CN103404057B - 光网络单元、光接入网以及用于交换信息的方法 - Google Patents

Abstract

在此提供了一种光接入网、一种光网络单元（ONU）以及用于交换信息的不同方法。该方法可包括：由该ONU接收一个导频信号以及多个下行信息信号；其中该导频信号在一个导频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；其中包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段被分配给该ONU；其中至少另一个频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；将这些下行信息信号分路成多个下行信息信号部分；将该导频信号分路成多个导频信号部分；响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；通过多个上行信息信号调制该导频信号的一部分，以提供该上行信息频隙内的多个上行信息信号；通过这些上行信息信号调制这些下行信息信号的一个第二部分，以提供该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号；以及上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号。

Description

光网络单元、光接入网以及用于交换信息的方法

相关申请

本申请要求于2010年6月23日提交的美国临时专利申请号为61/357,544的优先权，该专利申请通过引用结合在此。

发明领域

本申请涉及光接入网，例如但不限于具有无激光器、无色且低成本的ONU（光网络单元，端点设备）的无源光网络（PON），该光网络单元能够进行极高并且灵活的数据吞吐。

发明背景

关于自相干检测的总体背景信息可见于例如以下参考：

[1]MosheNazarathy、AlikGorshtein和DanSadot，双差分相干100G传输：通过内差频率偏移抵消来估算多符号面向判决的载波相位，德国卡尔斯鲁厄市SPPCom（2010年6月21日-24日）。

[2]E.Ip和J.M.Kahn，《采用相干检测及数字信号处理进行光纤损伤补偿》，光波技术期刊，卷28，编号4，第502-519页，2010年2月15日（特约论文）

[3]S.Zhang、P.Y.Kam、J.Chen和C.Yu，《相干光相移键控系统中的判决指导下的最大似然检测》，光学快讯，卷17，第2期，第703页。

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[8]M.G.Taylor，Proc.ECOC'05(2005年)中的论文Tu4.2.6。

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[10]E.Ip和J.M.ahn，光波技术期刊，25,2675(2007年)。

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[17]NobuhikoKikuchi和ShinyaSasaki，《采用数字预失真及相位预集成技术在单模光纤上进行无需光色散补偿的非相干多级信号传输》，论文Tu.l.E.2,ECOC2008年。

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[19]Xiang.Liu等人，OFC/NFOEC2007年，OtuA6。

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[23]X.Liu，《通过数据辅助的多符号相位估算改进光四相相对相移键控及四相相对相移键控/幅度键控中的接收机灵敏度》，2006年度欧洲光通信会议记录，论文We2.5.6,2006年。

[24]X.Liu，《用于改进直接检波光m-ary差分移相键控中的接收机灵敏度的广义数据辅助多符号相位估算》，光学快讯15，2927-2939(2007年)。

[25]X.Liu、S.Chandrasekhar、A.H.Gnauck、C.R.Doerr、I.ang、D.Kilper、L.L.Buhl和J.Centanni，《解调器相位误差的DSP使能补偿以及直接检波40G比特每秒DQPS的灵敏度改进》，2006年度欧洲光通信会议记录，截稿日期之后的论文Th4.4.5,2006年。

[26]X.Liu，《数字自相干检测及传输损伤缓解》，关于相干光技术及应用的2008年夏季主题会议（COTA'08），论文CWB2。

[27]N.Kikuchi、K.Mandai和S.Sasaki，《具有数字信号处理的非相干多级接收机的非线性相移补偿》，2007年度欧洲光通信会议记录，论文9.4.1，2007年。

[28]Y.Takushima、H.Y.Choi和Y.C.Chung，《基于单时延干涉仪并采用120度光混合的免调整DxPSK接收机》，光纤通讯大会及展览会和关于CD-ROM的全国光纤工程师大会（OFC/NFOEC2009）（美国光学学会，华盛顿特区，2009年），论文OMM2。

[29]Y.Takushima、H.Y.Choi和Y.C.Chung，《用于DxPSK信号的基于单时延干涉仪并采用3x3光耦合器的即插即用相量监控器》，光纤通讯大会及展览会和关于CD-ROM的全国光纤工程师大会（OFC/NFOEC2008）（美国光学学会，华盛顿特区，2008年），论文OThW4。

[30]Y.Takushima、H.Y.Choi和Y.C.Chung，《使用包括3x3光耦合器的免调整时延干涉仪测量多级DPSK信号的差分相量图》，光波技术期刊，27(6)，718-730(2009年)。

[31]Y.Takushima、H.Y.Choi和Y.C.Chung，《使用数据辅助相位噪声估算算法增强DxPSK接收机的灵敏度》，光电及通信会议(OECC2009),论文WV3。

[32]H.Leib，《差分移相键控的数据辅助非相干解调》，电气和电子工程师协会，Trans.Commun.43(2),722-725(1995年)。

[33]Y.Takushima、H.Y.Choi和Y.C.Chung，《使用差分相量图监控DxPSK信号质量》，将在IEEEPhoton.Technol.Lett.发表。

发明概述

根据本发明的一个实施例，可以提供一种用于在光接入网（OAN）上交换信息的方法。该方法可以包括由一个光网络单元（ONU）接收一个导频信号及多个下行信息信号；其中该导频信号可以在一个导频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；其中可将包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段分配给该ONU；其中至少另一个频谱片段可以被分配用于与至少另一组ONU交换信息；将这些下行信息信号分路成多个下行信息信号部分；将该导频信号分路成多个导频信号部分；响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；通过多个上行信息信号调制该导频信号的一部分，以提供该上行信息频隙内的多个上行信息信号；通过这些上行信息信号调制这些下行信息信号的一个第二部分，以提供该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号；以及上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号。

根据本发明的一个实施例，可以提供一种用于在光接入网（OAN）上交换信息的方法，该方法可以包括由属于一组光网络单元（ONU）的一个ONU接收一个导频信号及多个下行信息信号；其中该导频信号在一个上行频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；其中可将一个上行频谱片段以及一个下行频谱片段分配给该ONU；其中该上行频谱片段可以包括一个导频隙、该上行频隙以及一个上行保护频隙；其中该下行频谱片段可以包括该下行信息频隙以及一个下行保护频隙；其中至少另一个上行频谱片段以及下行频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；由该ONU将这些下行信息信号以及该导频信号分路成多个下行信息信号部分以及多个导频信号部分；由该ONU响应于下行信息信号的一个第一部分而检测下行信息；由该光网络单元通过以下两部分调制多个上行信息信号：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供(a)该上行信息频隙内的多个上行信息信号，以及(b)该上行信息外的多个上行次级信号；由该ONU上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号；由该OAN的与该ONU不同的至少一个组件抑制这些上行次级信号；以及由一个光线路终端（OLT）从这些上行信息信号中提取上行信息。

该ONU可以属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段被分配给至少另一组ONU。

这些方法中的任意一个可以包括由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于属于同一组ONU的其他ONU所使用的上行信息频隙的其他子频带。

由属于同一组ONU的ONU所使用的音调的子频带子集共同构成了一个正交频分复用（OFDM）信号。

这些方法中的任意一个可以包括其中这些上行次级信号的一个第一部分在该保护频隙之内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段之外。

这些上行信息信号可以是电气信号，这些电气信号可以在从零频率频移的一个中频（IF）范围内。

该中频范围的中心可以是从零频率频移一个频移，该频移可以稍微大于（例如大约150%）该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽（BW）。

该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙在一些约束下可以互不相同，并且它们是互相相邻的。

这些方法中的任意一个可以包括将这些上行信息信号及这些上行次级信号上行发送到该OAN的被安排成过滤掉这些上行次级信号的多个组件。

这些方法中的任意一个可以包括通过自相干检测来检测该下行信息。

该自相干检测可以包括评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系。

这些方法中的任意一个可以进一步包括检测这些下行信息信号的第一部分的振幅。

这些方法中的任意一个可以包括接收一个本地生成的激光信号并利用该激光信号以一种相干方式检测该下行信息。

这些下行信息信号及该导频信号的分路包含进行基于极化的分路及功率分配。

这些方法中的任意一个可以包括：将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；进行该第一极化分量的一个第一功率分配，以提供这些下行信息信号的第一部分及第二部分；对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

这些方法中的任意一个可以包括：向一个第一极化同相（I）迟延干涉仪及一个第一极化正交（Q）迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第一部分；对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；对这些第一极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

这些方法中的任意一个可以包括：向一个第二极化I迟延干涉仪及一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第三部分；对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；对该第二极化I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及处理场已重构的该第一极化I及Q信号及场已重构的该第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

这些方法中的任意一个可以包括对场已重构的该第一极化I信号、场已重构的该第一极化Q信号、场已重构的该第二极化I信号以及场已重构的该第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。该最大比率组合可以由一个OLT执行。

这些方法中的任意一个可以包括对该第一和第二极化以及I和Q信号（总共4个信号）进行MIMO处理，以缓解由信道或接收机前端引入的串音及失真。

这些方法中的任意一个可以进一步包括检测这些下行信息信号的第一部分的振幅。

这些方法中的任意一个可以包括：将该导频信号分路为第一极化导频分量及第二极化导频分量；进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以提供该导频信号的第一部分及第二部分；对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

这些方法中的任意一个可以包括：通过该导频信号的第二部分以及这些下行信息信号的第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；以及对该第一上行信息信号及该第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；通过该导频信号的第四部分以及这些下行信息信号的第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及对这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号进行相加，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

这些方法中的任意一个可以包括由连接到该ONU的一个光线路终端(OLT)接收这些上行信息信号，该ONU位于该OTN的另一端；由该OLT过滤掉这些第一极化上行次级信号及这些第二极化上行次级信号；由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

这些方法中的任意一个可以包括其中该第一及第二极化互相正交。

这些方法中的任意一个可以包括：向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第一部分，以提供多个第一直接检波信号；向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

这些方法中的任意一个可以进一步包括向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，接收机电路包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

该第一检波电路可以展现包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

接收、分路、调制以及上行发送这些阶段可以由一个无激光器的ONU执行。

接收、分路、调制以及上行发送这些阶段可以由一个所谓的“无色”ONU在不进行光频率过滤的情况下执行。

该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙可以具有一个相同的带宽。

该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙的带宽可以互不相同。

这些方法中的任意一个可以包括由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分。

这些频隙可以排序以便导频隙优先于该上行信息频隙，该上行信息频隙优先于该下行信息频隙，并且该下行信息频隙优先于该保护频隙。

该ONU可以属于分配有一个共同的频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段可以被分配给至少另一组ONU。

根据本发明的一个实施例，上行信息的提取可以包括由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

根据本发明的一个实施例，可以提供一个光网络单元（ONU）并其可以包括用于一个接口，该接口接收一个导频信号及多个下行信息信号；其中该导频信号在一个导频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；其中包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段被分配给该ONU；其中至少另一个频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；至少一个分路电路，该至少一个分路电路用于将这些下行信息信号及该导频信号分路成多个下行信息信号部分及多个导频信号部分；一个检测电路，该检测电路用于响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；一个调制器，该调制器用于通过以下内容调制上行信息：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供(a)该上行信息频隙内的多个上行信息信号，以及(b)以下频隙外的多个上行次级信号：该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙；以及一个发射机电路，该一个发射机电路用于上行发送这些上行信息信号及这些上行次级信号。

根据本发明的一个实施例，一种光接入网（OAN）可以被提供并可以包括一个光线路终端（OLT）；一个集线器，该集线器连接到该OLT及多组ONU；属于该多组ONU的多个ONU；其中该OLT可以被安排成控制该OAN上的信息交换并执行频率分配，从而使得每一组ONU分配有一个频谱片段并且不同的ONU组分配有不同的频谱片段；其中每一个频谱片段可以包括一个导频隙、一个下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙；其中该集线器可以包括一个波分复用器（WDM），该波分复用器被安排成根据向不同的ONU组分配频率片段而进行波分复用；以及多个无源分路器，每个无源分路器可以被安排成在同一组ONU的不同的ONU之间进行下行信息分路；其中每个ONU可以包括一个接口，该接口用于接收一个导频信号以及多个下行信息信号；其中该导频信号在该导频隙接收，该导频隙被分配给可以包括该ONU的那组ONU；其中这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收，该下行信息频隙被分配给可以包括该ONU的那组ONU；至少一个光分路电路，该至少一个光分路电路用于将这些下行信息信号以及该导频信号分路成多个下行信息信号部分以及多个导频信号部分；一个光检测电路，该光检测电路用于响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；一个调制器，该调制器用于通过以下内容调制多个上行信息信号：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供(a)该上行信息频隙内的多个上行信息信号，该上行信息频隙被分配给可以包括该ONU的那组ONU；以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号，该上行信息频隙被分配给可以包括该ONU的那组ONU；以及一个发射机电路，该发射机电路用于上行发送这些上行信息信号及这些上行次级信号。

该ONU可以属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段被分配给至少另一组ONU。

该ONU可以被安排成由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于由属于同一组ONU的其他ONU使用的上行信息频隙的其他子频带。

由该组ONU的ONU使用的音调的子频带子集构成一个正交频分复用（OFDM）光梳。

这些上行次级信号的一个第一部分在该保护频隙内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段外。

该上行信息信号在从零频率频移的一个中频范围内。

该中频范围是从零频率频移一个频移，该频移等于该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽。

该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙互不相同并且彼此相邻。

该ONU可以被安排成上行发送该上行信息信号及这些上行次级信号到该OAN的被安排成过滤掉这些上行次级信号的组件。

该ONU可以被安排成通过自相干检测来检测该下行信息。

ONU可以被安排成通过评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系来进行该自相干检测。

该ONU可以被安排成检测该下行信息信号的第一部分的振幅。

该ONU可以被安排成接收一个激光信号并利用该激光信号以相干方式检测该下行信息。

该ONU可以被安排成通过进行基于极化的分路及功率分配对该下行信息信号及该导频信号进行分路。

该ONU可以被安排成将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；进行该第一极化分量的一个第一功率分配，以提供该下行信息信号的第一部分及第二部分；对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及对这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

该ONU可以被安排成向一个第一极化I迟延干涉仪及一个第一极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第一部分；对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；对该第一极化I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供下行接收机输出信号。

该ONU可以被安排成向一个第二极化I迟延干涉仪及一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第三部分；对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；对该第二极化I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及处理场已重构的这些第一极化I及Q信号及这些场已重构的第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

该ONU可以被安排成对场已重构的该第一极化I信号、场已重构的该第一极化Q信号、场已重构的该第二极化I信号以及场已重构的该第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。

该ONU可以被安排成对该第一和第二极化以及I和Q信号（总共4个信号）进行多输入多输出（MIMO）处理，以便缓解由信道或接收机前端引入的串音及失真。

该ONU可以被安排成检测该下行信息信号的第一部分的振幅。

该ONU可以被安排成将该导频信号分路成多个第一极化导频分量及多个第二极化导频分量；进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以便提供该导频信号的第一部分及第二部分；对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

该ONU可以被安排成通过该导频信号的第二部分以及这些下行信息信号的第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；以及对该第一上行信息信号及该第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；通过该导频信号的第四部分以及该下行信息信号的第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及使用一个极化光束组合器合并这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

该第一及第二极化可以互相正交。

该ONU可以被安排成向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第一部分，以提供多个第一直接检波信号；向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

该ONU可以被安排成向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，接收机电路可以包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

该第一检波电路展现可以包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

该ONU可以是一个无激光器的ONU。

该ONU可以被安排成接收、分路、调制以及上行发送，而不进行频率过滤。

附图简要说明

被视为本发明的主题已在本说明书的结论部分中特别地指出并明确地要求其权益。然而当与所属附图一起阅读时，本发明的关于组织及操作方法与其目标、特点以及优点一起可以通过参考下列详细描述最好地理解，其中：

图1A-1F、10A及10B根据本发明的不同实施例示出了光网络单元（ONU）；

图1B-1E根据本发明的一个实施例示出了一个光网络单元（ONU）及不同的信号；

图1G根据本发明的一个实施例示出了一个同相正交迟延干涉仪；

图2根据本发明的一个实施例示出了一个场重构器；

图3、4及7B根据本发明的不同实施例示出了光接入网；

图5、6、7A、8、11、12、13以及14根据本发明的不同实施例示出了不同的信号；

图9根据本发明的一个实施例示出了该OLT中的一个极化分集最大比率组合器；以及

图15和16根据本发明的不同实施例示出了方法。

将认识到，为了展示的简单和清晰，附图中显示的元素不必需按比例绘制。例如，出于清楚的目的，这些元素的一些的尺寸可以相对于其他元素被放大。进一步地，在被认为是恰当之处，参考号在各图中可以重复，以示出相应的或类似的元件。

附图详细说明

在以下详细说明中，通过列举了许多具体细节，以便提供本发明的透彻理解。然而，本领域的普通技术人员都应该明白可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，熟知的方法、过程以及部件未详细说明，以免使本发明模糊。

除非以其他方式定义，在本文中使用的所有技术和科学术语对于本发明所属的本领域普通技术人员的共同理解具有相同的意思。虽然与此处所描述的那些方法和物质类似或等效的方法和物质能够在本发明的实践或测试中使用，但是仍在下面描述了适当的方法和物质。在有冲突的情况下，该包括多个定义的专利说明书将对其进行控制。此外，这些物质、方法、及例子仅仅是说明性的，而不旨在是限制性的。

在详细解释本发明的至少一个实施方案之前，应理解本发明不限于在如下说明中提出或在附图中描述的构造细节和组件排列的应用。本发明能够在其他的实施例中或以各种方式实施或执行。此外，应理解在本文中使用的短语和术语仅用于描述而不能视为限制。

这些附图一般不按照比例。

出于清楚的目的，非本质元素被从这些附图中的一些删除。

应理解本发明的某些特性出于清楚的目的在上下文中分离的实施例中描述，其还可以通过单个实施例的组合来提供。相反地，也可以单独地或者以任何适当的子组合的方式来提供为了简洁起见而在单个实施例的上下文中描述的本发明的各个特征。

虽然已经结合其特定的实施例进行描述，但很明显对于本领域中的技术人员而言，许多替代方案、修改、和变化是明显的。因此，此处旨在涵盖落于所附权利要求的精神和广义范围内的所有这些替代方案、修改、及变化。在该说明书中提供的所有公开、专利和专利申请在此处通过引用结合到本说明书中，这达到如同每个单独的公布、专利、或专利申请具体地或单独地指明要通过引用结合在此的相同的程度。此外，在该申请中的任何参考文件的引用或认定不应被解释为承认该参考文件是本发明的现有技术。

缩略语列表

BW带宽

CE复包络

DD直接检波

DS下行

IF中频

MIMO多输入多输出

OAN光接入网

ONU光网络单元（用户设备）

OLT光线路终端（中心局设备）

OFDM正交频分复用

PON无源光网络

RECO远端相干

SCFE自相干前端

SECO自相干

US上行

在此提供了OAN、PON、ONU、OLT以及方法，特别是一种无激光器、无色、低成本的ONU，该ONU能够进行极高并且灵活的数据吞吐。

为说明的简单起见，本说明书以下部分将指的是PON，尽管任何方法、ONU、OLT以及类似物作必要修改后可应用于任何OAN。

正如将在本文的下列部分中详述的，通过对以下各项中的至少一些进行新颖的合并和应用，这一目标可以实现：

a.应用自相干及场重构检测技术

b.网络架构及DS信号的频谱结构。

关键特点是使用两级分路，第一级是正交频谱分路，典型地导致一个固定的附加损耗，该损耗理想地不取决于该分路比，以及第二级是无源功率分配，除了附加损耗，还导致1:Nmcast的一个固有损耗

c.对应于网络架构，DS信号以一个新颖的频谱结构在DS及US方向发送，该频谱结构由频谱频隙及导频音调调组成，被设计成能够再调制，同时将US信号与DS信号分离，以防止后向散射干涉。

根据本发明的一个实施例，该方法可以包括在US方向应用反射再调制，因此允许无色及无激光器的ONU运行，同时防止US与DS调制间的不希望的交互，还防止瑞利后向散射干涉。

自相干检测的应用可以使得接收机中不再需要一个本地振荡器（激光器），以及该新颖频谱结构的反射再调制使得发射机中不再需要一个激光器，因此允许实现一个无激光器的ONU。

除了该无激光器的ONU设计，提供了两个替代ONU设计选项，这些设计选项包括用于使用在接收机中及附加地或可替代地用在发射机中的一个激光源。

此外，提供了一种新颖、简单且低成本的方法以实现该ONU反射发射机，假定该DS信号被极化多路复用。该方法允许该ONU使用一个单一的调制器并使用极化分集接收与该光线路终端（OLT）接收机（Rx）中的最大比率组合（MRC）一起调制这两个极化分量。

ONU中的自相干及场重构检测

如摘要中所述，可以一种提供具有无激光器的ONU的PON。为了实现这一目标，如以下部分中所述，该ONU不应在发射机（Tx）中具有一个激光器，也不应在接收机（Rx）中具有一个本地振荡器。针对后续约束的处理方案在本部分中描述。

为了提高频谱效率，信息被编码到该已发送信号相位及振幅，因而在接收机上解码该信息需要装臵，以便检测该信号相位及其振幅（或功率）。通过将该光信号直接施加到一个二次性质光电二极管以实现该光检测器，擦除了该相位信息。

相干检测是访问该相位信息的一种传统途径，其中该检测到的光信号在被施加到该光电二极管之前与一个参考连续波（CW）光信号混合。该技术需要在接收机中有一个本地振荡器，以生成这样一个CW信号。该信号本身，或更确切地说，它的历史可以替代该CW信号并做为自身的一个参考[自相干参考]。该所示的PON及ONU使用了被称为自相干（SECO）检测或场重构的这些技术。

下文对SECO做了简要描述，仅是为了描述的完整。

如图1A-1E所示，一个ONU100（1）包括两个SECO接收机前端173和174，该两个SECO接收机前端173和174每个包括一对I和Q迟延干涉仪（147,148）及（157,158），这正如DQPSK检测，以及一个可选AM分支，该可选AM分支包括用于测量这些样本的光功率的一个光电二极管（146和156），该光电二极管跟随有一个放大器（142,152）。该自相干Rx在DQPSK检测以外工作正常，进行信号处理以便在该光场复包络中提取全部的振幅及相位（或等效地I&Q）信息。通过求该数字化AM分支电气输出的平方根轻易地获得了该振幅信息，然而，该相位信息是通过某种巧妙的信号处理从这些DI输出中提取的，代表了[XiangLiu,Kikuchi]所示的这些方案的一个改进。原则上，由该SCFE提取的复杂IQ信号与一个常规的相干前端中的一个90度混合体提取的复合IQ信号是没有区别的。两个信号皆适合用于后续处理，例如色散（CD）补偿、载波相位估算、更高群检测等。该自相干前端的性能与一个完全相干的前端的性能非常兼容，甚至在某些方面超过了一个完全相干的前端（该自相干前端还不需要本地振荡器）。如果该AM分支不包括在SECO中，可以基于这些I和Q迟延干涉仪的输出计算该振幅。

一个I迟延干涉仪（例如IDIX157）包括连接到一个迟延单元203及一个90度移相器212的一个输入211。该迟延单元203及该90度移相器212的输出被提供给具有两个输出的一个耦合器204，这两个输出被连接到一对光电检测器151。

一个Q迟延干涉仪（例如QDIX158）包括连接到一个迟延单元203及一个零度移相器202的一个输入211。该迟延单元203及该零度移相器202的输出被提供给具有两个输出的一个耦合器204，这两个输出被连接到一对光电检测器151。

SECO接收机前端173和174每个的三个输出随后进入模数转换器，之后进入该ONURx的自相干场重构器（SCFR）模块，该ONURx生成该检测到的信号的全部振幅及相位表示，等效于一个相干检测器将生成的。

SCFR（远端相干检测–一个替代Rx方案

将应用于该ONU中做为SECO检测的一个替代方案的该远端相干（RECO）检测（图1F）采用了一个更简单的光前端，该光前端由两个直接检波（DD）接收机191和192（替代这些SECO前端174和173）组成。[00104]RECO检测这一概念依赖于以光频率f_d为中心的每个带通DS信号d(t)由位于该光频率f_p的一个导频音调信号p(t)伴随这一事实。该相邻导频音调可以用做一个标准相干检测接收机的LO信号的一个替代物，以便将d(t)从其光载频周围解调成围绕着一个相对较小的IF载频的一个低IF通带信号。该结果是检测信号p(t)+d(t)的一个DD光前端及如下所示的一个PBF的后果。

用r_x(t)和r_y(t)表示这些x极化和y极化DD单元的电气和模拟输出，我们注意到这些信号完美地等效于该SECORx中的这些AM分支的输出。是二次DD来自端的输出这些信号由以下给出（针对一个任意极化而开发，将应用于这些x极化和y极化信号）：

r(t)=|p(t)+d(t)|²=[p(t)+d(t)][p(t)+d(t)]^*=|p(t)|²+|d(t)|²+p(t

=|p(t)|²+|d(t)|²+2Re{p^*(t)d(t)}=|p(t)|²+|d(t)|²+2Re{p(t)d(t)}

|p(t)|²+|d(t)|²这一项是限于2W_slot的一个双面带宽的一个基带项，即它有W_slot的一个单面带宽。Re{p(t)*d(t)这一项是[2Wslot,3Wslot]这一频率范围内的通带信号，离该基带项Wslot，因而通过一个电气BPF在频谱上是可分的。用h_PB(t)代表该脉冲响应并用r_PB(t)代表其输出，上述说明由以下来表达：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=\{r\left(t\right)\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=\left\{\right[{\left|p\left(t\right)\right|}^2+{\left|d\left(t\right)\right|}^2+2\mathrm{Re}\left\{p\left(t\right)d\left(t\right)\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=2\mathrm{Re}\left\{p\left(t\right)d\left(t\right)\right\}=p\left(t\right)d\left(t\right)$

因而，我们提取了该通带信号。

该PBF可以在该ADC之后数字地实施或在这些ADC之前通过模拟HW来实施。图1F中的方框图示出了带有数字信号处理的一种实现方式。我们将连续时间符号r(t)、h_PB(t)以及r_PB(t)在此处用作一个通用符号，还用于离散时间实现方式。

通过围绕其光中心频率f_d,f_p的复包络（CE）基带信号d(t),p(t)来表示这些实值通带信号d(t),p(t)，我们有下列恒等式： $d\left(t\right)\≡\sqrt{2}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\right\},$ $p\left(t\right)=\sqrt{2}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\underset{~}{p}\left(t\right)\right\}$ 其中，是具有一个W_slot双面带宽的一个基带信号，因而一个具有时隙W_slot/2的单面带宽，以及该导频的CE简单地是选择为单位的该导频振幅：

根据这些CE信号表达该PBF输出：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=$

$\left\{\right[{\left|\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\right|}^2+{\left|\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right|}^2]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)+$

$\left\{\right[2\mathrm{Re}\left\{\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)$

其中，该第一行表达了这些输入信号分量每个的绝对值，以及该第二行表达了这两者间的交叉项（拍频）。显而易见地，第一行中的这些项全是基带信号，因而被该PBF拒绝，给出：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=\left\{\right[2\mathrm{Re}\left\{\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=4\left\{\right[\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\right\}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

根据其I和Q分量进一步表达该CE信号 我们有：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=4\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{p}t\right)\mathrm{Re}\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)+j\sin \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)\left]\right[d_c+{\mathrm{jd}}_s\left]\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=4\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{p}t\right)[d_c\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)-d_s\sin \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)]]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=2\left\{\right[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)+$

$+2\left\{\right[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d+f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d+f_p)t\right)]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

该产生项含有位于该PBF通带内的IF分量，这些IF分量理想地未受该滤波器影响并且是高频（该光载波的两倍），这些IF分量被拒绝，生成该信号：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=2\left\{\right[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=2[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)]=$

$=2[d_c\mathrm{dos}\left({2\mathrm{\πf}}_{\mathrm{IF}}t\right)-d_s\sin \left({2\mathrm{\πf}}_{\mathrm{IF}}t\right)]$

其中，我们使用了该IF频率定义：f_IF=f_d-f_p，

将该信号应用于运行在该IF频率的一个标准数字IQ解调器，这将提取出这些I,Q分量：d_c,d_s。

直接检波（DD）接收机191和192跟随有ADC130和132，ADC130和132依次跟随有数字通带IQ解调器121和123，数字通带IQ解调器121和123跟随有DSOFDMRX110。

模块从这些SECO接收机前端获取其三个输入并在一个全相干接收机中提取该光场复包络（I&Q分量），就像一个零差（或内差）相干前端那样。一旦该场复包络在该数字域中可获得，可以由该RxDSP进行常规的相干损伤缓解技术及高次群检测。由该系统进行的SCFR信号处理算法代表了以下的一个高效HW实现：该场幅度作为该AM分支光电流输出的平方根而轻易地获得。通过将信号处理应用于正交中的这两个DI的一对输出（称为I和QDI），获得了该场的相位。

它们有对应的电气输出

上述等式描述了当前样本与之前样本之间的干涉测量混合，该干涉测量混合受连续样本的相位差影响。我们通过一个简单的数学运算从这两个DI输出中提取这些相位差，之后累加这些连续相位差，获得任一离散时间的相位（取决于一个未知附加常数，该未知的初始相位但是通过后续的信号处理而缓解）。已得到轻易地评估了该复合IQ场然而，有一个关键问题与该方法相关联，这种限制已经阻止该自相干方法获得实际的相关性：该场的相位通过其相位增量的累积而重构，然而在实际的系统中，这些DI中的相位差测量将不可避免地伴随有一些小错误及偏差，因而对这些偏差将有一个发散累积，并且该SCFR系统迟早将失去准确性并开始产生错误的结果。

该SCFR结构与[XiangLiu,Kikuchi]中所述的区别在于它更为高效，仅需要5个实数乘法器及一个复数乘法器（依次包含4个实数乘法器），即它总共需要9个实数乘法器（或2.25个等效复数乘法器）、一个1:平方根(one-over-square-root)查询表、一个加法器以及2个时延。

图2示出了在其输入接收一个复信号并在其输出提供一个场已重构信号的一个X场重构器122。

该X场重构器122包括用于分别延迟1个样本、2个样本、4个样本、8个样本及16个样本的第1至第5时延单元201、204、206、208以及210。一个开关214在前16个运行循环中将初始条件212馈送给第5时延单元210的一个输入及X场重构器122的输出，之后（前16个循环后）将乘法器211的输出连接到第5时延单元210的输入及X场重构器122的输出。

该复合输入信号被馈送至第一时延单元201，该第一时延单元201进行一个样本的时延并向一个共轭除法器提供一个第一延迟信号，该共轭除法器用该第一延迟信号除以该输入复信号进行分路，以提供一个除法器输出信号。

该除法器输出信号被馈送至一个第一乘法器205及一个第二时延单元204，该第二时延单元204进行两个样本的时延并向第一乘法器205提供一个第二迟延信号。该第一乘法器对这两个信号进行相乘以提供一个第一乘法器输出信号。

该第一乘法器输出信号被馈送至一个第二乘法器207及一个第三时延单元206，该第三时延单元206进行4个样本的时延并向第二乘法器207提供一个第三迟延信号。该第二乘法器207对这两个信号进行相乘以提供一个第二乘法器输出信号。

该第二乘法器输出信号被馈送至一个第三乘法器209及一个第四时延单元208，该第四时延单元208进行8个样本的时延并向第三乘法器209提供一个第四迟延信号。该第三乘法器209对这两个信号进行相乘以提供一个第三乘法器输出信号。

该第三乘法器输出信号提供给一个第四乘法器211。该第四乘法器211也接收一个第5时延单元210的一个输出信号，该第5时延单元210进行16个样本的时延。在前16个循环之后，该第4乘法器211对这两个信号进行相乘以提供一个第四乘法器输出信号，该第四乘法器输出信号由开关214提供，在第一批16个循环之后，做为该X场重构器122的一个输出以及该第5时延单元210的一个输入。

远端相干检测–一个替代Rx方案

将应用于该ONU中做为SECO检测的一个替代方案的该远端相干（RECO）检测（图1F）采用了一个更简单的光前端，该光前端由两个直接检波（DD）接收机191和192（替代这些SECO前端174和173）组成。

RECO检测这一概念依赖于以光频率f_d为中心的每个通带DS信号d(t)由位于该光频率f_p的一个导频音调信号p(t)伴随这一事实。该相邻导频音调可以用做一个标准相干检测接收机的LO信号的一个替代物，以便将d(t)从其光载频f_d周围解调成围绕着一个相对较小的IF载频的一个低IF通带信号。该结果是检测信号p(t)+d(t)的一个DD光前端及如下所示的一个PBF的后果。

用r_x(t)和r_y(t)表示这些x极化和y极化DD单元的电气和模拟输出，我们注意到这些信号完美地等效于该SECORx中的这些AM分支的输出。这些信号是二次DD来自端的输出，这些信号由以下给出（针对一个任意极化而开发，将应用于这些x极化和y极化信号）：

rt)＝|p(t)+d(t)|²＝[p(t)+d(t)][p(t)+d(t)]^*＝|p(t)|²+|d(t)|²+p(t)d^*(t)+p^*(t)d(t)＝

=|p(t)|²+|d(t)|²+2Re{p^*(t)d(t)}=|p(t)|²+|d(t)|²+2Re{p(t)d(t)}

|p(t)|²+|d(t)|²这一项是限于2W_slot的一个双面带宽的一个基带项，即它有W_slot的一个单面带宽。Re{p(t)*d(t)这一项是[2Wslot,3Wslot]这一频率范围内的通带信号，离该基带项Wslot，因而通过一个电气BPF在频谱上是可分的。

用h_PB(t)代表该脉冲响应并用r_PB(t)代表其输出，上述说明由以下来表达：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=\{r\left(t\right)\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=\left\{\right[{\left|p\left(t\right)\right|}^2+{\left|d\left(t\right)\right|}^2+2\mathrm{Re}\left\{p\left(t\right)d\left(t\right)\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=2\mathrm{Re}\left\{p\left(t\right)d\left(t\right)\right\}=p\left(t\right)d\left(t\right)$

因而，我们提取了该通带信号。

该PBF可以在该ADC之后数字地实施或在这些ADC之前通过模拟HW来实施。图1F中的方框图示出了带有数字信号处理的一种实现方式。我们将连续时间符号r(t)、h_PB(t)以及r_PB(t)在此处用作一个通用符号，还用于离散时间实现方式。

通过围绕其光中心频率f_d,f_p的复包络（CE）基带信号d(t),p(t)来表示这些实值带通信号d(t),p(t)，我们有下列恒等式： $d\left(t\right)\≡\sqrt{2}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\right\},$ $p\left(t\right)=\sqrt{2}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\underset{~}{p}\left(t\right)\right\},$ 其中，是具有一个W_slot双面带宽的一个基带信号，因而一个W_slot/2的单面带宽，以及该导频的CE简单地是选择为单位的该导频振幅：

根据这些CE信号表达该PBF输出：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=$

$\left\{\right[{\left|\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\right|}^2+{\left|\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right|}^2]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)+$

$\left\{\right[2\mathrm{Re}\left\{\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)$

其中，该第一行表达了这些输入信号分量每个的绝对值，以及该第二行表达了这两者间的交叉项（拍频）。显而易见地，第一行中的这些项全是基带信号，因而被该PBF拒绝，给出：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=\left\{\right[2\mathrm{Re}\left\{\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\left\}\sqrt{2}\mathrm{Re}\right\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\left\}\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=4\left\{\right[\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{p}t}\right\}\mathrm{Re}\left\{e^{{j2\mathrm{\πf}}_{d}t}\underset{~}{d}\left(t\right)\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

根据其I和Q分量进一步表达该CE信号 $\underset{~}{d}\left(t\right)\≡d_c+{\mathrm{jd}}_s$ 因为我们有：

$r_{\mathrm{PB}}\left(t\right)=4\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{p}t\right)\mathrm{Re}\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)+j\sin \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)\left]\right[d_c+{\mathrm{jd}}_s\left]\right\}]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=4\left\{\right[\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{p}t\right)[d_c\cos \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)-d_s\sin \left({2\mathrm{\πf}}_{d}t\right)]]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

$=2\left\{\right[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d-f_p)t\right)]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)+$

$+2\left\{\right[d_c\cos \left(2\mathrm{\π}(f_d+f_p)t\right)-d_s\sin \left(2\mathrm{\π}(f_d+f_p)t\right)]\⊗h_{\mathrm{PB}}\left(t\right)\}\left(t\right)=$

该产生项含有位于该PBF带通内的IF分量，这些IF分量理想地未受该滤波器影响并且是高频（该光载波的两倍），这些中频分量被拒绝，生成该信号：

其中，我们使用了该IF频率定义：f_IF＝f_d-f_p。

将该信号应用于运行在该IF频率的一个标准数字IQ解调器，这将提取出这些I,Q分量：d_c,d_s。

直接检波（DD）接收机191和192跟随有ADC130和132，ADC130和132依次跟随有数字带通IQ解调器121和123，数字带通IQ解调器121和123跟随有DSOFDMRX110。

自相干检测的附加信息

自相干检测：我们现在总览在这些数字处理器中终止的x极化及y极化自相干前端，这些数字处理器实施了新颖且非常鲁棒的自相干OFDM检测，实际上允许实现相干检测的所有优点，而在接收机中没有一个本地光振荡器。[XiangLiu,Kikuchi]中描述了自相干检测的原理（用于单载波而非OFDM系统），然而在我们的系统中，在PON这一环境中为了进行OFDM多载波检测，我们使用该自相干接收机的真正鲁棒且高性能的运行。显著地，基于我们近期在自相干检测上的进展，我们展示了在一些方面可以超过传统的自相干检测性能，尤其是在OLT激光线路带宽容错以及对OLT激光的频移的容错这两方面，在我们的自相干系统中优于传统的（适宜的）相干设计的性能。更详细地，该自相干接收机的ASE导致的OSNR（白噪声）性能略差于一个相干内差接收机（假设该相干接收机不对该本地光振荡器的频偏进行补偿）然而，如果我们用于对比的该相干接收机中包括一个传统的频率估算电路，我们的自相干接收机性能更好。一个自相干接收机没有一个本地光振荡器可以工作的更好这一主张听起来有悖常理，原来没有一个本地光振荡器实际上消除了接收机上的一个相位噪声源-该自相干接收机只受到该发射激光器的相位噪声的影响，然而一个传统的接收机同时受到该本地振荡器上的相位噪声源及Tx的影响。并且，如[Shieh,EEPN]所示，由于该本地振荡器相位噪声间的交互以及Rx中的数字均衡器中的大规模时延扩展，均衡增强的相位噪声的影响降低了传统相干接收机的相位噪声性能。均衡增强的相位噪声的这一负面影响在该自相干接收机中完全消除了。然而，以该自相干接收机的前端的白（ASE）相位噪声性能开始则更差，尽管一旦该参考相干接收机中使用了一个频率估算器，白噪声增强也在那里发生，抵消了该相干接收机相对于一个自相干接收机的任何优点。

清除该PxD交互：

在本段的余下部分，我们考虑该导频音调方案的影响，以及该D下行信号与为了在该上行进行光再调制这一目的由该ONU发送的该P导频的潜在交互。我们解释为何该D-P交互不干涉自相干检测运行，并确立该自相干检测可以在基带有利地进行，在该电气域中以低带宽W_slot处理信号，而替代的基于导频的直接检波OFDM途径将需要3倍的该带宽（3W_slot）。

实际上，用d(t)代表在该D频隙中接收的下行时间域信号并用p(t)代表该导频，该AM分支光电检测输出等于：

|p(t)+d(t)|²＝[p(t)+d)t)][p(t)+d(t)]^*=|p(t)|²+|d(t)|²+p(t)d^*(t)+p^*(t)d(t)

以及同样地，该I及Q输出等于

Re{[p(t)+d(t)][p(t-T)+d(t-T)]^*}，

Im{[p(t)+d(t)][p(t-T)+d(t-T)]^*}

包含该形式的Re{d(t)d^*t-T)}、Re{p(t)p^*(t-T)}，Re{d(t)p^*(t-T)}项等，这些共轭乘积的频谱由该对应频谱的确定性的交叉相关性给出，例如，

$d\left(t\right)d^{*}\left(t\right)\→D\left(f\right)\⊗D^{*}(-f)$

$d\left(t\right)p^{*}(t-T)\→D\left(f\right)\⊗\left\{P^{*}(-f)e^{j2\mathrm{\πfT}}\right\}$

所有涉及P与D间交叉相关性的项都是该电气域中带有频谱支撑[2W_slot,3W_slot]的带通。考虑到D针对该导频的任何频率分量的拍频（该光电检测过程中的混合），这些频谱分量臵于离该导频2W_slot到3W_slot的频谱距离，这也是显而易见的。该导频的拍频及其自身根本上贡献了一个DC项，而共同地称为P_ixP的d(t)、d*(t)及d(t-T)、d*(t)间的混合乘积都在该电气基带域中。[-W_slot,W_slot].一旦我们对这些光电检测电气信号P(t)、I(t)、Q(t)（该AM分支以及I和QDI的电气输出降低到[-W_slot,W_slot]范围）进行低通滤波，我们仅保留了共同地称为DxD的d(t)、d*(t)及d(t-T)、d*(t)间的混合乘积，在W_slot频带限制后对该导频信号P无任何影响。这一情形与让该调制D围绕其光波载波单独接收是一样的，就好像没有导频音调。

对比而言，在带有检测的光OFDM中[Kahn]，向一个导频插入了远离该OFDM生成的频谱的一个大的保护频带，这是为了容纳该数据的光电二极管中生成的混合乘积，其自身围绕着基带，并且该产生的RF信号被带通过滤，以便精确地提取P*(f)d(t)形式的一项，该项代表有用的信息。此处我们对该PxD项不感兴趣，该项的检测将需要三倍的该带宽3W_slot。反之，我们关注d(t)、d*(t)及d(t-T)、d*(t)间的这些DxD混合项，这些项具有低于PxD三倍的带宽，仅仅W_slot，因而允许大幅降低电子速度。显著的是，我们的DxD项，用自身或自身的一个迟延版本与D混合，这些项在该频域中显得无望地复杂，而我们的突破是使之前的技术[XiangLiu,Kikuchi]完美，以便精确且鲁棒地从这些项提取出该信息d(t)。我们近期在自相干检测及技术上的进展（尚未公开）使之成为可能，它们理想地适合用于该先进的PON环境。

极化处理：为了汇总在该DS方向的极化处理，该已接收光的x及y极化分量被分离并发至这两个自相干接收机。该ONU的自相干RxDSP中的PMD^-1阶段的任务是提取在该OLTTx上复用的原始的x及y极化。从一个“反射US调制”途径的观点看，我们已经看到该DS、该x及y极化每个都以相反含义穿越该环，使它们的极化互换（x变为y，y变为x），允许它们在该PBS中再合并，并且这些分量皆被同一US信息调制。此外，该IQ调制器将被设计成对于光传播的方向相对地不敏感（支持两种意义的传播，由左至右或由右至左）。因而，该调制器应完美地成为一个集总设计，而非一个行波电极。如果带宽低，这是有可能的。然而，该调制器仅看到一个极化。考虑到光纤网络中的随机极化旋转的影响，这两个正交极化在下行被解析，并且这些极化轴的随机旋转在该DSP中被该PMD^-1算法再对准，就像传统的相干数字检测。需要考虑这些极化轴的随机旋转的影响（极化衰落），这些极化轴影响到达该ONU的P频隙中的导频音调中的SOP，该SOP将用于上行的再调制。明显的是这些极化轴的随机旋转可以由该PMD^-1算法缓解。

需要考虑该ONU上的极化衰落（该已收到SOP的随机变化）SOP的另一潜在后果，带来该导频的已接收SOP的变化是否影响到该自相干检测这一问题。幸运地，答案是否定的：我们已示出这些PxD混合项（落入[2W_slot,3W_slot]频带）对于自相干检测是无关的，自相干检测完全基于处理该[-W_slot,W_slot]频带中的DxD项，这些DxD项是通过这些跟随着电子模拟或数字频带限制的光电二极管中的混合而提取的，将一个低通滤波器应用于该含有DxD和PxD项的已接收电气信号，该低通滤波器具有[0,W_slot]间隔和一个轻度间隔上的通带、该[W_slot,2W_slot]频谱间隔上的停止频带、以及该[2W_slot,3W_slot]频带上的停止频带。这再次申明了上一段的结论，即该导频信号（P）在其ONU中在DS方向并不扮演任何角色，因此，在极化处理这一环境中，该P信号的SOP对于该ONU中的DS检测是无关的，在US方向也是无关的，正如之前所见到的，根据极化分集的原则，该ONU中的US调制以及该OLT中的DS检测皆被设计成对极化衰落不敏感。

频谱效率考虑：关于频谱效率，似乎我们浪费了U和P频隙，这两个频隙在发送DS（在G和P频隙的边界只有导频）时是空的，为了避免瑞利后向散射及其他后向反射，US和DS频谱不得重叠这一要求迫使该双向PON运行需凭借用于该US和DS的正交频带，因此，该频谱效率固有地被降低一个2的因数。此外，我们要有无本地光源的一个“反射型”ONU这一需求要求我们分配该P频隙，而这些滤波器转换则要求我们分配该G频隙。我们应示出在DS使用极化复用并在US及DS使用高QAM群还允许高的总频谱效率，以支持超高且低成本的传输速率。

过度采样：该D频隙与其自身的所期望的混合乘积被发现出现在该AM及DI平衡的光电二极管输出处，这些输出是带有频谱支持[-W_slot,W_slot]的模拟信号。原则上可以使用理想的抗混淆滤波器以2*W_slot的尼奎斯特率对这些充足的统计进行抽样，这些抗混淆滤波器在W_slot上带有截止频率，拒绝了P与D之间的外来混合乘积。

然而，如果过度采样在技术上可行，为了实现多个优点，在终结该SCFE的3个ADC中使用过度采样是令人希望的：(i)：过滤该已接收频谱中的不需要的项现在可以在该数字域中进行，消除了对高性能模拟抗混淆滤波器的需求，并在一定程度上减轻了对FWDM滤波的要求，(ii)：减少了量子化噪声–对于过度采样率的增加的每个八度音，位（ENOB）的有效数量增加了0.5。(iii)：与该信号一起接收的ASE噪声既未改进也未恶化（该抗混淆滤波器的更宽的带宽引入了更多噪声，但是该数字抗混淆滤波或抽取减少了噪声退却），(iv)：该ONUPIC中的迟延干涉仪可以更短等于该过度取样率的一个因子，这允许硅PIC更紧凑并且更稳定。

已经列举了过度采样的优点，为了看清过度采样与可获取的技术有多么可行，回想在该PUDG设计中的我们的基本频隙频谱宽度可能相对较低，使得低速ONU电子器件及调制成为可能，提供了我们的方案的一个重要优点。该所需的尼奎斯特采样率低，因而以低成本的ADC技术实现过度采样仍然是可能的。

ONU的组播组内的多址接入替代：在此以前，我们隐式地假设有一个单一的ONU连接到该ONU的每个接口，实际上接收该全部的片段，并为了上行发送对其再调制。这将是用于一个“重”用户的情况，需要在这些多个片段结构的约束下该全部的带宽在该系统中是可获得的，即一个片段的全部吞吐量。同样地，当需要增强的安全性，例如用于财务情形。在我们的系统规格中，我们实际上需要服务质量（QoS）特性：每用户可变吞吐量或最大为最大率（该“全部片段率”）的灵活的有保证的吞吐量，该QoS将由该OLT上的一个中央控制器服务器执行。为了支持这一点，我们实际上需要考虑用于一个组播组(BG)的所有Nmcast用户的US及DS的多址接入方案，分享连接到该FWDM的一个特定接口（或片段）的一个无源分路器，即所有用户分享一个片段的这些PUD频隙。

首先考虑DS发送，一个多址接入选项是（TDM）分组解复用，这很像一个有线电视系统，其中多个用户都被调至同一RF信道并提取该全部的TDM内容，从中选择特定的分组，针对那个特定的用户做标记。在一种相似的方法中，该BG中的这些用户每个都侦听该全部的光波“站”（该片段）并对该片段上承载的完整数据率进行解码，选择针对它们的特定分组，并基于更高级别的分组加密算法确保安全性。用于下行多址接入的第二选项是让该BG中的不同用户选择截然不同且非重叠的子载波集，但进行第二检查，以便最简单地实现这一点，最简单的选项是在接收机上进行一个完整的FFT分析，然后选择特定音调（OFDM子信道）上承载的数据，忽略其他子信道上的针对其他用户的数据。然而，这只是从该完整的解码片段信息中对针对特定用户的某些子数据流进行标记的另一种方法，所以该方法与上文描述的分组解复用选择略有不同，在分组解复用中，分组并非按时间依次选择，而是按频率依次选择。

一个更基本的偏离将是把该D频隙的这些音调（子信道）分区为多个连续子集，并将其数字地解调为基带，随后使用一个更小的FFT，虽然该方法将无法提供显著的增益，因为该系统还需要支持那些必须获取该D片段中所有音调的重用户，因而，不同用户间的这一变化不必要地使该系统复杂化。

考虑目前用于US多址接入的选项，由于将需要偏离该当前的频域方法并将需要处理系统瞬变及其对该SOA的影响、突发同步等，该TDM选择很不具吸引力。基于OFDM的频分多址（FDMA）这一形式是我们用于US多址接入的优选选项，其中该D频隙的这些音调被分区为非重叠的音调子集，一个截然不同的子集被分配给该BG中的每个用户。

总是在其分配的音调子集上发送取决于每位用户（至少针对该特定会话的时长，直到音调子集的分配被该中央控制器修改）。由于这些子集不相交，这些US发送是正交的且不相互干涉，从而允许该多址接入。更详细地，为了该OLTRx成功地解调在不同的ONUUS发射机上生成的音调，该BG中的多个ONU生成的所有这些（互相不相交）音调必要地是正交的，即以固定的OFDM间隔Δf位于该共同的OFDM网格。然而，不同的ONU的不同音调的相位无需互相锁定，由于该OLT可以轻而易举地为它接收的每个特定的上行音调运行信道估算流程（或相位估算），并纠正任何相位偏移（可因不同的音调子集而异）。此外，来自于不同ONU的所有OFDM块（帧）都有必要互相锁定。为了这一目的，可以使用类似于WiMax无线算法及DOCSIS线缆调制解调器算法中所使用的一个测距流程，（这两个算法与很多共同点，WiMax采用了DOCSIS的很多要素），其中在建立时，每个ONU都发送多个训练帧，该OLT使用这些帧以便学习每个特定的ONU的时延并将该信息传递至这些ONU，这些ONU随后调整它们的帧定时，以便它们同时到达接收机。这允许该循环前缀开销保持为较小值。

我们接下来解释每个ONU如何将其音调子集同步为共同的OFDM间隔。为了这一目的，有必要先估算该间隔。这通过该已接收的D频隙轻而易举地实现了，该已接收的D频隙含有在该OLT上被DS发送的宽带OFDM信号的频谱结构的一部分。该部分的这些音调名义上间隔均为Δf，因而可获得该信息以便进行Δf的估算并生成具有同一频谱间隔的一个OFDM网格，该OFDM网格将用于该光电解调器并结束在该U频隙上的发送。请注意该BG中的每个ONU仅仅在该OFDM网格的一个子集上注入音调，该OFDM网格可通过生成一个完整的频隙宽度FFT但将该音调子集外的所有音调设臵为零（可替代地，可根据该音调子集的大小生成一个较小的FFT，随后数字地增至/转化为它的适当位臵，但是这具有很多零子信道，比生成一个稀疏的、完整大小的USFFT这一选择更为复杂，后者是优选的途径。

DS及US信号的网络架构及频谱结构

该网路沿多个分层级别被分区。在该网络级别使用了间隔为25GHz的一个DWDM信道计划，做为提高容量的一种手段。每个信道利用了不相交的频带中的基于OFDM的下行（DS)及上行（US)发送方案（图3）。

图3示出了具有一个激光二极管320的一个OLT，该激光二极管320具有波长λ_k并连接到一个TXOFDM发射机301、一个放大器302、以及通过一个循环器303连接到一根光纤，该光纤连接到一个远端节点320。该OLT具有一个接收机路径，该接收机路径以循环器303开始，跟随有一个放大器304，并以OFDM接收机305结束。每个OFDM信道进一步包含多个子信道（称为音调）以及服务于一个或多个ONU的这些音调的多个子集。一个部分波分（解）复用器（FWDM322）被插入该远端节点RN320上的每个OFDM信道的下行路径，将每个波长的OFDM信号分路为Nslice频率片段并将每个片段组播至一个特定的NmcastONU组–例如包括ONU100(1)-100(Nmcast)的组330。通过无源分路器（例如接收分配给组330的第三频率片段并将其分路给组330的每个ONU的分路器324(3)）这一方法进行了无源分路。每个无源分路器与一个FWDM输出接口关联。如以下详述，为了DS接收，属于每个组播组的这些ONU使用FDM（不同的OFDM音调）和/或TDM收集该特定片段上的一个吞吐量子集。因而，针对每个DWDM信道使用两级分路是一个关键特点，第一级是正交频谱分路，典型地导致不取决于分路率（=Nslice）的一个固定的额外损耗，以及第二级是无源分路，导致除它的额外损耗外的一个1:Nmcast固有损耗。

与替代的途径相比，其中每个ONU侦听一个完整波长信道OFDM复用，除了由于分路损耗下降了高达Nslice的一个因子而带来的该OSNR优点，分区为频谱片段产生了显著的优点。为了一个理想的FWDM（例如对于Nslice=4，OSNR将改进6dB），将实现高达Nslice的一个因子OSNR改进。更普遍地，该ONU上的大部分路电电气带宽要求由于该频谱带宽降低而减少。

图3示出了一个单一的波长信号路径。信号以两个分层级别被分路–第一级由一个FWDM分量进行，是正交频谱分路，典型地导致不取决于分路率的一个固定的额外损耗，以及第二级是无源分路，导致除它的额外损耗外的一个1:Nmcast固有损耗。

虽然图3描述了一个单一的波长系统，已注意到波分复用可以做为频谱复用的顶层而用于大的服务区域。如图4所示，每个OFDM信号在一个与ITU-T兼容的频率网格上具有一个特定的波长λ_k，该波长目前在25GHz间隔上选择（以对应商业上可获得、成本合理的电子处理速度，如PON应用所需要的，尤其是模数转换）。该OLT的对应的Tx及Rx组件对（由同一索引标识，301(1)-305(1)，...301(N1)-305(N1)）可以分享同一个光源，该光源被用作一个DS调制源及用于相干检测的本地光振荡器。

在一个特定波长上的一个通用OLTTx的OFDM下行频谱不是连续的，但包括多个保护频带及将由ONU用于US调制的导频音调。如图5所示，DS及US频谱首先被分区为片段401-404，并且每个片段进一步被分区为频隙420(1)-420(16)。有在每个片段中标记为P(导频)、U(上行)以及D(下行)的3个主动频隙，以及一个G（保护）频隙，该G（保护）频隙分离相邻片段的PUD频隙并允许相邻的滤波器转变。该“PUDG”结构在每个波长频谱范围上重复自身Nslice次。该OLT在该D频隙及该P频隙的左边的一个导频音调上发送DS数据（OFDM子载波）。因而，该P频隙承载一个单一的未调制的音调，并且该U和G频隙是空的。这些信道片段由该FWDM提取至单独的输出端口，来自于这些相邻片段的这些音调由该FWDM削波器形状抑制。每个频谱片段输出与一个ONU组播组相关联。

该保护频带G的频谱带宽实际上可以是任意的，虽然为了明确，从图5开始我们认为它等于P、U以及D频隙的宽度。我们应当用W_slot代表这些P、U以及D频隙的频谱宽度并用αW_slot代表该G频隙的宽度，该G频隙相对宽度α将由该FWDM滤波器的设计决定–该滤波器阻带可以有多陡峭。请注意下图中使用的α=1是一个合理的假设。

图5还示出了来自所有这些ONU的集合US频谱结构，这些ONU被安排在频移上行片段US1-US4411-414内。明显地，这些上行信息信号（例如72）由该ONU在与该ONU相连的对应片段的U频隙上上行发送。外部上行调制（上行次级信号，例如71）也在G和P频隙上生成，然而（为了明确，考虑分离片段1和2的该G频隙），在该P频隙上进行的外部上行调制被片段1滤波器强烈地削减，并防止对相邻片段2的干涉，然而该G频隙上的上行调制仅是被片段1或片段2滤波器部分地削减，它还是落入不干涉这些相邻片段中的PUD运行的一个频谱区域。图6和7A解释了该US调制（如图6的底部所示）实际上是如何在这些ONU的每个上生成的。为了这一目的，让我们回忆如图1A中的一个框图所示的新颖的ONU结构。

图5的顶行指示了该FWDMWSS322输入对其每个输出端口的频率响应–它显示了这些不同的频率片段401-404。第二行描述了由该OLT300DS发送的稀疏宽带OFDM信号–一个导频信号（例如11）以及下行信息信号（例如10）-以4个不同的ONU组为目标。第3行描述了频隙420(1)-420(16)的“PUDG”结构，该OFDM频谱被分成多个频隙。该底行描述了被安排在频移上行片段US1-US4411-414内的OLT上接收的US频谱，该US频谱通过该多个再调制的叠加而生成，这些ONU依据每个ONU上接收的下行信号进行该叠加。

图6以更多细节示出了一个片段并提供了用于上行调制的该频谱结构的生成的一张图示。一个频率片段403包括4个频隙420(9)-420(12)，这些下行信号430包括一个导频信号11以及多个下行信息信号10。这些上行信号包括多个上行信息信号72以及多个上行次级信号71。

ONU及OLT带宽要求

首要目标是生成一个非常高效、高性能且低成本的设计。虽然我们的重点在于该低成本、大批量生产的ONU，我们不应忽略OLT，OLT在成本上可以有点令人轻松，因为它是多个ONU共享的。图5和6中描述的该频谱设计以抽象的术语来阐述。

该建议架构使低带宽ONU成为可能，并促进了低成本电子器件及电光调制。我们回忆起通过使用用于这些FWDM滤波器组的选择性频率光设计使之成为可能。我们在下文中指出只要涉及到接收，该ONU带宽被降至W_slot，然而由于需要避免在同一频率范围上再调制，在该上行发送中，我们必须把该U频隙向右频移一个频隙，即为了US调制，我们需要该DAC支持一个双倍带宽2W_slot。这将反映在该ONU中的DAC以及该电光IQ调制器的这些带宽要求中，这些带宽要求应扩展至2W_slot。然而，请注意它足够优化该DAC及IQMOD，并且只在一个带通范围[W_slot,2W_slot]上，在该通带范围上提供相对平坦的频率性能，而在该完整基带[0,2Wslot]范围上不需要平坦。在这一点，让我们开发一种用于获取用于本示例中将给出的关键参数的数值的方法。

示例性设计场景

首先，我们选择一个WDM间隔。该50GHzITU-T网格将是一个自然的选择；在与每个“波长”关联的该50GHz频带之外，大约40GHz是可以用于PONUS及DS调制的，然而充分利用该频带的优点的一个OFDMOLTRx将需要大约1.4的一个过度取样率，即在40·1.4的ADC=56Gsamp/s，这正是我们想要避免的该ADC技术（取样率过高），因为它仅仅现在开始引入。相反，我们选择把该OLTRxADC速度减半，以56/2=28Gsamp/s的速度运行，这被认为是一种低成本的CMOS技术（这些同样的ADC装臵在该ONU中将降级至20或10Gsamp/秒，它们还将提供一些好的过度取样优点，用它们和功耗交易，该CMOSASIC满足了对超低成本ONU的这些要求）。现在，我们已把该OLT上的取样率减半，我们还已经把该带宽减半，因此现在两个OFDMDS信号适合该50GHz频带（在这两端有显著的保护频带裕量）。该25GHz间隔是另一个自然的选择，它也符合该ITU-T标准。通过不同方法提供以25GHz为间隔的线组成的一个光梳是可能的，例如通过商业上可获得的锁模激光器，或由一个稳定的激光源馈送的其他类型的多载波生成器。

每个波长被来自一个特定OFDMDSTx的两个极化的这些IQ信号调制的25GHzWDM网格是被一个WDM（还可以由一个FWDM实现）复用的波长并从该OLT下行发送至该远端节点，其中它是WDM解复用的，随后一个特定波长上承载的每个25GHzOFDM频带被分片为Nslice个频谱片段。用于Nslice的两个合理选择是Nslice=2以及Nslice=4。考虑第一个Nslice=2，在该25GHz上有两个片段，我们把该PUDG频谱结构臵于这两个片段的每个之中。实际上，确保跨越片段及跨越该WDM网格的周期性是一个方便的设计指引，因而当Nslice=2，每片段的频隙设计可以更精确地指定为即两个相连的频隙产出

$\frac{G}{2}\mathrm{PUD}\frac{G}{2}|\frac{G}{2}\mathrm{PUD}\frac{G}{2}=\frac{G}{2}\mathrm{PUDGPUD}\frac{G}{2}$

W_λ=25GHz频带产出

同样地，如果我们选择N_slice=4，我们得到

25GHzWDM频带

同样地，如果我们选择N_slice=4，我们得到

在我们拥有的每个片段中（从一端到另一端包裹这两个之一，即将该窗口频移出现一个PUDG图形，因而每个片段精确地有四个频隙，并且我们具有以下关系：

W_slice＝W_λ/N_slice;W_slot＝W_slice/4=W_λ/(4N_slice).

对于W_λ=25GHz及N_slice=2，我们具有

W_slot＝25GHz/(4·2）＝3.125GMz

然而，对于W_λ＝25GHzN_slice=4，我们具有

W_slot=25GHz/(4·4)＝1.5625GHz

针这这两个选择的正反两方面考虑归结为该远端节点中的FWDM光滤波的挑战与该ONU中的基于高速硅光子的电光IQ调制的挑战间的权衡。

在这一点，对于该FWDM滤波转换，分离相邻的片段W_slot=3.125GHz目前是一种可用的技术，然而，1.56GHz更难以实现，但是可以在该项目的过程中开发。另一方面，如下示出的所需调制器带宽将等于W_mod=2W_slot（该信息的带宽的两倍，为了防止以下所述的后向散射，需要对该U（及D)频带进行一个频隙的频移）。

因而，对于N_slice=2以及W_slot=3.125GHz，我们需要W_mod=2W_slot=6.25GHz，然而，当N_slice=4以及W_slot=1.56GHz，我们需要W_mod=2W_slot=3.125GHz.

以后，当考虑到以下这些不同的系统模块及组件的描述，牢记这两个特定场景是方便的：

W_slot=3.125或1.56GHz

迄今为止，我们名义上认为P、U、D以及G频隙的宽度是一样的，W_slot。然而，取决于该FWDM滤波器技术，具有一个等于αW_slot的G频隙滤波器转换是可能的，其中α<1。在这种情况下，该片段中的PUDG拟合意味着(3+α)W_slot=W_slic，因此，W_slot的计算被简单地修改为：

＝W_slice/(3+α)=W_λ/[N_slice(3+α)].

复用格式及多路访问的不同特征

DS中的多路访问方案包括具有时域分组复用的OFDM。属于每个组播组的这些ONU共享并侦听一个共同的DSOFDM信号（该宽带OLTDSOFDM信号的一个片段），并以TDM方式从该被共享的整个DSOFDM信号中提取它们的单个数据分组。

US中的新颖的多路访问方案包括基于OFDM的频分多址（FDMA）–如图8所示。图8示出了7个不同的ONU100(1)-100(7)，这些ONU在一个不同的音调子集并在略有不同的定时发送上行信息信号及上行次级信号(10,11)、(610,611)、(620,621)、(630,631)、(640,641)、(650,651)以及(660,661)（为了补偿该PON上的信号传播中的差别）。

每个组播组的这些ONU都发送占用同一个频谱片段的USOFDM信号，每个ONU访问OFDM音调的一个不相交子集，而使其他音调（已被分配给其他ONU）为空。换言之，每个ONU在与其邻居不相交的一个音调子集（OFDM子载波）上向上行发信号（由该OLT分配）。由这些单个的ONU生成的所有这些USOFDM信号被一个测距协议以OFDM-块-时的方式而同步，并被锁定到该DSOFDM信号的共同的频率梳。该面向数字OFDM的FDMA方法避免了处理用于不同的USONUTx的复杂模拟频移方案。此外，所有用户所有时间都“在”，因此没有突发和瞬间影响，并且TDMA冲突导致的低效率也被消除。

刚描述的用于该US多址接入的策略处理了频率同步及时间-块同步，我们提到相位同步不是一个问题（该OFDMOLTRx中使用了简单的信道估算技术及单拍均衡器）。

我们的新颖的面向频域的多址接入方法应与目前的生成GPON系统进行对比，这些GPON系统当前基于DS中的时分复用（TDM）以及US中的时分多址(TDMA)，这将吞吐量大幅降至1：用户数量（one-over-the-numberofusers）的十分之一，并需要克服时域瞬变（突发检测）。

图7A根据本发明的一个实施例示出了独一无二的频谱设计。

PON分层。OLT包括N_λ个OFDMDSTx及USRx，每个在一个WDM25GHz频带（“波长”）上发送。该远端节点（RN或远端集线器）WDM解复用来自该ONU的WDM-OFDM信号。每个波长被输入到带有N_slice个输出的一个部分波分复用器（FWDM）多端口滤波器，将该25GHzOFDM频谱分为N_slice个频谱片段。如图8进一步所示，连接到同一个功率分配器的所有这些ONU据称构成一个组播组，共享该OFDMDS信号的同一个片段，以及注入并合并它们的US发送。

图7A示出了该网络中不同级别上的OFDMDS及US信号的频谱结构，尤其是该ONU调制器输入及输出。这些不同的信号被标记为(a)-(g)。

该图示例了带有Nslice=2个片段的一个设计，这些片段在该25GHzWDM频带中拟合，即带有一个输入及两个输出的FWDM滤波器在该集线器中连接到该WDM的波长输出的每个（另一种设计的情况，Nslice=4类似地被结构化为再发生4次的PUDG频隙结构）。

顶行（a）示出了生成一个宽带25GHzOFDM频谱的一个OLT，该频谱有以两个ONU组播组为目标的两个片段。该稀疏频谱结构旨在为这些US发送腾出空间，确保US及DS发送不重叠和干涉（缓解瑞利散射串扰及DS信息的US再调制）。该信号（“DSWOLT510”）包括一个导频信号10、用于一个片段的多个下行信息信号11（例如图4的以包括ONU100(1)的组300为目标的第三片段）、另一个导频信号10’以及用于另一个频率片段的其他多个下行信息信号11（例如图4的第四片段）。

PUDG频隙420(9)-420(16)也被示出–该OFDM频谱被分为多个等宽的频隙。W_slot=25GHz/(4N_s!ice)=3.125GHz。在该ONU中，该US再调制实际上是围绕在该OLT上注入的导频音调（标记为“导频”）而形成的，每个片段有一个导频音调。

第二行(b)示出了在该远端集线器320上该FWDM将该频谱分区为两个片段，被发至不同的远端节点。每个远端节点依次将该光波信号分路至多个ONU，构成一个组播组：a.片段3FDWM滤波器轮廓523在PUD频隙420(9)-420(11)内传递下行信号–一个导频10及多个下行信息信号11，并将这些信号提供给组330。b.片段4FDWM滤波器轮廓524在PUD频隙420(13)-420(15)内传递下行信号–另一导频10'及其他多个下行信息信号11’，并将这些信号提供给另一组ONU（未示出）。

第3-5行(c)-(e)示出了ONU100(1)接收光信号导频10以及下行信息信号11，这些信号被电气信号例如上行信号50及51调制（行(d)），以提供（行(e)）该上行信息频隙内的多个上行信息信号72以及频隙420(9)-420(11)之外的多个上行次级信号71。

这些上行信号50及51可以是频谱支撑[0,W_slot]的OFDMUSIQSSB信息信号，它们被数字地向右频移W_slot（在该OLTUSTx处理器内，并使用一个DAC），从而使得将应用于该IQ调制器的该调制信号成为带有支撑[W_slot,2W_slot]的一个带通电气信号(50,51)。

时域内的调制（相乘）映入频域内的卷积，产生行(e)的频谱。重要的是该US信息在该D频隙中已经被给予，与承载该DS信息的U频隙不相交。此外，混合该DS及US调制的该外部信号（该“三角形”）被该片段3FDWM滤波器轮廓523抑制，并且不与该D或U有用信息频隙重叠。(a)中所示的独一无二的、包括这些引导导频的频谱设计通过该电气US信号的带通数字频移使之成为可能，如图(c)所示。

最后，行(g)描述了在该OLT上收集的、通过这两个频谱片段的重叠而形成的US频谱，这两个频谱片段通过该FWDM集线器US传播。

行(a)和(g)的一个比较显示该带宽的一半尚未使用：仅D、U频隙被填充，而P、G频隙是空的。然而，为了允许FWDM滤波器阻带转变，这些G频隙是必要的，而容纳这些引导导频的这些P频隙必须是空的，否则，当ONU再调制时，它们的频谱内容将频移到这些D频隙中。尽管该频谱无效率看似50%，凭借自相干检测，该系统在频谱上非常高效，使检测很多群成为可能。

返回参见图8，可以注意到：

(a)：一个特定组播组的单个的ONU（都通过一个远端节点连接到同一FWDM输出端口）都在跨越该U频隙的一个共同频梳的不相交音调子集上发送它们的调制。实际上，这些ONU每个生成一个完整的OFDM梳，然而，每个ONU将该组播组内的其他ONU所使用的所有音调设臵为零，仅调制它自己的不同的音调子集。顶行指示来自于该组播组的所有ONU的US信号的重叠，这些US信号的传输加起来成为一个完整的OFDM频谱。因而，可变数量的ONU在一个组播组内可以得到支撑，并且不同的带宽（音调的数量）可以如愿分配给不同的ONU。具体而言，将该组播组内的所有US音调分配给一个ONU，即具有Nmcast=4，该ONU以尽可能大的带宽US发信号并占用该片段中的U频隙的W_slot频谱范围上的所有音调，这是可能的。此外，可以动态地分配带宽，根据用户要求及时变化，因而，从统计复用中受益。

(b)：由这些ONU的每个发送的这些OFDM时域块（帧）。所有这些块具有时长T，但是它们可以经历从ONU到ONU的不同的定时相位，即一旦在该OLT上接收，一个ONU的相邻OFDM块间的这些瞬间未与其他ONU的哪些瞬间对准。这将是不想要的，因为所有这些音调子集在一个组合OFDM信号中叠加，该信号将被一个大尺寸FFT处理(也包括来自于其他片段的音调)。所提出的对准来自于所有ONU的US发送的块边界的方法凭借一个测距算法，就像这些WiMax或DOCSIS标准中那样（使用一个小循环前缀（减少保护间隔）允许放宽该测距算法的要求）。

网络层级及波/频分复用

如图7A所示，该PON具有包括该OLT（WDM-OFDM）、远端集线器（FWDM）以及节点（无源分路）层的一个树状结构。更密集的DWDM的一个新的中间层在该远端集线器上引入，该远端集线器基于部分波分复用器（FWDM），能够提取子波长频谱片段。由每个OLTTx在一个特定波长上生成的OFDMDS信号包括以不同的ONU组播组为目标的多个频谱片段。这些频谱片段被该集线器中的FWDM滤波器发至不同的光纤，每个光纤通向该远端节点中的一个无源分路器。该无源分路器的光纤输出被发至一个特定组播组的ONU。在该US方向，一个特定组播组内的所有ONU以它们共同的频谱片段的一个US频谱频隙内的频率复用它们的发送，该共同的频谱片段使非重叠的OFDM音调子集交织，并与每个ONUUS发送相关联。

引入这些被发送的DS及US信号的独一无二的频谱结构，下列原则有助于了解其原理：

(a)在没有一个激光的情况下，基于该已接收DS信号的US再调制，同样在没有激光器的情况下进行该ONU中的US发送（该DS信号被US“反射”并再调制，该US频谱经历一个频移）。

(b)在图7B中示出了一个独一无二的、遍及该网络的频谱设计，该网络（OLT、远端集线器以及ONU）使该US再调制能够与该DS发送分离（避免了该DS调制的US再调制并缓解了该US与DS发送之间的瑞利后向散射串扰）。

(c)该独一无二的频谱设计还在该ONU上实现了低的总检测带宽，限制了电子检测及US再调制的速度。

(d)带来上述益处(c)及(d)的该独一无二的频谱设计包括将该OFDM频谱成形为包括引导导频的频谱频隙，通过该远端集线器上的一个部分波分（解）复用器（FWDM）限制了这些ONU的光检测带宽，并以一个数字地生成的频移来应用ONUUS再调制。

(e)与该独一无二的频谱设计一致，该ONU是无色的，即它不包括光滤波。所有ONU可互换。

(f)这些DS引导导频及该US再调制信号都是数字地生成的（模拟导频音调调及模拟混合器被消除），通过IFFT这一方法，合成该OLTDSTx及ONUUSTx中的全部所需频梳（及这些梳“齿”的复数振幅–这些子载波音调）。特别地，植入该DS信号中的这些引导导频音调（需要用于将该US再调制与该DS调制分离）简单地被生成为该OFDM梳中的未调制子载波。

(g)模拟（光）电子带宽被最小化–该ONU中的电光调制速度（及该DAC和模拟调制器驱动器的带宽）保持为低速（在图7A示出的我们的两个设计场景下，在一个25GHzWDM网格内是3.125GHz或6.25GHz，N_slice分别=2或4，这只是该全部波长频带的25GHz带宽的一个1/4或1/8部分）。该ONU中的有效光检测带宽仅是3.125GHz（尽管不具有一个机载光滤波器）。使该模拟带宽最小化的一个例外是伴随过度取样使用ADC（20Gsamp/秒的取样率及10GHz的抗混淆滤波器（AAF））这一能力，正如在上述低成本ONURxCMOSASIC中实施的。

该ONU中的US方向的反射再调制

正如本专利的摘要中指出的，使用DS信号的反射再调制允许进行无色及无激光器的运行，同时防止US与DS调制间的不想要的交互并防止瑞利后向散射干扰。

尽管已在之前部分中描述，做为本专利的一个关键特征，一部分被专用于反射再调制。该特点可以分为两部分：

反射再调制–以便消除用于US信号发送的一个本地激光器这一需求

该基带信息信号的频移频隙宽度的1.5倍–以便防止这些US信号与DS信号间的瑞利后向散射干扰。

虽然这两个要求不同并可以由两个不同组件实施：第一个组件是一个IQ调制器以及第二个组件是一个频移器，做为该ONUTx（图1）的高效实施的一个例子，这两个操作由一个单一的组件（ONUIQ调制器）通过将该已调制信号的频率频移该频移器可能已经要求的同一频移来执行(1.5·W_slot)。下文对该再调制及频移过程进行了一个综合性的描述。

用于支持多址访问的US发送结构

该子部分描述了上行发送的一个可能的格式，该格式符合以上描述的总体US再调制结构，该格式为了高效地支持对一个组播组中所有ONU的多址访问。

该US调制格式本质上是具有一个新颖的FDMA方法的OFDM，该FDMA方法用于对连接到一个特定的FWDM接口的这些Nmcast多个ONU进行频率复用，即所有ONU凭借一个单一的频谱片段的该U频隙（图w4）。该想法是该组播组中不同的ONU使用不相交的音调子集，如图5所示。实际上，该组播组中所有ONU被同步，以便生成跨越该U频隙全部范围的一个USOFDM梳。该组播组中的每个ONU仅调制该全部U频隙梳中的这些音调的一个子集，并设臵其他音调为零。与该组播组中每个ONU关联的音调子集的分配由该OLT中的一个中央控制器来管理。该方法确保该组播组中不同ONU的US发送是正交的，从而使得该US发送不发生冲突并能同时地进行。不同的频谱片段是正交的这一事实进一步确保了属于不同组播组的ONU的US发送的正交性。因而，到所有ONU被同步至由该OLTDS发出的共同网格这一程度，之后我们将已实现正交性及同时多址接入。

通过使所有ONU恢复该OFDM块的时长T或频率1/T（每秒OFDM块的数量，其中一个“块”是该OFDM(I)FFT发生的间隔），实现了所有ONU同步至该共同的网格。因而，如果独立的ONU都在该下行方向很准确地获得了该时长T，之后，在该US方向它们每个都可以在这些T间隔的每个上生成大小M^US为的FFT，这意味着使它们的频域梳被同步。实际上，在该块时长T内，一个IFFT用在该时间T内拟合的1、2、...以及M^US个周期叠加离散时间正弦曲线。这些音调间的频率间隔精确地是Δv=1/T，并且这也是该梳的相邻频谱音调间的距离，该梳由带有块时长T的一个IFFT生成。为了保持这些音调及来自不同ONU的US发送的正交性，该定时相位（即该OFDM块开始的确切时刻）是不相关的，然而该定时相位毕竟是重要的，这是由于如果它们具有它们OFDM块的不同定时相位，即图4描述的情形不可接受（除非使用了一个100%的循环前缀，即每个OFDM块重复两次，这将导致过度开销），那么不同的音调子集不可能被该USOLTRx妥善处理。

在US方向，附加的挑战随后包括在频率和时间上同步由所有ONU贡献的独立“子OFDM”信号的这些OFDM块，以及在下一层级，由于来自上行到达该FWDM所有片段的所有音调被并入该OLT上的一个连续宽带OFDM频谱，需要相互同步不同片段内的OFDM块的定时相位。此外，属于不同片段的ONU的这些梳（不同的组播组）也必须被锁定至一个共同的网格，也是通过使所有ONU获取该DSOFDM发送的块时长T而实现的。

我们最初采用的用于获取该OFDM块定时相位同步的方法，即对准跨越不同ONU的所有块（一旦它们的US发送到达接收机）是属于类似于WiMax及DOCSIS的测距算法的一个测距算法，如第2部分所述。

该ONU反射发射机的新颖实施

如图1A-1E所示，该输入光纤被连接到依次连接到一个极化分束器（PBS）184的一个半导体光放大器（SOA）190（也互相做为极化组合器）。这些PBS输出端口中的一个被直接连接到一个90度极化旋转器183，从而使得该PIC以一个物理极化状态起作用。该ONU双向地运行以允许这两个正交极化每个都完成一个环并返回通过该相反PBS端口的US。在该环内是一个IQ调制器170，它调制以相反方向以同一信号传播的两个极化分量。该新颖的光调制路径旨在允许极化分路，同时生成一个反射信号，两个极化分量在该反射信号中同样地调制。在该检测路径中，该环被分路以便馈送一对用于这些x及y极化的自相干接收机，使极化多样接收成为可能。

简而言之，以下是运行的ONU光原理：DS信号到达（10,11）这些x及y线性极化的一个随机叠加中的该PBS：该x极化12,13被发至该PBS的x极化输出端口（如图1B、1C以及1D所示，以及），随后开始围绕着该环（图1D）顺时针循环，并被位于该右手边角落的SCFE抽出（图1C），该SCFE检测该x极化分量。该x极化光进一步围绕通过该IQ调制器的该环循环（图1D），做为被给予的US调制，构成将被US发出的该光信号（请注意该光波信号调制器还含有一个分量，该分量包括被该上行电气IQ信号再调制的下行光信号；将解释该外部信号与该期望的上行信号间的干扰是如何避免的）。继续围绕着该环做顺时针传播，该x极化信号在穿越该90度极化旋转器时正在变为一个y极化的光波信号。该y极化上行调制光波信号最终到达该极化分束器的y极化端口，该极化分束器现在用作一个极化组合器。该PBSy极化端口上的y极化光波信号（携带US调制）事件被完整地发至该PBS的顶部端口，该信号从该顶部端口通过该SOA传播，随后向后出去，抵达US方向指向该OLT的接入光纤。

同样地，在该PBS的顶部端口上接收的下行光的y极化分量之后，该分量在该PBS的y端口上被丢弃（图1B、1C以及1E），该分量从该端口进入该90度极化旋转器，将该y极化光波变为一个x极化信号。该x极化信号开始围绕着该环逆时针循环，在该环的左角进入侦听该y极化的自相干接收机前端（被变为x），随后从左到右穿越该IQ调制器，随后完成该循环（图1E），到达该适宜的x极化中的PBS的x端口，允许它在US方向与以其他意义穿越该循环的信号合并。请注意两个自相干前端以一个共同的x极化运行，该调制器亦如此，该调制器被x极化双向穿越，被x极化被该IQ信号调制。

该IQ调制器由该ONUOFDMUSTx通过一个数字混合器（通过的复数乘法器，T_c是该数字处理器后端的时钟率，跟随有I及Q路径上的一对DAC）驱动。该跟随有这些DAC的数字混合器影响到待发送的该US已调制信号的由的复数乘法器（1.5·W_slot的一个频移将被施加到该[0,W_slot]的频率支撑中的一个基带信息信号）可替代地，需要仅W_slot的一个频移。我们处理该[0,W_slot]的频谱支撑中的一个侧带信号。无论以哪种方法，这对应于向右频移该已发送复包络频谱，生成带有频谱支撑[W_slot,2W_slot]的一个电气信号，该信号被施加到这些IQ调制器端口。该IQ调制器上的光频谱事件（基本上，图1C中的DS已接收光信号）在该频域中与该已频移信息信号的[W_slot,2W_slot]频谱卷积。这等同于两个连续步骤：(i)将该IQ调制器上的光频谱事件与该ONUUSTx生成的信号的[0,W_slot]频带受限频谱卷积，如图1C所示。该步骤（在该USTx输出未施加数字调制时该步骤可能实际发生）导致该已接收DS导频音调在该频谱范围[v_p,v_p+W_slot]内获取上侧频带SSB调制，其中v_p是该导频光波频率。然而，该D频隙也受该步骤影响，与该US调制的一侧频谱卷积（显示为等重音调的一个梳，成为三角形，尽管该三角形仅用于表示的目的），(ii):该数字调制的影响是频移由步骤(i)导致的复合频谱，并向右频移1.5·W_slot，,如图1D所示）。

作为这两个转换（SSB调制及频率右移）的接续的结果，该导频及其SSBUS调制在该U频隙内结束，该U频隙由未调制的OLT准确地接收，以便容纳该US赋予的调制。此外，原始的D信号分量在其穿越该IQ调制器（图1E中的三角形）时也被卷积了该US电气调制，然而，这没有任何后果，因为该被篡改的信号落到G和P频隙上，并且不与我们将保持清晰的主动PUD频隙的任意一个重合。

参见图1A-1E及1G中的示例，该ONU100(1)可包括一个接口例如SOA190、至少一个光分路电路、一个检测电路、一个调制器170、一个上行信息信号提供器（例如160、161及162）以及一个发射机。

该接口（例如连接到SOA190或SOA190本身的一根电缆）可被安排成用于接收一个导频信号及多个下行信息信号10和11。该导频信号10在一个导频隙接收，并且这些下行信息信号11在一个下行信息频隙接收。该ONU100(1)被分配有包含该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段。至少另一个频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息。

该至少一个光分路电路（例如PBS184、X功率分配器181以及Y功率分配器182）可被安排成将这些下行信息信号及该导频信号分路为多个下行信息信号部分及多个导频信号部分。

该检测电路（例如SECO接收机模块173及174）可被安排成响应于下行信息信号11的至少第一部分而检测下行信息。

该调制器170可被安排成通过(i)该导频信号的第二及第四部分16及18，以及(ii)这些下行信息信号的第二及第四部分17及19调制多个上行信息信号50及51以提供：

c.多个X上行信息信号（多个第一极化上行信息信号）57及其他上行信息信号53，这些信号由ROT183旋转以提供多个Y上行信息信号（多个第二极化上行信息信号）59；以及

d.多个X上行次级信号（多个第一极化上行次级信号）56及其他上行次级信号52，这些信号由ROT183旋转以提供多个Y上行次级信号（多个第二极化上行次级信号）58。

这些X及Y信息信号57及59由BPS184合并并由SOA190放大，以提供位于该上行信息频隙内的多个上行信息信号72。

这些X上行次级信号56及Y上行次级信号58由BPS184合并并由SOA190放大，以提供该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号71。

SOA190被安排成上行发送这些上行信息信号71及这些上行次级信号72。

SECO接收机模块173可被安排成通过评估下行信息信号21的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个迟延版本间的关系来进行自相干检测。SECO接收机模块173可被安排成检测这些下行信息信号173的第一部分的振幅。

PSB184可被安排成将这些下行信息信号11分路为多个第一极化分量13及多个第二极化分量15。X功率分配器181被安排成进行这些第一极化分量15的第一功率分配，以提供这些下行信息信号的第一部分21及第二部分17。ROT183被安排成对这些下行信息信号的第二极化分量15进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量。Y功率分配器182被安排成对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分23及一个第四部分19。

SECO接收机模块173可向一个第一极化I时延干涉仪157及一个第一极化Q时延干涉仪158提供这些下行信息信号的第一部分21。光检测器154及155被安排成对该第一极化I时延干涉仪157及该第一极化Q时延干涉仪158的输出信号31及32进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号33及多个第一极化Q光检测信号34。这些第一极化I光检测信号及第一极化Q光检测信号提供给一个第一组放大器151及153，以提供该第一极化I时延干涉仪检测到的多个输出信号35及该第一极化Q时延干涉仪检测到的多个输出信号36。

模数转换器(ADC)X132对该第一极化I时延干涉仪检测到的输出信号及第一极化Q时延干涉仪检测到的输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号及多个第一极化数字Q信号（未示出）。

SECO场重构器X122可进行这些第一极化I及Q信号的自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号。

Y功率分配器182可向SECO接收机模块174的一个第二极化I时延干涉仪137及一个第二极化Q时延干涉仪148提供这些下行信息信号的第三部分23。

光检测器144及145被安排成对该第二极化I时延干涉仪及该第二极化Q时延干涉仪的输出信号41及42进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号43及44。这些第二极化I光检测信号43及第二极化Q光检测信号44提供给一个第二组放大器141及143，以提供该第二极化I时延干涉仪检测到的多个输出信号45及该第二极化Q时延干涉仪检测到的多个输出信号46。

ADCY130被安排成对该第二极化I时延干涉仪检测到的输出信号及第二极化Q时延干涉仪检测到的输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号。SECO场重构器Y120可被安排成进行这些第二极化I及Q信号的自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号。

DSOFDM接收机模块110可被安排成处理该场已重构的第一极化I及Q信号及该场已重构的第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

该ONU可被安排成进行该已重构的第一极化I场信号、该场已重构的第一极化Q信号、该场已重构的第二极化I信号及该场已重构的第二极化Q信号的极化分集最大比率组合。

PSB184可被安排成将该导频信号10分路为多个第一极化导频分量12及多个第二极化导频分量14。该X功率分配器181可被安排成进行这些第一极化导频分量12的第一功率分配，以提供该导频信号的第一部分20及第二部分16。ROT183可进行该导频信号的第二极化导频分量14的极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量。Y功率分配器182可进行该导频信号的这些导频已旋转第二极化分量的一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分22及一个第四部分18。

调制器170可被安排成通过该导频信号的第二部分18及这些下行信息信号的第二部分19调制多个上行信息信号50及51，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；

进行这些上行信息信号及这些第一上行次级信号的极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；

通过该导频信号的第四部分及这些下行信息信号的第四部分来调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，

以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及

将这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号相加以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

OLTRx中的极化分集最大比率组合器（MRC）

关于DS方向，极化损伤补偿在极化解复用之后进行，以提取由这两个极化调制到可获得的两个自由度上的这两个信号。在该OLTRx中，然而该算法应修改以便考虑以下事实：与在DS方向不同，在US方向，这两个极化是损伤的共同调制，因为极化复用在该上行未执行，而使用了极化分集（极化分集在该上行不可能的原因是这两个极化间的功率分配是不可控的，因而一个或其他极化信道可能不可预测地衰落-然而在该极化分集策略中-1980年代末期研究的相干检测方案中提议的-一个“对冲投注”将同样的调制应用于两个极化，并合并接收机上的两个极化，例如求平方和用于ASK调制。此处，我们使用更先进的多级及多相群，因而应使用一个不同的合并策略，如本节详述。

该OLTRx中的极化处理阶段应在一个相干合并器中终结，对其这两个极化的共同相位（即应用将该已接收随机椭圆SOP映射入线性极化的一个变换，随后将这两个复杂极化分量相加（现在是同相，由于该极化已被旋转至线性）。由于该OLT上的这两个已接收极化信号的能量承受共同的调制。该US信号中的极化分集在该OLTRX上通过一个MRC这一方法被利用，如本节所述。该USOLTRX使用一个PMD缓解算法，以及一个新颖的最大比率组合（MRC）方案。该US再调制经历极化衰落，作为一个总体的椭圆形极化态被接收。该MRC技术，类似于2x1MISO无线系统中实践的，相干地（同相）合并成随机功率比率的这两个正交极化分量。MRC缓解极化衰落并该OSNR加倍（支持32QAM而非US中的16-QAM）。

凭借其先进的DSP算法，我们的系统不受DS及US方向的极化双折射及极化模式色散（PMD）的影响。而且我们的系统对用于US再调制的DS引导导频的极化衰落不敏感。

图9根据本发明的一个实施例示出了该OLT上的极化分集最大比率组合器。

明显地，与该OLTTX不同，该ONUTX不通过独立的已调制数据来复用两个极化，但是它将一个已调制符号流应用于传播通过该IQMOD的x极化，其中该能量被随机地在事件x及y极化间分区-此外，回顾图1A-1E中的ONU光结构，x及y极化实际上以相反方向穿越该IQMOD（以及随后由该PBS合并到一个单一的US光波信号中）。

我们选择了不在US应用极化复用的原因是DS接收以及在US中反射并调制的该导频音调当到达该DSONURx时经历了随机极化衰落，因而，如果我们要分离其两个极化分量并用独立的数据单独地调制它们，那么这两个将被再调制的极化中的一个或另一个将可能经历低SNR。这表明了引入我们的极化分集（而非复用）US再调制方案的不可取性。

该USOLTRX可以是一个彻底的相干接收机（而非这些ONU上使用的一个自相干接收机），采用由一个相干混合前端组成的一个前端，该相干混合前端接收两个极化并将它们每个都分离至I及Q信号中。每个极化的复包络随后被输入到一个线性均衡器（RGIFDE）并且之后这两个已均衡信号被输入到该PMD^-1模块，其代表一些去旋转轴中的极化态的两个输出随后被输入到称为极化分集最大比率组合（MRC）的该新颖的块中。为了理解该块的功能，首先考虑该USONUTX的极化特征。由于两个极化被该ONU中的IQMOD中的相同符号所调制，随后有可能利用该极化分集的优点，并通过Rx上的一个极化去旋转器级来解析这些US极化，以该数字域中的最大比率组合（MRC）这一技术相干地组合它们（同相以及以最佳功率比率以便最小化噪声），以从该级获得大约3dB（MRC是MIMO系统或更准确地说单输入多输出（SIMO）检测中的一种已知技术）。

该MRC技术将在下文阐述。

我们的US极化发送相当于一个SIMO发送，因为一个单一的数据流调制两个极化，即该已发送向量是其中S_k是应用于两个极化分量的共同调制，该已接收向量是其中 独立的附加循环对称噪声，它是一个1x2SIMO系统，以及U_k是该上行光信道中的单一转换。

请注意这些项正在缓慢变化，随很多样本的一个时间常数而变，相对于变化很慢的该调制S_k。让我们指出，（这可以是一个任意极化态）。

根据SIMO理论，该最优滤波运行由一个匹配滤波器给予，采用该已接收向量与向量下的的内积。该向量可以由图9的模块700估算。该模块计算（通过除法器771）这两个噪声分量的比率该比率含有该极化态的完整信息（尽管被噪声破坏），并且应用一个移动平均数（框772）以平滑中的噪声，产生一个将是以下极化态的估算值χ_k： ${[1,{\widehat{\mathrm{\&chi;}}}_k]}^T\&Proportional;{\left[{\underset{~}{E}}_k^{\&prime;X}{\underset{~}{,E}}_k^{\&prime;Y}\right]}^T$

该估算值提供给一个共轭乘法器773，该共轭乘法器773具有连接到一个加法器774的一个输入的一个输出。加法器774的另一输入接收该x极化噪声分量-从而使得该共轭乘法器772及该加法器774实施该内积：

${[1,{\widehat{\mathrm{\&chi;}}}_k]}^T\&CenterDot;{[{\underset{~}{\mathrm{\&rho;}}}_k^X,{\underset{~}{\mathrm{\&rho;}}}_k^Y]}^T={\underset{~}{\mathrm{\&rho;}}}_k^X+j{\widehat{\mathrm{\&chi;}}}_k^{*}{\underset{~}{\mathrm{\&rho;}}}_k^Y,$

加法器774的输出信号被用于归一化（通过除法器776）输出的模块775的平方根输出。该输出除以的范数。

乍看起来，看上去既然我们在US使用了极化分集而非在DS使用极化复用，那么我们将导致吞吐量中的一个因数为2的惩罚。然而，该限制导致的我们的预期吞吐量下降接近50%，由于该最大比率组合提供大约3dB的SNR增益，该SNR增益可能被投资于在US而非DS使用一个更高的QAM群，例如32QAM而非16QAM。

使用本地激光源的可替换ONU结构

应用自相干检测及反射再调制的一个无激光器的ONU的一个新颖结构在图1示出并在上文阐述。展示了使用该ONU中一个本地激光源实施该ONU的两个替代物，如图10所示。

在选项a)中，该本地激光器被用于Rx及相干而非自相干中，通过将来自于该本地可调激光源（本地振荡器-LO）的光与这些相干前端上的进入信号相混合而应用了检测方案。

在选项b)中，该可调激光器正如在a)中被用于Rx中，以及此外它还被Tx用做该光载波的源，以便调制该信息信号。

应用选项a)不导致该已发送信号的任何修改，并且OLT和ONU发送相同的信号。与a)相反，应用选项b)，该ONU不再将DS信号向上反射至US方向，因而DS信号的后向散射不再是一个问题，以及不再需要频移以缓解该风险。此外，不再需要在DS方向发送该导频音调，并且该频谱结构可能被修改，产生每个片段仅有三个频隙的一个频谱结构：U、D以及G，如图11所示，以～4/3的一个比率增加频谱效率。

图10A和10B示出了两个可替代的ONU结构102及104，两者都包含一个本地可调激光器810。图10A示出了正如在Rx中被用作一个本地振荡器（LO）的该可调激光器810，以便相干地解调DS信号。图10B示出了正如a)中在Rx中使用的该可调激光器810，此外还在Tx中用作一个载波，该载波调制而非反射再调制该信息信号。

在图10A中，X功率分配器181及该可调激光器的输出被馈送至将其输出提供给ADCX132的一个XRX模块822。此外，Y功率分配器182及该可调激光器810的输出被馈送至将其输出提供给ADCY130的一个YRX模块820。

在图10B中，X功率分配器181及该可调激光器的输出被馈送至将其输出提供给ADCX132的一个XRX模块822。此外，Y功率分配器182及该可调激光器810的输出被馈送至将其输出提供给ADCY130的一个YRX模块820。该可调激光器810还提供其输出至IQ调制器170。

图10C示出了XRX模块820。它与YRX模块822是一样的。XRX模块820具有：一个第一分路器906、一个第二分路器908、一个90度移相器910、一个第一耦合器912以及一个第二耦合器914。

该第一分路器906接收该下行信号的第一部分，将其分路并提供两个输出信号至该第一耦合器912的一个第一输出及该第二耦合器914的一个第一输入。

接收该可调激光信号的一个第二分路器906将其分路并将该可调信号的一个第一部分提供给该90度移相器910并将该可调激光信号的一个第二部分提供给该第二耦合器914的一个第二输入。该90度移相器910进行一个90度移相以提供一个移相信号，该信号提供给该第一耦合器912的一个第二输入。每个耦合器具有两个输出，这两个输出依次提供给两个二极管及放大器902及904。

图11示出了图10B的ONU104的一个已修改频谱结构。没有导频信号，因而不需要一个导频隙。因而，显示了四个片段1001-1004，每个包括三个频隙：U频隙、D频隙以及G频隙（这四个片段的频隙表示为1120(1)-1120(12)），上行信息信号1130(1)-1130(4)在这些U频隙上发送，以及下行信息信号1120(1)-1120(4)在这些D频隙上发送。

可替代频谱设计：在单独的波长上发送DS及US信号

本节描述上述信号结构的一个替代方案，它将该整个PON的DS信号从该整个PON的US信号中分离，将其在不同的波长上进行分配。

该完整的信号频谱应被分为两部分，一部分含有这些DSWDM信道，另一部分含有这些US信道。在这些DS信道的每个之中，填充一个单一WDM信道的带宽的每个OFDM信号将含有两种频隙：用于下行信息的D频隙（1210）以及G频隙-保护其中无信号发送的音调，对应这些FWDM滤波器组瞬变频带。

图12示出了Nslice个频率片段1201-1208，每个都以一个不同的ONU组播组为目标，含有其DS信息及16个频隙1220(1)-1220(16)。除了8和16之外的数字可以分别代表片段及频隙的数量。

来自于这些ONU并与这些组播组关联的这些US信号在一个单独的波长上被发送，并且无US信号被这些ONU在该WDM信道中发送，防止后向散射干涉。

在该上行方向，这些专用于US发送的WDM信道每个应被分路为多个片段，类似于在图12中的这些DS信道中。该OLT应在DS方向发送含有一个稀疏信号的一个OFDM信号，该稀疏信号每个片段带有一个导频音调，如图13所示。

图13示出了一个USWDM信道的一个频谱内容：仅含有导频音调的一个稀疏OFDM信号被DS发送（在一个U频隙上），以允许由这些ONU进行反射再调制。ONU正在该同一频隙中发送该已再调制的信号，其中该导频已经到达，不需要频移。图13示出了在这些U频隙1320(2)、1320(4)、1320(6)、1320(8)、1320(10)、1320(12)、1320(14)以及1320(16)上发送的Nslice个频率片段1300(1)-1300(8)、多个导频信号1310(1)-1310(8)、16个U频隙1320(1)-1320(16)以及8个上行信息信号1330(1)-1330(8)。

到达每个ONU的该信号含有一个WDM信道内的一个导频载波及一个单独WDM信道内的OFDM信号内的DS信息（不同的波长）。接收该信号的该ONU应在该ONU输入上应用光滤波，以便分路该DS信号及该导频载波，使该DSOFDM信息信号以一种类似的方法路由到与[0093]一节中描述的Rx类似地运行的ONURx，以及将该导频载波路由到采用该导频音调并以类似于上文描述的一种方法对US信息进行调制的一个反射调制器。

设计这样一个系统需要分配每个波长给下行或上行发送的一个自由度。下行/上行分配的一个例子是分配所有较低的波长信道给DS及分配这些较高的波长信道给US（或反之亦然）。这一分配策略的一个优点是通过将其光分路器频率1400设臵为这些DS信道1410与这些US信道1420间的中频，ONU可以简单地无色实施，与该特定ONU连接到的波长信道无关，如图14所示。

图15根据本发明的一个实施例示出了方法1500。

方法1500包括不同的阶段，例如1510-1550。

阶段1510包括由一个光网络单元（ONU）接收一个导频信号及多个下行信息信号。该导频信号可在一个导频隙接收，以及这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收。包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段可分配给该ONU。至少另一个频谱片段可被分配用于与至少另一组ONU交换信息。

阶段1520包括将这些下行信息信号分路为多个下行信息信号部分以及将该导频信号分路为多个导频信号部分。参见图1B中列出的示例，该分路可由PBS183、X功率分配器181以及Y功率分配器182执行。注意到每个接收机模块173及174进行一个附加的分路-如箭头171及172所指。

阶段1530包括响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息。

阶段1540包括通过多个上行信息信号调制该导频信号的一部分，以提供该上行信息频隙内的多个上行信息信号，以及通过这些上行信息信号调制这些下行信息信号的一个第二部分，以提供该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号。

阶段1550包括上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号。

该ONU可以属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段被分配给至少另一组ONU。

阶段1550可以包括由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于属于同一组ONU的其他ONU所使用的上行信息频隙的其他子频带。

由该组ONU的ONU使用的音调的子频带子集构成一个正交频分复用（OFDM）光梳。

这些上行次级信号的一个第一部分可以在该保护频隙内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段外。

这些上行信息信号可以在从零频率频移的一个中频范围内。

该中频范围可以是从零频率频移一个频移，该频移等于该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽。

该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙互不相同并且彼此相邻。

阶段1550可包括上行发送这些上行信息信号及这些上行次级信号到该OAN的被安排成过滤掉这些上行次级信号的组件。

阶段1530可包括通过自相干检测来检测该下行信息。

该自相干检测可包括评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系来进行该自相干检测。

阶段1530可包括进一步检测这些下行信息信号的第一部分的振幅。

阶段1530可包括接收一个激光信号并利用该激光信号以相干方式检测该下行信息。

这些下行信息信号及该导频信号的分路包括进行基于极化的分路及功率分配。

阶段1520可包括将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；进行这些第一极化分量的一个第一功率分配，以提供这些下行信息信号的第一部分及第二部分；对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

阶段1530可包括向一个第一极化I迟延干涉仪及一个第一极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第一部分；对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；对该第一极化I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

阶段1530可以包括：向一个第二极化I迟延干涉仪及一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的第三部分；对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；对该第二极化I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及处理场已重构的该第一极化I及Q信号和场已重构的该第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

阶段1530可包括对场已重构的这些第一极化I信号、场已重构的这些第一极化Q信号、场已重构的这些第二极化I信号以及场已重构的这些第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。

阶段1530可包括进一步检测这些下行信息信号的第一部分的振幅。

阶段1520可包括：将该导频信号分路为多个第一极化导频分量及多个第二极化导频分量；进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以提供该导频信号的第一部分及第二部分；

对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

该第一及第二极化可互相正交但也可互相不正交。

阶段1540可包括通过该导频信号的第二部分以及这些下行信息信号的第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；以及对该第一上行信息信号及该第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；通过该导频信号的第四部分以及这些下行信息信号的第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的这些第一极化上行次级信号；以及

对这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号进行相加，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

阶段1550可跟随有以下阶段（未示出）：由连接到该ONU的一个光线路终端(OLT)接收这些上行信息信号；由该OLT过滤掉这些第一极化上行次级信号及这些第二极化上行次级信号；由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

阶段1530可包括向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第一部分，以提供多个第一直接检波信号；向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

阶段1530可包括进一步向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，该接收机电路可以包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

该第一检波电路可以展现包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

接收1510、分路1520、调制1540以及上行发送1550这些阶段可以由一个无激光器的ONU执行。

接收、分路、调制以及上行发送这些阶段可以执行而无需频率过滤。

该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙可以具有一个相同的带宽。

该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙的带宽可以互不相同。

阶段1550可以跟随有以下阶段：由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分的（未示出）。

该导频隙可优先于该上行信息频隙，该上行信息频隙可优先于该下行信息频隙，并且该下行信息频隙可优先于该保护频隙。

该ONU可以属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段可被分配给至少另一组ONU。

图16根据本发明的一个实施例示出了方法1600。方法1600与方法1500的不同在于阶段1550之后的阶段1610及1620。已注意到这些阶段中的任意一个（或其组合）可包括在方法1500中。

阶段1610包括由该OAN的与该ONU不同的至少一个组件抑制这些上行次级信号。该阶段可包括由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分。附加地或可替代地，该抑制可由该OLT、由一个远端节点以及类似物来执行。

阶段1620包括由一个光线路终端（OLT）从这些上行信息信号中提取上行信息。

阶段1620可以包括：(a)由连接到该ONU的一个光线路终端(OLT)接收这些上行信息信号，(b)由该OLT过滤掉这些第一极化上行次级信号及这些第二极化上行次级信号，(c)由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及(d)对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

由于本发明的某些特性已在本文示出并描述，本领域普通技术人员将想起许多修改、替代方案、变化及等效物。因而，应理解所附权利要求旨在涵盖本发明的真实精神内的所有这些修改及变化。

Claims (94)

1.一种用于在光接入网(OAN)上交换信息的方法，该方法包括：

由一个光网络单元(ONU)接收一个导频信号及多个下行信息信号；

其中该导频信号在一个导频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；

其中包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段被分配给该ONU；

其中至少另一个频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；

将这些下行信息信号分路成多个下行信息信号部分；

将该导频信号分路成多个导频信号部分；

响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；

通过多个上行信息信号调制该导频信号的一部分，以提供该上行信息频隙内的多个上行信息信号；

通过这些上行信息信号调制这些下行信息信号的一个第二部分，以提供该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号；以及

上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中该ONU属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段被分配给至少另一组ONU。

3.根据权利要求2所述的方法，包括由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上向上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于属于同一组ONU的其他ONU所使用的这些上行信息频隙的其他子频带。

4.根据权利要求3所述的方法，其中由每组ONU中的ONU所使用的音调的子频带子集共同构成了一个正交频分复用(OFDM)信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中这些上行次级信号的一个第一部分在该保护频隙之内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段之外。

6.根据权利要求1所述的方法，其中这些上行信息信号在具有一个中心的一个中频范围内，该中频范围是从零频率频移的。

7.根据权利要求6所述的方法，其中该中频范围是从零频率频移一个频移，该频移等于该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽。

8.根据权利要求1所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙互不相同并且彼此相邻。

9.根据权利要求1所述的方法，包括将这些上行信息信号及这些上行次级信号上行发送到该OAN的被安排成过滤掉这些上行次级信号的多个组件。

10.根据权利要求1所述的方法，包括通过自相干检测来检测该下行信息。

11.根据权利要求10所述的方法，其中该自相干检测包括评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系。

12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括检测这些下行信息信号的该第一部分的振幅。

13.根据权利要求1所述的方法，包括接收一个本地生成的激光信号并利用该激光信号以一种相干方式检测该下行信息。

14.根据权利要求1所述的方法，其中这些下行信息信号及该导频信号的分路包括进行基于极化的分路及功率分配。

15.根据权利要求14所述的方法，包括：

将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；

进行这些第一极化分量的一个第一功率分配，以提供这些下行信息信号的该第一部分及该第二部分；

对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及

对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

16.根据权利要求15所述的方法，包括：

向一个第一极化I迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第一部分，以及向一个第一极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第二部分；

对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；

向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；

对这些第一极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及

处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供下行接收机输出信号。

17.根据权利要求16所述的方法，包括：

向一个第二极化I迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第三部分，以及向一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第四部分；

对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；

向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；

对这些第二极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及

处理这些场已重构的第一极化I及Q信号以及这些场已重构的第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

18.根据权利要求16所述的方法，包括对这些场已重构的第一极化I信号、场已重构的第一极化Q信号、场已重构的第二极化I信号以及场已重构的第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。

19.根据权利要求16所述的方法，进一步包括检测这些下行信息信号的该第一部分的振幅。

20.根据权利要求15所述的方法，包括：

将该导频信号分路成多个第一极化导频分量及多个第二极化导频分量；

进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以便提供该导频信号的该第一部分及该第二部分；

对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及

对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

21.根据权利要求20所述的方法，包括：

通过该导频信号的该第二部分以及这些下行信息信号的该第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；以及

对这些第一上行信息信号及这些第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；

通过该导频信号的该第四部分以及这些下行信息信号的该第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及

对这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号进行相加，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

22.根据权利要求21所述的方法，包括：

由连接到该ONU的一个光线路终端(OLT)接收这些上行信息信号；

由该OLT过滤掉这些第一极化上行次级信号及这些第二极化上行次级信号；

由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及

对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

23.根据权利要求15所述的方法，其中该第一及第二极化互相正交。

24.根据权利要求15所述的方法，包括：

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第一部分，以提供多个第一直接检波信号；

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

25.根据权利要求24所述的方法，进一步包括向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，该接收机电路包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

26.根据权利要求24所述的方法，其中该第一检波电路展现了包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

27.根据权利要求1所述的方法，其中接收、分路、调制以及上行发送这些阶段可以由一个无激光器的ONU执行。

28.根据权利要求1所述的方法，其中接收、分路、调制以及上行发送这些阶段在不进行频率过滤的情况下执行。

29.根据权利要求1所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙具有一个相同的带宽。

30.根据权利要求1所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙的带宽互不相同。

31.根据权利要求1所述的方法，包括由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分。

32.根据权利要求1所述的方法，其中该导频隙优先于该上行信息频隙，该上行信息频隙优先于该下行信息频隙，并且该下行信息频隙优先于该保护频隙。

33.一种用于在光接入网(OAN)上交换信息的方法，该方法包括：

由属于一组光网络单元(ONU)的一个ONU接收一个导频信号及多个下行信息信号；

其中该导频信号在一个上行频隙接收，并且这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；

其中将一个上行频谱片段以及一个下行频谱片段分配给该ONU；其中该上行频谱片段包括该上行频隙以及一个上行保护频隙；

其中该下行频谱片段包括该下行信息频隙以及一个下行保护频隙；

其中至少另一个上行频谱片段以及下行频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；

由该ONU将这些下行信息信号以及该导频信号分路成多个下行信息信号部分以及多个导频信号部分；

由该ONU响应于下行信息信号的一个第一部分而检测下行信息；

由该ONU通过以下两部分调制多个上行信息信号：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供(a)该上行信息频隙内的多个上行信息信号，以及(b)该上行信息外的多个上行次级信号；

由该ONU上行发送这些上行信息信号以及这些上行次级信号；

由该OAN的与该ONU不同的至少一个组件抑制这些上行次级信号；以及

由一个光线路终端(OLT)从这些上行信息信号中提取上行信息。

34.根据权利要求33所述的方法，其中该OAN包括多组ONU并且其中该方法包括由该OLT分配不同的频谱片段给不同的ONU组。

35.根据权利要求33所述的方法，包括由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于属于同一组ONU的其他ONU所使用的这些上行信息频隙的其他子频带。

36.根据权利要求33所述的方法，其中由该ONU组中的ONU所使用的音调的子频带子集构成一个正交频分复用(OFDM)光梳。

37.根据权利要求33所述的方法，其中这些上行次级信号的一个第一部分在该保护频隙之内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段之外。

38.根据权利要求33所述的方法，其中这些上行信息信号在一个中频范围内，该中频范围是从零频率频移的。

39.根据权利要求38所述的方法，其中该中频范围是从零频率频移一个频移，该频移等于该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽。

40.根据权利要求33所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙互不相同并且彼此相邻。

41.根据权利要求33所述的方法，包括通过自相干检测来检测该下行信息。

42.根据权利要求41所述的方法，其中该自相干检测包括评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系。

43.根据权利要求42的方法，进一步包括检测这些下行信息信号的该第一部分的振幅。

44.根据权利要求33所述的方法，包括接收一个激光信号以及利用该激光信号以一种相干方式检测该下行信息。

45.根据权利要求33所述的方法，其中这些下行信息信号及该导频信号的分路包括进行基于极化的分路及功率分配。

46.根据权利要求45所述的方法，包括：

将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；

进行这些第一极化分量的一个第一功率分配，以提供这些下行信息信号的该第一部分及该第二部分；

对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及

对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

47.根据权利要求46所述的方法，包括：

向一个第一极化I迟延干涉仪及一个第一极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第一部分；

对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；

向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；

对这些第一极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及

处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供下行接收机输出信号。

48.根据权利要求47所述的方法，包括：

向一个第二极化I迟延干涉仪及一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第三部分；

对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；

向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；

对这些第二极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及

处理这些场已重构的第一极化I及Q信号以及这些场已重构的第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

49.根据权利要求47所述的方法，包括对这些场已重构的第一极化I信号、场已重构的第一极化Q信号、场已重构的第二极化I信号以及场已重构的第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。

50.根据权利要求46所述的方法，包括：

将该导频信号分路成多个第一极化导频分量及多个第二极化导频分量；

进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以便提供该导频信号的该第一部分及该第二部分；

对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及

对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

51.根据权利要求50所述的方法，包括：

通过该导频信号的该第二部分以及这些下行信息信号的该第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；

对这些第一上行信息信号及这些第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；

通过该导频信号的该第四部分以及这些下行信息信号的该第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及

对这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号进行相加，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

52.根据权利要求51所述的方法，其中该提取包括：

由该OLT对准这些第二极化上行信息信号与这些第一极化上行信息信号的共同相位；以及

对这些第二极化上行信息信号及这些第一极化上行信息信号进行相干组合。

53.根据权利要求46所述的方法，其中该第一及第二极化互相正交。

54.根据权利要求46所述的方法，包括：

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第一部分，以提供多个第一直接检波信号；

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

55.根据权利要求54所述的方法，进一步包括向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，该接收机电路包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

56.根据权利要求54所述的方法，其中该第一检波电路展现了包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

57.根据权利要求33所述的方法，其中接收、分路、调制以及上行发送这些阶段可以由一个无激光器的ONU执行。

58.根据权利要求33所述的方法，其中接收、分路、调制以及上行发送这些阶段在不进行频率过滤的情况下执行。

59.根据权利要求33所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙具有一个相同的带宽。

60.根据权利要求33所述的方法，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙的带宽互不相同。

61.根据权利要求33所述的方法，包括由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分。

62.根据权利要求33所述的方法，其中该导频隙优先于该上行信息频隙，该上行信息频隙优先于该下行信息频隙，以及该下行信息频隙优先于该保护频隙。

63.一种光网络单元(ONU)，包括：

一个接口，该接口用于接收一个导频信号及多个下行信息信号；

其中该导频信号在一个导频隙接收，以及这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收；

其中包括该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙的一个频谱片段被分配给该ONU；

其中至少另一个频谱片段被分配用于与至少另一组ONU交换信息；

至少一个分路电路，该至少一个分路电路用于将这些下行信息信号及该导频信号分路成多个下行信息信号部分及多个导频信号部分；

一个检测电路，该检测电路用于响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；

一个调制器，该调制器用于通过以下内容调制上行信息：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供(a)该上行信息频隙内的多个上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号；以及

一个发射机电路，该发射机电路用于上行发送这些上行信息信号及这些上行次级信号。

64.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU属于分配有该频谱片段的一组ONU；并且其中至少另一个频谱片段被分配给至少另一组ONU。

65.根据权利要求64所述的ONU，其中该ONU被安排成由该ONU在该上行信息频隙的一个子频带上上行发送这些第一上行信号，该子频带区别于属于同一组ONU的其他ONU所使用的这些上行信息频隙的其他子频带。

66.根据权利要求65所述的ONU，其中由该ONU组中的ONU所使用的音调的子频带子集构成一个正交频分复用(OFDM)光梳。

67.根据权利要求63所述的ONU，其中这些上行次级信号的一个第一部分在该保护频隙之内，并且其中这些上行次级信号的一个第二部分在该频谱片段之外。

68.根据权利要求63所述的ONU，其中这些上行信息信号在一个中频范围内，该中频范围是从零频率频移的。

69.根据权利要求68所述的ONU，其中该中频范围是从零频率频移一个频移，该频移等于该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙中的至少一个的带宽。

70.根据权利要求63所述的ONU，其中该导频隙、该下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙互不相同并且彼此相邻。

71.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成将这些上行信息信号及这些上行次级信号上行发送到该OAN的被安排成过滤掉这些上行次级信号的多个组件。

72.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成通过自相干检测来检测该下行信息。

73.根据权利要求72所述的ONU，其中ONU被安排成通过评估下行信息信号的第一部分与下行信息信号的该第一部分的一个时延版本之间的关系来进行该自相干检测。

74.根据权利要求73所述的ONU，其中该ONU被安排成检测这些下行信息信号的该第一部分的振幅。

75.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成接收一个激光信号并利用该激光信号以一种相干方式检测该下行信息。

76.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成通过进行基于极化的分路及功率分配来进行这些下行信息信号及该导频信号的分路。

77.根据权利要求76所述的ONU，其中该ONU被安排成：

将这些下行信息信号分路成多个第一极化分量及多个第二极化分量；

进行这些第一极化分量的一个第一功率分配，以提供这些下行信息信号的该第一部分及该第二部分；

对这些下行信息信号的这些第二极化分量进行极化旋转，以提供这些下行信息信号的多个已旋转第二极化分量；以及

对这些下行信息信号的这些已旋转第二极化分量进行一个第二功率分配，以提供这些下行信息信号的一个第三部分以及一个第四部分。

78.根据权利要求77所述的ONU，其中该ONU被安排成：

向一个第一极化I迟延干涉仪及一个第一极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第一部分；

对该第一极化I迟延干涉仪及该第一极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第一极化I光检测信号及多个第一极化Q光检测信号；

向一个第一组放大器提供这些第一极化I光检测信号及这些第一极化Q光检测信号，以提供该第一极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第一极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第一极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供多个第一极化数字I信号以及多个第一极化数字Q信号；

对这些第一极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第一极化I及Q信号；以及

处理至少该场已重构的第一极化I及Q信号，以提供下行接收机输出信号。

79.根据权利要求78所述的ONU，其中该ONU被安排成：

向一个第二极化I迟延干涉仪及一个第二极化Q迟延干涉仪提供这些下行信息信号的该第三部分；

对该第二极化I迟延干涉仪及该第二极化Q迟延干涉仪的输出信号进行光检测，以提供多个第二极化I光检测信号及多个第二极化Q光检测信号；

向一个第二组放大器提供这些第二极化I光检测信号及这些第二极化Q光检测信号，以提供该第二极化I迟延干涉仪检测到的多个输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的多个输出信号；

对该第二极化I迟延干涉仪检测到的这些输出信号及该第二极化Q迟延干涉仪检测到的这些输出信号进行模数转换，以提供第二极化数字I信号及第二极化数字Q信号；

对这些第二极化数字I及Q信号进行自相干场重构，以提供场已重构的第二极化I及Q信号；以及

处理这些场已重构的第一极化I及Q信号以及这些场已重构的第二极化I及Q信号，以提供多个下行接收机输出信号。

80.根据权利要求78所述的ONU，其中该ONU被安排成对这些场已重构的第一极化I信号、场已重构的第一极化Q信号、场已重构的第二极化I信号以及场已重构的第二极化Q信号进行极化分集最大比率组合。

81.根据权利要求78所述的ONU，其中该ONU被安排成检测这些下行信息信号的该第一部分的振幅。

82.根据权利要求77所述的ONU，其中该ONU被安排成：

将该导频信号分路成多个第一极化导频分量及多个第二极化导频分量；

进行这些第一极化导频分量的一个第一功率分配，以便提供该导频信号的该第一部分及该第二部分；

对该导频信号的这些第二极化导频分量进行极化旋转，以提供多个已旋转第二极化导频分量；以及

对该导频信号的这些已旋转第二极化导频分量进行一个第二功率分配，以提供该导频信号的一个第三部分以及一个第四部分。

83.根据权利要求82所述的ONU，其中该ONU被安排成：

通过该导频信号的该第二部分以及这些下行信息信号的该第二部分调制多个上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一上行次级信号；

对这些第一上行信息信号及这些第一上行次级信号进行极化旋转，以提供多个第二极化上行信息信号及多个第二极化上行次级信号；

通过该导频信号的该第四部分以及这些下行信息信号的该第四部分调制这些上行信息信号，以提供(a)该上行信息频隙内的多个第一极化上行信息信号，以及(b)该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个第一极化上行次级信号；以及

对这些第二极化上行信息信号、这些第二极化上行次级信号、这些第一极化上行信息信号以及这些第一极化上行次级信号进行相加，以提供这些上行信息信号及下行信息已调制的上行信息。

84.根据权利要求78所述的ONU，其中该第一及第二极化互相正交。

85.根据权利要求77所述的ONU，其中该ONU被安排成：

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第一部分，以提供多个第一直接检波信号；

向一个第一直接检波电路提供这些下行信息信号的该第三部分，以提供多个第二直接检波信号。

86.根据权利要求85所述的ONU，其中该ONU被安排成向一个接收机电路发送这些第一及第二直接检波信号，该接收机电路包括一个模数转换器以及一个场重构电路。

87.根据权利要求85所述的ONU，其中该第一检波电路展现包含该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙的一个频谱。

88.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU是一个无激光器的ONU。

89.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成接收、分路、调制以及上行发送，而不进行频率过滤。

90.根据权利要求63所述的ONU，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙具有一个相同的带宽。

91.根据权利要求63所述的ONU，其中该导频隙、该下行信息频隙、该保护频隙以及该上行信息频隙的带宽互不相同。

92.根据权利要求63所述的ONU，其中该ONU被安排成由该OAN的一个集线器接收这些上行信息信号及这些上行次级信号；以及

由该集线器过滤掉这些上行次级信号的至少一部分。

93.根据权利要求63所述的ONU，其中该导频隙优先于该上行信息频隙，该上行信息频隙优先于该下行信息频隙，并且该下行信息频隙优先于该保护频隙。

94.一种光接入网(OAN),包括：

一个光线路终端(OLT)；

一个集线器，该集线器连接到该OLT及多组ONU；

属于该多组ONU的多个ONU；

其中该OLT被安排成控制该OAN上的信息交换并执行频率分配，从而使得每一组ONU分配有一个频谱片段并且不同的ONU组分配有不同的频谱片段；

其中每一个频谱片段包括一个导频隙、一个下行信息频隙、一个保护频隙以及一个上行信息频隙；

其中该集线器包括：

一个波分复用器(WDM)，该波分复用器被安排成根据向不同的ONU组分配频率片段而进行波分复用；以及

多个无源分路器，每个无源分路器被安排成在同一组ONU的不同的ONU之间进行下行信息分路；

其中每个ONU包括：

一个接口，该接口用于接收一个导频信号以及多个下行信息信号；

其中该导频信号在该导频隙接收，该导频隙被分配给包括该ONU的那组ONU；

其中这些下行信息信号在一个下行信息频隙接收，该下行信息频隙被分配给包括该ONU的那组ONU；

至少一个光分路电路，该至少一个光分路电路用于将这些下行信息信号以及该导频信号分路成多个下行信息信号部分以及多个导频信号部分；

一个光检测电路，该光检测电路用于响应于下行信息信号的至少一个第一部分而检测下行信息；

一个调制器，该调制器用于通过以下内容调制多个上行信息信号：(i)该导频信号的一部分，以及(ii)这些下行信息信号的一个第二部分，以提供：该上行信息频隙内的多个上行信息信号，该上行信息频隙被分配给包括该ONU的那组ONU；以及该导频隙、该下行信息频隙以及该上行信息频隙外的多个上行次级信号，该上行信息频隙被分配给包括该ONU的那组ONU；以及

一个发射机电路，该发射机电路用于上行发送这些上行信息信号及这些上行次级信号。