con el terminal ejecutando una aplicacion adecuada, el usuario puede dirigir la camara a una luminaria y, de este modo, detectar el identificador codificado en la luz desde dicha luminaria. Dado el identificador de la luminaria que esta observando, el terminal puede entonces controlar esa luminaria enviando de vuelta una senal de retorno (por ejemplo, via RF).

En otras aplicaciones adicionales, la luz codificada puede usarse para proporcionar informacion a un usuario, por ejemplo para proporcionar identificadores de las luminarias para uso en su entrada en operacion, o para permitir la provision de informacion relacionada con la ubicacion. Por ejemplo, cada luminaria en un entorno interior y/o exterior (por ejemplo, en las habitaciones y pasillos de un complejo de oficinas y/o caminos de un campus) puede estar dispuesta para emitir luz embebida con un identificador respectivo que lo identifica dentro de ese entorno. Si un usuario tiene un terminal movil equipado con una camara u otros sensores de luz y una aplicacion asociada para detectar luz codificada, el terminal puede detectar el identificador de una luminaria que ilumina su ubicacion actual. Esto se puede utilizar para ayudar al usuario a navegar por el entorno, buscando la ubicacion actual en la base de datos de localizacion de los identificadores en ubicaciones de las luminarias. Alternativa o adicionalmente, esto puede usarse para buscar informacion asociada con la ubicacion actual del usuario, tal como informacion sobre exposiciones en espacios particulares de un museo. Por ejemplo la busqueda se puede realizar a traves de Internet o una red local a la que el terminal tenga acceso, o desde una base de datos local en el terminal de usuario. Alternativamente, la informacion podna codificarse directamente en la luz desde una o mas luminarias. En terminos generales, la aplicabilidad de la luz codificada no esta limitada.

Una forma de implementar la luz codificada es mediante la codificacion de amplitud, conmutando la amplitud o potencia de la luz emitida entre niveles discretos para representar bits de canal (o mas generalmente sfmbolos de canal). Por ejemplo, en el caso mas simple, cuando la fuente de luz esta encendida, esto representa un bit de canal de valor 1 y cuando la fuente de luz esta apagada (sin emision) esto representa un bit de canal de valor 0 o

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viceversa. Un fotosensor en el receptor de luz codificada puede detectar cuando la luz esta encendida o apagada, o distinguir entre los diferentes niveles, y asf recibir los bits o sfmbolos de canal.

Con el fin de comunicar datos, la modulacion implica tfpicamente un esquema de codificacion para mapear bits de datos (a veces denominados bits de usuario) sobre bits de canal. Un ejemplo es un codigo Manchester convencional, que es un codigo binario mediante el cual un bit de usuario de valor 0 se asigna a un sfmbolo de canal desactivado (bits de canal 0 y luego 1) y un bit de usuario de valor 1 se asigna a un sfmbolo de canal (bits de canal 1 y luego 0), o viceversa. La codificacion tiene al menos dos propositos posibles. En primer lugar, como sera familiar para un experto en la tecnica, en muchos esquemas de codificacion como la codificacion Manchester, permite que el reloj y los datos se recuperen a partir de la misma senal (de lo contrario se debena enviar un reloj separado o habna que suponer que el transmisor y el receptor estan perfectamente sincronizados). En segundo lugar, puede tener el efecto de modificar el espectro de la senal transmitida.

Se ha observado que la luz codificada es susceptible a interferencia de ciertas fuentes de baja frecuencia tales como la fuente de alimentacion de la red (50 Hz o 60 Hz en la mayona de los pafses). Las tecnicas de luz codificada existentes intentan evitar partes del espectro donde se produce interferencia (a veces denominado confinamiento espectral). Codigos tales como el codigo Manchester pueden elegirse por su efecto de supresion de la curva de densidad espectral de la senal transmitida a frecuencias mas bajas, evitando asf regiones de interferencia de baja frecuencia.

RESUMEN

Sin embargo, incluso evitando frecuencias bajas, existe un problema adicional de interferencia en banda desde otras fuentes. En muchos escenarios, esto puede comprender uno o mas picos potencialmente fuertes de interferencia que pueden asentarse en una region no evitable del espectro de la senal deseada.

Por ejemplo, la interferencia puede originarse a partir de la luz de fondo de una pantalla de visualizacion que puede ser modulada en anchura de impulso para controlar su brillo. La modulacion de anchura de impulso (PWM) significa que la salida de luz desde la pantalla toma la forma de una onda rectangular constante o casi constante en el dominio del tiempo, correspondiente a un tono fundamental y a una serie de armonicos discretos en el dominio de frecuencia. En otro ejemplo, la modulacion de anchura de impulso o modulacion sinusoidal puede encontrarse en una o mas luminarias o fuentes de luz diferentes en el mismo entorno, aparte de la que emite los datos deseados. En algunas situaciones, la interferencia puede incluso ser de uno o mas ordenes de magnitud mas fuerte que la senal deseada, por ejemplo si el sensor de luz codificada ve directamente la fuente interferente mientras que la senal deseada solo se ve a traves de una reflexion desde una superficie tal como una pared, un suelo o un escritorio.

La presente invencion proporciona la cancelacion de interferencias en banda potencialmente fuertes, tales como luces de retorno PWM u otros interferentes periodicos. En el dominio de frecuencia, es posible distinguir entre el espectro continuo de una senal luminosa codificada modulada con datos aleatorios (de manera efectiva), y uno o mas picos interferentes tales como los que se encuentran en el espectro de tono discreto de los interferentes periodicos. Mediante la eliminacion del espectro de tono discreto de los interferentes del espectro compuesto, las senales de luz codificadas pueden detectarse mas fiablemente en presencia de interferentes.

Por lo tanto, segun un aspecto de la presente descripcion, se proporciona un receptor de luz codificada que comprende un sensor de luz, un modulo de transformacion y un modulo de cancelacion de interferencia. El sensor recibe una luz que tiene datos modulados en ella de acuerdo con un esquema de codificacion. El modulo de transformacion esta configurado para transformar los datos en una representacion de dominio de frecuencia, que representa una banda de un espectro resultante de que dichos datos se modulan en la luz de acuerdo con dicho esquema de codificacion. El modulo de cancelacion de interferencias esta configurado para cancelar la interferencia que se produce en esta banda, determinando uno o mas componentes en la banda que exceden una intensidad de senal de umbral y cancelando estos componentes.

De acuerdo con otro aspecto, se proporciona un producto de programa de ordenador que comprende un codigo incorporado en un medio legible por ordenador y que esta configurado de manera que cuando se ejecuta en un procesador opera un receptor de luz codificada para realizar la cancelacion de interferencias de acuerdo con la presente divulgacion.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS

Para una mejor comprension de la presente descripcion y para mostrar como se pueden poner en practica las realizaciones, se hace referencia a modo de ejemplo a los dibujos adjuntos, en los que:

La Figura 1 es una ilustracion esquematica de un entorno que comprende luz codificada e interferencia,

La Figura 2 es una representacion esquematica de una senal recibida en un receptor de luz codificada,

La Figura 3 es un diagrama de bloques esquematico de un receptor de luz codificada,

La Figura 4 es un diagrama de bloques esquematico del sistema de cancelacion de interferencias,

La Figura 5 es una representacion esquematica de un espectro de una senal deseada y una mascara de umbral sin 5 presencia de ninguna interferencia,

La Figura 6 es una representacion esquematica de un espectro de una senal deseada y una mascara de umbral en presencia de interferentes,

La Figura 7 es una representacion esquematica de una curva de densidad espectral,

La Figura 8 es una representacion esquematica de un paquete de datos que puede ser transmitido en luz codificada,

10 La Figura 9 es una representacion esquematica de un espectro de una senal de reloj recibida en una cabecera de paquete,

La Figura 10 es una representacion esquematica de las funciones de una ventana y su efecto sobre un tono interferente en el dominio de frecuencia,

La Figura 11 es una representacion esquematica de una funcion de ventana aplicada a porciones solapadas de 15 datos recibidos,

La Figura 12 es una representacion esquematica de una respuesta en frecuencia de un filtro de paso bajo,

La Figura 13 es una representacion esquematica de las formas de onda de pulso de un esquema de codificacion ternario, y

La Figura 14 es una representacion esquematica de una secuencia de muestra de bits codificados de acuerdo con 20 un esquema de codificacion ternario.

DESCRIPCION DETALLADA DE LAS REALIZACIONES

La Figura 1 ilustra un ejemplo de un entorno en el que se puede emplear la cancelacion de interferencias descrita en el presente documento, por ejemplo una oficina, casa u otra habitacion o espacio interior. El entorno comprende un transmisor 2 de luz codificada tal como una luminaria, por ejemplo montado en un techo o pared, instalado con el 25 proposito principal de iluminar el entorno pero teniendo tambien la funcion secundaria de proporcionar datos incorporados en la salida de iluminacion usando tecnicas de luz codificada. El entorno comprende ademas un receptor 4 de luz codificada. Por ejemplo, el receptor 4 de luz codificada puede estar incluido en otra luminaria, por ejemplo como parte de un sistema de iluminacion inteligente. Alternativamente, el receptor 4 de luz codificada puede ser un componente de una unidad de control remoto para controlar la luminaria 2 transmisora o de un terminal de 30 usuario tal como un terminal movil de usuario para derivar informacion desde la luminaria 2 transmisora (tal como informacion relacionada con la ubicacion o informacion para uso en la puesta en operacion).

Tfpicamente, la luz de la luminaria 2 transmisora alcanza el receptor 4 a traves de una o mas reflexiones desde una o mas superficies 8 tales como el suelo o las paredes. Al aumentar la distancia entre la lampara de la luminaria 2 transmisora y el receptor 4, la intensidad de la senal recibida en el receptor 4 disminuye. Por ejemplo, en un intervalo 35 extremo de comunicacion de luz codificada, la senal de luz visible puede recibirse con una amplitud de aproximadamente 0,1 Lux.

En un escenario tfpico de usuario, puede haber una o mas fuentes 6 de luz presentes que generen interferencia, por ejemplo una pantalla de visualizacion como la de un ordenador portatil (especialmente si estan atenuadas), la retroiluminacion de una pantalla de TV y/o otra luminaria atenuada mediante modulacion de ancho de pulso (PWM). 40 La interferencia esta a menudo en banda (por ejemplo, entre 0 y 4 kHz), y la amplitud de la interferencia en el detector del receptor 4 puede ser mucho mayor que la amplitud de senal en el rango extremo de comunicacion de luz codificada (digamos 10 a 20 dB mas fuerte, por ejemplo del orden de 1 Lux). Por ejemplo, el detector puede "observar" directamente la fuente 6 de interferencia mientras que la luz codificada solo se ve indirectamente a traves de una o mas reflexiones.

45 La interferencia generada por tales fuentes 6 puede ser de naturaleza periodica, dando como resultado que uno o mas tonos interferentes distintos en el espectro de los datos de luz codificada se comunican desde el transmisor 2.

Por ejemplo, un interferente 6 modulado en anchura de impulso, tal como una pantalla de visualizacion PWM, generara una onda rectangular en el dominio de tiempo con un ciclo de funcionamiento constante (o casi constante). Un ejemplo se ilustra en la Figura 2, en el que la senal recibida en el detector comprende un paquete codificado mas interferencia de onda rectangular de una fuente modulada en anchura de impulso (en este ejemplo la interferencia 5 PWM es de 240 Hz, con el ciclo de trabajo al 66%, relacion senal a interferencia de -20 dB, y el paquete presente entre 500 y 540 ms). La transformada (por ejemplo transformada de Fourier) de una onda rectangular en el dominio de frecuencia esta formada por una fundamental y una serie de armonicos, por lo que la interferencia PWM rectangular corresponde a una serie de tonos interferentes estrechos o "picos" en el dominio de frecuencia (vease, por ejemplo, la figura 6).

10 En otro ejemplo, otra luminaria o fuente de luz en el mismo entorno puede ser modulada de acuerdo con algun otro esquema tal como ser modulada con una sinusoide, dando como resultado un tono interferente.

Las siguientes realizaciones son capaces de mitigar el efecto de interferencias periodicas tales como sinusoides o formas de onda de tipo PWM que tienen una frecuencia fija (o cuasifija) y un ciclo de servicio en la banda de interes, por ejemplo como en la Figura 2. En las realizaciones, la tecnica descrita puede detectar de forma fiable una senal 15 luminosa codificada en la capa ffsica en presencia de un interferente que es 20 a 30 dB mas fuerte que la senal luminosa codificada, o una mezcla de interferencias que producen 20dB mas de potencia de interferencia que la senal luminosa codificada.

Esto se logra aplicando la escision de interferencia en el dominio de frecuencia como tecnologfa para eliminar la interferencia de la senal recibida. En el dominio de frecuencia, es posible distinguir entre el espectro continuo de 20 senales luminosas codificadas moduladas con datos aleatorios, y el espectro de tono discreto de las interferencias periodicas. Por ejemplo, haciendo referencia a la figura 6, se puede determinar una curva de umbral (por ejemplo, "umbral 2") basandose en la densidad espectral de potencia esperada (o densidad espectral de amplitud) asociada con el esquema de codificacion que se utiliza para codificar la luz. Cualquier componente cuya intensidad de senal (potencia o amplitud) sea un pico que supere la curva de umbral se supone que es un tono interferente y se excita 25 ajustando su potencia o amplitud a cero. Mediante la eliminacion del espectro de tono discreto de los interferentes del espectro compuesto (escision), puede ser posible detectar con fiabilidad senales luminosas codificadas en presencia de interferencias que son mas de 20 dB mas fuertes que la senal deseada.

La cancelacion de interferencias ejemplificada en la figura 6 se explicara con mas detalle en breve, pero en primer lugar se discuten un ejemplo de un receptor 4 y un esquema de codificacion.

30 La Figura 3 provee un ejemplo de diagrama de bloques de un receptor 4 de luz codificada, configurado para usar escision de interferencia de dominio de frecuencia de acuerdo con realizaciones de la presente divulgacion. El receptor 4 comprende un extremo 10 delantero analogico, que comprende un sensor 12 de luz y un filtro 14 analogico de paso bajo (LPF). El receptor comprende ademas un convertidor analogico-digital (AID) 16, un filtro 18 apareado, un paso bajo digital un primer modulo 22 de muestreo descendente, un modulo 24 de deteccion de 35 portador, un conmutador 25, un segundo modulo 26 de muestreo descendente, un modulo 28 de cancelacion de interferencia, un modulo 30 de muestreo ascendente y un modulo 32 de banda base. El sensor 12 de luz tiene una salida acoplada a una entrada del LPF 14 analogico. A su vez, el LPF 14 analogico tiene una salida acoplada a una entrada del convertidor 16 A/D, el convertidor 16 A/D tiene una salida acoplada a una entrada del filtro 18 apareado, el filtro 18 apareado tiene una salida acoplada a una entrada del LPF 20 digital, el LPF 20 digital tiene una salida 40 acoplada a una entrada del primer modulo 22 de muestreo descendente, y el primer modulo 22 de muestreo descendente tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 24 de deteccion de portador. Ademas, la salida del primer modulo 26 de muestreo descendente esta acoplada al modulo 32 de banda base a traves del conmutador 25.

Cuando se confirma el conmutador 25, acopla la salida del modulo 24 de muestreo de primer muestreo a una entrada del segundo modulo 26 de muestreo descendente y una salida del modulo 30 de muestreo ascendente a la 45 entrada de la banda de base modulo 32, estando acoplada una salida del segundo modulo 26 de muestreo descendente a una entrada del modulo 28 de cancelacion de interferencias y una salida del modulo 28 de cancelacion de interferencias acoplada a una entrada del modulo 30 de muestreo ascendente. Cuando se cancela la confirmacion del conmutador 25, se acopla la salida del primer modulo 24 de muestreo descendente directamente a la entrada del modulo 32 de banda base a traves de la via 31 de derivacion, pasando por alto el segundo modulo 26 50 de muestreo descendente, el modulo 28 de cancelacion de interferencia y el modulo 30 de muestreo ascendente.

Cada uno de los componentes 18, 20, 22, 24, 26, 28, 30 y 32 digitales puede ser implementado en un software almacenado en un dispositivo de almacenamiento del receptor 4 y dispuesto para su ejecucion en un procesador del receptor 4. Alternativamente Algunos de todos estos componentes pueden implementarse en circuitos de hardware dedicados, o circuitos de hardware configurables, tales como un FPGA, o una combinacion de software y hardware.

55 En operacion, el sensor 12 de luz recibe luz de entrada que comprende una senal de luz codificada procedente del transmisor 2 y potencialmente interferencia de una o mas fuentes 6 de interferencia. La senal de luz codificada comprende datos codificados en la luz utilizando un esquema de codificacion para luz codificada. En las

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realizaciones, el esquema de codificacion utilizado es uno de la propia creacion del solicitante y se denomina en el presente documento un codigo ternario de Manchester. Esto se ilustra en las Figuras 13 y 14.

De acuerdo con este esquema, en el transmisor 2 cada bit de datos por transmitir se mapea a un sfmbolo de canal compuesto a manera de una forma de onda de pulso respectiva, o funcion de "sombrero", como se muestra en la figura 13. La forma de onda de pulso mapeada a un bit de datos de valor 1 se muestra en el lado izquierdo de la figura 13 y la forma de onda de pulso asignada a un bit de datos de valor 0 se muestra en el lado derecho de la figura 13. Un bit de datos es una porcion de informacion real que se transmite, a veces denominada "datos de usuario" (aunque no sea explfcitamente creada por un usuario). El periodo de bits de datos se etiqueta como Td en la figura 13, mostrandose los lfmites entre los penodos de bits de usuario con lmeas verticales discontinuas.

Cada funcion de sombrero comprende una secuencia de tres sfmbolos de canal elementales de longitud Tc in tiempo, cada mitad de la longitud del periodo de bit de datos Td (es decir, Td = 2Tc). Los tres sfmbolos de canal elementales para un bit de datos respectivo son contiguos, estando situada la mitad de los tres en el centro del respectivo penodo de bits de datos, de modo que el primer y tercer sfmbolos de canal elementales adyacentes se encuentran a ambos lados de los lfmites de inicio y fin de los datos respectivamente por la mitad de un penodo de sfmbolo de canal elemental Teen cada lado.

Para un bit de datos de valor 1, esto se mapea a la funcion de sombrero positivo mostrada a la izquierda de la figura 13. La funcion de sombrero positivo comprende: un primer sfmbolo de canal elemental de amplitud -1/2 unidad centrado en el lfmite inicial (anterior) del respectivo periodo de bits de datos, seguido por el segundo sfmbolo de canal elemental (central) de amplitud +1 unidad centrado en el respectivo penodo de bits de datos, seguido por un tercer sfmbolo de canal elemental de amplitud -1/2 centrado en el lfmite final (posterior) del respectivo periodo de bits de datos.

Para un bit de datos de valor 0, esto se asigna a la funcion de sombrero negativo mostrada a la derecha de la figura 13. La funcion de sombrero negativo comprende: un primer sfmbolo de canal elemental de amplitud + 1/2 unidad centrado en el lfmite inicial (anterior) del respectivo penodo de bits de datos, seguido por el segundo sfmbolo de canal elemental (central) de amplitud -1 unidades centrado en el respectivo penodo de bits de datos, seguido por un tercer sfmbolo de canal elemental de amplitud + 1/2 centrado en el lfmite final (posterior) del respectivo periodo de bits de datos.

Para crear la corriente de bits codificada que se va a transmitir, las funciones de sombrero de bits de usuario adyacentes se anaden entre sf, desplazadas por las ubicaciones de sus respectivos penodos de bits a lo largo del eje de tiempo. Debido a que las funciones de sombrero se superponen a traves de los lfmites entre los penodos de bits de datos, las funciones se anaden en las regiones de solapamiento entre bits de datos adyacentes. Es decir, las funciones de sombrero estan unidas a lo largo de los lfmites del penodo de bits de datos, de modo que el lfmite An anterior de un periodo de bits de datos se une con el lfmite An+1 de bit posterior del penodo de bits de datos adyacente anterior, sumandose el nivel de la senal cuando las dos formas de onda de pulso adyacentes se superponen. En la Figura 14 se muestra un ejemplo de una secuencia resultante de sfmbolos de canal en el dominio de tiempo.

Cuando dos bits de datos adyacentes son de valor 1, esto significa que los dos sfmbolos de canal elementales solapantes de -1/2 se suman a -1 en el periodo elemental solapante. Cuando dos bits de datos adyacentes son de valor 0, los dos sfmbolos de canal elementales superpuestos de + 1/2 se suman a +1 en el penodo elemental solapante. Cuando dos bits de datos adyacentes son de valores diferentes, los dos sfmbolos de canal elementales superpuestos de + 1/2 y -1/2 anaden a 0 el penodo elemental solapante.

En una variante equivalente, puede invertirse la asignacion de valores de bits de datos 0 y 1 a funciones de sombrero positivas y negativas.

La senal resultante (por ejemplo, la de la figura 14) se convierte entonces en una variacion en la potencia de la senal emitida por la fuente 2 de luz de transmision (ya sea representada en terminos de amplitud o potencia). Por ejemplo, el sfmbolo de canal elemental -1 puede representarse por un nivel de salida de luz bajo (por ejemplo, la luz se apaga), el sfmbolo de canal elemental +1 puede representarse por un nivel de luz de salida alto (por ejemplo, se enciende la luz) y el sfmbolo de canal elemental 0 puede estar representado por un nivel de luz intermedio entre el alto y el bajo (por ejemplo, la luz esta a la mitad de la potencia o amplitud de salida).

El codigo de Manchester ternario puede ser ventajoso ya que proporciona una transicion mas suave, cuando los bits de datos cambian de valor, que un codigo de Manchester convencional y da como resultado un espectro en el dominio de frecuencia que es mas suprimido alrededor de frecuencias bajas donde pueden producirse interferencias fuera de banda como el zumbido de la red. Sin embargo, la aplicabilidad de la presente descripcion no esta limitada a Manchester ternario y en otras realizaciones pueden usarse otros ejemplos de esquemas de codificacion

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adecuados, por ejemplo un codigo Manchester convencional (binario), u otros codigos convencionales de lmeas binarias o ternarias.

Cualquiera que sea el esquema utilizado, el sensor 12 de luz en el receptor 4 detecta la luz y genera una senal electronica representativa del nivel de luz recibido (por ejemplo, amplitud o potencia) en funcion del tiempo. El sensor de luz emite esta senal electronica a traves del LPF 14 analogico al convertidor 16 A/D que lo muestrea, por ejemplo a 64 kHz, para producir una representacion digital de la senal. Incluyendo los efectos de la luz codificada y la interferencia, esto da como resultado una senal que podna asemejarse por ejemplo a algo como la Figura 2.

El convertidor 16 A/D emite la version digital de la senal al filtro 18 apareado. El filtro 18 apareado actua para correlacionar una forma de onda de plantilla contra la senal recibida. La plantilla es una forma de onda de pulso del esquema de codificacion que se detecta, por ejemplo en el caso del codigo de Manchester ternario, la plantilla puede ser la funcion de sombrero positiva mostrada en el lado izquierdo de la figura 13. Al correlacionar la plantilla con lo que se recibe, esto permite que el filtro 18 apareado detecte la presencia de una senal basada en el esquema de codificacion asociado con esa plantilla, de manera que minimice la relacion senal-ruido.

El filtro 18 apareado pasa su salida al LPF 20 digital, donde se aplica una filtracion de paso bajo, por ejemplo con una banda de paso de 4 kHz, y el LPF 20 digital pasa la salida de este al primer modulo 22 de muestreo descendente, donde es muestreada en forma descendente, por ejemplo de 64 kHz a 16 kHz. La senal emparejada, filtrada y muestreada en forma descendente se envfa entonces al conmutador 25.

Si se cancela la confirmacion del conmutador 25, se anula la cancelacion de interferencia y la senal se envfa directamente al receptor 32 de banda base para procesamiento de la banda base. El procesamiento de banda base comprende funciones tales como deteccion del portador de deteccion de picos de potencia, generacion de reloj, deteccion de sincronizacion de marco y recuperacion conjunta de reloj y datos. Por otra parte, si el conmutador 25 esta confirmado, el segundo modulo de muestreo descendente, el modulo 28 de cancelacion de interferencias y el modulo 30 de muestreo ascendente se conmutan en la cadena antes de que el procesamiento en banda base por el modulo 32 receptor de banda base. En este caso, la senal es emitida desde el primer modulo 22 de muestreo descendente al segundo modulo 26 de muestreo descendente, donde se muestrea en forma descendente, por ejemplo desde 16kHz o 8kHz. Esta senal de muestreo descendente es emitida desde el segundo modulo 26 de muestreo descendente al modulo 28 de cancelacion de interferencia que transforma la senal desde el dominio de tiempo al dominio de frecuencia y realiza la escision de interferencia de dominio de frecuencia de acuerdo con realizaciones de la presente descripcion. Despues de la cancelacion de la interferencia, la senal es entonces emitida desde el modulo 28 de cancelacion de interferencias al modulo 30 de muestreo ascendente donde se muestrea para invertir el muestreo descendente por el segundo modulo 26 de muestreo descendente, por ejemplo de 8 kHz a 16 kHz, y a continuacion, la salida hacia el modulo 32 de banda base para el procesamiento de recepcion de banda base.

La figura 4 da un ejemplo de diagrama de bloque para implementar el modulo 28 de cancelacion de interferencias. El modulo 28 de cancelacion de interferencias comprende un filtro 34 rapido de transformada de Fourier (FFT), que comprende un modulo 38 de seleccion de bloque, un modulo 40 de ventana, un modulo 42 rapido de transformada de Fourier (FFT), un modulo 44 de enmascaramiento espectral, un modulo 46 de FFT inverso (IFFT) y un modulo 48 de adicion. El modulo 28 de cancelacion de interferencia comprende ademas un modulo 36 de procesamiento de fondo, que comprende un modulo 50 de espectro absoluto, un modulo 52 buscador de umbral y un modulo 54 de definicion de mascara. El modulo 38 de seleccion de bloque tiene una entrada dispuesta como entrada del modulo 28 de cancelacion de interferencias, acoplada a la salida del segundo modulo 26 de muestreo descendente. A su vez, el modulo 38 de seleccion de bloque tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 40 de ventana, el modulo 40 de ventana tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 42 FFT, el modulo 42 FFT tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 44 de enmascaramiento espectral, el modulo 44 de enmascaramiento tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 46 IFFT y el modulo 46 IFFT tiene una salida acoplada a una entrada del modulo 48 de adicion. El modulo 48 de adicion tiene una salida dispuesta como salida del modulo 28 de cancelacion de interferencia, acoplada a la entrada del modulo 30 de muestreo ascendente. Ademas, la salida del modulo 42 FFT esta acoplada a una entrada del modulo 50 de espectro absoluto, una salida del modulo de espectro absoluto esta acoplada a una entrada del modulo 52 de busqueda de umbral y la salida del modulo 52 de busqueda de umbral esta acoplada a una entrada del modulo 54 de definicion de mascara y una salida del modulo 54 de definicion de mascara esta acoplada a otra entrada del modulo 44 de enmascaramiento espectral.

En operacion, el modulo 38 de seleccion de bloques recibe una senal a partir de la cual se debe cortar la interferencia (la senal emparejada, filtrada, muestreada desde el segundo modulo 26 de muestreo descendente) y divide esta senal en porciones o "bloques" cada una de muestras de una determinada longitud N en el dominio de tiempo, por ejemplo N = 2048. En las realizaciones los bloques pueden solaparse en el tiempo, por ejemplo por N/2 muestras. Cada bloque de N muestras se envfa al modulo 40 de ventana que aplica una funcion de ventana a cada bloque respectivamente, por ejemplo una funcion de ventana de coseno elevada, tal como una ventana de

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Hamming. El modulo 40 de ventana emite cada bloque de ventanas al modulo 42 FFT, que transforma cada bloque del dominio de tiempo en el dominio de frecuencia, generando de este modo una representacion de dominio de frecuencia de cada bloque. La representacion en el dominio de frecuencia de un bloque comprende una pluralidad de componentes espectrales, es decir, una medida de la senal en cada una de una pluralidad de contenedores de frecuencia. El modulo 42 FFT pasa la representacion de dominio de frecuencia de cada bloque desde el modulo 42 FFT a traves del modulo 44 de enmascaramiento espectral que aplica una mascara espectral a componentes que interfieren con el consumo.

Para determinar la mascara espectral, la representacion en el dominio de frecuencia de cada bloque se emite tambien desde el modulo 42 FFT al modulo 50 de espectro absoluto que determina el espectro absoluto del bloque transformado, es decir, los valores absolutos de los componentes en el bloque sin el efecto de la fase. Asf, los componentes espectrales se representan en terminos de la intensidad de la senal en cada una de una pluralidad de contenedores de frecuencia (por ejemplo, veanse las figuras 5 y 6). En realizaciones la intensidad de senal puede ser representada en terminos de potencia o amplitud (rafz cuadrada de la potencia). El modulo 50 de espectro absoluto emite el espectro absoluto para el bloque al modulo 52 buscador de umbrales que lo utiliza para determinar una curva de densidad espectral para el bloque, en realizaciones, ya sea la densidad espectral de potencia o la densidad espectral de amplitud segun sea apropiado para la representacion la que se utilice.

La densidad espectral es la distribucion esperada de la intensidad de la senal por unidad de frecuencia para un conjunto aleatorio idealizado de datos. La forma de la curva de densidad espectral es caractenstica del esquema de codificacion de luz. Asf, la forma de la curva de densidad espectral para el esquema de Manchester ternario sera diferente de la de un esquema de codificacion Manchester binario convencional y diferente de nuevo de otros esquemas de codificacion. La forma de la curva de densidad espectral para Manchester ternario se muestra esquematicamente en la Figura 7, teniendo por ejemplo un pico a 2 kHz y un nulo a 4 kHz. La densidad espectral tambien se escala de acuerdo con la integral de los valores absolutos de los componentes en el bloque -es decir, representa la proporcion de la potencia o amplitud del bloque que se espera en funcion de la frecuencia-. Por lo tanto, la curva de densidad espectral depende del esquema de codificacion que se utiliza para codificar la luz y de la intensidad total de la senal en el bloque (potencia o amplitud total).

El modulo 52 de busqueda de umbral modifica la curva de densidad espectral para determinar una curva de umbral (por ejemplo, umbral 2 en la figura 6). El modulo 50 de definicion de mascara determina entonces cualesquiera componentes cuya intensidad de senal (potencia o amplitud) exceda la curva de umbral y define una mascara espectral que enmascara estos componentes en el espectro del bloque. El modulo de definicion de mascara emite la mascara al modulo 44 de enmascaramiento espectral, que aplica la mascara para escindir los componentes enmascarados de la representacion de dominio de frecuencia del bloque respectivo. La escision funciona sobre la base de que cualquier componente espectral que tenga una intensidad de senal mayor que la mascara de umbral (por ejemplo, umbral 2 en la figura 6) es probable debido (al menos en una parte sustancial) a tonos interferentes de fuentes tales como luminarias PWM o retroiluminacion.

Despues de la cancelacion de interferencias, la version de dominio de frecuencia de cada bloque se pasa desde el modulo 44 de enmascaramiento espectral a traves del modulo 46 IFFT, donde el bloque respectivo se transforma de nuevo en el dominio de tiempo. El modulo 46 IFFT envfa cada bloque al modulo 48 de adicion que anade regiones de bloques solapadas para producir una senal de dominio de tiempo reconstruida, pero que ha sido cancelada. La senal de dominio de tiempo reconstruida y anulada por interferencia se envfa entonces hacia delante al modulo 32 de banda base donde se realiza el procesamiento de recepcion en banda base.

Asf, de acuerdo con lo anterior, el modulo 28 de cancelacion de interferencia aplica la escision de interferencia en el dominio de frecuencia usando una FFT de N puntos y IFFT (por ejemplo, N = 2048).

En una aplicacion preferida, la escision de interferencia se basa en una observacion de que, en el dominio de frecuencia, es posible distinguir entre el espectro continuo de la senal deseada (resultante de los bits efectivamente aleatorios transmitidos) y el espectro discreto de Interferencias periodicas.

Observese que en las realizaciones, los datos de usuario son codificados por un codigo de aleatorizacion de modo que los datos conservan una calidad pseudoaleatoria independientemente de los datos de usuario que se transmiten. Por ejemplo, incluso si el usuario transmite una secuencia de Is consecutivos, u 0s consecutivos, o algun otro dato que da como resultado un flujo ordenado de bits, la corriente codificada aparecera todavfa aleatoria de manera efectiva porque corresponded a un espectro aproximadamente liso en el dominio de frecuencia. Sin embargo, incluso sin codificar la mayona de los datos de usuario sigue siendo efectivamente aleatoria sobre un numero suficientemente grande de muestras (aunque el contenido no sea aleatorio, cualquier orden en el contenido no se manifiesta necesariamente en la capa ffsica).

Se ha encontrado que los "agujeros" espectrales creados por la escision tienden a ser relativamente pocos y pequenos en comparacion con el numero de componentes y el ancho del espectro de los datos. Como resultado,

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cuando se transforma de nuevo en el dominio del tiempo despues de que se elimina la interferencia, la distorsion en la senal debida a esta escision es despreciable o al menos tolerable.

Por ejemplo, para una FFT de longitud de 2048 muestras y un espectro como se ilustra en las Figuras 5-7 con un pico a 2KHz y nulo a 4kHz, solo puede haber del orden de 10 muestras cada una de ancho de 10Hz.

Se observa que los formatos codificados de senales luminosas pueden no permitir algoritmos de restauracion de senales fuertes como la correccion de errores o el espectro ensanchado. En las realizaciones, es deseable seleccionar cuidadosamente el algoritmo de escision de interferencia y su ubicacion entre los otros algoritmos de receptor con el fin de reducir la distorsion de la senal. En realizaciones, se pueden implementar opcionalmente una o mas de las siguientes medidas adicionales para mejorar adicionalmente el rendimiento de la cancelacion de interferencia descrita en el presente documento:

• aplicar un proceso de dos pasos para determinar la curva de umbral, que comprende determinar componentes que exceden una primera curva de umbral, a continuacion determinar una segunda curva de umbral basada en la densidad espectral con el efecto de eliminar estos componentes;

• aplicar el filtro apareado antes de realizar la escision de interferencia en el dominio de frecuencia;

• aplicar una ventana Hanning de dominio de tiempo antes de la FFT con superposicion N/2 de bloques FFT;

• utilizar un umbral formado (coseno elevado) en el dominio de frecuencia para distinguir entre el espectro deseado y las frecuencias de interferencia;

• poner a cero los puntos finales del resultado de FFT y IFFT para minimizar la distorsion debida a calculos de punto fijo; y/o

• un conmutador para eludir el algoritmo de escision que permite un intercambio entre el retardo de procesamiento de la senal del receptor y su robustez contra la interferencia.

En las realizaciones, la escision de interferencia (eliminacion de frecuencias de interferencia) se aplica despues del filtro 18 apareado, pero antes de los algoritmos de receptor 32 de banda base mas tradicionales tales como deteccion portadora de deteccion de sobrecarga de potencia, generacion de reloj, deteccion de sincronizacion de trama y reloj de articulacion y recuperacion de datos.

El LPF 14 analogico en el extremo 10 frontal analogico esta disenado para poder muestrear su salida a 64 kHz sin tener productos perturbadores de pseudonimia. A 64 kHz, se aplica en primer lugar un filtro 18 apareado para Manchester ternario. Como subproducto, crea un ancho nulo fuerte alrededor de 0Hz y 4kHz (veanse Figuras 5-7). La supresion de la senal en frecuencias bajas ayuda a evitar la interferencia de baja frecuencia (fuera de banda) de fuentes tales como la fuente de alimentacion de la red. Ademas, una ventaja de la colocacion del filtro 18 apareado en la cadena de la figura 3 es que el siguiente nulo (en este ejemplo a 4 kHz) puede estar dispuesto para coincidir con la banda de transicion para el LPF 20 digital posterior. El LpF 20 digital elimina todas las frecuencias por encima de 4kHz, permitiendo un muestreo descendente a 8kHz (segun el teorema de Nyquist, para evitar la distorsion de pseudonimia es deseable eliminar todas las frecuencias que son mas de la mitad de la frecuencia de muestreo). Sin embargo, tal como se ilustra esquematicamente en la figura 12, ningun filtro de paso bajo es perfecto y tendra en realidad una banda 66 de transicion entre la banda 64 de paso y la banda 68 de parada. Aplicando el filtro 18 apareado antes del LPF 20, el valor nulo a 4kHz (por ejemplo) puede ser dispuesto para estar dentro de la banda 66 de transicion del LPF 20. Ademas, la escision de interferencia descrita anteriormente implica la transformacion del dominio de frecuencia al dominio de tiempo y viceversa. Esto implica que es deseable tener una ventana tan amplia como sea posible en el dominio del tiempo, lo que implica querer una frecuencia de muestreo tan baja como sea posible. Aplicando el filtro 18 apareado antes del LPF 20, se sabe que todo el espectro esta entre 0 Hz y 4 kHz.

La escision de interferencia tiene lugar a una frecuencia de muestreo de 8 kHz, que corresponde al ancho de banda de la senal de la banda base de la capa ffsica ternaria de Manchester (~ 4 kHz). Como se menciono, la escision de interferencia tiene lugar en el dominio de frecuencia usando una FFT y IFFT de N puntos, por ejemplo utilizando una FFT de longitud N = 2048 puntos (muestras de tiempo consecutivas a 8kHz).

La entrada se divide en bloques N muestras de tiempo consecutivas. En las realizaciones, cada bloque se multiplica por una funcion de ventana 40 en forma de ventana de coseno elevado, tal como una ventana de Hamming (coseno elevado con desplazamiento de 1), siendo la ventana de ancho N en el dominio del tiempo. Cada bloque se transforma a continuacion en el dominio de frecuencia utilizando una FFT de N puntos, dando como resultado un vector N de frecuencias. Una multiplicacion en el dominio del tiempo corresponde a una convolucion en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, en el dominio de frecuencia, un tono discreto interferente fi (por ejemplo, el fundamental o un armonico de una onda rectangular debido a PWM) da como resultado la convolucion de una sinusoide con la

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funcion de ventana. Un ejemplo de una funcion de ventana 60 rectangular y una funcion de ventana 62 de coseno elevado se muestran esquematicamente en la parte superior de la figura 10 y un ejemplo de una convolucion resultante de una funcion de ventana W con un tono de interferencia en el dominio de frecuencia se ilustra esquematicamente en la parte inferior de la Figura 10. Si la ventana es discontinua en sus bordes, la anchura del tono interferente va con 1/f en el dominio de frecuencia; si la primera derivada de la ventana es discontinua en sus bordes, la anchura de este tono va con 1f y si la segunda derivada es discontinua, la anchura del tono va con 1% Es deseable mantener la anchura de estos tonos tan estrecha como sea posible en el dominio de frecuencia (para minimizar la distorsion cuando se escinde), por lo que es ventajoso elegir una funcion de ventana que es solo discontinua en su segunda derivada. Una ventana de coseno elevado tiene esta propiedad. Una ventana de Hamming es una ventana de coseno elevado parametrizada por una atenuacion progresiva de 1.

En realizaciones, la entrada se divide de tal manera que los bloques de N muestras de tiempo consecutivas se solapan entre sf En el caso de una ventana de Hamming (coseno elevado con parametro de atenuacion 1) cada bloque recibe una superposicion de N/2 muestras con sus bloques vecinos. La razon de esto se ilustra esquematicamente en la Figura 11. La funcion de ventana no rectangular tiene el efecto de que las muestras del borde de la ventana en el dominio de tiempo se atenuan. Por lo tanto, las regiones solapadas estan dispuestas para corresponder a las regiones en las que la senal de dominio de tiempo es atenuada por la funcion de ventana. Cuando los bloques se convierten de nuevo en el dominio de tiempo y se agregan entre sf, las regiones solapadas se combinan para deshacer un efecto de la atenuacion de los bordes de la funcion de ventana. En las realizaciones esto recuperara una funcion plana en el dominio del tiempo. Para una ventana de Hamming (coseno elevado con atenuacion 1) un solapamiento de medio bloque (N/2) tendra este efecto. Alternativamente, una ventana de coseno elevado con atenuacion inferior a 1 puede conseguir este mismo efecto disponiendo que la superposicion sea inferior a la mitad, en dependencia del desplazamiento.

En otras realizaciones, en el dominio de frecuencia, el modulo 28 de cancelacion de interferencias puede descartar los primeros pocos y ultimos componentes de dicho vector N de frecuencias. Esto se debe a que estos componentes tienden a ser muy erraticos debido a calculos de punto fijo.

A continuacion, el modulo 28 de cancelacion de interferencias calcula una curva de umbral de dominio de frecuencia como un multiplo escalar de una curva de umbral estandar (la densidad espectral).

La figura 5 muestra el espectro de una senal deseada y mascaras de umbral sin interferencia. El espectro aleatorio tal como se calculo utilizando una FFT de 2048 puntos aplicada a una porcion (bloque) de ventana de Hamming de la senal recibida. Para cada bloque FFT, se calcula una curva de umbral de dominio de frecuencia que distinguira entre el espectro continuo de la senal deseada y el espectro discreto de interferencias. La curva de umbral de dominio de frecuencia es una version escalada de la densidad espectral de potencia de Manchester ternario, o una aproximacion simplificada de la misma. Un coseno elevado sostenido a 1750 Hz se utiliza como una aproximacion para las frecuencias de 0 a 4kHz.

El escalamiento de la curva de umbral de dominio de frecuencia es una funcion lineal de la integral del espectro aleatorio calculado. El escalamiento es tal que, en ausencia de interferencia, ningun componente de frecuencia cruza el umbral, es decir, no tiene lugar ninguna escision.

La Figura 6 muestra el espectro aleatorio de una pieza de senal recibida que contiene tanto senal deseada como senal de interferencia (240 HZ PWM a SIR = -20 dB). La curva de umbral del dominio de frecuencia real utilizada para la escision es "umbral 2", puesto que en las realizaciones se determina la escala deseada (y las frecuencias por escindir) en dos etapas.

En primer lugar, se obtiene un escalamiento (que conduce al umbral 1) tomando una funcion lineal de la integral del valor absoluto del espectro aleatorio calculado. Es decir, la curva de densidad espectral teorica (esperada) para el esquema de codificacion de luz correspondiente (por ejemplo, Manchester ternario) es escalada por la intensidad de senal total en el bloque respectivo (potencia o amplitud integral). Esto tambien puede incluir un escalamiento por un cierto factor para permitir cierto margen de error (es decir, en la practica, algunos componentes de senal legttimos pueden caer ligeramente por encima de la curva de densidad espectral teorica). En realizaciones este factor puede ser 1,2 o 1,3.

En segundo lugar, se obtiene un segundo escalamiento aplicando la misma funcion a un valor absoluto modificado del espectro aleatorio calculado, en el que el valor absoluto modificado del espectro aleatorio calculado se obtiene a partir del valor absoluto del espectro aleatorio calculado fijando los componentes espectrales mayores que su "umbral 1" igual a cero. Es decir, la densidad espectral es ahora escalada por la intensidad total de la senal (potencia integral o amplitud) con los componentes que caen mas alla del umbral 1 eliminado. Esto tambien puede incluir de nuevo un escalamiento por un factor para permitir un margen de error, por ejemplo nuevamente 1,2 o 1,3. La escision final tiene lugar mediante el establecimiento de componentes de frecuencia igual a cero, cuyos valores absolutos estan mas alla del "umbral 2".

En una generalizacion de lo anterior, la etapa de aplicar un umbral, extraer componentes y volver a calcular el umbral podna repetirse una o mas veces. Es decir, podna haber tres pasos que conducen a un "umbral 3", etc.

Observese que en las realizaciones, los calculos anteriores solo tienen que hacerse para componentes de frecuencia N/2 (complejos) (0 a 4 kHz), ya que el espectro de una senal real es conjugado complejo en el dominio de 5 frecuencia.

Despues de la aplicacion de la escision del dominio de frecuencia mencionado anteriormente sobre cada uno de los bloques de FFT, cada bloque de frecuencia escindido se transforma de nuevo en el dominio de tiempo utilizando un IFFT de N puntos, que conduce a un vector N real escindido en el tiempo dominio.

A continuacion, los primeros y ultimos componentes de dicho vector N real escindido en el dominio del tiempo se 10 fijan en cero, porque estos componentes tienden a ser muy erraticos debido a calculos de punto fijo. Finalmente, el vector del dominio del tiempo resultante se anade a su lugar correspondiente en la secuencia de tiempo de salida.

Se ha encontrado que, en ausencia de escision, incluso una implementacion de punto fijo de 16 bits de la FFT y la IFFT no produce distorsiones significativas.

En realizaciones, los datos de luz codificadas pueden ser transmitidos en uno o mas paquetes, un ejemplo de los 15 cuales se ilustra en la Figura 8. El paquete comprende una carga util 58 que comprende los datos de usuario discutidos anteriormente, y tambien un encabezamiento 56 que comprende un preambulo para uso en sincronizacion. La carga util 58 tiene una longitud de multiples de los bloques utilizados en la cancelacion de interferencia anterior (por ejemplo, 80 bytes de datos de usuario). El preambulo comprende una senal de reloj que puede comprender una pluralidad de ciclos de una sinusoide (por ejemplo, 20 ciclos a 2 kHz). A primera vista, puede 20 parecer que el modulo 28 de cancelacion de interferencias tendna el efecto de cancelar este tono de reloj deseado. Sin embargo, como se muestra esquematicamente en la Figura 9, en el dominio de frecuencia la senal de reloj corresponde a la convolucion de la sinusoide con la funcion de ventana rectangular creada por la longitud del preambulo (una sinusoide convolucionada con una ventana rectangular da una funcion de sumidero). Esto puede tener un ancho espectral del orden de 100 a 200 Hz. Sin embargo, la convolucion de esta misma senal de reloj 25 sinusoidal con la funcion de ventana 40 no rectangular (por ejemplo, coseno elevado) corresponde a una punta mucho mas estrecha que se escinde, tal vez del orden de 10 Hz de ancho. Por lo tanto, puede observarse que en las realizaciones, ademas de dejar los datos 58 reales con una distorsion insignificante o tolerable, la escision de frecuencia descrita anteriormente no necesita destruir una senal 56 de reloj incluida en un preambulo de paquete.

Se apreciara que las realizaciones anteriores se han descrito solamente a modo de ejemplo.

30 Por ejemplo, las tecnicas descritas aqrn no se limitan a ser implementadas en terminos de cualquier medida particular de la intensidad de la senal. Por ejemplo la intensidad de la senal puede expresarse en terminos de potencia o amplitud. Ademas, se apreciara que la energfa de la senal acumulada durante un tiempo dado es una medida de potencia. Similarmente, la densidad espectral de energfa en una ventana finita de tiempo es una medida de la densidad espectral de potencia. Tambien pueden emplearse otras formas de representar una senal en luz. 35 Ademas, la descripcion no esta limitada a ninguna forma particular de transformacion tal como una transformada de Fourier o FFT. Otros tipos de transformacion seran por sf mismos familiares para un experto en la tecnica, por ejemplo, una transformada de coseno discreta (DCT).

Al discutir anteriormente ideas de senales que son "discretas" y "continuas", se apreciara que en cualquier representacion digital la distincion es algo aproximada. El espectro de los datos (pseudo) aleatorios es continuo en 40 cuanto la intensidad de las componentes espectrales en contenedores contiguos siga una distribucion aproximadamente "lisa", mientras que los tonos interferentes pueden considerarse discretos en cuanto que solo dan lugar a componentes individuales no contiguos ), siendo "escogidos" entre el espectro continuo, o tal vez pequenos grupos no contiguos de componentes continuos que estan siendo seleccionados.

Ademas, cuando se dice que la resistencia de un componente "excede" un umbral o similar, esto puede referirse a 45 una operacion de tipo "mayor que" o "mayor que o igual a".

Lo anterior se ha ejemplificado en terminos de cancelacion de interferencias a partir de formas de onda rectangulares tales como luz PWM, pero en otras aplicaciones la interferencia podna tomar otras formas, tales como interferencia sinusoidal u otra interferencia periodica. Ademas, cuando la interferencia es "rectangular" incluye la posibilidad de una forma de onda cuadrada.

50 En realizaciones, la cancelacion de interferencia comprende extirpar o enmascarar completamente componentes espectrales, ajustando su altura a cero (fijando en cero el valor que representa la intensidad). Sin embargo, en realizaciones alternativas la cancelacion puede comprender reducir la altura de estos componentes para reducir un efecto de interferencia, en lugar de escindirlos completamente.

Otras variantes de las realizaciones descritas pueden ser entendidas y efectuadas por los expertos en la tecnica en la practica de la invencion reivindicada, a partir de un estudio de los dibujos, la descripcion y las reivindicaciones adjuntas. En las reivindicaciones, la expresion "que comprende" no excluye otros elementos o etapas, y el artfculo indefinido "un" o "una" no excluye una pluralidad. Un solo procesador u otra unidad puede cumplir las funciones de 5 varios artfculos citados en las reivindicaciones. El mero hecho de que ciertas medidas sean citadas en reivindicaciones diferentes mutuamente dependientes no indica que una combinacion de estas medidas no pueda ser aprovechada. Un programa informatico puede ser almacenado/distribuido en un medio adecuado, tal como un medio de almacenamiento optico o un medio de estado solido suministrado junto con o como parte de otro hardware, pero tambien puede distribuirse en otras formas, tales como a traves de Internet u otros sistemas de 10 telecomunicaciones cableados o inalambricos. Cualquier signo de referencia en las reivindicaciones no debe ser interpretado como una limitacion del alcance.

Claims (15)

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   REIVINDICACIONES

   1. Un receptor (4) de luz visible codificado que comprende:

   un sensor (12) para recibir luz que comprende datos modulados en la luz de acuerdo con un esquema de codificacion; y

   un modulo (42) de transformacion configurado para transformar los datos en una representacion de dominio de frecuencia, que representa una banda de un espectro resultante de que dichos datos se modulan en la luz de acuerdo con dicho esquema de codificacion; caracterizado por

   un modulo (28) de cancelacion de interferencias configurado para cancelar interferencias que ocurren en dicha banda, mediante la determinacion de uno o mas componentes en dicha banda que exceden una intensidad de senal de umbral y la cancelacion de dichos componentes.
2. 2. El aparato de la reivindicacion 1, en el que el umbral comprende una curva en el dominio de frecuencia, en el que dicha curva se basa en una densidad espectral que es caractenstica del esquema de codificacion usado para modular los datos en la luz.
3. 3. El aparato de la reivindicacion 2, en el que el modulo (28) de cancelacion de interferencias esta configurado para realizar dicha determinacion y cancelacion mediante: determinacion de una primera curva de umbral basada en la densidad espectral, cancelacion de uno o mas primeros componentes que exceden la primera curva de umbral, - determinacion de una segunda curva de umbral basada en la densidad espectral excluyendo un efecto de los primeros componentes, y cancelar uno o mas segundos componentes que exceden la segunda curva de umbral.
4. 4. El aparato de la reivindicacion 3, en el que la primera curva de umbral es una version escalada linealmente de la densidad espectral y la segunda curva de umbral es una version escalada linealmente de la densidad espectral excluyendo el efecto de dichos primeros componentes.
5. 5. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, en el que la cancelacion comprende fijar en cero la intensidad de senal de dicho uno o mas componentes.
6. 6. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, que comprende un modulo (32) de banda base y un modulo (46) de transformacion inversa configurados para transformar los datos de nuevo en una representacion de dominio de tiempo para su posterior procesamiento por un modulo de banda base despues de la cancelacion de dicha interferencia.
7. 7. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, que comprende un filtro (18) apareado aplicado antes de la transformacion en el dominio de frecuencia por el modulo (42) de transformacion.
8. 8. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, que comprende un filtro (20) de paso bajo, en el que el filtro (18) apareado se aplica antes del filtro de paso bajo y esta configurado para suprimir el espectro en una banda de transicion del filtro de paso bajo.
9. 9. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, que comprende un modulo (40) de ventana configurado para aplicar una funcion de ventana de dominio temporal antes de la transformacion en el dominio de frecuencia por el modulo (42) de transformacion, dividiendo asf los datos en porciones;

   en el que el modulo (42) de transformacion esta configurado para generar una representacion de dominio de frecuencia respectiva de una banda del espectro resultante de cada porcion de datos y el modulo (28) de cancelacion de interferencia esta configurado para operar en la representacion del dominio de frecuencia de cada porcion, respectivamente.
10. 10. El receptor de la reivindicacion 9, en el que el modulo (40) de ventana esta configurado para dividir los datos en una secuencia de porciones en la que cada porcion comprende N muestras de dominio de tiempo y las porciones sucesivas se superponen por una fraccion de las N muestras.
11. 11. El receptor de la reivindicacion 10, en el que dicha funcion de ventana (40) comprende una funcion de ventana de coseno elevada y dicha superposicion esta relacionada con una atenuacion de la funcion de ventana de coseno elevado.
12. 12. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, en el que el modulo (42) de transformacion esta configurado para descartar puntos finales de dicha banda en el dominio de frecuencia antes de la cancelacion de interferencia por dicho modulo (28) de cancelacion de interferencia.
13. 13. El receptor de cualquier reivindicacion precedente, que comprende un conmutador (25) operable para evitar el 5 modulo de cancelacion de interferencia.
14. 14. Un metodo para operar un sistema de iluminacion que comprende: una luminaria (2) configurada para emitir luz visible codificada;

    un dispositivo que comprende el receptor (4) de luz visible codificada de cualquier reivindicacion precedente; y

    al menos una fuente (6) de dicha interferencia, en la que la interferencia es periodica en el tiempo,

    10 en el que al menos en ocasiones la interferencia es recibida por el receptor (4) de luz visible codificada con al menos un orden de magnitud mayor que la luz que comprende dichos datos, y/o la luz que comprende dichos datos es recibida por el receptor (4) de luz visible codificada a traves de al menos una reflexion de al menos una superficie (8) mientras que la interferencia es recibida directamente por el receptor (4) de luz visible codificada.
15. 15. Un programa de ordenador para el funcionamiento de un receptor (4) de luz visible codificada, comprendiendo el 15 producto de programa de ordenador un codigo incorporado en un medio de almacenamiento legible por ordenador y

    configurado de manera que cuando se ejecuta para llevar a cabo operaciones de:

    a traves de un sensor (12) del receptor de luz visible codificado, recibir luz que comprende datos modulados en la luz de acuerdo con un esquema de codificacion; y

    transformar los datos en una representacion del dominio de frecuencia, que representa una banda de un espectro 20 que resulta de que dichos datos se modulan en la luz de acuerdo con dicho esquema de codificacion; caracterizado por

    cancelar la interferencia que ocurre en dicha banda, determinando uno o mas componentes en dicha banda que exceden una intensidad de serial umbral y cancelando dichos componentes.