JP4531740B2

JP4531740B2 - コヒーレント光受信機

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Publication number: JP4531740B2
Application number: JP2006338606A
Authority: JP
Inventors: 剛司星田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2006-12-15
Filing date: 2006-12-15
Publication date: 2010-08-25
Anticipated expiration: 2026-12-15
Also published as: CN101207444B; US8014685B2; EP1933478A1; US20080145066A1; JP2008153863A; EP1933478B1; CN101207444A

Description

本発明は、光伝送システムに用いられる光受信機に関し、特に、信号光の偏波状態に依存しないコヒーレント受信方式の光受信機に関する。

４０ギガビット毎秒（Ｇｂｉｔ／ｓ）以上の超高速光伝送システムを実現するために、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying）変調方式の送受信機が開発されている。今後、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送受信機の光雑音耐力を一層改善すると共に、大きなサイズを占めている光可変分散補償器を、強力な電気的信号処理で代用するなどして小型化することが望まれている。それらを実現する手段として、例えば、ホモダイン（homodyne）方式、イントラダイン（intradyne）方式またはヘテロダイン（heterodyne）方式等のコヒーレント受信方式を採用することが有望であり、検討されている（例えば、非特許文献１参照）。コヒーレント受信方式によれば、光雑音耐力が３ｄＢ改善すると共に、遅延直接検波と比較して、光電変換後の電気的信号処理による波長分散歪の補償能力が格段に増大すると考えられている。

しかし、上記のコヒーレント受信方式では、光受信機に具備する局部発振光源から出力される局部発振光の偏波状態が、受信した信号光の偏波状態と直交していると受信ができないという原理的な問題点がある。光伝送路を伝搬して受信される信号光の偏波状態は、光伝送路の状態によって常に変動するため、上記の問題点を解決するための仕組みが重要である。

コヒーレント光受信機の偏波依存性をなくすための従来技術としては、例えば、次に示すような方式等が知られている（例えば、非特許文献２，３参照）。
（Ｉ）無限追従自動偏波制御器を具備して、常に受信信号光の偏波状態が、局部発振光の偏波状態と一致するように制御する方式
（II）位相ハイブリッド回路と光電変換部を二重化した偏波ダイバーシティ受光フロントエンドを用いる方式
（III）局部発振光を偏波多重光とし、互いに直交する偏波成分の一方の光周波数を、信号帯域幅と比較して２倍程度以上シフトしたものを用意してコヒーレント受信を行い、光電変換後に周波数分離を行うことによって偏波成分毎の検出を行う方式
F. Derr, "Coherent optical QPSK intradyne system: Concept and digital receiver realization", Journal of Lightwave Technology. Vol. 10, No. 9, p. 1290-1296, September 1992. L. G. Kazovsky, "Phase- and polarization-diversity coherent optical techniques", Journal of Lightwave Technology, Vol. 7, No. 2, p. 279-292, February 1989. A. D. Kersey et al., "New polarisation-insensitive detection technique for coherent optical fibre heterodyne communications", Electronics Letters, Vol.23, p. 924-926, Aug. 27, 1987.

しかしながら、上記のような従来技術については、例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓ等の高速な信号光を受信でき、小型かつ偏波無依存のコヒーレント光受信機を実現することが難しいという課題である。すなわち、上記（Ｉ）の方式の実現には、無限追従自動偏波制御器が必要であるため、小型化が困難である。また、上記（II）の方式の実現には、２倍程度以上の大規模な受光フロントエンド回路が必要であるため、小型化が困難である。さらに、上記（III）の方式の実現には、信号帯域幅に対して３倍程度以上の広帯域の受光帯域を有する電子回路が必要になるため、高ビットレートの信号光への対応が困難である。

ここで、上記（III）の方式の課題について具体的に説明する。

図８は、上記（III）の方式を適用したコヒーレント光受信機の構成を示した図である。この従来のコヒーレント光受信機では、局部発振光発生部１０１において、光源１１１から出力される光角周波数ω_Lの光が、光アイソレータ１１２を介して偏波ビームスプリッタ（Polarization Beam Splitter：ＰＢＳ）１１３に与えられ、直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分が音響光学変調器（Acousto-Optic Modulator：ＡＯＭ）１１４に入力されて光角周波数がω_Oだけシフトされ、その光角周波数ω_L＋ω_Oの偏波成分とＰＢＳ１１３で分離された他方の偏波成分とが、偏波ビームコンバイナ（Polarization Beam Combiner：ＰＢＣ）１１５で合成される。これにより、例えば図９の概念図に示すような、光角周波数ω_Lの偏波成分（図中のＥ_x（ｔ）成分）およびそれに直交する光角周波数ω_L＋ω_Oの偏波成分（図中のＥ_y（ｔ）成分）を偏波多重した局部発振光Ｅ_LOが生成される。

局部発振光発生部１０１から出力された局部発振光Ｅ_LOは、合波器１０２において、光角周波数ω_Sを有する受信信号光Ｅ_Sと合波された後に光検出器１０３で受光されて電気信号に変換される。この電気信号には、局部発振光Ｅ_LOに含まれる光角周波数ω_Lの偏波成分および受信信号光Ｅ_Sのビートによる中間周波数ωｉの信号成分Ａ₁と、局部発振光Ｅ_LOに含まれる光角周波数ω_L＋ω_Oの偏波成分および受信信号光Ｅ_Sのビートによる中間周波数ωｉ＋ω_Oの信号Ａ₂とが含まれることになるので、光検出器１０３の出力信号をバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）１０４，１０５にそれぞれ与えることで、各中間周波信号Ａ₁，Ａ₂が周波数に応じて分離される。そして、各中間周波信号Ａ₁，Ａ₂が受信電子回路１０６に入力されて所要の信号処理が実行されることにより受信データＤＡＴＡが再生される。

このとき、受信電子回路１０６に入力される中間周波信号Ａ₁，Ａ₂は、例えば図１０の模式図に示すような電気スペクトルを有することになる。具体的に、中間周波信号Ａ₁は、周波数ωｉを中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもち、中間周波信号Ａ₂は、周波数ωｉ＋ωｏを中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもつ。また、各中間周波信号Ａ₁，Ａ₂のパワーの差分ΔＰは、受信信号光の偏波状態等に依存して変動する。このため、受信電子回路１０６の帯域幅は、図１０の一例では信号帯域幅の４倍以上とすることが必要となる。なお、中間周波数ωｉが０Ｈｚとなるように局部発振光の光角周波数ω_Lを設定した場合には、受信電子回路１０６の帯域幅は信号帯域幅の３倍に近づく。

したがって、（III）の方式を適用した従来のコヒーレント光受信機は、例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓの信号光に対して、その信号帯域幅の３倍程度以上、すなわち、１２０ＧＨｚ程度以上の帯域幅を有する電子回路が必要であり、４０Ｇｂｉｔ／ｓ程度以上の高速な信号光に対しては、その実現が極めて困難である。

本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、コヒーレント受信方式により高速信号光を受信可能な小型かつ偏波無依存の光受信機を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため本発明は、コヒーレント受信方式により、４値以上の位相偏移変調された信号光を受信処理する光受信機であって、光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光を発生する局部発振光発生部と、受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を、２つの入力ポートおよび４つの出力ポートを有する光ハイブリッド回路に与えて合成し、該光ハイブリッド回路の２つの出力ポートから第１組の光を出力するとともに、残りの２つの出力ポートから前記第１組の光とは光位相が９０度異なる第２組の光を出力する合波部と、前記合波部から出力される第１組および第２組の各光を差動光電変換検出して、振幅Ａ _ｘ ’を有する第１の電気信号Ｉ’および振幅Ａ _ｙ ’を有する第２の電気信号Ｑ’を出力する光電変換部と、前記光電変換部から出力される第１および第２の電気信号を第１および第２のデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部から出力される第１および第２のデジタル信号を用い、前記局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差をΔωｔとし、虚数単位をｊとして、前記４値以上の位相偏移変調に対応した次式、

に従い、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための信号ベクトルｓ（ｔ）の値を演算するデジタル演算部と、前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、を備え、さらに、前記局部発振光発生部は、前記直交偏波成分間の光周波数の差が、前記受信信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、前記受信信号光の光源スペクトル線幅および前記局部発振光の光源スペクトル線幅よりも大きい局部発振光を発生するものである。

上記のような構成のコヒーレント光受信機では、光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光が、局部発振光発生部から合波部に出力されて受信信号光と合波され、その合波光である第１組および第２組の各光が光電変換部で差動光電変換検出されることにより、局部発振光の各直交偏波成分と、４値以上の位相偏移変調された受信信号光とのビートによる中間周波信号である第１および第２の電気信号Ｉ’，Ｑ’がそれぞれ発生する。該各中間周波信号は、局部発振光の直交偏波成分間の光周波数差が、受信信号光の
帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、受信信号光を発生する光源のスペクトル線幅および局部発振光を発生する光源のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定されていることで、各々の電気スペクトルが重なり合うようになる。そして、各中間周波信号がＡＤ変換部でデジタル信号に変換され、該各デジタル信号を用いた、４値以上の位相偏移変調方式に対応する演算処理がデジタル演算部で実行されることで受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための信号ベクトルｓ（ｔ）の値が演算され、その演算結果を基にデータ識別部で受信データの識別処理が実行される。

上記のような本発明のコヒーレント光受信機によれば、局部発振光の直交偏波成分間の光周波数差を、受信信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、受信信号光を発生する光源のスペクトル線幅および局部発振光を発生する光源のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定し、該局部発振光と受信信号光のビートによる中間周波信号をＡＤ変換してデジタル信号処理を実行するようにして、局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差を小さく設定できるようにしたことで、光電変換部などに要求される帯域幅が大幅に低減されるため、４０Ｇｂｉｔ／ｓ等の高速な４値以上の位相偏移変調された信号光を偏波状態に依存することなく、小型で簡略な構成によりコヒーレント受信することが可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。

図１は、本発明によるコヒーレント光受信機の一実施形態の構成を示すブロック図である。

図１において、本コヒーレント光受信機は、例えば、局部発振光発生部１１と、合波部としての２×４光ハイブリッド回路１２と、光電変換部としての差動光検出器１３，１４と、ＡＤ変換部としてのＡＤ変換回路１５，１６と、デジタル演算部としてのデジタル演算回路１７と、データ識別部としての識別回路１８と、を備えて構成される。

局部発振光発生部１１は、光角周波数ω_Lの偏波成分およびそれに直交する光角周波数ω_L＋ω_Oの偏波成分を偏波多重した局部発振光Ｅ_LOを生成する。この局部発振光Ｅ_LOの直交する偏波成分間の光角周波数差ω_Oは、本光受信機で受信される信号光Ｅ_Sの帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、図示しない光送信機において信号光Ｅ_Sを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）および上記局部発振光Ｅ_LOを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）よりも大きくなるように予め設定されている。

図２は、上記局部発振光発生部１１の具体的な構成例を示すブロック図である。この局部発振光発生部１１は、例えば、光源２１、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２２、周波数シフタ（Frequency Shifter：ＦＳ）２３、発振器２４、可変光減衰器（Variable Optical Attenuator：ＶＯＡ）２５、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）２６、光分岐器２７、モニタ回路２８および強度比制御回路２９を有する。

光源２１は、光角周波数ω_Lを有するある一定の偏波状態、例えば直線偏波の光を発生する。この光源２１のスペクトル線幅（半値全幅）は、例えば１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ程度である。

ＰＢＳ２２は、光源２１からの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する。なお、光源２１からの出力光が直線偏光である場合、その偏波方向がＰＢＳ２２の光学軸に対して４５度傾くように、該出力光がＰＢＳ２２に入力される。また、光源２１とＰＢＳ２２の間には、図示しないが光アイソレータを配置するようにしてもよい。

周波数シフタ２３は、ＰＢＳ２２から出力される一方の偏波成分が入力され、発振器２４からの出力信号に応じて、入力光の光角周波数をω_Oだけシフトさせる。この周波数シフタ２３としては、一般的なＦＭ変調器や音響光学変調器（ＡＯＭ）、単側波帯(Single Side-Band：ＳＳＢ)変調器などを使用することが可能である。

発振器２４は、前述したように、信号帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、信号光源のスペクトル線幅および局部発振光源のスペクトル線幅よりも大きい光角周波数ω_Oに対応した発振周波数Δｆ（＝ω_O／２π）で動作し、該発振信号を周波数シフタ２３の制御端子に出力する。上記周波数Δｆの具体的な一例を挙げておくと、受信信号光Ｅ_Sが４０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＱＰＳＫ信号光の場合、信号帯域幅は２０ＧＨｚとなるので、その２倍の４０ＧＨｚより小さく、かつ、前述した局部発振光発生部１１内の光源２１のスペクトル幅１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ（信号光源のスペクトル幅も基本的に同程度）よりも大きくなるようにすればよいので、この場合の周波数Δｆは、例えば１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの範囲に設定することが可能である。ただし、本発明は上記の具体例に限定されるものではない。

ＶＯＡ２５は、ＰＢＳ２２から出力される他方の偏波成分が入力され、該入力光の強度を減衰させる。このＶＯＡ２５の減衰量は、後述する強度比制御回路２９からの出力信号に従って可変制御される。

ＰＢＣ２６は、周波数シフタ２３から出力される光角周波数ω_L＋ω_Oの偏波成分と、ＶＯＡ２５から出力される光角周波数ω_Lの偏波成分とが入力され、各偏波成分を偏波多重した局部発振光Ｅ_LOを生成する。

なお、上記の光源２１、ＰＢＳ２２、周波数シフタ２３、ＶＯＡ２５およびＰＢＣ２６のそれぞれの間は、例えば、偏波保持ファイバ、光導波路または空間光学系などを用いて光結合され、各々の間を伝搬する光の偏波状態が保持されているものとする。

光分岐器２７は、ＰＢＣ２６から出力される局部発振光Ｅ_LOの一部をモニタ光として分岐してモニタ回路２８に出力する。

モニタ回路２８は、光分岐器２７からのモニタ光を用いて、局部発振光Ｅ_LOに含まれる光角周波数ω_Lおよびω_L＋ω_Oの各偏波成分の強度（振幅）を検出し、その比をモニタする。

強度比制御回路２９は、モニタ回路２８のモニタ結果および後述するデジタル演算回路１７の演算結果に応じて、ＶＯＡ２５の減衰量を変化させるための制御信号を生成し、該制御信号をＶＯＡ２５に出力する。なお、この強度比制御回路２９によるＶＯＡ２５の制御の詳細については後述する。

２×４光ハイブリッド回路１２（図１）は、２つの入力ポートおよび４つの出力ポートを有する光９０度ハイブリッド回路であり、一方の入力ポートには、図示しない光送信機から光伝送路等を介して本光受信機に入力される光角周波数ω_Sの受信信号光Ｅ_Sが入力され、他方の入力ポートには、局部発振光発生部１１から出力される局部発振光Ｅ_LOが入力される。この２×４光ハイブリッド回路１２は、入力される受信信号光Ｅ_Sおよび局部発振光Ｅ_LOを合成し、光位相が互いに９０度異なる２組の光を出力する。ここでは図１で上側に位置する一方の組の２つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が０度および１８０度、図で下側に位置する他方の組の２つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が９０度および２７０度となっている。

差動光検出器１３は、２×４光ハイブリッド回路１２から出力される光位相が０度および１８０度の各光を受光して差動光電変換検出（balanced detection）を行う。また、差動光検出器１４は、２×４光ハイブリッド回路１２から出力される光位相が９０度および２７０度の各光を受光して差動光電変換検出を行う。各差動光検出器１３，１４で検出された各々の受信信号は、図示しないＡＧＣアンプ等により増幅（規格化）されるものとする。

各ＡＤ変換回路１５，１６は、各差動光検出器１３，１４からそれぞれ出力されるアナログロの受信信号をデジタル信号に変換してデジタル演算回路１７に出力する。

デジタル演算回路１７は、各ＡＤ変換回路１５，１６からのデジタル信号を用い、後で詳しく説明するアルゴリズムに従った演算処理を実行することにより、直交する偏波成分間の光角周波数差ω_Oが前述したような範囲に設定された局部発振光Ｅ_LOを用いて信号光Ｅｓをコヒーレント受信できるようにするための信号処理を行う。

識別回路１８は、デジタル演算回路１７での演算結果に基づいて、受信信号のデータ識別処理を行い、その結果を示す受信データ信号ＤＡＴＡを出力する。

次に、上記のような構成のコヒーレント光受信機の動作を説明する。

まず、本光受信機の動作原理について詳しく説明する。本光受信機で受信される信号光Ｅ_Sは、例えば、次の（１）式に示す電界ベクトルＥ_S（ｔ）によって表されるものとする。

上記の（１）式において、ｓ（ｔ）は受信信号光のデータに対応した信号ベクトル、ｅ_x（ｔ）はｘ方向の単位ベクトル、ｅ_y（ｔ）はｙ方向の単位ベクトル、Ａ_xは受信信号光のｘ偏波成分の振幅、Ａ_yは受信信号光のｙ偏波成分の振幅、ωは受信信号光の平均角周波数（＝ω_S）、φ（ｔ）は受信信号光の光位相ゆらぎ、ｔは時間、ｊは虚数単位をそれぞれ表している。

また、局部発振光発生部１１から出力される局部発振光Ｅ_LOは、例えば、次の（２）式に示す電界ベクトルＥ_LO（ｔ）によって表されるものとする。

上記の（２）式において、Ａ_LO#xは局部発振光のｘ偏波成分の振幅、Ａ_LO#yは局部発振光のｙ偏波成分の振幅、ω_LOは局部発振光の平均光角周波数、Δωｔは局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差（＝ω_O）、φ_LO（ｔ）は局部発振光の光位相ゆらぎ、φ₀は局部発振光の初期位相をそれぞれ表している。

上記のような受信信号光Ｅ_Sおよび局部発振光Ｅ_LOが２×４光ハイブリッド回路１２で合成された後、各差動光検出器１３，１４で光電変換され、さらに、ＡＧＣアンプで増幅されて規格化された複素電流は、次の（３）式によって定義される。この複素電流の実部Ｉが一方の差動光検出器１３の出力に相当し、虚部Ｑが他方の差動光検出器１４の出力に相当する。

なお、上記の（３）式では、ｘ偏波成分の位相差をθ_x（ｔ）、ｙ偏波成分の位相差をθ_y（ｔ）で表している。また、Ａ_x’およびＡ_y’は、ＡＧＣアンプの利得をｇ（正の数）として、次の（４）式の関係を満たすものとする。

次に、上記の（３）式について、ｘ偏波成分に由来する項に着目し、送信側搬送波と局部発振光の周波数差および相対位相雑音の補償を行うと、該補償後の複素電流Ｉ’＋ｊＱ’は、次の（５）式で表されるようになる。

ここで、上記の補償について説明する。差動光検出器１３，１４から出力される複素電流信号は、局部発振光と信号光の搬送波との周波数不一致や、位相ずれによる偏角回転を含む可能性があるため、それらの補償を行う必要がある。この補償に関連する技術として、例えば、文献：D-S. Ly-Gagnon et al., "Unrepeated 210-km transmission with coherent detection and digital signal processing of 20-Gb/s QPSK signal," OFC 2005, OTuL4.には、受信信号光が４値の位相偏移変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）方式の場合に、該受信信号光と局部発振光の位相差θ（ｔ）を計算する方法が示されており、この拡張により、ｍ値のＰＳＫ方式の場合には、次の（６）式の関係に従って近似的に計算できることが示される。

そこで、本発明では上記（６）式の関係を参考にして、前述の（３）式に含まれるｘ偏波成分の位相差θ_x（ｔ）およびｙ偏波成分の位相差θ_y（ｔ）の各近似値を、次の（７）式に従ってそれぞれ計算するようにする。

このとき、上記の（７）式における積分時間幅Δｔは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差の逆数、すなわち、２π／Δωよりも十分に大きく、かつ、受信信号光の平均周波数と局部発振光の平均周波数との周波数差の最大値の逆数、すなわち、１／ｍａｘ（｜ω_LO−ω_S）／２π｜）よりも十分に小さいことが必要である。なお、受信信号光がＤＱＰＳＫ方式の場合、ｍの値は４である。

上記の（７）式によりθ_x（ｔ）およびθ_y（ｔ）の各近似値が計算されると、前述の（３）式に含まれるＡ_x’およびＡ_y’の比が、次の（８）式により近似的に求められる。

ただし、上記の（８）式における積分時間Ｔは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差の逆数２π／Δωよりも十分に大きいことが必要である。

上記（８）式の関係に従って求められたＡ_x’およびＡ_y’の比と、前述の（４）式に示したＡ_x'²＋Ａ_y'²＝１の関係とを用いることにより、Ａ_x’およびＡ_y’の値を算出することが可能になる。

したがって、Ａ_x’およびＡ_y’の値が既知となれば、前述した（５）式におけるＩ’，Ｑ’の各値は各差動光検出器１３，１４から出力される電流値で既知であり、また、Δωｔの値は発振器２４の周波数Δｆに対応した値（Δωｔ＝ω_O＝２πΔｆ）で既知であるため、（５）式の関係をｓ（ｔ）について解いて分母を有理化した次の（９）式により、信号ベクトルｓ（ｔ）の値を演算することができる。

よって、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値を基に、識別回路１８において、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従ってデータの識別処理を実行することにより、受信データの再生が可能になる。

ただし、上記（９）式の関係については、次の（１０）式に示す条件下で発散するため、このような状態を回避するための措置が必要である。

上記（１０）式が実数解をもつ条件は、次の（１１）式で表される。

ここで、前述の（４）式に示したＡ_x'²＋Ａ_y'²＝１より、０≦Ａ_x'≦１および０≦Ａ_y'≦１の関係があるため、これを考慮すると上記（１１）式の条件は、次の（１２）式の場合のみとなる。

したがって、前述の（４）式および（８）式を用いて計算されるＡ_x'およびＡ_y'の各値が上記（１２）式の条件に近づいた場合には、例えば、局部発振光のｘ偏波成分の振幅Ａ_LO#xとｙ偏波成分の振幅Ａ_LO#yの比を変化させることにより、前述の（９）式の関係が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になる状態を回避することが可能になる。

以上のような動作原理を踏まえて、次に、本光受信機の具体的な動作を説明する。

本光受信機では、局部発振光発生部１１において、光源２１から出力される光角周波数ω_Lの光がＰＢＳ２２に与えられて直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分（例えば、ｙ偏波成分）が周波数シフタ２３に入力されて光角周波数がω_Oだけシフトされると共に、他方の偏波成分（例えば、ｘ偏波成分）がＶＯＡ２５に入力されて強度（振幅）が調整される。

次に、周波数シフタ２３から出力される光角周波数ω_Ｌ＋ω_Ｏの偏波成分と、ＶＯＡ２５から出力される光角周波数ω_Ｌの偏波成分とがＰＢＣ２６に入力されて、光角周波数差がω_Ｏの直交する偏波成分を偏波多重した局部発振光Ｅ_ＬＯが生成され、該局部発振光Ｅ_ＬＯが２×４光ハイブリッド回路１２に送られると共に、その一部が光分岐器２７で分岐されてモニタ回路２８に送られる。モニタ回路２８では、局部発振光Ｅ_ＬＯに含まれる各偏波成分の強度（振幅）の比がモニタされ、そのモニタ結果が強度比制御回路２９に伝えられる。強度比制御回路２９は、モニタ回路２８のモニタ結果およびデジタル演算回路１７の演算結果に応じて、Ａ_ｘ'およびＡ_ｙ'の演算値が上述の（１２）式の条件に近づいた場合に、ＶＯＡ２５の減衰量を変化させる。これにより、局部発振光Ｅ_ＬＯの直交偏波成分間の強度の比が変化して、上述した（９）式の発散が回避される。

２×４光ハイブリッド回路１２に入力された局部発振光Ｅ_ＬＯは、光角周波数ω_Ｓを有する受信信号光Ｅ_Ｓと合成され、光位相が０度および１８０度の各光が差動光検出器１３に出力されると共に、光位相が９０度および２７０度の各光が差動光検出器１４に出力される。各差動光検出器１３，１４では、２×４光ハイブリッド回路１２からの出力光が差動光電変換検出される。これにより、局部発振光Ｅ_ＬＯに含まれる光角周波数ω_Ｌの偏波成分（ｘ偏波成分）と受信信号光Ｅ_Ｓのｘ偏波成分とのビートによる中間周波数ωｉを有する信号と共に、局部発振光Ｅ_ＬＯに含まれる光角周波数ω_Ｌ＋ω_Ｏの偏波成分（ｙ偏波成分）と受信信号光Ｅ_Ｓのｙ偏波成分とのビートによる中間周波数ωｉ＋ω_Ｏを有する信号が差動光検出器１３，１４から出力される。

図３は、上記中間周波信号の電気スペクトルを模式的に示した図である。このように中間周波信号は、周波数差が信号帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、信号光源および局部発振光源のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定されているため、各々のスペクトルが周波数軸上で重なり合うようになる。これにより、各差動光検出器１３，１４およびそれらより後段に配置される電子回路に要求される帯域幅は、図３の一例では信号帯域幅の２倍程度で済むようになる。なお、図示しないが周波数ωｉが０Ｈｚ近傍となるように局部発振光の光角周波数ω_Ｌを設定した場合には、要求される帯域幅を信号帯域幅と同程度まで狭くすることができる。上記のように中間周波信号のスペクトルが重なり合った状態では、上述の図８に示した従来のコヒーレント光受信機の場合のように、バンドパスフィルタを用いて各中間周波信号を分離することは不可能である。しかしながら、本発明では、上述した動作原理に従って中間周波信号をデジタル信号処理することで各々の分離が可能である。

具体的には、差動光検出器１３，１４から出力される中間周波信号Ｉ，ＱがＡＤ変換回路１５，１６で高速にＡＤ変換され、該中間周波信号Ｉ，Ｑに対応したデジタル信号系列がデジタル演算回路１７に入力される。デジタル演算回路１７では、上述の（１）式〜（９）式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行され、信号ベクトルｓ（ｔ）の値が演算される。また、その演算過程で求められるＡ_x'およびＡ_y'の各値が上記（１２）式の条件に近づくと、当該情報がデジタル演算回路１７から局部発振光発生部１１内の強度比制御回路２９に伝えられ、強度比制御回路２９によりＶＯＡ２５が制御されることで、局部発振光Ｅ_LOの直交偏波成分間の強度の比が変えられ、（９）式が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になってしまうことが回避される。

そして、デジタル演算回路１７における信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値が識別回路１８に伝えられると、識別回路１８では、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従って、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値がどのデータ値に該当するかの識別処理が実行され、その識別結果が受信データＤＡＴＡとして出力される。

以上のように本光受信機によれば、受信信号のＡＤ変換およびデジタル信号処理を組み合わせ、局部発振光Ｅ_LOの直交偏波成分間の光角周波数差ω_Oの設定を最適化したことにより、上述した従来技術の（III）の方式と比べて、各差動光検出器１３，１４等に要求される帯域幅を大幅に低減できるため、例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓ程度以上の高速な信号光を偏波状態に依存することなくコヒーレント受信することが可能になる。また、上述した従来技術の（Ｉ）および（II）の方式と比べると、簡略な構成により偏波無依存のコヒーレント受信を実現できるため、小型の光受信機を提供することが可能になる。

なお、上記の実施形態では、局部発振光発生部１１の具体的な構成として、周波数シフタ２３を用いて一方の偏波成分の光角周波数をω_Oだけシフトさせると共に、ＶＯＡ２５を用いて直交偏波成分間の振幅の比を制御する一例（図２）を示したが、本発明の局部発振光源の構成はこれに限定されるものではない。例えば、図４に示すように、ＶＯＡ２５に代えて、光源２１およびＰＢＳ２２の間に偏波ローテータ３０を配置し、強度比制御回路２９からの出力信号に応じて偏波ローテータ３０を制御することで、ＰＢＳ２２で分離される直交偏波成分間の強度（振幅）の比を変化させることも可能である。

また、例えば図５に示すように、光源２１からの出力光を音響光学偏波モード変換器３１に与えることにより、光角周波数ω_Lおよびω_L＋ω_Oの直交偏波成分を含み、かつ、直交偏波成分間の強度比が制御された局部発振光Ｅ_LOを発生させる構成とすることも可能である。この場合、周波数Δｆで発振動作する発振器２４からの出力信号が、音響光学偏波モード変換器３１を駆動する駆動回路３２に与えられ、該駆動回路３２から出力される駆動信号のパワーが強度比制御回路２９からの制御信号に応じて制御されるようにすることで、上述の図２または図４に示した構成例の場合と同様の局部発振光Ｅ_LOが音響光学偏波モード変換器３１から出力されるようになる。なお、音響光学偏波モード変換器３１については、例えば、文献：David A. Smith et al., "Integrated-optic acoustically-tunable filters for WDM networks", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, No. 6, August 1990. 等に記載されたものを用いることが可能である。上記のような音響光学偏波モード変換器３１を用いた局部発振光発生部１１を適用することによって構成がさらに簡略化されるため、より小型の光受信機を提供することが可能になる。

さらに、上記の実施形態では、デジタル演算回路１７において、上述の（１）式〜（９）式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行される一例を示したが、本発明におけるデジタル信号処理のアルゴリズムは上記の一例だけに限られるものではない。これに関連して、他のアルゴリズムを適用してデジタル信号処理を実行することにより、上述したような（９）式の発散条件を考慮する必要がなくなるのであれば、局部発振光の直交偏波成分間の強度比を変化させるための構成（例えば図２の構成では、ＶＯＡ２５、光分岐器２７、モニタ回路２８および強度比制御回路２９）を省略することも可能である。

次に、上述した光受信機の応用例として、局部発振光源内の光源を送信側の信号光源と共用するようにした装置（コヒーレント光送受信機）について説明する。

図６は、上記コヒーレント光送受信機の構成を示すブロック図である。このコヒーレント光送受信機では、局部発振光発生部１１として、例えば前述の図５に示した音響光学偏波モード変換器３１を利用した構成が適用され、該局部発振光発生部１１の光源２１から音響光学偏波モード変換器３１に送られる光の一部が光分岐器４１によって分岐される。そして、該光分岐器４１で分岐された光は、送信データＤＡＴＡに従って駆動される光変調器４２に送られ、該光変調器４２で変調された信号光が光伝送路５０に送信される。なお、上記光分岐器４１および光変調器４２以外の他の部分の構成は、上述の図１および図５に示した構成と基本的に同様である。

上記の図６に示した構成において、破線で囲まれた部分４０は、その一部または全部を光導波路デバイスとして集積化した平面型光集積回路（Planer Lightwave Circuit：ＰＬＣ）とすることが可能である。図７は、上記ＰＬＣの一例を示した斜視図である。このＰＬＣでは、例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３：ＬＮ）等の基板上に所要のパターンで光導波路が形成され、光源２１からの出力光が入射される光導波路の途中に光分岐器４１が形成されている。また、該光分岐器４１の一方の出力ポートと２×４光ハイブリッド回路１２の局部発振光側の入力ポートとの間を接続する光導波路の両端付近には、表面弾性波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）を発生させる櫛形電極（Interdigital Transducer：ＩＤＴ）３１ＡおよびＳＡＷ吸収体３１Ｂが形成され、音響光学偏波モード変換器３１が実現されている。さらに、光分岐器４１の他方の出力ポートに接続する光導波路には、送信データに対応した変調信号が印加される進行波型電極が形成され、光変調器４２が実現されている。

上記のような構成のコヒーレント光送受信機では、光伝送路５０を伝搬してＰＬＣの信号光入力ポートに入力される受信信号光が、上述した実施形態の場合と同様にして偏波状態に依存することなくコヒーレント受信されると共に、局部発振光を発生する光源２１の出力光の一部が光分岐器４１で分岐されて光変調器４２で送信データに従って変調されることで、光伝送路５０に送信する信号光が生成される。

上記のようなコヒーレント光送受信機によれば、局部発振光および送信信号光の光源を共用したことにより、構成の簡略化および小型化を図ることができる。また、２×４光ハイブリッド回路１２、音響光学偏波モード変換器３１、光分岐器４１および光変調器４２等を集積化したＰＬＣを適用したことによって、非常に小型のコヒーレント光送受信機を実現することが可能になる。

以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。

（付記１）コヒーレント受信方式により信号光を受信処理する光受信機であって、
光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光を発生する局部発振光発生部と、
受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を合波して出力する合波部と、
前記合波部から出力される光を電気信号に変換する光電変換部と、
前記光電変換部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算部と、
前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、
を備えたことを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記２）付記１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光の直交偏波成分間の光周波数の差は、前記受信信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、前記受信信号光の光源スペクトル線幅および前記局部発振光の光源スペクトル線幅よりも大きいことを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記３）付記２に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光の一方の偏波成分は、前記受信信号光とのビートによる中間周波数が０Ｈｚ近傍となる光周波数をもつことを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記４）付記１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、前記直交偏波成分間の強度の比が可変であることを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記５）付記４に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される一方の偏波成分の光周波数をシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される他方の偏波成分の強度を減衰させる可変光減衰器と、
前記周波数シフタからの出力光および前記可変光減衰器からの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて前記可変光減衰器を制御する強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記６）付記４に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光の偏波方向を回転させる偏波ローテータと、
前記偏波ローテータからの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される一方の偏波成分の光周波数をシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される他方の偏波成分および前記周波数シフタからの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて前記偏波ローテータを制御する強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記７）付記４に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光が入力される音響光学偏波モード変換器と、
前記音響光学偏波モード変換器を駆動する駆動回路と、
前記音響光学偏波モード変換器から出力される直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて、前記駆動回路から出力される駆動信号のパワーを制御する強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記８）付記１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記受信信号光は、多値の位相偏移変調された信号光であることを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記９）付記１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記合波部は、２つの入力ポートおよび４つの出力ポートを有する光９０度ハイブリッド回路であり、
前記光電変換部は、２つの差動光検出器を有し、
前記ＡＤ変換部は、前記各差動光検出器に対応した２つのＡＤ変換回路を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記１０）付記９に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記デジタル演算部は、前記２つのＡＤ変換回路のうちの一方からの出力信号を複素電流の実部とし、他方からの出力信号を複素電流の虚部としてデジタル信号処理し、受信信号光の信号ベクトルを演算することを特徴とするコヒーレント光受信機。

（付記１１）コヒーレント光源と、
前記コヒーレント光源から出力される光を第一のコヒーレント光と第二のコヒーレント光に分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐された第一のコヒーレント光を送信データに従って変調して外部に送信する光変調部と、
前記光分岐部で分岐された第二のコヒーレント光または該第二のコヒーレント光の変調に基づいて生成した光を局部発振光として出力する局部発振光発生部と、
受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を合波して出力する合波部と、
前記合波部から出力される光を電気信号に変換する光電変換部と、
前記光電変換部の出力に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、
を備えたことを特徴とする装置。

（付記１２）付記１１に記載の装置であって、
前記局部発振光発生部は、前記第二のコヒーレント光を変調することによって生成した、光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光を発生し、さらに、
前記光電変換部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算部と、を備え、
前記データ識別部が、前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行することを特徴とする装置。

（付記１３）付記１１に記載の装置であって、
少なくとも前記合波部および前記光分岐部を光導波路デバイスとして集積化したことを特徴とする装置。

（付記１４）コヒーレント受信方式により信号光を受信処理する光受信機であって、
受信信号光と光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光とを合波して出力する合波部と、
前記合波部から出力される光を電気信号に変換し、該電気信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算部と、
前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、
を備えたことを特徴とするコヒーレント光受信機。

本発明によるコヒーレント光受信機の一実施形態の構成を示すブロック図である。上記実施形態における局部発振光発生部の具体的な構成例を示すブロック図である。上記実施形態における中間周波信号の電気スペクトルを模式的に示す図である。上記実施形態に関連した局部発振光発生部の他の構成例を示すブロック図である。上記実施形態に関連した局部発振光発生部の別の構成例を示すブロック図である。上記実施形態を応用したコヒーレント光受信機の構成例を示すブロック図である。図６のコヒーレント光受信機に適用されるＰＬＣ回路の一例を示す斜視図である。従来のコヒーレント光受信機の構成例を示すブロック図である。従来のコヒーレント光受信機における局部発振光の直交偏波成分を示す概念図である。従来のコヒーレント光受信機における中間周波信号の電気スペクトルを模式的に示す図である。

符号の説明

１１…局部発振光発生部
１２…２×４光ハイブリッド回路
１３，１４…差動光検出器
１５，１６…ＡＤ変換回路
１７…デジタル演算回路
１８…識別回路
２１…光源
２２…偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
２３…周波数シフタ（ＦＳ）
２４…発振器
２５…可変光減衰器（ＶＯＡ）
２６…偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）
２７，４１…光分岐器
２８…モニタ回路
２９…強度比制御回路
３０…偏波ローテータ
３１…音響光学偏波モード変換器
３２…駆動回路
４０…ＰＬＣ回路
４２…光変調器
Ｅ_LO…局部発振光
Ｅ_S…受信信号光

Claims

コヒーレント受信方式により、４値以上の位相偏移変調された信号光を受信処理する光受信機であって、
光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光を発生する局部発振光発生部と、
受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を、２つの入力ポートおよび４つの出力ポートを有する光ハイブリッド回路に与えて合成し、該光ハイブリッド回路の２つの出力ポートから第１組の光を出力するとともに、残りの２つの出力ポートから前記第１組の光とは光位相が９０度異なる第２組の光を出力する合波部と、
前記合波部から出力される第１組および第２組の各光を差動光電変換検出して、振幅Ａ _ｘ ’を有する第１の電気信号Ｉ’および振幅Ａ _ｙ ’を有する第２の電気信号Ｑ’を出力する光電変換部と、
前記光電変換部から出力される第１および第２の電気信号を第１および第２のデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換部から出力される第１および第２のデジタル信号を用い、前記局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差をΔωｔとし、虚数単位をｊとして、前記４値以上の位相偏移変調に対応した次式、

に従い、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための信号ベクトルｓ（ｔ）の値を演算するデジタル演算部と、
前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、を備え、さらに、
前記局部発振光発生部は、前記直交偏波成分間の光周波数の差が、前記受信信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、前記受信信号光の光源スペクトル線幅および前記局部発振光の光源スペクトル線幅よりも大きい局部発振光を発生することを特徴とするコヒーレ
ント光受信機。
請求項１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光の一方の偏波成分は、前記受信信号光とのビートによる中間周波数が０Ｈｚ近傍となる光周波数をもつことを特徴とするコヒーレント光受信機。
請求項１に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、前記直交偏波成分間の強度の比が可変であり、前記振幅Ａ _ｘ ’，Ａ _ｙ ’の各値が、前記デジタル演算部での演算が発散するＡ _ｘ ’＝Ａ _ｙ ’の条件に近づいた場合に、前記直交偏波成分間の強度の比を変化させる強度比制御回路を備えたことを特徴とするコヒーレント光受信機。
請求項３に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される一方の偏波成分の光周波数をシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される他方の偏波成分の強度を減衰させる可変光減衰器と、
前記周波数シフタからの出力光および前記可変光減衰器からの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて、前記振幅Ａ _ｘ ’，Ａ _ｙ ’の各値が、前記デジタル演算部での演算が発散するＡ _ｘ ’＝Ａ _ｙ ’の条件に近づいた場合に、前記可変光減衰器の減衰量を変化させる強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。
請求項３に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光の偏波方向を回転させる偏波ローテータと、
前記偏波ローテータからの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される一方の偏波成分の光周波数をシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される他方の偏波成分および前記周波数シフタからの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて、前記振幅Ａ _ｘ ’，Ａ _ｙ ’の各値が、前記デジタル演算部での演算が発散するＡ _ｘ ’＝Ａ _ｙ ’の条件に近づいた場合に、前記偏波ローテータの回転量を変化させる強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。
請求項３に記載のコヒーレント光受信機であって、
前記局部発振光発生部は、光源と、
前記光源からの出力光が入力される音響光学偏波モード変換器と、
前記音響光学偏波モード変換器を駆動する駆動回路と、
前記音響光学偏波モード変換器から出力される直交偏波成分間の強度の比をモニタする
モニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記デジタル演算部の演算結果に応じて、前記振幅Ａ _ｘ ’，Ａ _ｙ ’の各値が、前記デジタル演算部での演算が発散するＡ _ｘ ’＝Ａ _ｙ ’の条件に近づいた場合に、前記駆動回路から出力される駆動信号のパワーを変化させる強度比制御回路と、
を有することを特徴とするコヒーレント光受信機。