CN101946438B - 光ofdm接收器、光传输系统、副载波分离电路、以及副载波分离方法 - Google Patents

光ofdm接收器、光传输系统、副载波分离电路、以及副载波分离方法 Download PDF

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Abstract

实现高性能的光OFDM接收器。一种副载波分离电路，接收由2个副载波A和B构成的光OFDM信号并对副载波成分进行分离，其中，射入接收信号光和本地振荡光并转换为基带电信号，将该基带电信号转换为数字信号，以上述副载波A的中心频率变为零的方式对该转换后的数字信号进行频移，对该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号进行相加，分离上述副载波A的成分。

Description

光OFDM接收器、光传输系统、副载波分离电路、以及副载波分离方法
技术领域
本发明涉及光通信。本发明特别涉及光OFDM(orthogonal frequencydivision multiplexing，正交频分复用)传输系统的光OFDM接收器、光传输系统、副载波分离电路、以及副载波分离方法。
本申请基于2008年2月22日在日本申请的特愿2008-041306号、以及2008年9月19日在日本申请的特愿2008-241489号要求优先权，并在这里引用其内容。
背景技术
由于因特网等的业务量的增大，期待光传输系统的大容量化，但现在，光纤的可传输频带被使用到几乎接近于极限，期待在相同传输频带中能够传输更多的信息的频率利用效率高的传输方式。OFDM(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)利用光频率的正交性，即使是在邻接信道的信号重叠的状态下也能够没有干扰地传递信号，因此能够增大频率利用效率，被期待作为下一代光通信方式。
作为接收光OFDM信号的方法，有进行相干接收，进行利用在无线技术中使用的手法的副载波分离的方法(例如，参照非专利文献1)。此外，作为接收光OFDM信号的其它方法，有在光领域中使用马赫曾德尔延迟干涉计对副载波进行分离，进行直接接收(平方律检波)的方法(例如，参照专利文献1、非专利文献2)。
非专利文献1：S.L.Jansen，I.Morita，and H.Tanaka，″16×52.5-Gb/s，50-GHz spaced，POLMUX-CO-OFDM transmission over 4,160 km of SSMFenabled by MIMO processing″，ECOC2007，PD 1.3，Berlin，Germany
专利文献1：日本专利3789784号
非专利文献2：A.Sano，H.Masuda，E.Yoshida，T.Kobayashi，E.Yamada，Y.Miyamoto，F.Inuzuka，Y.Hibino，Y.Takatori，K.Hagimoto，T.Yamada，and Y.Sakamaki，″30×100-Gb/s all-optical OFDM transmissionover 1300km SMF with 10ROADM nodes″，ECOC2007，PD1.7，Berlin，Germany
发明内容
发明要解决的问题
在非专利文献1中，以与无线同样的方式接收光OFDM信号。因此，也必须传输保护间隙(guard interval)、训练信号(training signal)等信息数据以外的信号，存在传输率变高10％～20％的问题。因此，除了向电路要求的速度增大之外，信号频带扩大，与仅传输信息数据的情况相比，频率利用效率降低。
此外，在专利文献1、非专利文献2的方式中，由于利用光的直接接收，所以与相干接收相比灵敏度差。此外，由于不能够进行在电领域中的利用相位信息的信号处理的均衡、即偏振模色散补偿、色度色散补偿、频带补偿等，所以存在容易发生偏振模色散、色度色散、频带限制引起的劣化的问题。
本发明正是在这样的背景下完成的，其目的在于提供一种能够获得如下所示的优点的光OFDM接收器、光传输系统、副载波分离电路、以及副载波分离方法。
·能够以单纯的电路来分离光OFDM信号。
·接收灵敏度优越。
·能够补偿偏振模色散、色度色散、频带限制等导致的符号间干扰。
·对偏振复用的光OFDM信号，能够通过均衡器进行偏振分离。
·通过数字信号处理，能够不受损失、频带等的限制而对色度色散进行补偿。
·不需要传输保护间隙、训练信号等向电路要求的速度增大的信号。因此，向电路要求的速度不会增大，不会信号频带增大而频率利用效率降低。
用于解决课题的方案
本发明的第一方式的副载波分离电路，接收由2个副载波A和B构成的光OFDM信号并对副载波成分进行分离，其中，具备：第一光接收电路，射入接收信号光和第一本地振荡光并转换为基带电信号；第一模/数转换电路，将该基带电信号转换为数字信号；第一频移电路，以上述副载波A的中心频率变为零的方式对该转换后的数字信号进行频移；以及第一运算电路，对该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号进行相加，分离上述副载波A的成分。
在本发明的副载波分离电路中，上述第一运算电路具备：延迟器，将上述频移了的上述信号延1/2符号时间；以及加法器，将上述频移了的上述信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的上述信号相加，分离上述副载波A的上述成分。
在本发明的副载波分离电路中，上述第一运算电路也可以在上述加法之外，进一步从上述频移了的信号减去将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号，分离上述副载波B的成分。
在本发明的副载波分离电路中，也可以还具备：第二频移电路，以上述副载波B的中心频率变为零的方式，对通过上述第一模/数转换电路转换了的上述数字信号进行频移；以及第二运算电路，将该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号相加，分离上述副载波B的成分。
在本发明的副载波分离电路中，也可以还具备：第二光接收电路，射入上述接收信号光和第二本地振荡光，转换为基带电信号；第二模/数转换电路，将从该第二光接收电路输出的上述基带电信号转换为数字信号；第二频移电路，以上述副载波B的中心频率变为零的方式，对通过上述第二模/数转换电路转换了的上述数字信号进行频移；以及第二运算电路，将通过上述第二频移电路频移了的信号、和将通过上述第二频移电路频移了的上述信号延迟1/2符号时间后的信号相加，分离上述副载波B的成分。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；以及第一解调器，上述第一运算电路对分离了的上述副载波A的上述成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，上述第一解调器对上述第一运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；以及第一解调器，上述第一运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，上述第一解调器对上述第一运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；以及第二解调器，上述第二运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，上述第二解调器对上述第二运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
在本发明的光OFDM接收器中，也可以将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A或B的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的各运算电路能够补正为上述副载波A或B的上述光频率的频率范围中的光频率。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；以及第二解调器，上述第二运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，上述第二解调器对上述第二运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
在本发明的光OFDM接收器中，上述第一运算电路也可以对分离了的上述副载波A的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，针对上述第一光接收电路，将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述第一运算电路能够补正为上述副载波A的中心的光频率的频率范围中的光频率，针对上述第二光接收电路，将上述第二本地振荡光设定为上述副载波B的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述第二运算电路能够补正为上述副载波B的中心的光频率的频率范围中的光频率。
在本发明的光OFDM接收器中，也可以将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A和上述副载波B之间的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的各运算电路能够补正为上述副载波A和上述副载波B之间的中心的光频率的频率范围中的光频率。
在本发明的光OFDM接收器中，上述第一运算电路也可以是数字信号处理电路，其具备：均衡器，由横向滤波器构成；以及设定部，设定为第一模式，该第一模式将该横向滤波器的系数设定为将向上述第一运算电路的输入信号、和将上述输入信号延迟1/2符号时间后的信号相加。
在本发明的OFDM接收器中，也可以是上述设定部选择上述第一模式或第二模式的任何一方，该第二模式设定为从向上述第一运算电路的上述输入信号减去将上述输入信号延迟1/2符号时间后的上述信号，上述第一解调器在上述第一模式的设定时取得上述副载波A的信号，在上述第二模式的设定时取得上述副载波B的信号。
本发明的副载波分离电路对由N(N是2以上的整数)个副载波构成的光OFDM信号进行接收，分离副载波成分，其中，具备：至少1个系统的光接收电路，分别射入接收信号光和至少1个系统的本地振荡光，转换为基带电信号；至少1个系统的模/数转换电路，分别将该基带电信号转换为数字信号；N个系统的频移电路，以所希望的副载波的中心频率成为零的方式，对该转换了的数字信号进行频移；N系统的频带限制滤波器，以与所希望的副载波的信号频带宽度相同的通带的信号通过的方式，对通过这些N个系统的频移电路分别频移了的信号分别进行频带限制；以及N个系统的加法器，将通过这些N个系统的频带限制滤波器分别频带限制了的信号、和将上述频带限制了的上述信号延迟1/2符号时间后的信号分别相加，分离上述N个副载波的成分。
在本发明的副载波分离电路中，上述至少1个系统的本地振荡光是N个系统的本地振荡光，上述至少1个系统的光接收电路是分别射入上述接收信号光和上述N个系统的本地振荡光并分别转换为基带电信号的N个系统的光接收电路，上述至少1个系统的模/数转换电路是将从上述N个系统的光接收电路分别输出的上述基带电信号分别转换为数字信号的N个系统的模/数转换电路，上述N个系统的频移电路也可以以上述所希望的副载波的上述中心频率变为零的方式，对通过上述N个系统的模/数转换电路分别转换了的上述数字信号分别进行频移。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；N个系统的数字信号处理电路，对上述N个副载波的成分分别进行均衡处理和载波相位恢复处理；以及N个系统的解调器，对通过这些N个系统的数字信号处理电路分别进行了上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
在本发明的光OFDM接收器中，上述N个系统的本地振荡光也可以设定为针对上述N个系统的光接收电路的各自所希望的副载波的中心频率、或进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述N个系统的数字信号处理电路各自能够补正为上述所希望的副载波的中心光频率的频率范围中的光频率。
本发明的副载波分离电路，接收由N个副载波构成的光OFDM信号，分离副载波成分，其中，具备：光接收电路，射入接收信号光和本地振荡光并转换为基带电信号；模/数转换电路，将该基带电信号转换为数字信号；频移电路，以最低或最高的副载波的中心频率变为零的方式，对该转换了的数字信号进行频移；以及运算电路，通过将从该频移电路输出的电信号的符号相位延迟以(k/N)T(k是0到N-1的整数，T是1个符号时间)决定的时间后的N个信号Ek、与在N个系统的关于相位的系数的各系统中包含的N个系数分别相乘，求取第l个(l是0到N-1的整数)的系统中包含的N个乘法信号中的第k个乘法信号是以
[数1]
e - j 2 π N k · l · E k
(j是虚数单位)决定的N个系统的乘法信号，对各系统中包含的N个乘法信号进行相加来求取N个系统的加法信号，分离上述N个副载波的成分。
在本发明的副载波分离电路中，上述运算电路具备：分路部，对将从上述频移电路输出的上述电信号进行N分路；延迟部，连接于上述分路部之后，使这些分路了的信号的符号相位分别延迟以(k/N)T决定的上述时间，输出上述N个信号Ek；加法部，对通过上述延迟部延迟了的上述N个信号Ek进行相加；以及乘法部，设置在上述延迟部和上述加法部之间，对于向第l个加法部输入的信号中的第k个输入的上述信号Ek，乘以上述关于相位的系数中的、在第l个系统中包含的第k个系数。
本发明的光OFDM接收器具备：本发明的副载波分离电路；和N个解调器，上述运算电路对分离的上述N个副载波的成分分别进行均衡处理和载波相位恢复处理，上述N个解调器从上述运算电路的输出信号分别解调N个副载波的信号。
在本发明的光OFDM接收器中，上述运算电路是对从上述频移电路输出的上述电信号进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的数字信号处理电路，该数字信号处理电路包含具有N抽头的(1/N)的延迟抽头的N次横向滤波器型适应均衡器，该横向滤波器型适应均衡器具有：乘法部，对于向第l个输出端子输入的第k个输入信号Ek乘以抽头系数，输出以
[数2]
e - j 2 π N k · l · E k
决定的乘法信号，进行乘以该抽头系数的数字信号处理。
在本发明的光OFDM接收器中，上述光接收电路也可以是光正交接收电路。
在本发明的光OFDM接收器中，上述信号光是偏振复用信号，上述各个光接收电路是偏振分集型光接收电路，各个上述模/数转换电路以X偏振信号用和Y偏振信号用的2组模/数转换电路构成，上述各个解调器对X偏振信号和Y偏振信号进行解调。
在本发明的光OFDM接收器中，具备：色度色散补偿电路，对通过各个上述模/数转换电路而转换的数字信号，通过数字信号处理对传输路的色度色散进行补偿。
在本发明的光OFDM接收器中，上述色度色散补偿电路通过横向滤波器构成。
在本发明的光OFDM接收器中，上述色度色散补偿电路具备：离散傅里叶变换部，进行离散傅里叶变换，将时间区域的信号变换为频率区域的信号；均衡部，对傅里叶变换了的各频率成分的信号施加与根据色度色散的相位旋转相反的相位旋转；以及离散逆傅里叶变换部，对于从该均衡部输出的频率区域的信号进行离散逆傅里叶变换，变换为时间区域的信号并输出。
在本发明的OFDM接收器中，具备：色散测定部，根据副载波间的传播延迟时间差来测定传输光纤的色度色散量，设定上述色度色散补偿电路的色散补偿量。
在本发明的光OFDM接收器中，具备：差分译码器，对相当于各个副载波的上述解调器的各个输出信号进行差分译码。
此外，也能够从作为具备本发明的光OFDM接收器的光传输系统的观点来看待本发明。
本发明的副载波分离方法，接收由2个副载波A和B构成的光OFDM信号并对副载波成分进行分离，其中，射入接收信号光和本地振荡光并转换为基带电信号，将该基带电信号转换为数字信号，以上述副载波A的中心频率变为零的方式对该转换后的数字信号进行频移，对该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号进行相加，分离上述副载波A的成分。
发明的效果
根据本发明，能够使用延迟器、加法器、减法器等单纯的电路来分离光OFDM信号。此外，根据本发明，由于使用相干接收，所以与光的直接接收相比，接收灵敏度优越。此外，根据本发明，由于进行利用数字信号处理的均衡，所以能够补偿偏振模色散、色度色散、频带限制等导致的符号间干扰。此外，根据本发明，对偏振复用的光OFDM信号，能够通过均衡器进行偏振分离。此外，由于本发明不需要传输保护间隙、训练信号等信息数据以外的信号，所以对电路的要求速度不会增大，也不会信号频带增大而频率利用效率降低。此外，根据本发明，通过数字信号处理，能够不受损失、频带等的限制而对色度色散进行补偿，因此能够大幅度提高色散补偿量。
附图说明
图1是表示第一实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图2是表示第一实施方式的光OFDM接收器的结构的具体例的图。
图3是说明在第一实施方式中的本振光的频率的设定方法的图。
图4A是说明在第一实施方式中2个副载波的OFDM信号的分离的图，是表示从频移电路输出的信号的图。
图4B是说明在第一实施方式中2个副载波的OFDM信号的分离的图，是表示将频移电路的输出信号延迟1/2个符号后的信号的图。
图4C是说明在第一实施方式中2个副载波的OFDM信号的分离的图，是表示图4A和图4B所示的2个信号的和的图。
图4D是说明在第一实施方式中2个副载波的OFDM信号的分离的图，是表示图4A和图4B所示的2个信号的差的图。
图5是表示第二实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图6是表示第三实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图7A是说明在第三实施方式中本振光的频率的设定方法的图，是将本振光的频率设定为信号光的副载波A的中心频率附近的情况下的图。
图7B是说明在第三实施方式中本振光的频率的设定方法的图，是将本振光的频率设定为信号光的副载波B的中心频率附近的情况下的图。
图8是说明在第四实施方式中本振光的频率的设定方法的图。
图9是表示第五实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图10是表示第六实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图11是表示第七实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图12是说明在第七实施方式中本振光的频率的设定方法的图。
图13是表示第八实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图14是表示第九实施方式的光OFDM接收器的结构的具体例的框图。
图15是表示第十实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图16是表示图15所示的色度色散补偿电路的横向滤波器的图。
图17是表示第十一实施方式的色度色散补偿电路的结构的框图。
图18是用于说明图17所示的色度色散补偿电路的工作的图。
图19是表示第十二实施方式的光OFDM接收器的色度色散补偿电路的结构的框图。
图20是用于说明图19所示的色度色散补偿电路的工作的图。
图21是表示第十三实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图22是表示第十四实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。
图23是表示图22所示的光OFDM接收器中的、将波长1574.5nm、50GHz间隔、10波长的111Gbit/s、偏振复用2副载波QPSK-OFDM信号，在色散位移光纤中进行线性中继传输的情况下的Q值的传输距离依赖性的测定结果的图。
图24是说明对各副载波取得与前面的符号的差分进行译码的方式的图。
图25是说明在同一符号内，在副载波彼此求取差分进行译码的方式的图。
附图标记说明
1、1A、1B、1-1、1-2、...、1-N本振光
2、2A、2B、2-1、2-2、...、2-N光正交接收电路
3、3A、3B、3-1、3-2、...、3-N模/数转换电路
4、4A、4B、4-1、4-2、...、4-N频移电路
5、5A、5B、5-1、5-2、...、5-N延迟器
6、6A、6B、6-1、6-2、...、6-N加法器
7减法器
8、8A、8B、8-1、8-2、...、8-N数字信号处理电路
9、9A、9B、9-1、9-2、...、9-N解调器
10数字信号处理电路(以横向滤波器的系数与OFDM副载波分离运算一致的方式设定的均衡器)
11-1、11-2、...、11-N频带限制滤波器
21 90度光混合耦合器
22平衡接收器
23重采样电路
24使用了CMA算法的适应均衡器
25载波相位恢复电路
26使用了LMS算法的适应均衡器
27、27A、27B、27C色度色散补偿电路
30、40串/并行转换部
31、41离散傅里叶变换部
32、42均衡部
33、43离散逆傅里叶变换部
34、46并/串行转换部
35、45数据保持部
44加法电路
50色散测定电路
60差分译码部
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行说明。
(第一实施方式)
参照图1对本发明的第一实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图1是表示本发明的第一实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。信号光是2个副载波的光OFDM信号，各副载波分别设为例如是以QPSK(4相相移键控)被调制。再有，在以下将本地振荡光(local oscillatorlight)简称为本振光(LO light)。本振光1是连续光。各副载波的调制格式除了QPSK之外，能够是BPSK(2相相移键控)、强度调制、正交振幅调制、多相相移键控等的任意的调制方式。
将输送信息的符号的1个单位称为1个符号，各副载波的信号例如是以11.1GSymbols/s(＝11.1GBaud/s)等调制。在QPSK的情况下，因为能够以1Symbol获取4个值(2的平方)，所以作为信息的传递速度成为22.2Gbit/s。
在OFDM信号中，由多个副载波构成的合成信号被称为OFDM块或OFDM帧，此外，优选在发送侧，全部副载波的符号的开始时刻和结束时刻一致，将这称为没有偏差(skew)。此外，在使用本发明的光OFDM接收器的光传输系统、光传输方法中，没有保护间隙、训练符号，OFDM块的长度和各副载波的符号的长度一致，1个OFDM块与1个符号相等。因此，在本发明中不区分1个OFDM块和1个符号而进行说明。
使信号光和本振光1射入由90度光混合耦合器和光检测器构成的光正交接收电路2。在光正交接收电路2中，在90度光混合耦合器的输出中，分离为信号光的I相成分和Q相成分，I相成分和Q相成分分别在光检测器转换成电信号。作为光检测器，可以考虑平衡接收器和不是平衡接收器的通常的光检测器，但从接收灵敏度和除去DC偏移的观点出发，优选是平衡接收器。
当信号光和本振光1的偏振方向不一致时，不产生信号光的I相成分和Q相成分，因此通常，90度光混合耦合器为偏振分集结构(polarization diversity structure)。即，用偏振光束分离器将信号光成分分离为X偏振和Y偏振，此外，将本振光2分路为1:1，射入2个90度光混合耦合器。
即，当使信号光的X偏振成分和使本振光的一半与X偏振一致的成分射入X偏振用的90度光混合耦合器时，在90度光混合耦合器的输出中，分离为信号光的X偏振成分的I相成分和Q相成分，X偏振成分的I相成分和Q相成分分别在光检测器中被转换为电信号。此外，当使信号光的Y偏振成分和使本振光的一半与Y偏振一致的成分射入Y偏振用的90度光混合耦合器时，在90度光混合耦合器的输出中，分离为信号光的Y偏振成分的I相成分和Q相成分，Y偏振成分的I相成分和Q相成分分别在光检测器中被转换为电信号。
或者，不采用偏振分集结构，而以使本振光的偏振方向与信号光的偏振一致的方式进行控制也可。为此，以从90度光混合耦合器的输出产生的信号光的I相成分和Q相成分变为最大的方式，使用偏振控制器等对本振光的偏振方向进行控制。或者，将检测信号光的偏振方向的偏振检测器设置在光正交接收电路内，以本振光的偏振方向与信号光的偏振一致的方式使用偏振控制器等对本振光的偏振方向进行控制也可。
通过模/数转换电路3，由信号光的I相成分和Q相成分构成的模拟的电信号在时间上离散化(采样)，然后被转换为被数值量化的数字信号。由于有信号光的I相成分和Q相成分的2个成分，所以使用2个模/数转换电路。此外，在使用偏振分集结构时，由于有X偏振成分的I相成分和Q相成分以及Y偏振成分的I相成分和Q相成分这4个成分，所以使用4个模/数转换电路。作为模/数转换电路，使用4位到16位左右的精度。在本发明者的实验验证中，使用8位精度的模/数转换电路。
采样速度与后述的构成数字信号处理电路8的均衡器的工作相关。在以与符号速度相等的速度进行采样，使用以符号率进行工作的均衡器进行均衡的情况下(符号率均衡器)，在采样时刻例如被最优化为符号的中心的情况下，能够获得信号的全部信息并对信号进行均衡，但在不能够将采样时刻最优化到符号的中心的情况下，均衡性能劣化。在不能将采样时刻最优化到符号的中心的情况下，以分数间隔进行采样，使用分数间隔均衡器进行均衡，由此可以不考虑采样的定时相位。因此，优选以符号速度的2倍以上进行过采样，使用分数间隔均衡器进行均衡。
此外，如后述那样，为了分离2个副载波的OFDM信号，进行1/2个符号的延迟，因此以2的倍数进行过采样。进而在此时，当进行副载波的分离时，作为副载波信号有效的成分仅包含在1个符号时间的一半中，因此为了使用该部分以分数间隔进行采样，使用分数间隔均衡器进行均衡，优选以符号速度的4倍以上进行过采样，使用分数间隔均衡器进行均衡。
在本发明者的实验验证中，以符号速度的4倍进行了采样。即，因为对1个符号以4点进行采样，所以是4Sample/Symbol。在本发明者的实验验证中，因为符号速度是11.1GSymbol/s，所以采样速度是44.4GSample/s。为了获得该采样，实际上以44.4GSample/s进行采样也可，或使用数值内插等，对以其它采样速度进行了采样的信号进行重采样也可。在本发明者的实验验证中，对以50GSample/s进行了采样的信号以44.4GSample/s进行重采样。
在数字信号对I、Q信号一并处理的话，能够作为复素数来一并处理。在分别处理I、Q信号的情况下，将其分别作为不同的实数进行处理，对I信号用、Q信号用需要各自的电路。在本发明的说明中，在模拟电路中将I、Q信号分别作为实数来处理，在转换为数字信号之后，一并作为复素数来处理并进行说明。
接着，使用频移电路(自动频率控制电路)4，对由2个副载波信号A、B构成的光OFDM信号转换为数字的后电信号，以一方的副载波、例如副载波A的中心频率变为零的方式，进行频移。频移电路4的功能是，在后述的数字信号处理电路8中检测出副载波频率的频率偏移、相位偏移，以该偏移成为零的方式，在频移电路4中使信号的频率位移。因为向频移电路4的输入信号是数字信号，所以为了将信号的频率位移f，通过对数字信号乘以exp(j2πft)来实现(j是虚数单位，t是时间)。
接着，通过加法器6，进行对使用延迟器5将频移电路4的输出信号延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号、与不延迟的信号的和的运算。通过和的运算，取出2个副载波中的副载波A成分，此外，除去另一方的副载波B成分。此外，通过减法器7，进行对将频移电路4的输出信号延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号、与不延迟的信号的差的运算(即，从被频移了的信号，减去将该频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号)，由此除去副载波A成分，此外，取出副载波B成分。将该工作称为OFDM副载波分离运算。针对该工作，在后面使用图4A～图4D进行说明。
作为数字信号处理电路8的一个结构例，可以举出由适应均衡器和载波相位恢复电路构成的、对取出的副载波成分的信号进行均衡、估计发送器的调制信号的结构。
作为均衡器(第一均衡器)能够使用由横向滤波器构成的线性均衡器。此外，能够使用具备判定反馈的非线性均衡器。
决定均衡器的横向滤波器的系数的算法使用CMA(ConstantModulus Algorithm：恒模算法)。CMA不使用副载波的相位信息，此外，由于能够仅以振幅为一定的这样的信息决定均衡器的系数，所以能够进行不使用训练信号的盲均衡。
进而，将以CMA均衡并进行载波相位恢复而解调的信号作为训练信号的替代，以使用LMS(Least Mean Square：最小均方)、RLS(RecursiveLeast Square：递归最小二乘方)算法的第二均衡器进一步进行均衡，能够提高均衡性能。
此外，将基于使用了CMA的第一均衡器的均衡输出而解调的信号作为训练信号的替代，用LMS、RLS算法以第二均衡器进行均衡，在第二均衡器的抽头系数稳定之后，替代基于使用了CMA的第一均衡器的均衡输出而解调的信号，将基于第二均衡器的输出而解调的信号作为训练信号的替代，返回第二均衡器而进行均衡也可。由此，能够不使根据CMA的第一均衡器工作而进行均衡。此外，由于不使用均衡性能低的根据CMA的第一均衡器，所以能够提高均衡性能。
在均衡器对各种符号间干扰、例如偏振模色散、色度色散、频带限制等进行补偿。由此，能够提高偏振模色散耐力、色度色散耐力、频带限制耐力。这意味着不使用在非专利文献1等中使用的以循环前缀(cyclic prefix)等构成的保护间隙，就能够提高偏振模色散耐力、色度色散耐力。
在均衡器的均衡之后，进行载波相位恢复。在QPSK的情况下使用4次方，对载波相位进行补正，确定各副载波信号的绝对相位。通常在N值的相移键控的情况下，通过计算向均衡器的输入信号的N次方，从而对载波相位进行补正，确定各副载波信号的绝对相位。此外，利用相位的偏移的信息来控制频移电路4。因为相位的变化速度是频率，所以能够检测频率偏移。最后，以解调器9解调信号，进行符号判定。
在图2中表示包含这些具体例的结构。附图标记21是90度光混合耦合器，附图标记22是平衡接收器，附图标记23是对以不同于符号速度的整数倍的采样速度采样的信号，使用数值内插以符号速度的整数倍进行重采样的重采样电路，附图标记24是使用了CMA算法的适应均衡器，附图标记25是载波相位恢复电路，附图标记26是使用了LMS算法的适应均衡器。以载波相位恢复电路25检测出频率、相位的误差，控制频移电路4。此外，将CMA侧的解调器9的输出作为参照信号，使用LMS算法以适应均衡器26进行适应均衡。
图3表示说明在第一实施方式中设定本振光的频率的方法的图。本振光1的频率设定为与信号光的OFDM信号中的希望接收的副载波、例如副载波A(在图中略记为SC-A)的中心频率一致，或设定为其附近。在这里，“附近”指的是均衡器和载波相位恢复电路能够将本振光1的频率补正为例如副载波A的中心频率的频率范围中的光频率。再有，该频率范围例如对应于使用的激光、处理的信号的符号率来决定。
一个设定方法如下所述。因为信号光的频率通过被称为ITU-T grid的频率来决定，所以通过使用光滤波器、波长计、光频谱分析仪等进行计测，由此求取信号光的波长。而且，通过使用光滤波器、波长计、光频谱分析仪等，以与信号光的OFDM信号中的希望接收的副载波的中心频率一致、或位于其附近的方式对本振光的频率进行控制。
通过这样设定本振光，在光正交接收电路的输出中显现的转换为基带的电的频谱中，副载波A的中心频率位于零附近。因此，仅使频移电路4稍微工作就能够将副载波A的中心频率控制为零。进而，通过这样设定，能够将副载波A的解调所需要的基带的电路的频带减小。
图4A～图4D是说明在第一实施方式中2个副载波的OFDM信号的分离的图。2个副载波A、B中，以副载波A的成分的中心频率成为零的方式进行频移。这时，副载波成分B的中心频率仅位移副载波间隔。当将使频移电路4的输出延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号(参照图4B)、与未延迟的信号(参照图4A)以1:1相加时(参照图4C)，在同一符号重叠的部分中，副载波成分B抵消，仅显现副载波成分A。
另一方面，在图4C中以斜线表示的部分中，副载波成分A、B混合。因此，通过将数字信号处理电路8中包含的横向滤波器型均衡器的系数，以减小斜线部分的系数、增大仅是副载波A显现的部分的系数的方式来决定系数，从而能够作为均衡器的输出信号取出副载波成分A。
此外，当将使频移电路4的输出延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号、与未延迟的信号以1:1相减时(参照图4D)，在同一符号重叠的部分中，副载波成分A抵消，仅显现副载波成分B。在图4D中以斜线表示的部分中，副载波成分A、B混合。通过将数字信号处理电路8中包含的横向滤波器型均衡器的系数，以减小斜线部分的系数、增大仅是副载波B显现的部分的系数的方式来决定系数，从而能够作为均衡器的输出信号取出副载波成分B。
在使用现有的与无线相同的手法的光OFDM中，形成有以循环前缀构成了保护间隙的OFDM帧(也称为OFDM块)，但在本发明中不需要保护间隙。在现有的OFDM中通过对有保护间隙的OFDM帧进行FFT来分离各副载波，但在本发明中对副载波分离不使用FFT。
此外，在本发明中不使用保护间隙，此外，使用没有利用训练信号的盲均衡，因此其特征在于，符号的构成方法、发送器结构与在光区域中使用马赫曾德尔延迟干涉计对副载波进行分离，直接接收(平方律检波)的方法相同，能够使用与直接接收方式相同的发送器。
作为光OFDM信号的产生器(发送器、产生方法)，如非专利文献1所示的发送器那样，能够利用使多个副载波产生，按该副载波的每一个分别以QPSK等进行调制的方法。
或者，在将二进制数据信号转换为多个并行信号(串并行转换)之后，对并行信号的每一个(分别对应于各副载波)以QPSK等进行了调制之后，一并进行IFFT(逆傅里叶变换)，由此生成调制信号，对其进行D/A转换，通过模拟调制信号驱动光调制器，从而能够生成光OFDM信号。即，以与非专利文献2表示的发送器相同的方法，即使是不使用保护间隙、训练符号的结构也能够使光OFDM信号产生。
(本发明的第二实施方式)
参照图5对本发明的第二实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图5是表示本发明的第二实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。到模/数转换电路3为止的部分与本发明的第一实施方式相同。
从模/数转换电路3输出的数字信号被2分路，频移电路4以后的结构设置为副载波A用和副载波B用的2个系统。频移电路4A，以转换为数字的电信号的由2个副载波A、B构成的OFDM信号的一方的副载波A的中心频率变为零的方式进行频移。在数字信号处理电路8A中，检测出副载波频率的频率偏移、相位偏移，以该偏移成为零的方式控制频移电路4A。
接着，通过加法器6A，对使用延迟器5A将频移电路4A的输出延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号、与不延迟的信号以1:1进行加法运算。2个副载波中，取出副载波成分A，此外，除去副载波成分B。通过数字信号处理电路8A进行了均衡和载波相位恢复之后，通过解调器9A进行解调。
频移电路4B，以转换为数字的电信号的由2个副载波A、B构成的OFDM信号的一方的副载波B的中心频率变为零的方式进行频移。在数字信号处理电路8B中，检测出副载波频率的频率偏移、相位偏移，以该偏移成为零的方式控制频移电路4B。之后与副载波A同样地进行解调。
(本发明的第三实施方式)
参照图6对本发明的第三实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图6是表示本发明的第三实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。光OFDM接收器设置有2个系统(系统A和系统B)，信号光被2分路并输入到各光OFDM接收器。以与由2个副载波A、B构成的光OFDM信号的一方的副载波A的中心频率一致，或在其附近的方式设定本振光1A的光频率。
使信号光和本振光1A射入由90度光混合耦合器和光检测器构成的光正交接收电路2A。在90度光混合耦合器的输出中分离为信号光的I相成分和Q相成分，通过光检测器转换为电信号，通过模/数转换电路3A，由信号光的I相成分和Q相成分构成的模拟的电信号被离散化、量化，转换为数字信号。
频移电路4A以OFDM信号的一方的副载波A的中心频率成为零的方式进行频移。在数字信号处理电路8A中，检测出副载波频率的频率偏移、相位偏移，以该偏移成为零的方式控制频移电路4A。
接着，通过加法器6A，对使用延迟器5A将频移电路4A的输出延迟1/2个符号(与1/2OFDM块相等)后的信号、与不延迟的信号以1:1进行加法运算。2个副载波中，取出副载波成分A，此外，除去副载波成分B。进而，通过数字信号处理电路8A进行了均衡和载波相位恢复之后，通过解调器9A解调副载波成分A。
为了取出副载波B，以与由2个副载波A、B构成的光OFDM信号的一方的副载波B的中心频率一致，或在其附近的方式设定本振光1B的光频率。光正交接收电路2B以后，通过与系统A相同的工作来解调副载波成分B。
图7A和图7B表示说明在第三实施方式中设定本振光的频率的方法的图。如图7A所示，以转换为基带时的副载波A的中心频率成为零附近的方式，将本振光1A的频率设定在信号光的副载波A的中心频率附近。当这样设定时，频移电路4A的频移量变为很少。进而，通过这样设定，能够减小副载波A的解调所需要的基带的模拟电路的频带。此外，同样地通过将本振光1B的频率设定在信号光的副载波B的中心频率附近，能够对副载波B获得同样的效果(参照图7B)。
(本发明的第四实施方式)
本发明的第四实施方式的结构，与第一或第二实施方式是相同的结构。可是，本振光1的频率的设定方法不同。图8表示说明在第四实施方式中设定本振光的频率的方法的图。将本振光1的频率设定在副载波A、B间的中心的光频率附近。再有，与上述同样地，“附近”指的是均衡器和载波相位恢复电路能够将本振光1的频率补正为副载波A、B间的中心的光频率的频率范围中的光频率。当这样设定时，在转换为基带的OFDM信号中，副载波A、B间的中心的光频率变为零附近，副载波A、B的中心频率分别位移副载波间隔的频率的一半。通过这样设定，能够使副载波A、B的解调所需要的基带的模拟电路的频带为最小。
通过对该模拟信号进行数字化，通过频移电路4频移副载波间隔的频率的一半，从而能够将副载波A或者B的中心频率设定在零附近，能够以与第一或第二实施方式相同的结构进行解调。
(本发明的第五实施方式)
参照图9对本发明的第五实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图9是表示本发明的第五实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。附图标记10是数字信号处理电路，但第五实施方式的数字信号处理电路是以横向滤波器的系数与OFDM副载波分离运算一致的方式进行设定的均衡器。
在像这样作为均衡器使用由横向滤波器构成的均衡器的情况下，如果以横向滤波器的系数与OFDM副载波分离运算一致的方式进行设定的话，不需要使用用于OFDM副载波分离运算的延迟器、加法器(或减法器)。在没有符号间干扰的情况下，例如通过将横向滤波器的延迟1/2个符号的抽头、和不延迟的信号抽头的系数设为1:1，能够在2个副载波中，取出副载波成分A。此外，例如通过将横向滤波器的延迟1/2个符号的抽头、和不延迟的信号抽头的系数设为1:-1，能够取出副载波成分B。
因此，例如具备选择第一模式和第二模式的任一方的模式的单元，该第一模式以将向横向滤波器的输入信号与将该输入信号延迟1/2符号时间后的信号相加的方式设定横向滤波器的系数，该第二模式以从向横向滤波器的输入信号减去将该输入信号延迟1/2符号时间之后的信号的方式设定横向滤波器的系数。在有符号间干扰的情况下，虽然不单纯，但通过适应均衡算法对系数进行最优化，获得副载波成分A或副载波成分B。
(本发明的第六实施方式)
参照图10对本发明的第六实施方式的光OFDM接收器进行说明。图10是表示本发明的第六实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。与第二实施方式不同之处在于接收信号(信号光)是N副载波光OFDM信号。对转换为数字的电信号，以所希望的副载波的中心频率成为零的方式，通过频移电路4-1、4-2、...、4-N进行频移，通过频带限制滤波器11-1、11-2、...、11-N以与所希望的副载波的信号频带宽度相同的通带的信号通过的方式进行频带限制，之后进行副载波分离电路之后的工作。由此能够获得所希望的副载波信号。
再有，通过频带限制滤波器11-1、11-2、...、11-N进行频带限制的理由如下所述。在将要分离的副载波作为k的情况下，通过进行利用加法器的加法运算，能够除去位于副载波k的两邻、并且基带的频谱与副载波k重叠的副载波(k-1)、副载波(k+1)。可是，在存在与该副载波(k-1)、(k+1)分别邻接的副载波(k-2)、(k+2)的情况下，该副载波(k-2)、副载波(k+2)不被加法运算除去而从加法器输出。同样地，副载波(k-4)、副载波(k+4)等也不在加法运算中被除去而从加法器输出。因此，使用频带限制滤波器，例如以与副载波k的信号频带宽度相同的通带的信号通过的方式进行频带限制。这样的话，能够从加法器仅分离所希望的副载波k。
(本发明的第七实施方式)
参照图11对本发明的第七实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图11是表示本发明的第七实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。与第三实施方式不同之处在于接收信号(信号光)是N副载波光OFDM信号。光OFDM接收器设置有N个系统，信号光被N分路并输入到各光OFDM接收器。
以与由N个副载波构成的光OFDM信号的各个副载波的中心频率一致，或在其附近的方式设定各本振光1-1、1-2、...、1-N的光频率。以各副载波的中心频率成为零的方式，通过频移电路4-1、4-2、...、4-N进行频移，通过频带限制滤波器11-1、11-2、...、11-N以与所希望的副载波的信号频带宽度相同的通带的信号通过的方式进行频带限制，之后进行副载波分离电路之后的工作。由此能够获得所希望的副载波信号。
图12是说明在第七实施方式中设定本振光的频率的方法的图。表示获得第k个(k是1到N的整数)的副载波的情况。将本振光1-k的频率设定在由N个副载波构成的光OFDM信号的第k个副载波的中心频率附近。当这样设定时，转换为基带的第k个副载波的中心频率成为零附近。由此，频移电路4-k所需要的频移量变为很少，此外，能够减小解调所需要的基带的模拟电路的频带。
(本发明的第八实施方式)
参照图13对本发明的第八实施方式的光OFDM接收器的结构进行说明。图13是表示本发明的第八实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。接收信号(信号光)是N副载波的光OFDM信号，在到模/数转换电路3为止与其它实施方式相同。对被转换为数字的电信号，以最低或最高的副载波的中心频率成为零的方式通过频移电路4进行频移。
对频移电路4的输出的电信号进行分路，通过延迟器61-2～61-N延迟以(k/N)T(在这里，k是从0到N-1的整数，T是1个符号时间)决定的时间的符号相位，输出N个信号(以下，作为信号Ek)。其中，在k为0的情况下，不使从频移电路4输出的电信号延迟，因此信号E0与频移电路4的输出相同。此外，信号E1是从延迟器61-2输出的信号，信号E2是从延迟器61-3输出的信号。以下同样地，信号EN是从延迟器61-N输出的信号。以加法器对N个信号Ek进行相加，由此分离副载波。加法器是N个(第0个加法器63-1～第(N-1)个加法器63-N)，能够分离N副载波。在向第l个(在这里，l是0到N-1的整数，j是虚数单位)加法器输入的信号中，通过对第k个输入信号，乘以以下式决定的关于相位的系数
[数3]
e - j 2 π N k · l · E k - - - ( 1 )
(即，除去了“·Ek”的部分。以下，作为系数wlk)，能够分离副载波。具体地，使用乘法器62-11，62-21，...，62-N1，分别将频移电路4的输出与系数w11，w21，...，wN1相乘。此外，使用乘法器62-12，62-22，...，62-N2，将延迟器61-2的输出与系数w12，w22，...，wN2分别相乘。此外，使用乘法器62-13，62-23，...，62-N3，将延迟器61-3的输出与系数w13，w23，...，wN3分别相乘。以下同样地，使用乘法器62-1N，62-2N，...，62-NN，将延迟器61-N的输出与系数w1N，w2N，...，wNN分别相乘。
此外，以最低或最高的副载波的中心频率成为零的方式，在不频移的情况下也能够分离副载波。在该情况下，与式(1)的系数不同。
进而，由这些延迟器和乘法器以及这些乘法器的输出处的加法器构成的N副载波分离电路，是具有(1/N)T的延迟抽头的N次横向滤波器，在没有符号间干扰的情况下，通过将数字信号处理电路8-1～8-N中包含的均衡器的横向滤波器的系数以式(1)的方式进行设定，能够省去N副载波分离电路。作为具体的例子，作为数字信号处理电路8-1～8-N中包含的均衡器，使用具有(1/N)T的延迟抽头(N抽头)的N次横向滤波器型适应均衡器。该横向滤波器型适应均衡器，具有乘法单元，对向第l个(l是0到N-1的整数)的输出端子输入的第k个(k是0到N-1的整数)的输入信号Ek，乘以以式(1)决定的抽头系数(即，除去“·Ek”的部分)，进行对这些抽头系数进行乘法运算的数字信号处理。
通过使用CMA、其它的算法进行适应均衡的最优化，横向滤波器的系数以能够分离N副载波的方式而被决定。在均衡和载波相位恢复之后，通过解调器9-1、...、9-N解调N副载波的发送符号。此外，同样地，即使在以最低或最高的副载波的中心频率成为零的方式不进行频移的情况下，也能够以具有(1/N)T的延迟抽头的N次的横向滤波器进行副载波分离。在该情况下，与式(1)的系数不同。
(本发明的第九实施方式)
本发明的第九实施方式是信号光为偏振复用信号光的情况。即使在信号光为偏振复用信号的情况下，光OFDM接收器的结构也能应用上述实施方式的全部结构。但是，光正交接收电路2必须为偏振分集结构。作为数字信号处理电路8以后的结构，必须具备X偏振用和Y偏振用的2系统的数字信号处理电路和解调器。适应均衡电路能够以同一算法实现偏振分离。此外，在X偏振和Y偏振的光频率不完全相同的情况下，频移电路4以后必须采用X偏振用和Y偏振用的2个系统的电路结构。
图14是表示第九实施方式的光OFDM接收器的结构的具体例子的框图。与图2的不同之处在于，射入90度混合耦合器21的信号光是偏振复用2副载波的OFDM信号光。此外与图2的不同之处在于，适应均衡器24、26的输出，是输出X偏振信号和Y偏振信号的2组。CMA均衡器(适应均衡器24)、LMS均衡器(适应均衡器26)也发挥偏振分离的作用，能够获得X偏振的副载波A(X，SC-A)、X偏振的副载波B(X，SC-B)、Y偏振的副载波A(Y，SC-A)、Y偏振的副载波B(Y，SC-B)这4个输出。
(本发明的第十实施方式)
参照图15和图16对本发明的第十实施方式进行说明。图15是表示本发明的第十实施方式的光OFDM接收器的结构的框图。本实施方式的特征在于，在模/数转换电路3的后级设置了色度色散补偿电路27。在光纤中传播后的光信号，通过光纤的色度色散，受到依赖于频率的延迟的影响，与邻接符号进行干扰。因此，存在引起接收后的符号错误率的恶化的问题。
在现有的直接检波型的接收器中，使用如下方法，即在OE转换之前使用光学的色散补偿元件进行色散补偿的方法。该方法由于光学色散补偿元件的损失、大小、通过频带等的限制，能够补偿的色散量被较大地限制。相对于此，在本实施方式中，其特征在于，对OE转换、模/数转换后的数字信号，通过数字信号处理进行色散补偿，因此能够不受损失、频带等的限制来对色度色散进行补偿，能够大幅提高色散补偿量。
在本实施方式中，如图15所示，设置4个系统的色度色散补偿电路27，用于同相/正交成分、X/Y偏振。在各个色度色散补偿电路27中，需要附加与传输路的色度色散相反的延迟，在本实施方式中，如图16所示，使用横向滤波器。当将传输路的色度色散作为D时，色度色散补偿电路27的响应函数，在频率区域中表示为，
H(f)＝exp(-j(πλ2Df2/c))            (2)
。在这里，c是光速，λ是信号的波长。
横向滤波器的系数，能够通过进行逆傅里叶变换，从(2)式的脉冲响应来求取。在111Gbit/s的2副载波偏振复用的OFDM信号中，在将采样速率作为55.5GS/s的情况下，在使用3000km的1.3μm零色散单模光纤(色散量62000ps/nm)的情况下，如果将横向滤波器的次数(m)作为4096左右的话，能够充分抑制色度色散导致的损失。
再有，将本振光1的频率设定在OFDM信号的中心附近(2个副载波的情况下是副载波A、B间的中心的频率附近)更有效。这是因为，能够缓和对后级的模/数转换电路3的频带的要求，并且能够使起因于本振光1和各副载波的频率差的色散补偿量的误差为最小。
如果通过事前测定等而获知色度色散的值的话，只要对横向滤波器的系数赋予固定值即可，因此不需要应用CMA等的适应算法。因此，与使用适应滤波器的情况相比，能够期待运算量的降低。
再有，图16所示的横向滤波器构成为具备：将输入信号依次延迟的延迟器71-2～71-m；对输入信号乘以系数w1的乘法器72-1；对以延迟器71-2～71-m延迟的信号分别乘以系数w2～wm的乘法器72-2～72-m；以及将乘法器72-2～72-m的输出相加的加法器73。
(本发明的第十一实施方式)
参照图17和图18对本发明的第十一实施方式进行说明。图17是表示本发明的第十一实施方式的光OFDM接收器的色度色散补偿电路27A的结构的框图。本实施方式的特征在于，对接收的时间区域的信号进行离散傅里叶变换，在频率区域进行均衡。
参照图18说明本实施方式的色度色散补偿的工作。图18的纵轴是频率，横轴是时间。因为色度色散的影响，输入信号的各副载波根据波长而传播延迟时间相异。图18的输入信号由平行四边形来图示的理由，是为了表现各副载波的传播延迟时间不同。由此对于图18的上段表示的输入信号长度L，由于色度色散的影响而在各副载波波长的传播延迟时间中产生差，所以在图18中段表示的光信号中产生M1、M2那样的突出部。结果，受到色度色散的影响的光信号的长度，是对输入信号长度L加上突出部M1、M2的长度而成为N(＞L)。
因此，即使通过将L个数据构成的块作为单位对该输入信号进行离散傅里叶变换，由于来自邻接块的信号的干扰进入两端附近的信号，所以不能够进行正确的色散补偿。为了回避该情况，对L个数据，将加上稍前的M1个、稍后的M2个的合计N(＝L+M1+M2)个数据作为1个块，进行离散傅里叶变换、逆傅里叶变换的处理即可。在这里，M1、M2需要采用比色度色散产生的延迟量大的时间宽度。
在本实施方式的色度色散补偿电路27A中，对输入的信号，将N个数据作为1个块，通过串/并行转换部30进行串/并行转换，通过离散傅里叶变换部31施加离散傅里叶变换，变换成频率区域的信号，通过均衡部32对各频率成分施加以(2)式赋予的相位旋转之后，通过离散逆傅里叶变换部33施加离散逆傅里叶变换，变换成时间区域的信号。这时，各块的两端附近的信号(前半部分：M1点，后半部分：M2点)包含来自邻接块的干扰，因此需要抛弃该部分。再有，并/串行转换部34对来自离散逆傅里叶变换部33的输出信号进行并/串行转换。
因此，如图17所示，在数据保持部35保持串/并行转换部30的输出的后半部分M1+M2个的量的数据，在接下来的块中在时间轴上的前半部分进行读取。然后，在离散傅里叶变换后，施加以(2)式赋予的相位旋转，进行离散逆傅里叶变换，返回时间区域。这时，在时间轴上除去各块的两端M1个、M2个的量的数据，连结中央的L(＝N-M1-M2)个的数据，由此能够获得被正常地色度色散补偿了的信号。
针对本实施方式的离散傅里叶变换部31、离散逆傅里叶变换部33，将1个块的数据数N作为2的幂乘，应用高速傅里叶变换、高速逆傅里叶变换算法，由此当然能够谋求计算的高效化。在该情况下的运算量是Nlog2N的次数(order)。相对于此，在以横向滤波器构成的情况下，运算量以N2增加。因此，在本实施方式中，在抽头数大的区域中，在运算量降低的方面具有效果。
此外，如本实施方式那样，通过将色度色散补偿电路27A置于数字信号处理电路8的前级，能够抑制在数字信号处理电路8中使用的均衡器的抽头数，能够使相对于运算负载的降低和信道的时间变动的耐力提高。
(本发明的第十二实施方式)
参照图19和图20对本发明的第十二实施方式进行说明。图19是表示本发明的第十二实施方式的光OFDM接收器的色度色散补偿电路27B的结构的框图。在本实施方式中，将输入信号的L个数据作为1块而通过串/并行转换部40进行串/并行转换，通过离散傅里叶变换部41而在L个数据的前后分别附加M1个、M2个值为零的数据，作为N(＝L+M1+M2)个块。然后对这些块进行离散傅里叶变换。进而，进行利用均衡部42的相位旋转赋予、以及利用离散逆傅里叶变换部43的离散逆傅里叶变换的处理，将来自离散逆傅里叶变换部43和加法电路44的输出信号以并/串行转换部46进行并/串行转换。结果，在输出的N个数据的前半部分的M1个中，容纳有前面的符号的干扰成分，在接着其的M2个部分中，容纳有减去向前面的符号的干扰成分后的值。
同样地，在N个数据中，在最后的M2个的部分中，容纳有接下来的符号的干扰成分，在其稍前的M1个部分中，容纳有减去向接下来的符号的干扰成分后的值。因此，如图20所示，通过加法电路44，将在数据保持部45中保持的N个数据的后半部分M1+M2个的数据，加到接下来的块的数据，从而能够除去符号间的干扰，能实现分散补偿的功能。
在本实施方式中，与使用横向滤波器的情况相比，能够通过使用FFT、IFFT期待运算量的降低。此外，通过插入零，能够省略该部分的运算，由此能够期待可降低FFT运算时的运算量的效果。
(本发明的第十三实施方式)
参照图21对本发明的第十三实施方式进行说明。在本实施方式中，其特征在于，根据模/数转换后的信号，通过色散测定电路50测定传输光纤的色度色散量，基于其结果设定色度色散补偿电路27C的色散量。
在OFDM信号中，使用不同频率(即，不同波长)的副载波，但通过色度色散的影响，传播延迟按波长的每一个而不同。因此，在本实施方式中，采用通过测定该延迟时间差，求取色度色散量的结构。为了实现该结构，例如也可以使用与通常的数据发送阶段区别地设置色散测定阶段(phase)，在发送侧发送色散测定用的试验信号的方式。在该情况下，以在各副载波之间取得同步的低频的时钟信号(频率f)对各副载波的振幅或相位进行调制，作为试验信号发送。通过在接收侧检测出任意的2组副载波之间(波长间隔Δλ)的相位差Δθ，从而求取延迟时间差，测定色度色散。这时，色度色散D能够通过下式求取。
D＝(Δθ/2πfΔλ)            (3)
此外，代替区分数据发送阶段和色散测定阶段而发送试验信号，也可以采用对数据信号重叠低频的时钟信号，在接收侧通过数字滤波器抽出该频率成分来测定相位差的方式。
如本实施方式那样，通过仅以OFDM接收器进行色度色散测定，从而不需要系统导入时的色度色散测定作业，能够期待维护运用的便利性的改善。
(本发明的第十四实施方式)
参照图22到25对本发明的第十四实施方式进行说明。在本实施方式中，其特征在于，设置对各副载波用的解调器的输出信号进行差分译码的差分译码部60。
当光纤中的传播为长距离时，由于光纤中的非线性光学效应，在接收信号光的相位中重叠与光信号的强度成比例的调制成分。因此，与本振光的相位差变得不稳定，容易脱离锁相，由此存在错误率急速恶化的问题。在这里，当脱离锁相时，基准相位位移，容易发生突发错误产生的现象。因此，当将使用DQPSK符号等而预先被差分编码的OFDM信号作为发送信号来使用，在接收侧对解调器的输出应用差分译码时，即使在基准相位位移的情况下，由于与稍前的符号的相位的差分不变化，所以能够抑制突发错误的产生。
图23表示将波长1574.5nm、50GHz间隔、10波长的111Gbit/s、偏振复用2副载波QPSK-OFDM信号，在色散位移光纤中进行线性中继传输的情况下的Q值的传输距离依赖性的测定结果。图23的横轴是距离(km)，纵轴是Q值(dB)。再有，虚线的图表是以光纤的输入功率为-5dBm进行WDM传输的情况、并且没有WDM差分译码的情况。此外，实线的图表是以光纤的输入功率为-5dBm进行WDM传输的情况、并且有WDM差分译码的情况。
在该例子中，差分译码通过对于各副载波求取与前面的符号的差分来进行。在这里，Q值与符号错误率BER具有：
BER = ( 1 / 2 ) erfc ( Q / ( 2 ) ) - - - ( 4 )
的关系。再有，erfc表示补余误差函数。
在不进行差分译码的情况下，随着传输距离增加，通过非线性光学效应的影响，Q值急剧劣化(即，错误率劣化)，相对于此，在进行差分译码的情况下，Q值的劣化被降低，在超过2000km的区域中，进行差分编码能够获得较高的Q值。
再有，在上述例子中，如图24所示，采用对各副载波求取与前面的符号的差分来进行译码的方式。通过来自其他波长的非线性效应，各副载波受到的相位位移，由于副载波间的频率间隔狭窄，所以受到大致相同的相位位移量。因此，如图25那样，在使用在同一符号内在副载波彼此求取差分来进行译码的方式的情况下，能够抵消非线性光学效应导致的相位位移，所以是有效的。
如以上说明的那样，通过使用差分译码，能够抑制非线性光学效应的影响导致的突发错误的产生，能够实现传输距离的延伸。
再有，在上述实施方式中，在频移电路和解调器之间设置的结构要素(除了第六实施方式(图10)和第七实施方式(图11))、或在频带限制滤波器和解调器之间设置的结构要素(第六实施方式和第七实施方式的情况)，相当于本发明的各种运算电路(运算电路、第一运算电路、或第二运算电路)。
此外，在上述实施方式中，在到进行均衡处理和载波相位恢复处理的电路的前级为止而配置的电路，相当于本发明的副载波分离电路。再有，将与图4C关联地说明的结构(即，将数字信号处理电路8中包含的横向滤波器型均衡器的系数构成为，减小图4C的斜线部分的系数，增大仅是副载波成分A显现的部分的系数，取出副载波成分A作为均衡器的输出信号)组入本发明的副载波分离电路中也可。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内，能够进行结构的附加、省略、置换、以及其它变更。
例如，在上述实施方式中，作为光接收电路举出光正交接收电路为例进行了说明，但使用光正交接收电路以外的光接收电路也能进行副载波分离。由于通过使用光正交接收电路能够同时取出I相成分和Q相成分，因此电路规模变小，因此优选使用光正交接收电路。
此外，例如，也可以适合地组合上述实施方式。本发明不被上述说明所限定，仅添附的要求的范围所限定。
产业上的利用可能性
本发明能够利用于高性能的光OFDM传输系统的实现。

Claims (22)

1.一种副载波分离电路，对由N个副载波构成的光OFDM信号进行接收，分离副载波成分，N是2以上的整数，其中，具备：
至少1个系统的光接收电路，分别射入接收信号光和至少1个系统的本地振荡光，转换为基带电信号；
至少1个系统的模/数转换电路，分别将该基带电信号转换为数字信号；
N个系统的频移电路，以所希望的副载波的中心频率变为零的方式，对该转换了的数字信号进行频移；
N个系统的频带限制滤波器，以与所希望的副载波的信号频带宽度相同的通带的信号通过的方式，对通过这些N个系统的频移电路分别频移了的信号分别进行频带限制；以及
N个系统的加法器，将通过这些N个系统的频带限制滤波器分别频带限制了的信号、和将上述频带限制了的上述信号延迟1/2符号时间后的信号分别相加，分离上述N个副载波的成分。
2.根据权利要求1所述的副载波分离电路，其中，
上述至少1个系统的本地振荡光是N个系统的本地振荡光，
上述至少1个系统的光接收电路是分别射入上述接收信号光和上述N个系统的本地振荡光并分别转换为基带电信号的N个系统的光接收电路，
上述至少1个系统的模/数转换电路是将从上述N个系统的光接收电路分别输出的上述基带电信号分别转换为数字信号的N个系统的模/数转换电路，
上述N个系统的频移电路以上述所希望的副载波的上述中心频率变为零的方式，对通过上述N个系统的模/数转换电路分别转换了的上述数字信号分别进行频移。
3.一种光OFDM接收器，其中，具备：
权利要求2所述的副载波分离电路；
N个系统的数字信号处理电路，对上述N个副载波的成分分别进行均衡处理和载波相位恢复处理；以及
N个系统的解调器，对通过这些N个系统的数字信号处理电路分别进行了上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
4.根据权利要求3所述的光OFDM接收器，其中，上述N个系统的本地振荡光设定为针对上述N个系统的光接收电路的各自所希望的副载波的中心频率、或进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述N个系统的数字信号处理电路各自能够补正为上述所希望的副载波的中心光频率的频率范围中的光频率。
5.根据权利要求4所述的光OFDM接收器，其中，
上述信号光是偏振复用信号，
上述各个光接收电路是偏振分集型光接收电路，
上述各个模/数转换电路以X偏振信号用和Y偏振信号用的2组模/数转换电路构成，
上述各个解调器对X偏振信号和Y偏振信号进行解调。
6.根据权利要求4所述的光OFDM接收器，其中，具备：色度色散补偿电路，对通过上述各个模/数转换电路而转换的数字信号，通过数字信号处理对传输路的色度色散进行补偿。
7.一种光传输系统，其中，具备：权利要求4所述的光OFDM接收器。
8.一种副载波分离电路，接收由2个副载波A和B构成的光OFDM信号并对副载波成分进行分离，其中，具备：
第一光接收电路，射入接收信号光和第一本地振荡光并转换为基带电信号；
第一模/数转换电路，将该基带电信号转换为数字信号；
第一频移电路，以上述副载波A的中心频率变为零的方式对该转换后的数字信号进行频移；以及
第一运算电路，对该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号进行相加，分离上述副载波A的成分。
9.根据权利要求8所述的副载波分离电路，其中，
所述第一运算电路具备：
延迟器，将上述频移了的上述信号延迟1/2符号时间；以及
加法器，将上述频移了的上述信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的上述信号相加，分离上述副载波A的上述成分。
10.根据权利要求8所述的副载波分离电路，其中，上述第一运算电路在上述加法之外，进一步从上述频移了的信号减去将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号，分离上述副载波B的成分。
11.根据权利要求8所述的副载波分离电路，其中，还具备：
第二频移电路，以上述副载波B的中心频率变为零的方式，对通过上述第一模/数转换电路转换了的上述数字信号进行频移；以及
第二运算电路，将该频移了的信号和将上述频移了的信号延1/2符号时间后的信号相加，分离上述副载波B的成分。
12.根据权利要求8所述的副载波分离电路，其中，还具备：
第二光接收电路，射入上述接收信号光和第二本地振荡光，转换为基带电信号；
第二模/数转换电路，将从该第二光接收电路输出的上述基带电信号转换为数字信号；
第二频移电路，以上述副载波B的中心频率变为零的方式，对通过上述第二模/数转换电路转换了的上述数字信号进行频移；以及
第二运算电路，将通过上述第二频移电路频移了的信号、和将通过上述第二频移电路频移了的上述信号延迟1/2符号时间后的信号相加，分离上述副载波B的成分。
13.一种光OFDM接收器，其中，具备：
权利要求9所述的副载波分离电路；以及
第一解调器，
上述第一运算电路对分离了的上述副载波A的上述成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，
上述第一解调器对上述第一运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
14.一种光OFDM接收器，其中，具备：
权利要求10所述的副载波分离电路；以及
第一解调器，
上述第一运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，
上述第一解调器对上述第一运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
15.一种光OFDM接收器，其中，具备：
权利要求11所述的副载波分离电路；以及
第二解调器，
上述第二运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，
上述第二解调器对上述第二运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
16.根据权利要求13所述的光OFDM接收器，其中，将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A或B的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的各运算电路能够补正为上述副载波A或B的上述光频率的频率范围中的光频率。
17.一种光OFDM接收器，其中，具备：
权利要求12所述的副载波分离电路；以及
第二解调器，
上述第二运算电路对分离了的上述副载波B的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，
上述第二解调器对上述第二运算电路进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理后的信号进行解调。
18.根据权利要求17所述的光OFDM接收器，其中，
上述第一运算电路对分离了的上述副载波A的成分进行均衡处理和载波相位恢复处理，
针对上述第一光接收电路，将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述第一运算电路能够补正为上述副载波A的中心的光频率的频率范围中的光频率，针对上述第二光接收电路，将上述第二本地振荡光设定为上述副载波B的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的上述第二运算电路能够补正为上述副载波B的中心的光频率的频率范围中的光频率。
19.根据权利要求15所述的光OFDM接收器，其中，将上述第一本地振荡光设定为上述副载波A和上述副载波B之间的中心的光频率，或设定为进行上述均衡处理和上述载波相位恢复处理的各运算电路能够补正为上述副载波A和上述副载波B之间的中心的光频率的频率范围中的光频率。
20.根据权利要求13所述的光OFDM接收器，其中，
上述第一运算电路是数字信号处理电路，具备：
均衡器，由横向滤波器构成；以及
设定部，设定为第一模式，该第一模式将该横向滤波器的系数设定为将向上述第一运算电路的输入信号、和将上述输入信号延迟1/2符号时间后的信号相加。
21.根据权利要求20所述的光OFDM接收器，其中，上述设定部选择上述第一模式或第二模式的任何一方，该第二模式设定为从向上述第一运算电路的上述输入信号减去将上述输入信号延迟1/2符号时间后的上述信号，
上述第一解调器在上述第一模式的设定时取得上述副载波A的信号，在上述第二模式的设定时取得上述副载波B的信号。
22.一种副载波分离方法，接收由2个副载波A和B构成的光OFDM信号并对副载波成分进行分离，其中，
射入接收信号光和本地振荡光并转换为基带电信号，
将该基带电信号转换为数字信号，
以上述副载波A的中心频率变为零的方式对该转换后的数字信号进行频移，
对该频移了的信号和将上述频移了的信号延迟1/2符号时间后的信号进行相加，分离上述副载波A的成分。
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