WO2015087494A1 - 等化処理回路、デジタル受信機、信号送受信システム、等化処理方法およびデジタル受信方法 - Google Patents

Abstract

　半固定的な特性の波形歪と、高速に変動する波形歪と、を高精度に補償できるようにする。　本発明の等化処理回路は、入力された周波数領域等化係数を用いてデジタル信号を周波数領域等化する周波数領域等化手段、入力された時間領域等化係数を用いてデジタル信号を時間領域等化する時間領域等化手段、等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出する波形歪検出手段、準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算する周波数領域等化係数制御手段および動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する時間領域等化係数制御手段を備える。

Description

等化処理回路、デジタル受信機、信号送受信システム、等化処理方法およびデジタル受信方法

　本発明は、等化処理回路、デジタル受信機、信号送受信システム、等化処理方法およびデジタル受信方法に関する。

　デジタル信号処理を行わないコヒーレント受信機においては、局発光（local　oscillation　light）の周波数および位相のオフセットや偏波揺らぎが原因で、安定的な受信を行うことが困難であるという課題があった。

　これに対して、例えば、特許文献１には、コヒーレント受信機において、入力信号の搬送波周波数と局発光との周波数シフト量を推定し、推定値と逆方向に局部発振器（ＬＯ：local　oscillator）の発振周波数をシフトする技術が開示されている。

　一方、電子デバイス技術の発展により、高速なＡ／Ｄ（analog　to　digital）変換器を高速な通信装置の信号処理に用いることができるようになった。その結果、光通信や無線通信において、デジタル信号が送受信されるようになってきた。デジタル信号に変換された信号にデジタル信号処理を施すことにより、上述のＬＯ光の周波数および位相のオフセットや光信号の偏波揺らぎを補償できる。さらに、デジタル信号処理により、上述した周波数及び位相オフセットの補償や偏波揺らぎの補償の他、より高度な波形等化技術を施すこともできる。

　例えば、非特許文献１には、時間領域等化フィルタのフィルタ係数から伝達特性を解析し、解析結果に基づいて受信信号が持つ波長分散や偏波モード分散などの種々の波形歪みを補償する技術が開示されている。また、特許文献２には、温度変動などによって変化する半固定的な特性の波形歪を前段で補償し、伝送路で発生する高速に変動する波形歪を後段で補償する技術が開示されている。その他、関連する技術が特許文献３、４等にも開示されている。

特開２００９－０３８８０１号公報 特開２０１１－００９９５６号公報 特開２０１０－２６８４０４号公報 国際公開第２０１３／１２８８３５号

Fabian.N.Hauske, Maxim Kuschnerov, Bernhard Spinnler, and Berthold Lankl, "Optical Performance Monitoring in Digital Coherent Receivers," Journal of Lightwave Technology, vol. 27, No.16,August 15, 2009.

　非特許文献１の技術は、種々の波形歪みを高速で補償できる一方、例えば、温度変動などによって変化する半固定的な特性の波形歪を補償することができない。また、特許文献２の技術は、半固定的な特性の波形歪と高速に変動する波形歪を直列的に行うことから、個々の補償の精度が低くなる。

　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、半固定的な特性の波形歪と、高速に変動する波形歪と、を高精度に補償できる、等化処理回路、デジタル受信機、信号送受信システム、等化処理方法およびデジタル受信方法を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために本発明に係る等化処理回路は、入力された周波数領域等化係数を用いて、入力されたデジタル信号を周波数領域等化する周波数領域等化手段と、入力された時間領域等化係数を用いて、入力されたデジタル信号を時間領域等化する時間領域等化手段と、等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出する波形歪検出手段と、検出された準静的波形歪に基づいて、周波数領域等化係数を演算して出力する周波数領域等化係数制御手段と、検出された動的波形歪に基づいて、時間領域等化係数を演算して出力する時間領域等化係数制御手段と、を備える。

　上記目的を達成するために本発明に係るデジタル受信機は、入力された信号を局発信号を用いてコヒーレント検波して出力するフロントエンド手段と、コヒーレント検波された信号をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換手段と、デジタル信号が入力される上述の等化処理回路と、を備える。

　上記目的を達成するために本発明に係る信号送受信システムは、信号を送信するデジタル送信機と、送信された信号が入力される上述のデジタル受信機と、を備える。

　上記目的を達成するために本発明に係る等化処理方法は、演算された周波数領域等化係数を用いて入力されたデジタル信号を周波数領域等化すると共に演算された時間領域等化係数を用いて入力されたデジタル信号を時間領域等化し、等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出し、検出された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算すると共に検出された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する。

　上記目的を達成するために本発明に係るデジタル受信方法は、入力された信号を局発信号を用いてコヒーレント検波して出力し、コヒーレント検波された信号をデジタル信号に変換して出力し、演算された周波数領域等化係数を用いて出力されたデジタル信号を周波数領域等化すると共に演算された時間領域等化係数を用いて出力されたデジタル信号を時間領域等化し、等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出し、検出された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算すると共に検出された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する。

　上述した本発明の態様によれば、半固定的な特性の波形歪と、高速に変動する波形歪と、を高精度に補償できる。

第１の実施形態に係る等化処理回路１０のブロック構成図である。 第１の実施形態に係る波形歪検出部４０Ｂのブロック構成図である。 第１の実施形態に係る波形歪検出部４０Ｃのブロック構成図である。 第２の実施形態に係る等化処理回路１００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係る周波数領域等化部２００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るデジタル受信機７００のブロック構成図である。 デジタル受信機７００のフロントエンド部５００のブロック構成図である。 デジタル受信機７００のバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂおよびフィードバック制御部４００の動作を説明するための図である。 第２の実施形態に係るデジタル受信端末装置９００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るデジタル受信端末装置９００のフロントエンド部５００Ｂのブロック構成図である。 第２の実施形態に係る別のデジタル受信端末装置９００Ｂのブロック構成図である。 第２の実施形態に係る信号送受信システム１０００のシステム構成図である。 第２の実施形態の変形例に係る等化処理回路１００Ｃのブロック構成図である。 第２の実施形態の変形例に係る別の等化処理回路１００Ｄのブロック構成図である。 第３の実施形態に係る等化処理回路１００Ｅのブロック構成図である。 第３の実施形態に係る等化処理回路１００ＥのＦＩＲフィルタの等化伝達特性の一例を示す図である。 第３の実施形態に係る等化処理回路１００Ｅの制御部４１００Ｄおよび残留波長分散推定部４９０Ｄの動作手順を示す図である。 第４の実施形態に係るデジタル受信機７００Ｃのブロック構成図である。

（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る等化処理回路のブロック構成図を図１Ａに示す。図１Ａにおいて、等化処理回路１０は、周波数領域等化部２０、時間領域等化部３０、波形歪検出部４０、周波数領域等化係数制御部５０および時間領域等化係数制御部６０を備える。周波数領域等化部２０、時間領域等化部３０、波形歪検出部４０、周波数領域等化係数制御部５０および時間領域等化係数制御部６０がそれぞれ、請求項の周波数領域等化手段、時間領域等化手段、波形歪検出手段、周波数領域等化係数制御手段および時間領域等化係数制御手段に相当する。

　周波数領域等化部２０は、等化処理回路１０に入力されたデジタル信号に対して、周波数領域等化係数制御部５０の制御に基づいて周波数領域等化を施し、周波数領域等化を施したデジタル信号を時間領域等化部３０へ出力する。

　時間領域等化部３０は、入力されたデジタル信号に対して、時間領域等化係数制御部６０の制御に基づいて時間領域等化を施し、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号を出力する。

　波形歪検出部４０は、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号から波形歪を検出し、準静的波形歪と動的波形歪とに分離する。波形歪検出部４０は、準静的波形歪を周波数領域等化係数制御部５０へ出力すると共に動的波形歪を時間領域等化係数制御部６０へ出力する。

　周波数領域等化係数制御部５０は、波形歪検出部４０から入力された準静的波形歪に基づいて、該準静的波形歪を補償するための周波数領域等化係数を演算し、演算した周波数領域等化係数に基づいて周波数領域等化部２０をフィードバック制御する。

　時間領域等化係数制御部６０は、波形歪検出部４０から入力された動的波形歪に基づいて、該動的波形歪を補償するための時間領域等化係数を演算し、演算した時間領域等化係数に基づいて時間領域等化部３０をフィードバック制御する。

　上記のように構成された等化処理回路１０において、波形歪検出部４０は、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号の波形歪を、準静的波形歪と動的波形歪とに分離して、周波数領域等化係数制御部５０および時間領域等化係数制御部６０へそれぞれ出力する。そして、周波数領域等化係数制御部５０は、準静的波形歪に基づいて周波数領域等化部２０をフィードバック制御し、時間領域等化係数制御部６０は動的波形歪に基づいて時間領域等化部３０をフィードバック制御する。

　動的波形歪が分離された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化部２０をフィードバック制御することにより、周波数領域等化係数制御部５０において、周波数領域等化を比較的長時間かけて高精度に行うことができる。

　さらに、準静的波形歪が分離された動的波形歪に基づいて時間領域等化部３０をフィードバック制御する場合、高速制御が必要な時間領域等化係数制御部６０における処理負荷を低減することができる。

　ここで、本実施形態に係る波形歪検出部４０の一例を、図１Ｂおよび図１Ｃに示す。図１Ｂに示した波形歪検出部４０Ｂは、準静的波形歪抽出部４１Ｂおよび動的波形歪抽出部４２Ｂを備える。準静的波形歪抽出部４１Ｂは、等化処理が施されたデジタル信号から、準静的波形歪を抽出する。一方、動的波形歪抽出部４２Ｂは、等化処理が施されたデジタル信号から、動的波形歪を抽出する。

　なお、時間領域等化係数制御部６０から、演算した時間領域等化係数を準静的波形歪抽出部４１Ｂへ出力し（点線矢印）、準静的波形歪抽出部４１Ｂにおいて時間領域等化係数を参照しながら準静的波形歪を抽出することが望ましい。これにより、準静的波形歪抽出部４１Ｂにおける処理負荷を低減することができる。

　図１Ｃに示した波形歪検出部４０Ｃは、低域信号抽出部４３Ｃ、準静的波形歪抽出部４１Ｃおよび動的波形歪抽出部４２Ｃを備える。低域信号抽出部４３Ｃは、等化処理が施されたデジタル信号から、低域信号を抽出して準静的波形歪抽出部４１Ｃへ出力し、残りを動的波形歪抽出部４２Ｃへ出力する。準静的波形歪抽出部４１Ｃは、低域信号抽出部４３Ｃから入力された低域信号から準静的波形歪を抽出する。一方、動的波形歪抽出部４２Ｃは、低域信号抽出部４３Ｃから入力された、低域信号が除去されたデジタル信号から動的波形歪を抽出する。

　ここで、高速制御を優先する場合、低域信号抽出部４３Ｃから動的波形歪抽出部４２Ｃへ、等化処理が施されたデジタル信号をそのまま出力することもできる。この場合、動的波形歪抽出部４２Ｃにおいて、入力されたデジタル信号から動的波形歪を抽出する。

　以上のように、本実施形態に係る等化処理回路１０において、波形歪検出部４０、４０Ｂ、４０Ｃは、等化処理されたデジタル信号に含まれている波形歪を準静的波形歪と動的波形歪とに分離し、周波数領域等化係数制御部５０と時間領域等化係数制御部６０とへそれぞれ出力する。そして、周波数領域等化係数制御部５０は分離された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算し、時間領域等化係数制御部６０は分離された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する。

　動的波形歪が分離された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算することにより、周波数領域等化係数制御部５０における処理を比較的長時間かけて高精度に行うことができる。さらに、準静的波形歪が分離された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算することにより、時間領域等化係数制御部６０における処理負荷を低減することができる。

　従って、本実施形態に係る等化処理回路１０は、半固定的な特性の波形歪（準静的波形歪）と高速に変動する波形歪（動的波形歪）とを高精度に補償することができる。

　（第２の実施形態）
　第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る等化処理回路のブロック構成図を図２に示す。図２において、等化処理回路１００は、周波数領域等化部２００、時間領域等化部３００およびフィードバック制御部４００を備える。

　周波数領域等化部２００は、等化処理回路１００に入力されたデジタル信号を、周波数領域等化係数演算部４４０から入力された周波数領域等化係数を用いて周波数領域等化（ＦＤＥ：frequency-domain　equalization）し、時間領域等化部３００へ出力する。本実施形態に係る周波数領域等化部２００のブロック構成図を図３に示す。

　図３において、周波数領域等化部２００は、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ：discrete　Fourier　transform）２０１、乗算器２０２および逆離散フーリエ変換部（ＩＤＦＴ：inverse　discrete　Fourier transform）２０３を備える。

　ＤＦＴ２０１は、周波数領域等化部２００に入力されたデジタル信号に、離散フーリエ変換を施し、Ｎ個の周波数領域信号Δω_s0～Δω_s(N-1)を乗算器２０２へ出力する。ここで、変換後のデジタル信号は、一定の周波数Δω_s刻みになっている。なお、Δω_s＝２πf_s／Ｎであり、f_sはサンプリング周波数である。すなわち、本実施形態では、Δω_sｋは周波数ｋ・Δω_s（ｋ＝０～（Ｎ－１））の信号を表す。

　ここで、離散フーリエ変換サイズＮが大きいほど、高精度な波形等化が行われる。なお、ＯＦＤＭ（orthogonal　frequency-division　multiplexing）変調方式や光デジタルコヒーレント通信などに適用される一般的なＦＤＥは、Ｎが大きくなるほど、複雑な制御に対応するために回路規模が大きくなり、消費電力が増大する。

　乗算器２０２は、ＤＦＴ２０１から入力されたＮ個の周波数領域信号Δω_s0～Δω_s(N-1)に、周波数領域等化係数演算部４４０から入力された周波数領域等化係数をそれぞれ加算し、加算結果をＩＤＦＴ２０３へ出力する。

　ＩＤＦＴ２０３は、乗算器２０２から入力された加算結果（Ｎ個の周波数領域等化を施した信号）に逆離散フーリエ変換を施し、時間領域信号に変換して時間領域等化部３００へ出力する。

　ここで、一般的な離散フーリエ変換サイズＮは２のべき乗の整数である。この場合、離散フーリエ変換を実行するためのアルゴリズムとして、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast　Fourier　Transform）を用いることができる。この場合、周波数領域等化部２００は、入力された信号に対してＦＦＴを施し、乗算器２０２においてそのＦＦＴサイズと同数のフィルタ係数設定値による重み付き乗算を施すことによって周波数領域等化を実現できる。そして、周波数領域等化部２００は、周波数領域等化を施した信号に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse　FFT）して時間領域信号に変換し、時間領域等化部３００へ出力する。

　ＦＤＥ回路にＦＦＴを適用する場合、高精度な波形等化を行うためにＮが増大した時でも、回路規模が大きくなることを避けることができ、さらに、消費電力が大きくなることを避けることができる。従って、周波数領域等化部２００は、回路規模がＮに比例する時間領域等化回路と比較して、回路規模が小さく低消費電力なＦＤＥ回路となる。

　図２の説明に戻る。時間領域等化部３００は、周波数領域等化部２００から入力された周波数領域等化されたデジタル信号を、時間領域等化係数演算部４２０から入力された時間領域等化係数を用いて時間領域等化して出力する。時間領域等化部３００は、例えば、制御性が高い、ＦＩＲ（finite　impulse　response）フィルタあるいはＩＩＲ（infinite　impulse response）フィルタなどによって構成することができる。この場合、ＦＩＲフィルタおよびＩＩＲフィルタの係数に、時間領域等化係数演算部４２０から入力された時間領域等化係数が適用される。

　フィードバック制御部４００は、周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００をフィードバック制御する。図２に示すように、本実施形態に係るフィードバック制御部４００は、波形歪み検出部４１０、時間領域等化係数演算部４２０、準静的波形歪み検出部４３０および周波数領域等化係数演算部４４０を備える。

　波形歪み検出部４１０には、時間領域等化部３００から出力されたデジタル信号の一部が入力される。波形歪み検出部４１０は、入力されたデジタル信号の波形歪みを検出し、検出結果を時間領域等化係数演算部４２０および準静的波形歪み検出部４３０へ出力する。本実施形態に係る波形歪み検出部４１０は、固定値、トレーニング信号、識別判定（ＤＤ：decision　directed）信号等の参照信号と、時間領域等化部３００から入力されたデジタル信号と、の誤差を求め、それぞれの波形等化（補償）アルゴリズムに応じた誤差信号演算を行うことによって波形歪みを検出する。

　時間領域等化係数演算部４２０は、波形歪み検出部４１０から入力された波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算し、演算結果を時間領域等化部３００へ出力する。本実施形態に係る時間領域等化係数演算部４２０は、システム要件に応じて選択された波形等化アルゴリズムにより、時間領域等化係数を演算する。

　ここで、波形等化アルゴリズムとしては、例えば、ＣＭＡ（constant　modulus　algorithm）、ＬＭＳ（least　mean　squares）アルゴリズム、ＲＬＳ（recursive　least　squares）アルゴリズムなどの一般的な手法を用いることができる。なお、波形等化アルゴリズムを用いる代わりに、波形歪み検出部４１０において、アイ開口率や誤り率などの伝送特性が好適となる理想波形からのずれ量（歪み）を誤差信号として検出し、時間領域等化係数演算部４２０において、検出された誤差量が最小になる時間領域等化係数を演算することもできる。

　準静的波形歪み検出部４３０は、波形歪み検出部４１０から入力された波形歪のうち、時間的に緩慢に変動する波形歪みを抽出して周波数領域等化係数演算部４４０へ出力する。ここで、時間的な変動が緩慢な歪み信号とは、時間領域等化部３００、波形歪み検出部４１０および時間領域等化係数演算部４２０によって構成される時間領域等化のフィードバック時定数よりも長期間の時間変動をもつ波形歪み信号である。本実施形態に係る準静的波形歪み検出部４３０は、入力されたデジタル信号と参照信号とのずれ量（誤差）、あるいは、入力されたデジタル信号の理想波形（伝送特性が好適となる時の波形）からのずれ量のうち時間的な変動が緩慢なずれ量を、準静的波形歪みとして検出する。

　周波数領域等化係数演算部４４０は、準静的波形歪み検出部４３０において検出された準静的波形歪みに基づいて周波数領域等化部２００の周波数領域等化係数を演算し、演算結果を周波数領域等化部２００へ出力する。本実施形態に係る周波数領域等化係数演算部４４０は、システム要件に応じて選択された波形等化アルゴリズムにより、周波数領域等化係数を演算する。

　上記のように構成された等化処理回路１００において、フィードバック制御部４００は、入力されたデジタル信号の波形歪みに基づいて時間領域等化係数を演算し、時間領域等化部３００をフィードバック制御する。時間領域等化部３００にはＦＩＲフィルタ等の回路効率が良く制御性が高い回路が適用され、ＦＩＲフィルタの係数にフィードバック制御部４００から入力された時間領域等化係数が適用される。これにより、時間変動が高速な波形歪みを、低消費電力で高速に時間領域等化できる。

　一方、上記のように構成された等化処理回路１００において、フィードバック制御部４００は、入力されたデジタル信号の波形歪みから準静的波形歪みを抽出し、準静的波形歪みに基づいて周波数領域等化係数を演算し、周波数領域等化部２００をフィードバック制御する。周波数領域等化部２００には回路規模が大きくなることを抑制可能なＦＦＴ・ＩＦＦＴ等が適用され、ＦＦＴからの出力に、フィードバック制御部４００から入力された周波数領域等化係数がそれぞれ加算される。従って、周波数領域等化部２００は、回路規模が大きくなることを抑制しつつ、すなわち、消費電力が大きくなることを抑制しつつ、時間変動が緩慢な波形歪みを高精度に周波数領域等化できる。

　ここで、本実施形態では、準静的波形歪み検出部４３０を波形歪み検出部４１０の後段に配置し、準静的波形歪み検出部４３０は、波形歪み検出部４１０から出力された波形歪から時間的に緩慢に変動する波形歪みを抽出したが、これに限定されない。準静的波形歪み検出部４３０は、フィードフォワード制御、フィードバック制御等の等化アルゴリズムに応じて好適な検出箇所に配置することができる。すなわち、時間的に緩慢に変動する波形歪みの検出は、周波数領域等化部２００の前段または後段、時間領域等化部３００の前段において分岐された信号等を用いることもできる。

　上述の等化処理回路は、例えば、ＤＰ－ＱＰＳＫ（dual-polarization　quadrature　phase　shift　keying）信号等の光偏波多重された位相変調信号を扱うデジタル受信機に配置されることができる。上述の等化処理回路が配置されたデジタル受信機のブロック構成図を図４に示す。図４において、デジタル受信機７００は、フロントエンド部５００、Ａ／Ｄ（Analog　to　Digital）変換部６００、等化処理回路１００Ｂを備える。ここで、等化処理回路１００Ｂは、周波数領域等化部２００Ｂ、時間領域等化部３００Ｂおよびフィードバック制御部４００を備える。

　フロントエンド部５００には、デジタル受信機７００に入力された偏波多重ＱＰＳＫ信号と、図示しない局発光源から出力された局発光（local　oscillation　ｌｉｇｈｔ）と、が入力される。フロントエンド部５００は、入力された偏波多重ＱＰＳＫ信号を、ＬＯ光を用いてコヒーレント検波し、２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの成分Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙを出力する。フロントエンド部５００のブロック構成図の一例を図５に示す。

　図５において、フロントエンド部５００は、偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド５１０および光電変換部５２１、５２２、５２３、５２４を備える。

　偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド５１０は、入力された偏波多重ＱＰＳＫ信号を、ＬＯ光を用いてコヒーレント検波し、４つの成分Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙに復調して光電変換部５２１、５２２、５２３、５２４へそれぞれ出力する。

　光電変換部５２１、５２２、５２３、５２４はそれぞれ、入力された４つの成分Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙを電気信号に変換してＡ／Ｄ変換部６００へ出力する。

　Ａ／Ｄ変換部６００は、４つのＡ／Ｄ変換回路６１０、６２０、６３０、６４０によって構成される。Ａ／Ｄ変換部６００は、フロントエンド部５００から入力された４つの成分Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙをそれぞれデジタル信号に変換し、ＩｘおよびＱｘのデジタル信号をＦＤＥ２１０Ｂへ、ＩｙおよびＱｙのデジタル信号をＦＤＥ２２０Ｂへ出力する。

　周波数領域等化部２００Ｂは、ＦＤＥ２１０ＢおよびＦＤＥ２２０Ｂによって構成される。ＦＤＥ２１０Ｂは、入力されたＩｘおよびＱｘのデジタル信号を、周波数領域等化係数演算部４４０から入力された周波数領域等化係数を用いて周波数領域等化し、時間領域等化部３００Ｂへ出力する。同様に、ＦＤＥ２２０Ｂは、入力されたＩｙおよびＱｙのデジタル信号を、周波数領域等化係数演算部４４０から入力された周波数領域等化係数を用いて周波数領域等化し、時間領域等化部３００Ｂへ出力する。

　時間領域等化部３００Ｂは、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂによって構成される。バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂは、入力された周波数領域等化された信号を、時間領域等化係数演算部４２０から入力された時間領域等化係数を用いて時間領域等化して出力する。

　フィードバック制御部４００は、図２のフィードバック制御部４００がそのまま適用される。すなわち、フィードバック制御部４００は、時間的に緩慢に変動する波形歪みに基づいて演算した周波数領域等化係数を周波数領域等化部２００Ｂへ出力し、時間変動が高速な波形歪みに基づいて演算した時間領域等化係数を時間領域等化部３００Ｂへ出力する。

　時間領域等化部３００ＢをバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂによって構成した場合のバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂおよびフィードバック制御部４００の動作を、図６を用いて説明する。図６において、Ｅ_Ｘｉｎ（ｔ）およびＥ_Ｙｉｎ（ｔ）は、時刻ｔ（ｔサンプル目）においてバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂへ入力される、Ｘ偏波ポートおよびＹ偏波ポートへの入力信号をそれぞれ表す。また、Ｅ_Ｘｏｕｔ（ｔ）およびＥ_Ｙｏｕｔ（ｔ）は、時刻ｔにおいてバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂから出力される、Ｘ偏波ポートおよびＹ偏波ポートからの出力信号をそれぞれ表す。また、ｈ_ｘｘ（ｔ）、ｈ_ｘｙ（ｔ）、ｈ_ｙｘ（ｔ）、ｈ_ｙｙ（ｔ）はそれぞれ、時刻ｔにおけるバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂのフィルタ係数を表す。以下、簡単のため、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂのタップ数が１タップの場合について説明する。

　このとき、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂの入出力信号の関係は以下の（１）式で与えられる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１）式

　波形等化アルゴリズムとして、例えば、ＣＭＡ（constant　modulus　algorithm）を用いる場合、波形歪み検出部４１０は（２）式で表される誤差信号を計算する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２）式

　そして、時間領域等化係数演算部４２０は、時刻ｔ＋１におけるバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂのタップ係数を（３）式により演算し、時間領域等化係数としてバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂへ出力する

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（３）式

　ここで、μはステップサイズパラメータであり、＊は複素共役を表す。

　フィードバック制御部４００は、上記の手順により、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂの係数を順次更新する。そして、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂは、順次更新される係数を用いて時間領域等化を行う。これにより、時間的に偏波が変動する場合でも適応的に波形補償される。

　以上のように、デジタル受信機７００に偏波多重ＱＰＳＫ信号が入力する場合においても、制御性の良い波形を高精度に且つ低消費電力で出力することができる。

　ここで、上述した図４のデジタル受信機７００を、無線通信を行うデジタル受信端末装置に適用することもできる。この場合のデジタル受信端末装置のブロック構成図を図７に示す。図７において、デジタル受信端末装置９００は、アンテナ８００およびデジタル受信部７００’によって構成される。

　アンテナ８００は、無線によって送信されてきた信号を受信し、受信した信号をデジタル受信部７００’へ出力する。デジタル受信部７００’は、入力された信号を、フロントエンド部５００Ｂにおいてコヒーレント検波する。

　コヒーレント検波された信号は、周波数領域等化部２００に入力される。周波数領域等化部２００に入力された信号は、周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００において、フィードバック制御部４００において演算された周波数領域等化係数および時間領域等化係数に基づいて周波数領域等化および時間領域等化される。

　ここで、図７のフロントエンド部５００Ｂは、図４のＡ／Ｄ変換部６００の機能も備える。フロントエンド部５００Ｂのブロック構成図を図８に示す。図８において、フロントエンド部５００Ｂは、フィルタ５３０Ｂ、ローノイズアンプ５４０Ｂ、ミキサー５５０Ｂ、基準信号源５６０Ｂ、フィルタ５７０Ｂ、可変利得アンプ５８０ＢおよびＡ／Ｄ変換部５９０Ｂから成る。

　フィルタ５３０Ｂは、アンテナ８００において受信された信号から、ノイズとなる周波数成分を除去してアナログ信号をローノイズアンプ５４０Ｂへ出力する。ローノイズアンプ５４０Ｂは、入力されたアナログ信号を増幅してミキサー５５０Ｂへ出力する。ミキサー５５０Ｂは、基準信号源５６０Ｂにおいて生成された基準信号を、ローノイズアンプ５４０Ｂから入力されたアナログ信号に乗じ、フィルタ５７０Ｂへ出力する。フィルタ５７０Ｂは、入力されたアナログ信号からノイズとなる周波数成分を除去して可変利得アンプ５８０Ｂへ出力する。可変利得アンプ５８０Ｂは、入力されたアナログ信号を増幅してＡ／Ｄ変換部５９０Ｂへ出力する。Ａ／Ｄ変換部５９０Ｂは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。

　ここで、フロントエンド部５００Ｂは、フィルタ５３０Ｂ、ローノイズアンプ５４０Ｂ、ミキサー５５０Ｂ、基準信号源５６０Ｂ、フィルタ５７０Ｂおよび可変利得アンプ５８０Ｂを必ずしも有する必要はない。例えば、アンテナ８００が受信した信号を、フロントエンド部５００ＢのＡ／Ｄ変換部５９０Ｂにおいてそのままデジタル信号に変換して出力することもできる。

　上述のデジタル受信端末装置９００は、入力信号がもつ波形歪みのうち、時間変動が低速な波形歪みについては、回路効率が良く高精度な波形等化が可能な周波数領域等化部２００を用いて周波数領域等化し、時間変動が高速な波形歪みについては制御性の良い時間領域等化部３００を用いて時間領域等化する。この場合、制御性の良い波形を高精度に且つ低消費電力で出力することができる。

　また、図４のデジタル受信機７００を、ＭＩＭＯ（Multiple　Input　Multiple　Output）方式を用いて無線通信するデジタル受信端末装置に適用することもできる。この場合のデジタル受信端末装置のブロック構成図を図９に示す。

　図９において、デジタル受信端末装置９００Ｂは、アンテナ８１０Ｂ、８２０Ｂおよびデジタル受信部７００”によって構成される。デジタル受信部７００”は、図４のデジタル受信機７００のフロントエンド部５００およびＡ／Ｄ変換部６００を、フロントエンド部５００Ｃ、５００Ｄに置き換えたものである。

　アンテナ８１０Ｂ、８２０Ｂは、無線によって送信されてきた信号を受信し、受信した信号をデジタル受信部７００”のフロントエンド部５００Ｃ、５００Ｄへそれぞれ出力する。フロントエンド部５００Ｃ、５００Ｄは、アンテナ８１０Ｂ、８２０Ｂから入力された信号から、実数成分（Ｉ_ｎ）および虚数成分（Ｑ_ｎ）をそれぞれ取り出し、それらをＡ／Ｄ変換してデジタル信号を出力する。

　フロントエンド部５００Ｃ、５００Ｄから出力された信号は、ＦＤＥ２１０Ｂ、２２０Ｂにおいて、周波数領域等化係数演算部４４０から入力された周波数領域等化係数に基づいて、時間変動が低速な波形歪みが周波数領域等化される。さらに、ＦＤＥ２１０Ｂ、２２０Ｂから出力された信号は、バタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂにおいて、時間領域等化係数演算部４２０から入力された時間領域等化係数に基づいて、時間変動が高速な波形歪みが時間領域等化される。

　本実施形態によれば、入力信号がもつ波形歪みのうち、時間変動が低速な波形歪みについては、回路効率が良く高精度な波形等化が可能なＦＤＥ２１０Ｂ、２２０Ｂを用いて周波数領域等化され、時間変動が高速な波形歪みについては制御性の良いバタフライＦＩＲフィルタ３１０Ｂを用いて時間領域等化される。これにより、ＭＩＭＯ方式の無線通信に用いられるデジタル受信端末装置９００Ｂにおいても、制御性の良い波形を高精度に且つ低消費電力で出力することができる。

　さらに、図４のデジタル受信機７００を、信号送受信システムに配置することもできる。本実施形態に係る信号送受信システムのシステム構成図を図１０に示す。図１０において、信号送受信システム１０００は、送信機１１００、伝送媒質１２００およびデジタル受信機７００Ｂによって構成される。

　送信機１１００は、送信信号を生成してデジタル受信機７００Ｂへ送信する。

　伝送媒質１２００は、送信機１１００とデジタル受信機７００Ｂとの間に配置される。送信機１１００とデジタル受信機７００Ｂとの間の通信が有線で行われる場合、伝送媒質１２００は、例えば、光ファイバである。また、送信機１１００とデジタル受信機７００Ｂとの間の通信が無線で行われる場合、伝送媒質１２００は、例えば、空気である。送信機１１００から送信された信号は、伝送媒質１２００を伝送することにより、波形歪みが付加される。

　送信機１１００から送信され、伝送媒質１２００を伝送することによって波形歪が付加された信号は、デジタル受信機７００Ｂのフロントエンド部５００においてコヒーレント検波され、周波数領域等化部２００へ出力される。フロントエンド部５００から入力されたデジタル信号に対し、伝送媒質１２００を伝送することによって付加された波形歪みのうちの準静的な波形歪みの等化が周波数領域等化部２００において低消費電力で高精度に行われ、動的な波形歪みの等化が時間領域等化部３００において高速に行われる。

　以上のように、デジタル受信機７００Ｂを信号送受信システム１０００に配置することにより、伝送媒質１２００を伝送することによって信号に付加された波形歪みを、高精度かつ高速に補償することができる。従って、図１０の信号送受信システム１０００は、経年変化、温度変動、経路岐路の切替え等によって時間変動する波形歪みを受けた場合でも、好適な通信状態を維持することができる。

　（第２の実施形態の変形例）
　第２の実施形態の変形例について説明する。第２の実施形態では、準静的波形歪み検出部４３０を波形歪み検出部４１０の後段に配置し、準静的波形歪み検出部４３０において、波形歪み検出部４１０から出力された波形歪から時間的に緩慢に変動する波形歪みを抽出した。しかし、時間的に緩慢に変動する波形歪みの抽出方法はこれに限定されない。

　本実施形態に係る等化処理回路のブロック構成図を図１１に示す。図１１の等化処理回路１００Ｃは、周波数領域等化部２００、時間領域等化部３００およびフィードバック制御部４００Ｂを備える。周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００は、第２の実施形態で説明した図２の周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００をそのまま適用することができる。

　フィードバック制御部４００Ｂは、波形歪み検出部４１０Ｂ、時間領域等化係数演算部４２０Ｂ、低域信号抽出部４５０Ｂ、準静的波形歪み検出部４３０Ｂおよび周波数領域等化係数演算部４４０Ｂを備える。

　フィードバック制御部４００Ｂに入力された周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号の一部が、波形歪み検出部４１０Ｂおよび低域信号抽出部４５０Ｂに入力される。

　波形歪み検出部４１０Ｂは、入力されたデジタル信号の波形歪みを検出し、検出結果を時間領域等化係数演算部４２０Ｂへ出力する。時間領域等化係数演算部４２０Ｂは、波形歪み検出部４１０Ｂが検出した時間変動が高速な波形歪みに基づいて時間領域等化係数を演算し、時間領域等化部３００へ出力する。

　低域信号抽出部４５０Ｂは、入力されたデジタル信号から低域成分のみを検出し、準静的波形歪み検出部４３０Ｂへ出力する。低域信号抽出部４５０Ｂは、例えば、低域通過フィルタや平均化処理回路によって実現できる。

　準静的波形歪み検出部４３０Ｂは、入力された低域成分の信号から時間的に緩慢に変動する波形歪みを抽出し、周波数領域等化係数演算部４４０Ｂへ出力する。周波数領域等化係数演算部４４０Ｂは、入力された波形歪みに基づいて周波数領域等化係数を演算し、周波数領域等化部２００へ出力する。

　なお、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号に含まれる高域歪み成分が微小な場合、時間領域等化部３００から出力されたデジタル信号を直接、準静的波形歪み検出部４３０Ｂに分岐することもできる。この場合、準静的波形歪み検出部４３０Ｂは、入力されたデジタル信号から低域信号の波形歪みを検出し、さらに、時間的に緩慢に変動する波形歪みを抽出し、周波数領域等化係数演算部４４０Ｂへ出力する。

　第２の実施形態の別の変形例について説明する。本実施形態に係る等化処理回路のブロック構成図を図１２に示す。図１２の等化処理回路１００Ｄは、周波数領域等化部２００、時間領域等化部３００およびフィードバック制御部４００Ｃを備える。周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００は、第２の実施形態で説明した図２の周波数領域等化部２００および時間領域等化部３００をそのまま適用することができる。

　フィードバック制御部４００Ｃは、波形歪み検出部４１０Ｃ、時間領域等化係数演算部４２０Ｃ、等化伝達特性抽出部４６０Ｃ、準静的波形歪み検出部４３０Ｃ、周波数領域等化係数演算部４４０Ｃ、半固定等化係数設定部４７０Ｃおよび乗算器４８０Ｃを備える。

　波形歪み検出部４１０Ｃは、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号の波形歪みを検出して時間領域等化係数演算部４２０Ｃへ出力する。時間領域等化係数演算部４２０Ｃは、入力された波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算し、時間領域等化部３００および等化伝達特性抽出部４６０Ｃへ出力する。

　等化伝達特性抽出部４６０Ｃは、入力された時間領域等化係数を用いて、時間領域等化部３００で施される波形等化の伝達特性（以下、等化伝達特性情報と記載する。）を演算し、準静的波形歪み検出部４３０Ｃへ出力する。

　時間領域等化部３００ＣにＦＩＲフィルタが適用され、時間領域等化係数演算部４２０ＣがＣＭＡ、ＬＭＳ、ＲＬＳ等の等化アルゴリズム等に従って時間領域等化係数を演算する場合、等化伝達特性抽出部４６０Ｃは、（４）式によって等化伝達特性情報Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）を演算する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（４）式

　ここで、ｍは、ＦＩＲフィルタのタップ数であり、ｈ_０、ｈ_１、・・・、ｈ_ｍ－１は、時間領域等化係数演算部４２０Ｃが演算したタップ係数（時間領域等化係数）である。また、ｚ^－ｍ（ω）＝［ｅｘｐ（ｊωＴ_ｓ）］^－ｍ＝ｅｘｐ（－ｊωｍＴ_ｓ）（ｊは虚数単位、ｆ_ｓサンプリング周波数、Ｔ_ｓ＝１／ｆ_ｓはサンプル時間）である。

　準静的波形歪み検出部４３０Ｃは、入力された等化伝達特性情報Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）から準静的な波形歪みを抽出し、周波数領域等化係数演算部４４０Ｃへ出力する。本実施形態に係る準静的波形歪み検出部４３０Ｃは、入力された等化伝達特性情報Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）から、周波数領域等化部２００から出力されたデジタル信号が有する波形歪Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）の逆関数Ｈ^－１ _ＦＩＲ（ｚ）を演算し、演算結果に基づいて準静的な波形歪みを抽出する。

　なお、Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）は時間領域等化係数演算部４２０Ｃの出力結果であることから、時間的に適応的に変動する。準静的波形歪み検出部４３０Ｃは、Ｈ_ＦＩＲ（ｚ）ないしＨ^－１ _ＦＩＲ（ｚ）に平均化やフィルタリング処理などを施して低速な変動成分を抽出することにより、準静的な波形歪みを検出する。

　周波数領域等化係数演算部４４０Ｃは、システム要件に応じて選択された波形等化アルゴリズムにより、準静的波形歪み検出部４３０Ｃにおいて抽出された準静的な波形歪みに基づいて、周波数領域等化係数の誤差を演算して出力する。

　半固定等化係数設定部４７０Ｃは、周波数領域等化部２００の周波数領域等化係数の基準値を保持している。

　乗算器４８０Ｃは、半固定等化係数設定部４７０Ｃにおいて保持されている周波数領域等化係数の基準値に、周波数領域等化係数演算部４４０Ｃにおいて演算された周波数領域等化係数の誤差を加算し、加算結果を周波数領域等化係数として周波数領域等化部２００へ出力する。

　上記のように構成された等化処理回路１００Ｄは、次のように動作する。すなわち、フィードバック制御部４００Ｃは、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号から検出した波形歪みに基づいて時間領域等化係数を演算し、時間領域等化部３００へ出力する。

　そして、フィードバック制御部４００Ｃは、演算した時間領域等化係数から波形等化の伝達特性（等化伝達特性情報Ｈ_ＦＩＲ（ｚ））を演算し、演算した波形等化の伝達特性から準静的な波形歪みを抽出し、抽出した準静的な波形歪みに基づいて周波数領域等化係数の誤差を演算する。フィードバック制御部４００Ｃは、予め保持している周波数領域等化係数の基準値に演算した周波数領域等化係数の誤差を加算することにより、新たな周波数領域等化係数を演算して周波数領域等化部２００へ出力する。

　周波数領域等化部２００は、等化処理回路１００Ｄに入力されたデジタル信号について、フィードバック制御部４００Ｃから入力された周波数領域等化係数に基づいて、準静的な波形歪を周波数領域等化して出力する。さらに、時間領域等化部３００は、周波数領域等化部２００から入力されたデジタル信号について、フィードバック制御部４００Ｃから入力された時間領域等化係数に基づいて、動的な波形歪を時間領域等化して出力する。

　以上のように、本実施形態に係る等化処理回路１００Ｃ、１００Ｄは、準静的な波形歪と動的な波形歪とを分離してそれぞれ等化処理することにより、制御性の良い波形を高精度に且つ低消費電力で出力することができる。

　（第３実施形態）
　第３の実施形態について説明する。準静的な波形歪みが発生する要因としては、周波数の変動の他にも、例えば、波長分散の変動、偏波モード分散の変動、フロントエンドデバイスの帯域特性の温度依存性等が挙げられる。本実施形態では、波長分散の変動に起因する準静的な波形歪みを周波数領域等化部において波長分散補償（ＣＤＣ：chromatic dispersion compensation）すると共に、動的な波形歪みを時間領域等化部３００において等化する。

　本実施形態に係る等化処理回路のブロック構成図を図１３に示す。図１３において、等化処理回路１００Ｅは、周波数領域等化部２００Ｃ、時間領域等化部３００およびフィードバック制御部４００Ｄを備える。時間領域等化部３００は第２の実施形態で説明した図２の時間領域等化部３００をそのまま適用することができる。

　周波数領域等化部２００Ｃは、等化処理回路１００Ｅに入力されたデジタル信号に対し、乗算器４８０Ｄから入力された波長分散補償係数に基づいて、残留波長分散補償を施す。

　フィードバック制御部４００Ｄは、波形歪み検出部４１０Ｄ、時間領域等化係数演算部４２０Ｄ、等化伝達特性抽出部４６０Ｄ、残留波長分散推定部４９０Ｄ、制御部４１００Ｄ、波長分散補償係数演算部４１１０Ｄ、半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄおよび乗算器４８０Ｄを備える。

　波形歪み検出部４１０Ｄは、周波数領域等化および時間領域等化が施されたデジタル信号の波形歪みを検出し、検出結果を時間領域等化係数演算部４２０Ｄへ出力する。時間領域等化係数演算部４２０Ｄは、入力された波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算し、時間領域等化部３００および等化伝達特性抽出部４６０Ｄへ出力する。

　等化伝達特性抽出部４６０Ｄは、入力された時間領域等化係数から時間領域等化部３００の等化伝達特性情報を抽出して残留波長分散推定部４９０Ｄへ出力する。

　残留波長分散推定部４９０Ｄは、入力された等化伝達特性情報から、時間領域等化部３００における残留分散補償量を推定する。

　制御部４１００Ｄは、残留波長分散推定部４９０Ｄの時刻Ｔにおける残留波長分散量の推定値Ｄを読み出しレジスタ等に記憶し、同時に、残留波長分散量Ｄに相当する値を設定値として波長分散補償係数演算部４１１０Ｄへ出力する。

　波長分散補償係数演算部４１１０Ｄは、入力された設定値Ｄに基づいて波長分散補償係数の誤差分を演算して乗算器４８０Ｄへ出力する。時間領域等化部３００にＦＩＲフィルタを適用した場合、波長分散補償係数演算部４１１０Ｄは（５）式を用いて、制御部４１００Ｄから入力された時刻Ｔ_０における設定値（残留波長補償量）Ｄ_０から周波数領域等化部２００Ｃのフィルタ係数を演算する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（５）式

　ここで、ｆは信号のベースバンド周波数、λは入力光信号の波長、ｃは光速、φ_０は波長分散に起因する位相回転量である。

　半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄは、波長分散補償係数の基準値を保持する。なお、半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄに保持されている波長分散補償係数の基準値は、上述の（５）式を用いて、伝送路長などから予め推定された固定的な波長分散量に対応する補償係数を演算したものである。

　乗算器４８０Ｄは、半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄから取得した波長分散補償係数の基準値に、波長分散補償係数演算部４１１０Ｄにおいて演算された波長分散補償係数の誤差分を加算し、新たな波長分散補償係数として周波数領域等化部２００Ｃへ出力する。

　次に、残留波長分散推定部４９０Ｄの詳細動作について図１４を用いて説明する。図１４は、時間領域等化部３００（ＦＩＲフィルタ）の等化伝達特性Ｈ_ＦＩＲ（実線）と、入力されたデジタル信号の残留波長分散Ｈ_ＣＤ（点線）とを、それぞれプロットしたものである。図１４において、横軸は信号周波数ｆ、縦軸は位相回転量である。

　（５）式に示したように、残留波長分散に起因する位相回転量は、周波数ｆの２乗に比例する。従って、残留波長分散推定部４９０Ｄは、図１４に示したＦＩＲフィルタの等化伝達特性Ｈ_ＦＩＲによる位相回転量φ_ＦＩＲに対して２次関数フィッティングなどを行い、ｆ^２に比例する成分を抽出することにより、残留波長分散Ｄ_０を推定することができる。

　なお、残留波長分散補償量は、一般的には、温度変動、経年変化、経路切り替えによる非常にゆっくりとした変動をする。このため、φ_ＦＩＲに対して２次関数フィッティングなどを行わなくても、Ｈ_ＦＩＲを平均化ないしフィルタリング処理を行うことによって残留波長分散補償以外の準静的波形歪みに起因する伝達特性のずれを検出し、その伝達特性のずれを補償する等化係数を演算することもできる。

　そして、制御部４１００Ｄは、残留波長分散推定部４９０Ｄにおいて推定した残留分散補償量が時刻Ｔ_０のＤ_０から、時刻Ｔ_１にＤ_１へ準静的に変化した場合、以下のように動作する。この時の制御部４１００Ｄおよび残留波長分散推定部４９０Ｄの動作フローを図１５に示す。

　時刻Ｔ_０の時、残留波長分散推定部４９０Ｄは残留分散補償量Ｄ_０を推定して制御部４１００Ｄへ出力する（Ｓ１０１）。制御部４１００Ｄは、残留分散補償量Ｄ_０をレジスタに記憶すると共に、残留波長分散量Ｄ_０に相当する値を設定値として波長分散補償係数演算部４１１０Ｄへ出力する（Ｓ１０２）。

　周波数領域等化部２００Ｃが、時刻Ｔ_０における残留分散量推定値Ｄ_０から演算された波長分散補償係数に基づいて残留波長分散補償を行うことにより、時刻Ｔ_１の時、残留波長分散推定部４９０Ｄは残留分散補償量Ｄ_１を推定して制御部４１００Ｄへ出力する（Ｓ１０３）。

　ここで、時刻Ｔ_１の時に残留波長分散推定部４９０Ｄにおいて推定した残留分散補償量Ｄ_１は、周波数領域等化部２００Ｃからの出力信号が有する元々の残留波長分散量とは異なり、周波数領域等化部２００Ｃにおいて残留波長分散補償されたＤ_０からの差分となる。

　従って、制御部４１００Ｄは、レジスタに記憶しておいた波長分散補償量Ｄ_０に時刻Ｔ_１における推定値Ｄ_１を加算して前述したレジスタ値を更新し、波長分散補償係数演算部４１１０Ｄへ設定値としてＤ_０＋Ｄ_１を出力する（Ｓ１０４）。

　以降、更新タイミングにおいて、残留波長分散推定部４９０Ｄにおける残留分散補償量の推定と、制御部４１００Ｄによる設定値の更新が繰り返される。

　ここで、残留波長分散推定部４９０Ｄは、入力されたデジタル信号が持つ波長分散に対して半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄが保持している固定的な波長分散補償係数で補償しきれない残留波長分散を、残留分散補償量として推定する。そこで、以下のようにすることもできる。すなわち、制御部４１００Ｄが半固定波長分散補償係数設定部４１２０Ｄに保持されている波長分散補償係数の基準値Ｄ_０を直接取得する。そして、制御部４１００Ｄにおいて、残留分散推定部４９０Ｄから入力された時刻Ｔ_１における残留波長分散量の推定値Ｄ_１に取得した基準値Ｄ_０を加算する。制御部４１００Ｄは、（Ｄ_０＋Ｄ_１）を新たな設定値Ｄ_１’として波長分散補償係数演算部４１１０Ｄへ出力する。この場合、制御部４１００Ｄにおいて、設定値Ｄ_１’をレジスタに保持しておく必要は必ずしもない。

　本実施形態に係る等化処理回路１００Ｅにおいて、周波数領域等化部２００Ｃは、準静的波形歪み補償として残留波長分散補償を行ったが、同様な構成を適用することにより、偏波モード分散やアナログフロントエンドデバイスなどによる波形歪みを補償することもできる。例えば、背景技術に記載した非特許文献１には、波長分散推定の他にも、偏波モード分散、偏波依存損失などの種々の波形歪みをデジタル信号処理によって検出する手法が開示されている。本実施形態に係る等化処理回路１００Ｅにおいてそれらの手法を適用することにより、準静的波形歪みを高精度に且つ低消費電力で補償することができる。

　（第４の実施形態）
　第４の実施形態について説明する。本実施形態に係るデジタル受信機のブロック構成図を図１６に示す。図１６において、デジタル受信機７００Ｃは、フロントエンド部５００、周波数領域等化部２００Ｄ、位相調整部３００’およびフィードバック制御部４００Ｅを備える。

　フロントエンド部５００は、デジタル受信機７００Ｃに入力された受信信号と局発信号（ＬＯ：local　oscillation　signal）とを合成し、ベースバンド信号として周波数領域等化部２００Ｄへ出力する。このとき、受信信号の搬送波周波数とＬＯの周波数とに偏差（ずれ）が生じる。

　周波数領域等化部２００Ｄは、入力されたベースバンド信号について、周波数シフト量制御部４１７０Ｅからの制御に基づいて周波数偏差を補償し、位相調整部３００’へ出力する。周波数領域等化部２００Ｄは、入力されたベースバンド信号の周波数を高周波側もしくは低周波側に一様にシフトすることにより、周波数偏差を補償する。

　位相調整部３００’は、入力された周波数偏差が補償されたベースバンド信号についてさらに精度が高い周波数偏差補償を行うことによって、周波数領域等化部２００Ｄにおいて除去できない周波数偏差を補償する。本実施形態に係る位相調整部３００’は、位相補償量演算部４１４０Ｅからの制御に基づいて、入力されたベースバンド信号の位相を調整する。位相調整部３００’は高速な時間応答が要求されるため、一般的に、高速制御が可能な時間領域の信号処理を行う。位相調整部３００’は、時間領域の信号処理を行うことにより、位相を高速に調整する。

　フィードバック制御部４００Ｅは、周波数領域等化部２００Ｄおよび位相調整部３００’をフィードバック制御する。フィードバック制御部４００Ｅは、位相偏差推定部４１３０Ｅ、位相補償量演算部４１４０Ｅ、周波数偏差推定部４１５０Ｅ、制御部４１６０Ｅおよび周波数シフト量制御部４１７０Ｅを備える。

　フィードバック制御部４００Ｅにおいて、周波数領域等化部２００Ｄから入力されたベースバンド信号は、位相偏差推定部４１３０Ｅおよび周波数偏差推定部４１５０Ｅへ分岐される。

　位相偏差推定部４１３０Ｅには、周波数領域等化部２００Ｄからのベースバンド信号と位相調整部３００’からのベースバンド信号とが入力し、位相偏差推定部４１３０Ｅは入力された２つのベースバンド信号から位相偏差を推定して位相補償量演算部４１４０Ｅへ出力する。位相偏差推定部４１３０Ｅは、背景技術の特許文献１およびその引用文献において開示されている手法やｍ乗推定による手法等により、位相偏差を推定する。

　位相補償量演算部４１４０Ｅは、入力された位相偏差の推定結果に基づいて位相補償量を決定し、位相調整部３００’の位相補償量を制御する。例えば、位相偏差推定部４１３０Ｅが推定した位相偏差がθであった場合、位相補償量演算部４１４０Ｅは、位相補償量としてｅｘｐ（－ｊθ）を演算し、位相調整部３００’において主信号とｅｘｐ（－ｊθ）を乗算させる。

　周波数偏差推定部４１５０Ｅは、周波数領域等化部２００Ｄから入力されたベースバンド信号から周波数偏差量を粗推定して制御部４１６０Ｅへ出力する。周波数偏差推定部４１５０Ｅは、背景技術の特許文献１に開示されている手法やパイロットトーン・トレーニング信号を用いた推定手法等により、周波数偏差量を推定する。

　制御部４１６０Ｅは、周波数偏差推定部４１５０Ｅの時刻Ｔにおける周波数偏差の推定値Ｆを読み出しレジスタ等に記憶し、同時に、周波数偏差の推定値Ｆに相当する値を設定値として周波数シフト量制御部４１７０Ｅへ出力する。

　周波数シフト量制御部４１７０Ｅは、制御部４１６０Ｅから入力された設定値に基づいて周波数偏差の補償量（周波数シフト量）を決定し、周波数領域等化部２００Ｄの周波数シフト量を制御する。

　例えば、初期状態において、制御部４１６０Ｅは、周波数シフト量制御部４１７０Ｅに設定値Δｆ_０を設定し、設定した初期値Δｆ_０をレジスタ等で記憶する。この時、周波数領域等化部２００ＤはΔｆ_０の周波数シフトを施すため、その後段に設置された周波数偏差推定部４１５０Ｅでは、もともとの周波数偏差からΔｆ_０だけ周波数が補償された値Δｆ_１が推定値として検出される。

　そして、経年変化や温度変動等に起因して周波数偏差が準静的に変化した時刻Ｔ_１において、制御部４１６０Ｅは、周波数偏差推定部４１５０Ｅの周波数偏差の推定値Δｆ_１を読み出す。制御部４１６０Ｅは、Δｆ_０＋Δｆ_１を新たな設定値としてレジスタ値を更新すると同時に、周波数シフト量制御部４１７０Ｅの設定値をΔｆ_０＋Δｆ_１に更新する。以下、周波数偏差が準静的に変化したタイミングで同様の制御を繰り返すことにより、デジタル受信機７００Ｃは常に好適な周波数偏差補償を行うことができる。

　本実施形態に係るデジタル受信機７００Ｃは、準静的な比較的ゆっくりとした周波数偏差の変動については、周波数シフト量制御部４１７０Ｅからの制御に基づいて、周波数領域等化部２００Ｄにおいて周波数シフトする。この場合、周波数領域等化による高精度な周波数制御を、ＰＬＬ（phase-locked　loop）などの複雑な制御を行うことなく実現できる。

　さらに、比較的ゆっくりとした周波数偏差の変動を分離して周波数領域等化部２００Ｄにおいて処理することにより、高速処理する位相調整部３００’の負荷を軽減することができる。従って、本実施形態に係るデジタル受信機７００Ｃは、制御性の良い波形を高精度に且つ低消費電力で出力することができる。

　なお、上述のデジタル受信機７００Ｃにおいては、位相偏差推定部４１３０Ｅおよび周波数偏差推定部４１５０Ｅに周波数領域等化部２００Ｄからの出力信号を分岐させたが、位相調整部３００’からの出力信号を分岐させることもできる。この場合、位相偏差推定部４１３０Ｅは、ＤＤ－ＰＬＬ（decision directed phase-locked loop）アルゴリズムによるフィードバック的な位相調整を行う。

　本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。

　本願発明に係る等化処理回路は、偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号や偏波多重１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号等の光偏波多重された位相変調信号を扱う光通信システムに適用することができる。

　この出願は、２０１３年１２月９日に出願された日本出願特願２０１３－２５４１１６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　１０　　等化処理回路
　２０　　周波数領域等化部
　３０　　時間領域等化部
　４０、４０Ｂ、４０Ｃ　　波形歪検出部
　４１Ｂ、４１Ｃ　　準静的波形歪抽出部
　４２Ｂ、４２Ｃ　　動的波形歪抽出部
　４３Ｃ　　低域信号抽出部
　５０　　周波数領域等化係数制御部
　６０　　時間領域等化係数制御部
　１００、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ、１００Ｅ　　等化処理回路
　２００、２００Ｂ、２００Ｃ、２００Ｄ　　周波数領域等化部
　２０１　　ＤＦＴ
　２０２　　乗算器
　２０３　　ＩＤＦＴ
　３００、３００Ｂ　　時間領域等化部
　３１０Ｂ　　バタフライＦＩＲフィルタ
　３００’　　位相調整部
　４００、４００Ｂ、４００Ｃ、４００Ｄ、４００Ｅ　　フィードバック制御部
　４１０、４１０Ｂ、４１０Ｃ、４１０Ｄ　　波形歪み検出部
　４２０、４２０Ｂ、４２０Ｃ、４２０Ｄ　　時間領域等化係数演算部
　４３０、４３０Ｂ、４３０Ｃ　　準静的波形歪み検出部
　４４０、４４０Ｂ、４４０Ｃ　　周波数領域等化係数演算部
　４５０Ｂ　　低域信号抽出部
　４６０Ｃ、４６０Ｄ　　等化伝達特性抽出部
　４７０Ｃ　　半固定等化係数設定部
　４８０Ｃ、４８０Ｄ　　乗算器
　４９０Ｄ　　残留波長分散推定部
　４１００Ｄ　　制御部
　４１１０Ｄ　　波長分散補償係数演算部
　４１２０Ｄ　　半固定波長分散補償係数設定部
　４１３０Ｅ　　位相偏差推定部
　４１４０Ｅ　　位相補償量演算部
　４１５０Ｅ　　周波数偏差推定部
　４１６０Ｅ　　制御部
　４１７０Ｅ　　周波数シフト量制御部
　５００、５００Ｂ、５００Ｃ、５００Ｄ　　フロントエンド部
　５１０　　偏波ダイバーシティ９０°ハイブリッド
　５２１、５２２、５２３、５２４　　光電変換部
　５３０Ｂ　　フィルタ
　５４０Ｂ　　ローノイズアンプ
　５５０Ｂ　　ミキサー
　５６０Ｂ　　基準信号源
　５７０Ｂ　　フィルタ
　５８０Ｂ　　可変利得アンプ
　５９０Ｂ　　Ａ／Ｄ変換部
　６００　　Ａ／Ｄ変換部
　６１０、６２０、６３０、６４０　　Ａ／Ｄ変換回路
　７００、７００Ｂ、７００Ｃ　　デジタル受信機
　７００’、７００”　　デジタル受信部
　８００、８１０Ｂ、８２０Ｂ　　アンテナ
　９００、９００Ｂ　　デジタル受信端末装置
　１０００　　信号送受信システム
　１１００　　送信機
　１２００　　伝送媒質

Claims (10)

1. 入力された周波数領域等化係数を用いて、入力されたデジタル信号を周波数領域等化する周波数領域等化手段と、
   入力された時間領域等化係数を用いて、前記入力されたデジタル信号を時間領域等化する時間領域等化手段と、
   前記等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出する波形歪検出手段と、
   前記検出された準静的波形歪に基づいて、前記周波数領域等化係数を演算して出力する周波数領域等化係数制御手段と、
   前記検出された動的波形歪に基づいて、前記時間領域等化係数を演算して出力する時間領域等化係数制御手段と、
   を備える等化処理回路。
2. 前記波形歪検出手段は、
   前記等化されたデジタル信号から動的波形歪を抽出する動的波形歪抽出手段と、
   前記等化されたデジタル信号から低域信号を抽出する低域信号抽出手段と、
   前記抽出された低域信号から準静的波形歪を抽出する準静的波形歪抽出手段と、
   を備える、請求項１記載の等化処理回路。
3. 前記波形歪検出手段は、
   前記等化されたデジタル信号から動的波形歪を抽出する動的波形歪抽出手段と、
   前記抽出された動的波形歪に基づいて演算された時間領域等化係数を用いて、前記等化されたデジタル信号から準静的波形歪を抽出する準静的波形歪抽出手段と、
   を備える、請求項１記載の等化処理回路。
4. 前記周波数領域等化手段は、周波数領域等化として残留波長分散補償を行い、
   前記波形歪検出手段は、前記準静的波形歪として前記等化されたデジタル信号の残留波長分散を検出し、
   前記周波数領域等化係数制御手段は、周波数領域等化係数として前記検出された残留波長分散を補償する波長分散補償係数を演算する、
   請求項１乃至３のいずれか１項に記載の等化処理回路。
5. 入力された信号を局発信号を用いてコヒーレント検波して出力するフロントエンド手段と、
   前記コヒーレント検波された信号をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル信号が入力される請求項１乃至４のいずれか１項に記載の等化処理回路と、
   を備えるデジタル受信機。
6. 前記波形歪検出手段は、前記入力されたデジタル信号と前記局発信号との位相偏差を取得する位相偏差取得手段および前記入力されたデジタル信号と前記局発信号との周波数偏差を取得する周波数偏差取得手段を備え、
   前記周波数領域等化係数制御手段は、前記取得された周波数偏差を補償する周波数シフト量を演算し、周波数領域等化係数として出力し、
   前記時間領域等化係数制御手段は、前記取得された位相偏差を補償する位相補償量を演算し、時間領域等化係数として出力し、
   前記周波数領域等化手段は、周波数領域等化として周波数シフトを行い、
   前記時間領域等化手段は、時間領域等化として位相調整を行う、
   請求項５記載のデジタル受信機。
7. 信号を受信するアンテナをさらに備え、
   前記フロントエンド手段は、前記受信した信号をコヒーレント検波する、
   請求項５または６記載のデジタル受信機。
8. 信号を送信するデジタル送信機と、
   前記送信された信号が入力される請求項５乃至７のいずれか１項に記載のデジタル受信機と、
   を備える信号送受信システム。
9. 演算された周波数領域等化係数を用いて入力されたデジタル信号を周波数領域等化すると共に演算された時間領域等化係数を用いて入力されたデジタル信号を時間領域等化し、
   前記等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出し、
   前記検出された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算すると共に前記検出された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する、
   等化処理方法。
10. 入力された信号を局発信号を用いてコヒーレント検波して出力し、
    前記コヒーレント検波された信号をデジタル信号に変換して出力し、
    演算された周波数領域等化係数を用いて前記出力されたデジタル信号を周波数領域等化すると共に演算された時間領域等化係数を用いて前記出力されたデジタル信号を時間領域等化し、
    前記等化されたデジタル信号の動的波形歪および準静的波形歪を検出し、
    前記検出された準静的波形歪に基づいて周波数領域等化係数を演算すると共に前記検出された動的波形歪に基づいて時間領域等化係数を演算する、
    デジタル受信方法。

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