CN1871826A - 无线数据传输方法及相应的信号、系统、发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于发射机(40，31)和接收机(50，32，34，33)之间的无线数据传输的方法，包含使用至少一个单载波导频(805)和用于使用多载波调制发送的数据的传输的至少一个信号(810，811)。本发明方法包括产生第一信号的传输信道的响应的估计(60)，所述估计考虑单载波导频信号和时间上与所述第一信号的至少一部分重合的导频信号的至少一部分。本发明还涉及发射机、接收机和相应的信号。

Description

无线数据传输方法及相应的信号、 系统、发射机和接收机

技术领域

本发明涉及电信领域，特别地，本发明涉及数据的传输和处理，特别是在小区网中和特别是以高吞吐量。

更精确地说，本发明涉及信道响应估计和使用该估计来均衡接收信号中的数据。

背景技术

第三代和随后的无线电话系统提议或允许要求非常高速宽带数据传输的许多服务和应用。分配给数据发送的资源(例如包含声音和/或固定或动画图像的文件)，特别是通过Internet网或类似的网络，将占用可用资源的绝大部分，以及将可能超出分配给应当保持近似恒定的话音通信的资源。

然而，提供给无线电话部件的用户的总吞吐量特别受可用频带宽度的限制。增加可用资源的传统解决方案是增加指定地域内的小区的密度。这产生了划分成相对小的小区的“微小区”的网络体系结构。该技术的缺点是要求增加为相对复杂和昂贵的元件的固定站(基站BS，根据UMTS标准被称为节点B)的数量。此外，尽管数据吞吐量高，但不是最佳的。此外，在较高层，很显然随着小区的数量并由此固定站的数量的增加，管理将变得更复杂。

在无线电信系统中，通常使传输信号经受回波，导致存在具有不同振幅和不同延迟的多个路径。这些路径的组合会导致接收机处的衰落，会非常严重地干扰接收。此外，由于环境和/或接收机是移动的，信道随时间改变。因此，在这些系统中需要有效手段来补偿对于信号的干扰，特别是估计信道响应和考虑该估计来均衡所接收的数据。这要求发送参考数据(特别是导频)。很显然，以损害有用数据来发送这些参考数据，导致降低有用吞吐量。这特别是第三代公用移动电信系统(UMTS)网络的情形。

此外，与现有的无线电话系统相似，开发中的第三代系统基于对称结构。因此，在3GPP(第三代合作伙伴项目)中定义的UMTS标准定义了用于主FDD(频分双工)链路的下行链路(基站到终端)和上行链路(终端到基站)之间的对称分布。还存在允许一些不对称的TDD(时分双工)链路。然而，面对下行链路上具有或不具有移动性的宽带Internet类型服务的用户需要，由此提供的不对称性受限。

还计划增加提供附加吞吐量的高速下行链路分组访问(HSPA)链路以便满足吞吐量方面的增加需要，特别是对多媒体应用。该链路基于分组数据传输，使用：

-扩频型(CDMA“码分多址”)的单载波调制(也称为单载波)，

-或例如OFDM(正交频分复用)类型的多载波(或副载波)调制(也称为多载波)。

因此，在第二种情况下，将共同使用CDMA信道(用于“基本”对称链路)和OFDM信道(用于附加数据传输链路)，这两个信道必须被单独处理(特别是解调和均衡)。

从插入OFDM信号中的导频进行信道估计以便允许均衡接收信号，以及正确地解码在OFDM信道上接收的数据，特别是在引入无线电信号的多个回波的噪声环境中。

OFDM的原理(参考图1和2所示)包括将频带划分成足够多个子通带以便信道具有多个路径，因此选频在每个子带中变得不可选。然后，信道在每个子带上变成倍增，便于均衡以及有效地降低传播信道的选择性。

图1示出在时间/频率平面内本身已知的OFDM信号。该信号包括分别对应于时间t1至tp的OFDM符号1641至164p序列。OFDM符号1641至164p的每一个包括由满(full)或空椭圆符号化的每个与频率有关的几个副载波。因此，符号1641包括与频率F1有关的第一副载波111、与频率F2有关的第二副载波等等直到与频率F64有关的第64个副载波为止。保留一些频率(用满椭圆的形式表示的相应副载波)以便发送导频，而保留其他频率以便传输数据(用空椭圆形式表示的相应副载波)。因此，例如，与频率F1有关的副载波111、112、11p用来传输数据，而与频率F2有关的副载波121、122、12p用作导频。

图2示出包括用图1所示的OFDM符号1641-164p的信号20的处理(本身已知)。

首先将信号20在基带中提供给解调器21，解调器21将接收的信号转换成将在以后处理的一系列样本。OFDM信号20包括几个符号的总和，每个符号在对应于一个OFDM符号的持续时间调制副载波。由于副载波彼此正交，OFDM解调器21将接收的信号投射到所有副载波上，因此，能由此提取信息符号。

然后，解调器20提供给导频符号提取部件22和均衡器24。

部件22从解调的OFDM信号中提取导频符号以便提供对应于内插部件23的时间/频率位置的信道值。

内插部件23根据从部件22输出的信道值，在整个时间/频率平面内进行信道估计并向均衡器24提供由此获得的信道估计。

均衡器24根据部件23所提供的信道估计，均衡由解调器21发送的信息符号，输出均衡的信息序列25。

CDMA信号的均衡处理完全不同于上述用于对应于多载波调制的信号的处理。

可以进行专用连续发送导频(被称为CPICH信道)的自相关以便在UMTS标准内均衡CDMA信号，以及更具体地说，使用多径信道来均衡单载波信号。多径信道包括分别受延迟和衰减影响的几个路径。

因此，在确定发送的导频经受的延迟τ_i后，自相关该信号。可以用下述传递函数h(t)的形式，模拟包括L个路径的传输信道。

$h\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(t\right)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)$

-α_i(t)表示沿第i个路径的信道系数；

-τ_i是与第i路径有关的延迟；

-t是时间；以及

-δ是Dirac分布。

发明内容

本发明的主要目的是克服根据现有技术的这些缺陷。

更具体地说，本发明的目的是提供一种用于通过无线电信道(因此，能是多径信道)传输数据的方法和设备，技术上相对容易实现并因此不太昂贵，适合于接收不同类型的数据(例如语音数据和低速或高速媒体数据)。

本发明的另一目的是提供一种改进可用资源的使用以及特别适合于在低速或高速(例如几兆位/秒)传输数据的数据传输技术。

本发明的另一目的是改进分配的频带的使用同时维护可靠和有效数据传输。

本发明的另一目的是提供一种即使在不令人满意的接收条件(特别是高位移速度和多径)下，允许数据接收(特别是以高吞吐量)的技术。

本发明的另一目的是提供一种允许改进在指定瞬间，在一个或多个移动终端之间的传输资源的分配的技术。特别地，本发明的目的是共享宽带传输资源。

本发明的另一目的是改进倾向于无线电移动传播条件的稳健性，特别是改进数据传输性能和/或通信终端的移动性。

为实现此，本发明提出了用于使用至少一个单载波导频和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个第一传输信号，在发射机和接收机之间进行无线电数据传输的方法，显著之处在于包括下述步骤：估计用于使用多载波调制发送的数据的第一传输信号的传输信道的响应，该估计考虑单载波导频，至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

特别地，导频是在传输期间，一些时间、频率和/或振幅特性对接收机来说已知的预定信号，其用来估计传输信道。

为描述说明书目的，规定至少部分所述导频在时间上与至少部分所述第一信号重合，指的是导频的全部或部分在时间上与第一信号的全部或部分重合。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于由估计考虑的导频部分完全与至少部分第一信号重合。

这导致更好地估计用于第一信号的传输信道的响应。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于导频和第一信号异步。

用这种方式，该方法易于使用，因为其限制更不严格。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于导频和第一信号同步。

因此，直接估计用于第一信号的信道的响应以及不需要外插(extrapolate)第一信号和导频的速率。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于传输信道上用于导频的频带包含用于第一传输信号的频带。

因此，用于基于多载波调制的第一传输信号，特别是用来获得整个频带上的信道的精确估计的整个频带用于均衡。如果传输信道上用于所述导频的频带不完全包含用于第一传输信号的频带，则有必要外插以获得有关对应于第一多载波传输信号的整个频带的信息，该外插提供比对于整个频带的估计更不可靠的结果。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于包括根据多载波调制发送的所述数据的均衡，所述均衡考虑用于所述第一传输信号的传输信道的估计响应。

因此，使用第一信号的均衡不需要使用插入多载波信号中的导频，这节省了通带。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于所述估计考虑对于所述导频进行的至少一个自相关。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于每个所述自相关与对应于所述传输信道上的路径的延迟有关。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，对于所述传输信道上所述发射机和所述接收机之间并对应于小于确定的最大极限的延迟的每一路径，进行所述自相关。

因此，可精确地估计整个传输信道以及不需要确定回波。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，包括选择所述传输信道上所述发射机和所述接收机之间的路径的步骤，以及对于所述选择步骤中选择的每一路径进行所述自相关。

因此，简化了方法的使用，这对于节省硬件资源(电子部件、硅表面面积或CPU时间)和/或能源(特别是在移动终端的情况下，因为它由具有有限持续时间的电池供电)特别有用。

在单载波移动系统中，通常基于回波确定来选择路径。因此，该步骤不浪费任何另外的资源。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，包括考虑所述自相关来确定频率响应的步骤。

因此，可以提供时间和频率信道估计，特别适合于在多载波信号上发送的数据的均衡。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，包括提供与用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的符号的每一副载波有关的至少一个系数的傅立叶变换步骤。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于所述导频是扩频型。

因此，本发明允许与扩频系统(特别是UMTS型)兼容，因为专用于处理扩频信号的元件能有利地用于均衡在多载波信道上发送的数据。

此外，因为不需要管理两个独立的传输信道(插入导频、信道估计等等)，简化了数据传输方法的使用，仅单载波信道包括导频。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于用于使用多载波调制发送的数据的第一传输信号不包括导频符号。

因此，该方法允许节省通带，特别地，改进全球传输速率(或有用的数据吞吐量)。

还允许改进分配给用于指定最大传输功率的信息符号的能量。

还降低多载波信号包络的波动。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于所述第一传输信号是OFDM型。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于所述第一传输信号是IOTA型。

当多载波信号是IOTA型时，使用该方法特别有利，因为在这种情况下，不使用用来消除IOTA多载波信号中的导频干扰的第一冠型处理(crown type processing)。因此，本发明能利用IOTA调制(特别是缺少保护间隔，从而增加数据传输速度)，同时易于实现。

应注意到在1995年5月2日提交的专利FR-95 05455中定义了IOTA(各向同性正交变换算法，Isotropic Orthogonal TransformAlgorithm)型调制。IOTA调制主要基于将发送到数字接收机的多载波信号，对应于每个对应于一系列符号的几个主要副载波的频率多路复用，两个连续符号被分开符号时间τ₀，两个相邻副载波间的间隔v₀等于符号时间τ₀的倒数的一半，以及使每个副载波通过大于副载波之间的间隔v₀两倍的带宽，整形滤波其频谱，选择上述滤波使得每个符号大大地集中在时域和频域中。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，所述发射机还在单载波信道上将第二数据传输信号发送到接收机，根据作为所述导频信号的功能而确定的信道估计来均衡所述信号。

因此，单载波频道能用于传输信息数据和/或信令数据，根据单载波导频的信道估计来均衡在单载波信号上发送的数据以及在多载波信号上发送的数据。因此，本发明允许广泛应用，特别是数据传输，例如在单载波信道上以低速，以及在多载波信道上以高速，以及与现有的无线电通信标准(特别是UMTS标准以及基于单载波信道的使用的更公用的移动网络标准)兼容。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，所述发射机和所述接收机属于移动通信网。

因此，该方法特别适合于朝向移动终端和/或在移动环境中的传输条件。特别地，使得可以使用具有多个回波的不稳定信道。

还特别适合于使用基站和终端之间的通信。特别地，一个有利实施例包括基站和终端之间的两个下行链路信道，一个信道是带导频单载波型，以及另一个是不带导频多载波型。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于所述发射机属于所述移动通信网中的基站，以及所述接收机属于终端，所述基站只要需要，发送所述导频信号并使用多载波和高速调制来发送所述第一数据传输信号。

因此，该方法特别适合于移动网络中在基站和终端之间传输，以及更精确但不排它地，适合于使用多载波调制在基站和终端之间的下行链路上的高速传输(特别对大于1Mbit/s的速度的数据传输)。在这种情况下，能在基站和终端之间提供双向链路。

-基站在多载波信道上发送数据，和在单载波信道上以低速发送导频以及可能信令和/或信息数据，

-终端在单载波信道上将信令和/或信息数据发送到基站。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于包括生成与用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号有关的参考时钟的步骤，参考时钟的所述生成考虑所述单载波导频，以及所述参考时钟输出用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的传输信道的响应的估计。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，包括使用多载波调制发送的数据的均衡，用于使用多载波调制发送的数据的第一传输信号包括导频符号以及所述参考时钟输出所述均衡。

因此，特别地，如果传输信道非常有噪声和/或被干扰，则保留仅包含导频的OFDM符号没有什么意义。因此，优化对应于多载波调制的有用通带，考虑单载波导频来确定接收机对于发射机的参考时钟和/或频率从属。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，使用至少两个传输模式用于使用多载波调制发送的数据，使用多载波调制发送的数据的第一传输信号根据第一模式包括导频符号以及根据第二模式不包括导频符号。

根据一个特定特性，该方法显著之处在于，包括从所述第一模式转换到所述第二模式以及反之亦然作为使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的接收质量的函数的步骤。

因此，优化使用与通信有关的通带和有用吞吐量同时允许良好的传输质量，当接收质量足够时，对于多载波信号没有导频的通信模式是优选的，另一方面，如果没有多载波信号上的导频的接收质量不足，则使用具有单载波信号和多载波信号上的导频的通信模式，并且增加或减少导频的数量作为接收质量的函数。

本发明还涉及使用至少一个单载波导频和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个传输信号的无线电数据接收设备，显著之处在于，所述设备包括用于估计用于使用多载波调制发送的数据的所述传输信号的传输信道的响应的部件，所述估计考虑所述单载波导频，以及至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

本发明还涉及使用至少一个单载波导频和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个传输信号的无线电数据发送设备，显著之处在于，所述设备包括调制不具有导频的传输信号的部件，所述导频被设计成允许估计用于使用多载波调制发送的数据的所述传输信号的传输信道的响应，所述估计考虑单载波导频以及至少部分所述导频在时间上与至少部分所述第一信号重合。

本发明还涉及包括至少一个单载波导频信道和多载波数据传输信道的无线电传输信号，显著之处在于，所述多载波数据传输信道不具有导频，所述单载波导频信道被设计成允许估计用于使用多载波调制发送的数据的传输信道的响应，所述估计考虑所述单载波导频，以及至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

本发明还涉及蜂窝型电信系统，使用至少一个单载波导频信道和一个多载波数据传输信道，显著之处在于，所述多载波数据传输信道不具有导频，所述单载波导频信道用来允许估计用于使用多载波调制发送的数据的传输信道的响应，所述估计考虑单载波导频，以及至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

设备、数据传输信号和系统的优点与数据传输方法的优点相同，因此，在此不再详细地描述它们。

附图说明

在阅读简单地示为示例性和非限制例子及附图的优选实施例的下述描述后，本发明的其他特征和优点将变得清楚，其中：

-图1示出本身已知的OFDM信号的例子；

-图2示出根据图1的OFDM信号的均衡的框图；

-图3示出符合根据特定实施例的本发明的移动通信网；

-图4描述与用在图3的网络中的固定站有关的发送-接收模块；

-图5描述与用在图3的网络中的终端有关的发送-接收模块；

-图6示出用在图5的发射机/接收机中的均衡部件；

-图7示出根据本发明的变形的均衡部件；

-图8示出图3的移动通信网络中的通信协议；以及

-图9示出根据本发明的一个变形实施例，用在图5的发射机/接收机中的均衡部件。

具体实施方式

通过本身已知以及参考图1所示的技术，存在几个缺点，包括单独解调和均衡单载波信道和多载波信道。

特别地，全局传输速度(global transmission speed)(或有用数据吞吐量)不是最佳。

对于指定最大传输功率，该技术还降低分配给信息符号的能量。

在发送和接收方面实现相对复杂，因为特别地，必须管理两个独立的信道。

此外，在OFDM调制的环境下，特别地，由于导频符号的能量大于其他OFDM符号的能量以及在时间/频率平面中不连续地分布导频符号而生成附加包络波动，导致增加包含导频符号的OFDM符号的能量。

现有技术的另一缺陷在于，当使用一些其他类型的调制(特别是OFDM/OQAM)时，要求附加处理。在这种情况下，信道在副载波之间引入干扰以及不可能直接获得信道估计。

另一方面，本发明的一般原理基于传输与多载波信道(例如OFDM类型)上的数据传输有关的单载波导频(例如像用在UMTS情况下的CPICH类型)。由导频输出的信道估计用来均衡多载波信道。最好在对应于OFDM符号的长度的长度上自相关导频，然后，例如通过对其应用Fourrier变换(离散或快速)在频域中变换该估计，以提供解调的OFDM信号的均衡。

根据本发明的一个变形，仅考虑最相关延迟，以简化的方式处理导频。

参考图3，提供使用本发明的移动无线电话网的框图。

例如，网络将部分地与由3GPP委员会制定的UMTS(公用移动通信系统)标准兼容。

网络包括由基站(BS)31管理的小区30。

小区30本身包括基站31和终端或用户设备(UE)32、33和34。

终端32、33和34能通过上行链路和下行链路，与基站31交换数据(应用类型层)和/或信令数据。因此，能通过下述，通信连接终端32和基站31：

-单载波下行链路310，允许与终端32传输信令和/或通信控制数据以及传输导频；

-单载波上行链路311，也允许传输信令和/或通信控制数据；以及

-多载波下行链路312，没有导频，例如OFDM类型，允许从基站31到终端32的高速数据传输。

缺省地，终端处于待机模式，换句话说，处于除通信模式外，但存在且可用于通信的模式。在第一通信模式下，这些终端特别地监听在下行链路上由基站31使用单载波调制发送的信号。在下述信道上发送这些信号：

-对应于提供给通信协议中的高层的服务的公用传输信道，特别是在BCH(广播信道)和PCH(寻呼信道)上，以及

-对应于通信协议的物理层的公用传输信道，特别是在CPICH上(公用导频信道)。

由第三代(3G)移动网络使用的单载波信道对移动网领域的技术人员是非常公知的，特别是在如名为“3^rd Generation ParnershipProject；Technical Specification Group Radio Access Network；Physical Channels and mapping of transport channels onto physicalchannels(FDD)release 1999”参考3GPP TS25.211并由3GPP出版局分发的标准中所规定的。因此，将不更详细地描述这些信道。

图4示出属于用在网络30中的基站31的发送-接收模块40。

模块40特别包括：

-单个或多个天线43；

-双工器47；

-接收信道41；以及

-发送信道42。

天线43通过双工器47连接到接收信道41和发送信道42的每一个。

接收信道41设计成处理单载波上行链路311以及在输出44上，提供由天线43接收的解码数据。将不更详细地描述该信道41，因为对本领域的技术人员来说其用途是非常公知的。

发送信道42设计成：

-在单载波下行链路310上发送导频4211和信令和/或通信控制数据；

-在多载波下行链路312上发送低速或高速数据46。

发送信道42包括：

-调制器429，设计成生成始于参考码45的CPICH导频4211；

-调制器4210，设计成根据OFDM多载波调制来调制数据46；

-数字信号处理器(DSP)428；

-有关I信道(同相信道)和Q信道(正交相位)的数字模拟转换器426，427；

-由合成器425控制的中频调制器424；

-通带滤波器423；

-混频器421和捷变合成器422，用于将信号变换成传输频带中的中频；以及

-功率放大器420。

DSP428与用于下述组合的硬件加速器有关：

-将发送的单载波信号(包括CPICH导频信道4211和可能包含控制数据的信号、信令数据和/或将在单载波信道上发送的有用信息)；以及

-OFDM型多载波信号4212，表示将发送的有用信息46。

与参考图1所示的帧不同，在这种情况下，OFDM信道仅发送有用数据以及不包括与导频有关的副载波。

此外，最好，同步组合导频信道4211和多载波信号4212(OFDM符号与CPICH码符号重合)。根据一个变形，异步组合导频信道4211和多载波信号4212。

图5示出属于用在网络30中的终端32至34之一的发送-接收模块50。模块50设计成与参考图4所示的模块40通信。

模块50特别包括：

-单个或多个天线53；

-双工器57；

-接收信道51；以及

-发送信道52。

天线53经双工器57连接到接收信道51和发送信道52。

发送信道52设计成处理单载波上行链路311。它将单载波调制信号提供给天线53，用于在上行链路311上发送存在于输入54上的数据。用本领域的技术人员非常公知的方式使用该信道52，并不再描述。

接收信道51设计成接收：

-单载波下行链路310上的导频和信令和/或通信控制数据；以及

-多载波下行链路312上的高速数据。

接收信道51包括：

-低噪声放大器510；

-混频器511和捷变合成器512，设计成将在传输频带中接收中的信号变换成中频信号；

-通带滤波器423，以中频为中心，并具有对应于用于传输信号的宽度的带宽；

-由合成器515控制的基带I/Q转换器514；

-有关I信道(同相信道)和Q信道(正交相位)的数模转换器516、517；

-设计成分离单载波信号和多载波信号的数字信号处理器(DSP)518；以及

-均衡部件519，设计成解调和均衡由DSP518输出的单载波信号和多载波信号。

图6示出均衡部件519，包括：

-接收在单载波中调制并由DSP518输出的基带信号的CPICH输入；

-接收在多载波(OFDM型)中调制并由DSP518输出的基带信号的OFDM输入。

CPICH输入尤其包括CPICH型信号以便估计传输信道。

均衡部件519还包括：

-估计部件60，设计成由单载波导频估计信道；

-OFDM解调部件64；以及

-OFDM均衡单元66。

部件60接收CPICH型单载波信号作为输入并尤其包括：

-自相关部件600；以及

-Fourrier变换部件602。

自相关部件600进行信道估计作为CPICH信号的函数，更精确地说，对于延迟τ1至τn的每一个进行CPICH信号的自相关，其中，τ1对应于直接路径，τ2对应于第二路径，以及τn对应于更长路径(被选路径的每一个对应于直接路径或相关回波)。由此计算n自相关。通常，τk等于因子k乘以CPICH码的码片周期Tc(等于1/3840000秒，在UMTS标准的情况下，其约为0.26μs)的乘积，其中，k优选为整数或0.5的倍数。

使用下述自相关等式，获得对应于延迟τk的信道系数：

$h\left({\mathrm{\τ}}_k\right)=h\left(\mathrm{kTc}\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}\mathrm{CPICH}\left(r\right)\·\mathrm{CPICH}(t-\mathrm{kTc})\mathrm{dt}$

考虑CDMA码长度等于256，以及信号最好被数字处理，上面给出的自相关等式的采样版本被写为：

$h\left(k\right)=\frac{1}{256}\underset{i=0}{\overset{i=255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{CPICH}\left(i\right)\·\mathrm{CPICH}(n-i)$

根据本发明的一个优选实施例，与CPICH符号同步发送OFDM符号。这种情况下，在对应于CPICH码符号(或类似地，在不同信号间的同步的情况下，对应于OFDM符号)的窗口上使用自相关函数。

根据本发明的另一实施例，异步地传输ODFM符号和CPICH码符号。在这种情况下，可以使用几种变形：

-根据第一变形，计算在时间上最接近所考虑的OFDM符号的CPICH符号的自相关(其允许相当简化使用，因为在局部CDMA网络的情况下，该自相关通常需要用于其他用途)；

-根据第二变形，对于至少部分与所考虑的OFDM符合相交的CPICH符号，计算自相关，以及内插获得的自相关以便输入到信道频率估计操作中；

-根据第三变形(提供用于所考虑的OFDM符号的最可靠信道估计)，对于第一CPICH码的末尾以及第二CPICH码的开始，计算自相关，被选自相关同步地与所考虑的OFDM符号重合。

在所有情况下，所提出的关联的持续时间与所考虑的OFDM符号的持续时间相同。

自相关部件600将所做的自相关的n个结果在n个输出601上发送到部件602，n个结果的每一个与输出601之一相关联。

然后，部件602对于n个自相关结果集进行具有的长度n的Fourrier变换，从而获得相应的频率响应。将n选择为大于或等于用在OFDM信道中的副载波的数量。因此，如果OFDM信道中的副载波使用3.75kHz频带，以及如果在1024个副载波上调制每个OFDM符号，所获得的有用频带为3.84MHz。在这种情况下，部件602使用具有1024长度的快速Fourrier变换(FFT)，于是在所考虑的3.84MHz频带上，可获得1024个信道系数。

作为变形，如果OFDM副载波的数量不是2的幂，则部件602最好使用具有适当长度的离散Fourrier变换(DFT)。因此，如果每个OFDM信道副载波具有等于3.75kHz的频带宽度以及如果在600个副载波上调制每个OFDM符号，所获得的结果是约2MHz的有用频带以及部件602使用提供600个系数的长度600的DFT。

所获得的结果是可用于OFDM均衡的频率信道估计。根据一个优选实施例，在相应的OFDM符号的持续时间上关联CPICH信号。对每个OFDM符号，由此产生一个新的关联(因此，一个新的信道估计)。根据一个变形，可将单个估计视为对于几个OFDM符号有效，特别是当接收机估计信道足够稳定时(特别地，能节省接收端上的资源(CPU时间、电池等等))。

同时，部件64解调输入中的OFDM信号，向OFDM均衡单元66输出解调的OFDM符号。

接收同时分别由部件602和部件64发送的信道估计和解调的OFDM符号，均衡单元均衡OFDM符号作为信道估计的函数并输出对应于所处理的OFDM符号的信息数据。使用考虑信道估计的不同方法，可以实现均衡化。第一相对简单的均衡方法包括将所接收的OFDM符号乘以信道共轭(其允许相位校正)。根据另一均衡方法，由信道划分OFDM符号。根据另一方法，使用从OFDM符号输出的数据的MMSE(最小均方误差，Minimum Mean Square Error)型均衡。

图7示出根据简化它们的使用的发明的一个变形的均衡部件79。

均衡部件79和519(参考图6所示)之间的主要差别基于与自相关确定有关的路径确定。公用于均衡部件79和519的元件具有相同的标记以及将不再详细描述。

根据该变形，接收机使用回波检测和r个相应延迟τ1至τr的估计(例如，从主同步信道开始)(UMTS标准中的“主SCH”)。

均衡部件79包括：

-估计部件70，设计成估计从单载波导频开始的信道；

-OFDM解调部件64；以及

-OFDM均衡单元66。

估计部件70接收单载波CPICH型信号作为输入，以及考虑r个延迟τ1至τr的列表，以及尤其包括：

-自相关部件700；以及

-Fourrier变换部件602。

自相关部件700做出信道估计作为CPICH信号的函数，以及更精确地说，对于将使用的延迟τ1至τr的每一个，进行CPICH信号的自相关(使用类似于用在自相关部件600中的方法和变形)。

自相关部件700在n个输出601上，将下述发送到Fourrier变换部件602：

-对应于延迟τ1至τr所做的r个自相关结果；以及

-对应于未被选择的(n-r)个延迟的(n-r)个空自相关值。

n个发送值的每一个与输出601之一相关联。

根据一个变形，自相关部件700进行信道估计作为CPICH信号的函数，以及更精确地说，对于等于或几乎等于延迟τ1至τr的延迟τ1至τm的每一个，进行CPICH信号的自相关。根据该变形，如果一个延迟与所考虑的τi相差不超出p个码片周期Tc，则该延迟接近等于延迟τi，其中，P最好等于2(但能是其他值，例如1或3)。因此，如果延迟τi对应于所识别的回波，则最好对于延迟τi-2Tc、τi-Tc、τi、τi+Tc和τi+2Tc，由部件700进行自相关。随着P值增加，估计将更精确。另一方面，随着P值变得更小，自相关部件700的使用将更简单。

根据其他变形，例如通过内插CPICH信号而使用和获得的延迟为码片时间Tc的非整数倍。

图8示出在使用信道310至312的通信期间，基站31和终端32之间的通信协议。该协议包括两个阶段：建立主要包括信令数据交换的通信的阶段80和使用OFDM信道用于高速数据传输和CPICH信道用于估计传输信道的通信阶段81。

在建立通信的阶段80期间，基站31在下行链路SCH上将信号800发送到存在于小区30中的终端，特别是终端32。因此，在基站31的SCH信道上同步终端32。

应注意到，基站31定期发送该SCH信号以及只要终端32的同步降低超出某一预定阈值，再次在基站31上同步它。

基站31还在BCH信道上发送信号801。该向下信号通知终端32有关它应当监听哪一PCH信道。因此，在接收该信号后，终端32开始监听由信号802表示的PCH信道。

然后，基站31在信号801所表示的PCH信道上，将信号发送到终端32，该信号用来检测呼入呼叫。

然后，假定终端32想初始化通信，它在RACH(为对应于信道访问高层服务的公用信道的随机访问信道)上发送信号803，该信号803通知基站31终端32正请求应当建立通信。

然后，基站31使用第一通信模式(具有单载波)，在也为对应于高层服务的公用信道的FACH(快速访问信道)上发送通信信道分配信号804。

对应于第一通信模式的信号与由UMTS标准定义的前两层(物理和链路层)兼容。根据本发明，基站在层3指示何地、何时和如何监听OFDM。

然后，终端32开始监听根据本发明特别用来估计传输信道的CPICH导频信道805。基站31连续地发送CPICH导频信道805。

然后，在终端32和基站31之间建立通信。

移动台通过PRACH上行链路806(对应于RACH信道的物理信道)发送请求，同时监听FACH信道804以便具有如在现有的UMTS-FDD标准中指定的、来自网络的响应。如果网络确定将发送到移动台的信息量大，以及特别地，如果通过FACH信道可用的吞吐量不足，则基站31通过对应于第一通信模式的FACH信道804通知终端32它应当监听用于数据传输的相关OFDM信道。

因此，根据本发明，被称为使用OFDM调制的OFDM信道的公用信道与RACH/FACH公用信道成对使用(换句话说，终端发送RACH请求以及基站通过FACH帧进行响应，通知终端32使用第二多载波通信模式，在基站31和终端32之间进行数据传输)，而不改变RACH(上行链路)和FACH(下行链路)的物理传输特性。

FACH信道具有允许移动终端正确地监听OFDM信道的信令信息。FACH信道指示何时(换句话说，用于终端的块开始和停止的时刻)、何地(在频带中，传输不一定使用整个可用频带)以及如何(编码格式、交错等)监听OFDM信道以便接收所关心的数据块。缺省地，基站使用具有预定特性(符号时间、副载波之间的间隔以及参考符号或导频符号的分布)的OFDM调制。根据一个变形，基站将动态地优化这些特性，将它们用作传播信道的特性的函数。

因此，基站31和终端32之间的通信切换成使用没有导频的多载波调制的第二通信模式(阶段81)，最好保持CPICH单载波导频信道的传输。因此，基站31通过连续和后续信号810、811，在OFDM公用信道上发送数据，由基站31连续地发送CPICH单载波导频以便终端32能正确地估计传输信道。

然后，终端32能在RACH信道上发送层2确认。

在通信结束时，终端32和/或基站31通过FACH信道，指示结束通信。

图9示出根据本发明的一个变形实施例，当传输信道非常有噪声和/或干扰(例如受到强Doppler型效应或当根据本发明的一些实施例OFDM信号不具有导频符号时，具有使信号衰落，即难以处理的多回波的环境)时，特别适合用在终端32中的均衡部件。

根据现有技术，对于这种信道，本领域的技术人员将不仅将例如包括与导频有关的10％的副载波插入OFDM信号中(如图1所示)，而且插入仅包括导频型副载波的训练序列。不包含任何数据的这些符号占OFDM符号的百分之几(例如10％)，相应地降低了能用于数据的可用通带。

根据参考图9所示的本发明的变形，发射机连续地发送CPICH信号和使用OFDM调制的数据到使用均衡部件90的接收机。根据该变形，一些OFDM符号包括导频以进行频率估计。均衡部件90首先由CPICH信道进行频率估计以便从接收机到发射机固定参考时钟的频率(在13MHz的时钟也称为VTCXO，特别地符合由3GPP(第三代项目合作伙伴)标准化委员会定义的GSM和UMTS标准(特别地，标准文献TS25.101)。接收机的参考时钟与发射机的参考时钟不同。通常由于Doppler效应或参考时钟(通常移动终端时钟)的偏移，在该时钟的频率方面存在偏移。均衡部件90还解调OFDM信号并考虑由CPICH信道所做的频率估计来均衡它。

均衡部件90包括：

-接收以单载波调制并由DSP518输出的基带信号的CPICH输入；

-接收以多载波(OFDM型)调制并由DSP518输出的基带信号的OFDM输入。

特别地，CPICH输入包括用于估计参考频率的CPICH型信号。

均衡部件90还包括：

-频率估计部件91，设计成估计对应于从单载波导频接收的信号的频率；

-振荡器97；

-频率合成器98；

-信道估计部件96；

-OFDM解调部件93；以及

-OFDM均衡单元95。

部件91接收CPICH型单载波信号作为输入。它们进行CPICH信号的非相干解调，尤其包括CPICH信号的自相关(解扰)，提供CPICH符号的时间估计，由此计算CPICH信号中两个连续符号之间的相位(特别地，使用瑞克接收机、加权和并与一阶滤波器集成以便校正极其强的波动)。部件91由此输出用于振荡器97的导频从属的信号，振荡器97生成与在整个接收机中接收的信号有关的13MHz的参考时钟。

频率合成器98生成由参考时钟导出的数字时钟CLK92，以及将该时钟92发送到均衡部件90的不同部分。

根据图9所示的变形，对于OFDM符号来说，不需要与CPICH符号同步发送。从同一参考时钟仅获得OFDM和CPICH信号的传输频率(因为RF载波不一定相同)。

由此结果是用于OFDM均衡并由部件90输出到发射机/接收机的其他部分，特别是频率估计部件91、信道估计部件96、OFDM解调部件93以及OFDM均衡单元95的频率或参考时钟CLK92。在闭环中强制同步该结果。

部件93使用参考时钟92来解调输入中的OFDM信号并将解调的OFDM符号输出到OFDM均衡单元95。

信道估计部件96考虑由部件93解调的符号和参考时钟92以便提供由OFDM信号确定的、用于均衡部件95的振幅和相位校正。

均衡单元95同时接收分别由部件91、96和93发送的时钟92、信道估计和解调的OFDM符号94。单元95均衡从参考时钟92开始的OFDM符号并作为与OFDM符号有关的信道的时间估计的函数，然后，在输出55上输出对应于所处理的OFDM符号的信息数据。

在接收机中，均衡部件90用在发送-接收模块50中：

-代替上述均衡部件519，用于特别适合于任何信道类型(具有高或低噪声)的该相对简单实现；

-或与部件519结合。

结合部件90和部件519的接收机特别适合于优化有用通带，而与信道干扰无关。这种接收机和相应的发射机最好使用在具有或不具有导频的OFDM信号的处理之间变化的动态管理；当信道非常吵杂时，OFDM信号包括导频以及接收机使用CPICH信道用于估计参考频率以及使用OFDM信道用于信道的时间估计，使用类似于部件90的部件；另一方面，当信道不太吵杂时，发射机发送不具有导频的OFDM信号，以及使用类似于部件519的部件的接收机估计从CPICH信号开始的信道以便均衡OFDM信号。则发射机和/或接收机包括当OFDM信号不具有导频时，识别良好或不良接收的部件，或识别考虑所需服务质量(例如通带需要；因为当没有导频时出现最佳通带，当通带需要高时，优选无导频模式)，最适合于该信道的传输模式的更公用部件。发射机和接收机例如，以类似于参考图8所述的方式，通过RACH和FACH信道同意该传输模式，以及发射机和接收机使用处理不同通信模式(没有OFDM导频或或多或少具有OFDM导频)的部件。

缺省地，根据第一通信模式，基站最好使用无导频的OFDM调制。如果对终端32来说，接收质量不足以利用基于CPICH信道的信道估计来解调和均衡OFDM信号，则基站转换到第二通信模式。在第二通信模式中，一些OFDM符号包括用于进行频率估计的导频以及均衡部件90从用来固定参考时钟的频率的CPICH信道开始进行频率估计，如上参考图9所示。很显然，如果接收质量提高(特别是由于降低噪声或增加所接收的信号的功率以便能降低信噪比)，则基站转换到第一通信模式以便优化有用吞吐量。

在网络中可出现两种情形，其中基站(发射机)与几个终端(接收机)通信：

-根据第一情形，按时间(例如使用TDMA(时分多址)协议)多路复用通信，在任何指定时间，仅有一个无线电链路有效以及根据相应接收机的功能，根据第一或第二模式中的OFDM调制来发送数据；

-根据第二情形，按频率(例如使用FDMA(频分多址)协议)以及可能按时间多路复用通信，然后，几个无线电链路能同时有效；在任何指定时间，由于OFDM导频使用根据第二模式分配的整个频带，所有OFDM通信使用具有导频(第二模式)或没有导频(第一模式)的相同模式；对于分配给一个或多个接收机的每个时间间隔，基站使用任何规则(例如，至少n个终端的接收质量不足以允许它们利用基于CPICH信道的信道估计来解调和均衡接收的OFDM信号)，确定最适当的通信模式；n是阈值参数以及可以例如等于1或任何另一预定或动态更新值(特别由终端的数量而定)。

此外，根据本发明，尤其是实现第一和第二模式(或两个之一)的网络被设计成与不使用CPICH型信道的网络在一起，尤其与被设计成在OFDM符号包含更多导频的第三模式下通信的基站(例如，根据第三通信模式，使用公知的现有技术调制状态，其中，OFDM符号的90％包含与导频有关的10％的副载波，以及训练序列仅包括导频型副载波)。

很显然，本发明不限于上述示例性实施例。

特别地，本领域的技术人员能将任何变形引入所使用的单载波和多载波调制的定义中。特别地，单载波调制可以是调相型(例如，PSK(相移键控)，或GMSK(高斯最小频移键控)或调幅型(特别是FDK(频移键控)，或QAM(正交调幅))。类似地，本领域技术人员能在所使用的多载波调制的类型方面做出许多改进。因此，调制能是例如在由Wavecom Company于1998年4月10日提交的专利FR-98 04883中特别描述的OFDM型或在1995年5月2日提交的专利FR-95 05455中所述的IOTA型调制，它们的内容在此引入以供参考。

本发明不限于UMTS或3G网络，而包括固定或移动发射机和固定或移动接收机(例如对应于两个终端，网络体系结构站和终端，或两个网络体系结构站)之间的通信，特别是当需要高频谱效率和/或节省通带时。因此，例如，本发明的可能介质包括图像、声音和/或数据的地面数字无线电广播系统，至移动终端的宽带数字通信系统(在移动网络中，无线LAN或用于传输到或来自卫星)，以及使用声传输信道的海底传输。

存在本发明的许多应用，以及它们能特别用于Internet型宽带服务(如果本发明应用于UMTS，RACH信道的低速，尽管远高于GSM加上OFDM信道的非常高速，满足这些服务的需要)。

除信道估计外，本发明允许使用单载波信道来执行专用于OFDM信道的处理，以及特别地，按时间或频率初始同步或监视同步、测量信道质量和自适应调制等等。

Claims (27)

1.用于发射机(40，31)和接收机(50，32，34，33)之间的无线电数据传输的方法，使用至少一个单载波导频信号(805)和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个第一传输信号(810，811)，

其特征在于，所述方法包括步骤(60)，估计用于使用多载波调制发送的数据的第一传输信号的传输信道的响应，所述估计考虑单载波导频信号，至少部分所述导频信号在时间上与至少部分所述第一信号重合。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，由所述估计考虑的所述导频信号部分完全与至少部分所述第一信号重合。

3.如权利要求1和2中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述导频信号和所述第一信号异步。

4.如权利要求1和2的任何一个所述的方法，其特征在于，所述导频信号和所述第一信号同步。

5.如权利要求1至4中的任何一个所述的方法，其特征在于，传输信道上用于所述导频信号的频带包含用于所述第一传输信号的频带。

6.如权利要求1至5中的任何一个所述的方法，其特征在于，包括均衡(66)根据多载波调制发送的所述数据，所述均衡考虑用于所述第一传输信号的传输信道的所述估计的响应。

7.如权利要求1至6中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述估计考虑对于所述导频信号进行的至少一个自相关(600)。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述自相关的每一个与对应于所述传输信道上的一个路径的延迟相关联。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，对于所述传输信道上所述发射机和所述接收机之间的并对应于小于确定的最大极限的延迟的每一路径，进行所述自相关。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，包括选择所述传输信道上所述发射机和所述接收机之间的路径的步骤，以及对于所述选择步骤期间所选择的每一路径，进行所述自相关。

11.如权利要求7至10中的任何一个所述的方法，其特征在于，包括考虑所述自相关来确定频率响应的步骤。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，包括傅立叶变换步骤(602)，提供与用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的符号的每一副载波有关的至少一个系数。

13.如权利要求1至12中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述导频信号是扩频型。

14.如权利要求1至13中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述第一传输信号是OFDM型。

15.如权利要求1至13中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述第一传输信号是IOTA型。

16.如权利要求1至15中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述发射机还在单载波信道上将第二数据传输信号发送到接收机，由作为所述导频信号的函数而确定的信道估计来均衡所述信号。

17.如权利要求1至16中的任何一个所述的方法，其特征在于，所述发射机和所述接收机属于移动通信网。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述发射机属于所述移动通信网中的基站，以及所述接收机属于终端，所述基站只要需要，发送所述导频信号和使用多载波和高速调制发送所述第一数据传输信号。

19.如权利要求1至18中的任何一个所述的方法，其特征在于，用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号不包括导频符号。

20.如权利要求1至19中的任何一个所述的方法，其特征在于，包括生成与用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号有关的参考时钟的步骤(98)，参考时钟的所述生成考虑所述单载波导频信号，以及所述参考时钟输出用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的传输信道的响应的所述估计。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，包括均衡(95)使用多载波调制发送的所述数据，用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号包括导频符号以及所述参考时钟输出所述均衡。

22.如权利要求1至21中的任何一个所述的方法，其特征在于，使用至少两个传输模式用于使用多载波调制发送的数据，根据第一模式，用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号包括导频符号，以及根据第二模式不包括导频符号。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，包括作为用于使用多载波调制发送的数据的所述第一传输信号的接收质量的函数，从所述第一模式转换到所述第二模式以及反之亦然的步骤。

24.使用至少一个单载波导频信号(805)和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个传输信号(810，811)的无线电数据接收设备(50，32，33，34)，

其特征在于，所述设备包括部件(60)，用于估计用于使用多载波调制发送的数据的所述传输信号的传输信道的响应，所述估计考虑所述单载波导频信号，以及至少部分导频信号在时间上与至少部分第一信号重合。

25.使用至少一个单载波导频信号(805)和用于使用多载波调制发送的数据的至少一个传输信号(810，811)的无线电数据发送设备(42，31)，

其特征在于，所述设备包括调制部件(42)，用于不具有导频的所述传输信号，所述导频信号被设计成允许估计用于使用多载波调制发送的数据的所述传输信号的传输信道的响应，所述估计考虑所述单载波导频信号，以及至少部分所述导频在时间上与至少部分所述第一信号重合。

26.包括至少一个单载波导频信道(311)和一个多载波数据传输信道(312)的无线电数据传输信号，其特征在于，所述多载波数据传输信道不具有导频，所述单载波导频信道被设计成允许估计(60)用于使用多载波调制发送的数据的传输信道的响应，所述估计考虑所述单载波导频，以及至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

27.蜂窝型电信系统，使用至少一个单载波导频信道(311)和一个多载波数据传输信道(312)，其特征在于，所述多载波数据传输信道不具有导频，所述单载波导频信道用来允许估计(60)用于使用多载波调制发送的数据的传输信道的响应，所述估计考虑单载波导频，以及至少部分导频在时间上与至少部分第一信号重合。

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