JP2017073729A - 光再変調装置および光再変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】光ネットワーク内で伝搬されている光信号を再変調する方法を改善して光ネットワークの性能および／または機能を高める。
【解決手段】光再変調装置は、第１の偏波状態に対して設けられた第１の光変調器および第１の偏波状態に直交する第２の偏波状態に対して設けられた第２の光変調器を用いて入力光信号を変調して出力光信号を生成する偏波ダイバシティ変調部と、入力光信号または出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成する受光部と、受光部により生成される電気信号に基づいて、第１の光変調器を駆動する第１の駆動信号および第２の光変調器を駆動する第２の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、変調光信号を再変調する光再変調装置および光再変調方法に係わる。

光ネットワークを介して伝送される情報の量が飛躍的に増大してきている。また、光ネットワーク上に設定すべきパスを柔軟に変更できる構成が要求されている。このため、光送信器から送信される光信号を光送信器と光受信器との間で処理することで光ネットワークの性能および／または機能を高める方法が提案されている。

光ファイバの非線形効果に起因する波形歪みを抑制するために、光信号に対して再変調を行うことで伝送距離を長くする方法が提案されている（例えば、非特許文献１、２）。データ信号に同期したクロック信号で光信号に対してＲＺパルス化を行うことで伝送距離を長くする方法が提案されている（例えば、特許文献１）。ＷＤＭ信号中の１または複数の光信号に対して光再変調による周波数シフトを行うことでスペクトラムの断片化を低減して周波数利用効率を向上させる方法が提案されている（例えば、非特許文献３、４）。主信号を伝送する光信号に周波数変調などで監視信号を重畳する方法が提案されている（例えば、特許文献２、３、非特許文献５）。

特開２００９−６０４６１号公報（特許第５０８８０５２号） 特開２０１２−１２００１０号公報 米国特許公開２０１０／００１４８７４（米国特許７９５７６５３）

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光信号の偏波状態は、光ファイバケーブルを介して伝送されるときに変化する。他方、光変調器は、偏波依存性を有する。このため、光変調器の変調効率を高くするためには、光変調器へ入力される光信号の偏波状態が適切に制御されることが要求される。したがって、光送信器と光受信器との間で光信号を再変調する構成においては、以下の課題が存在する。
（１）光変調器の入力側に偏波制御器を設けると、コストが高くなる。
（２）偏波多重光信号を処理するための方法は自明ではない。
（３）波長分割多重光信号中の各光信号の偏波状態が揃っていない場合、複数の光信号を一括して処理することは困難である。

また、主信号を伝送する光信号に周波数変調などで監視信号が重畳される構成においては、光信号を電気信号に変換することなく、その監視信号を処理する方法は知られていない。

このように、光ネットワーク内で伝搬されている光信号を再変調する方法には、改善すべき課題がある。

本発明の１つの側面に係わる目的は、光ネットワーク内で伝搬されている光信号を再変調する方法を改善して光ネットワークの性能および／または機能を高めることである。

本発明の１つの態様の光再変調装置は、第１の偏波状態に対して設けられた第１の光変調器および前記第１の偏波状態に直交する第２の偏波状態に対して設けられた第２の光変調器を用いて入力光信号を変調して出力光信号を生成する偏波ダイバシティ変調部と、前記入力光信号または前記出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成する受光部と、前記受光部により生成される電気信号に基づいて、前記第１の光変調器を駆動する第１の駆動信号および前記第２の光変調器を駆動する第２の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備える。

上述の態様によれば、光ネットワークの性能および／または機能が高くなる。

光再変調装置が使用される光ネットワークの一例を示す図である。 光再変調装置の構成例を示す図である。 並列型の偏波ダイバシティ変調部の構成例を示す図である。 偏波ダイバシティ変調部の動作を説明する図である。 直列型の偏波ダイバシティ変調部の構成例を示す図である。 光信号を検出する回路の構成例を示す図である。 光信号を検出する回路の他の構成例を示す図である。 第１の実施形態の光再変調装置が使用される伝送システムの一例を示す図である。 第１の実施形態の光変調装置の一例を示す図である。 ＲＺパスル化の一例を示す図である。 第２の実施形態の光変調装置の一例を示す図である。 光信号の周波数シフトについて説明する図である。 第３の実施形態の光変調装置の一例を示す図である。 二重変調光信号を生成する光送信器の実施例を示す図である。 周波数変調について説明する図である。 周波数変調信号の検出について説明する図である。 第４の実施形態の光変調装置の一例を示す図である。 監視信号の書換えの一例を示す図である。

図１は、本発明の実施形態に係わる光再変調装置が使用される光ネットワークの一例を示す。図１に示す光ネットワークにおいて、ノード装置１は、例えば光分岐挿入装置（ＲＯＡＤＭ：Reconfigurable Optical Add Drop Multiplexer）または波長クロスコネクト（ＷＸＣ：Wavelength Cross Connect）であり、ＷＤＭ信号を伝送する。ノード間を接続する光伝送路上には、必要に応じて、インライン増幅器（ＩＬＡ）２が設けられる。光送信器（ＴＸ）３は、光信号を生成して宛先へ向けて送信する。多重化器４は、波長の異なる複数の光信号を多重化する。逆多重化器５は、複数の光信号が多重化された多重化光信号を波長ごとに分離する。光受信器（ＲＸ）６は、光信号を受信する。なお、「光信号」とは、同一の伝送媒質を経由し、ＲＯＡＤＭまたはＷＸＣで経路を切り替える際のスイッチングの単位として扱われる信号を意味しており、必ずしも物理的に１つの光源に基づいて生成されたものとは限られない。すなわち、１つの光信号は、複数の異なる周波数をもった副搬送波（サブキャリア）に基づいて生成されるマルチキャリア信号（スーパーチャネルと呼ばれることもある）であってもよい。

図１に示すＡ、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２は、光再変調装置が配置され得る位置を示している。位置Ａに配置される光再変調装置は、伝送途中の波長分割多重光信号（以下、ＷＤＭ信号）中に多重化されている複数の光信号を一括して再変調する。（ただし、ネットワークの運用状況によっては、当該位置を経由して伝送されている光信号の数が１となる場合もあり、この場合は、再変調される光信号の数は１となる。）位置Ｂ１、Ｂ２に配置される光再変調装置は、伝送途中のＷＤＭ信号中に多重化されている複数の光信号の一部を再変調する。なお、位置Ｂ１に配置される光再変調装置は、複数の光信号を一括して再変調することができる。位置Ｂ２に配置される光再変調装置は、１つの光信号を再変調する。位置Ｃ１、Ｃ２に配置される光再変調装置は、光送信器３から出力される光信号を再変調する。なお、位置Ｃ１に配置される光再変調装置は、１つの光送信器３から出力される１つの光信号を再変調する。位置Ｃ２に配置される光再変調装置は、多重化器４により多重化された複数の光信号を一括して再変調することができる。

図２は、本発明の実施形態に係わる光再変調装置の構成例を示す。なお、光再変調装置には、ＷＤＭ信号が入力されるようにしてもよいし、ある１つの波長の光信号が入力されるようにしてもよい。また、光再変調装置には、偏波多重光信号が入力される。ただし、光再変調装置に単一偏波の光信号が入力されるようにしてもよい。

図２（ａ）は、フィードフォワード型の構成で再変調を行う光再変調装置の一例を示す。この場合、光再変調装置は、光分岐部１１、受光部１２、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１４、偏波ダイバシティ変調部１５を備える。

光分岐部１１は、偏波ダイバシティ変調部１５への入力光信号を分岐して受光部１２に導く。受光部１２は、光分岐部１１により分岐された光信号を電気信号に変換する。すなわち、受光部１２は、偏波ダイバシティ変調部１５への入力光信号を表す電気信号を出力する。再変調機能設定部１３は、光再変調装置が提供する再変調機能を表す指示を駆動信号生成部１４に与える。光再変調装置は、例えば、以下の機能の一部または全部を提供することができる。
（１）光ファイバの非線形効果に起因する波形歪みを抑制する
（２）データ信号に同期したクロック信号で光信号に対してＲＺパスル化を行う
（３）ＷＤＭ信号中の１または複数の光信号の周波数をシフトさせる
（４）光信号に重畳されている監視信号を更新または削除する
なお、光再変調装置が提供する再変調機能は、例えば、ユーザまたはネットワーク管理者により指定される。

駆動信号生成部１４は、受光部１２から出力される電気信号に基づいて駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する。このとき、駆動信号生成部１４は、再変調機能設定部１３から与えられる指示に応じて、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する。

偏波ダイバシティ変調部１５は、互いに直交する偏波状態Ｘ、Ｙに対応する２つの光変調器Ｘ、Ｙを備える。光変調器Ｘは、駆動信号ＶＸに応じて入力光信号を変調し、光変調器Ｙは、駆動信号ＶＹに応じて入力光信号を変調する。なお、駆動信号ＶＸは、主としてまたは専ら、偏波状態Ｘに対する変調のために使用され、駆動信号ＶＹは、主としてまたは専ら、偏波状態Ｙに対する変調のために使用される。そして、偏波ダイバシティ変調部１５は、駆動信号ＶＸ、ＶＹに応じて、入力光信号の振幅、位相、または周波数のうちの少なくとも１つを変調して出力光信号を生成する。

図２（ｂ）は、フィードバック型の構成で再変調を行う光再変調装置の一例を示す。この場合、光再変調装置は、光分岐器１６、受光部１７、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１８、偏波ダイバシティ変調部１５を備える。なお、再変調機能設定部１３および偏波ダイバシティ変調部１５は、図２（ａ）および図２（ｂ）において実質的に同じなので、説明を省略する。

光分岐部１６は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力光信号（即ち、再変調光信号）を分岐して受光部１７に導く。受光部１７は、光分岐部１６により分岐された光信号を電気信号に変換する。すなわち、受光部１７は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力光信号を表す電気信号を出力する。駆動信号生成部１８は、受光部１７から出力される電気信号に基づいて駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する。このとき、駆動信号生成部１８は、再変調機能設定部１３から与えられる指示に応じて、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する。

フィードフォワード構成と比較して、フィードバック構成においては、制御ループの遅延が大きくなりやすいので、変調の広帯域化（即ち、高速化）を実現するうえでは不利である。ただし、フィードバック構成では、偏波ダイバシティ変調部１５の出力に基づいて駆動信号が生成されるので、より高精度な変調動作を実現できる。たとえば、駆動信号ＶＸ、ＶＹの振幅や位相の変動などによる不確定性も補正することで、より所望の動作に忠実な再変調が実現され得る。一方、フィードフォワード構成においては、変調の広帯域化は容易であるが、フォードバック構成と比較して変調の精度が低くなるおそれがある。したがって、光信号の変調速度および要求される機能などに応じて、フィードフォワード構成またはフォードバック構成が適切に選択されることが好ましい。

なお、図２（ａ）に示すフィードフォワード構成においては、光分岐部１１と偏波ダイバシティ変調部１５との間に適切な遅延を発生させる遅延線を設けてもよい。この場合、遅延線の遅延量が適切であれば、変調動作のさらなる高速化が可能になる。

図３は、偏波ダイバシティ変調部の構成例を示す。なお、図３に示す偏波ダイバシティ変調部においては、２つの光変調器が並列に配置されている。よって、以下の記載では、図３に示す構成を「並列型」と呼ぶことがある。

図３（ａ）に示す例では、偏波ダイバシティ変調部１５は、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２１、光変調器２２、２３、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）２４を備える。偏波ビームスプリッタ２１は、入力光信号を光信号Ｘおよび光信号Ｙに分離する。光信号Ｘの偏波および光信号Ｙの偏波は、互いに直交している。光信号Ｘは光変調器２２に導かれ、光信号Ｙは光変調器２３に導かれる。

光変調器２２は、駆動信号ＶＸに基づいて光信号Ｘを変調する。同様に、光変調器２３は、駆動信号ＶＹに基づいて光信号Ｙを変調する。ここで、光変調器２２、２３は、それぞれ固有偏波状態を有する。すなわち、光変調器２２、２３は、それぞれ入力光が所定の偏波状態を有するときに好適な変調を行うことができる。この例では、光変調器２２はＴＥモードの入力光を効率よく変調でき、光変調器２３はＴＭモードの入力光を効率よく変調できるものとする。この場合、偏波ビームスプリッタ２１は、光信号ＸがＴＥモードで光変調器２２に入力され、光信号ＹがＴＭモードで光変調器２３に入力されるように、光信号Ｘおよび光信号Ｙを生成する。

図４は、偏波ダイバシティ変調部１５の動作を説明する図である。図４において、Ｘ軸およびＹ軸は、偏波ビームスプリッタ２１の偏波軸を表す。また、Ｅは、入力光信号の偏波状態を表す。ここで、光信号の偏波状態は、光伝送路上で変化する。よって、偏波ダイバシティ変調部１５への入力光信号の偏波状態は、未知である。図４に示す例では、偏波ビームスプリッタ２１のＸ軸に対して角度Ψだけ回転した偏波状態を有する光信号Ｅが偏波ダイバシティ変調部１５されている。

入力光信号Ｅは、上述したように、偏波ビームスプリッタ２１により、光信号Ｘおよび光信号Ｙに分離される。したがって、入力光信号Ｅは、図４（ａ）に示すように、偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yに分離される。偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yは、光信号Ｘおよび光信号Ｙに対応する。そして、偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yは、それぞれ光変調器２２および光変調器２３に導かれる。よって、偏波成分Ｅ_Xは、光変調器２２において駆動信号ＶＸに基づいて変調され、偏波成分Ｅ_Yは、光変調器２３において駆動信号ＶＹに基づいて変調される。すなわち、入力光信号Ｅは、偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yに分離されて光変調器２２、２３により変調される。その後、変調された偏波成分Ｅ_Xおよび変調された偏波成分Ｅ_Yは、偏波ビームコンバイナ２４により合波される。

ここで、図３（ａ）に示す例では、光変調器２２の固有偏波状態はＴＥ偏波であり、偏波成分Ｅ_XはＴＥモードで光変調器２２に入力される。また、光変調器２３の固有偏波状態はＴＭ偏波であり、偏波成分Ｅ_YはＴＭモードで光変調器２３に入力される。したがって、偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yは、それぞれ、光変調器２２、２３において高い効率で変調される。すなわち、入力光信号の偏波がどのような状態であっても、偏波ダイバシティ変調部１５は、その光信号を高い効率で変調することができる。

なお、角度Ψがゼロに近いときは、入力光信号Ｅは、主に光変調器２２によって変調される。また、角度Ψがπ／２に近いときは、入力光信号Ｅは、主に光変調器２３によって変調される。或いは、角度Ψがπ／４に近いときは、入力光信号Ｅは、光変調器２２、２３によってほぼ均等に変調される。

偏波ダイバシティ変調部１５に偏波多重光信号が入力されるときは、図４（ｂ）に示すように、偏波多重光信号中の各光信号がそれぞれ偏波成分Ｅ_Xおよび偏波成分Ｅ_Yに分離される。この実施例では、入力偏波多重光信号は、光信号Ｅ_Hおよび光信号Ｅ_Vを含む。光信号Ｅ_Hの偏波および光信号Ｅ_Vの偏波は、互いに直交している。この場合、光信号Ｅ_Hは、偏波成分Ｅ_HXおよび偏波成分Ｅ_HYに分離されて光変調器２２、２３に導かれる。同様に、光信号Ｅ_Vは、偏波成分Ｅ_VXおよび偏波成分Ｅ_VYに分離されて光変調器２２、２３に導かれる。そうすると、光変調器２２は、駆動信号ＶＸに基づいて、偏波成分Ｅ_HXおよび偏波成分Ｅ_VXを変調する。また、光変調器２３は、駆動信号ＶＹに基づいて、偏波成分Ｅ_HYおよび偏波成分Ｅ_VYを変調する。したがって、入力光信号が偏波多重光信号であっても、偏波ダイバシティ変調部１５は、その偏波多重光信号を高い効率で変調することができる。

さらに、入力光信号がＷＤＭ信号であるときは、ＷＤＭ信号中の各光信号がそれぞれ図４に示すように分離され、光変調器２２、２３において変調される。よって、ＷＤＭ信号中の各光信号の偏波状態が未知であっても、偏波ダイバシティ変調部１５は、それら各光信号を高い効率で変調することができる。すなわち、ＷＤＭ信号中の各光信号の偏波状態が揃っていなくても、各光信号は高い効率で変調される。

図３（ｂ）に示す例では、偏波ダイバシティ変調部１５は、図３（ａ）に示す偏波ビームスプリッタ２１、光変調器２２、２３、偏波ビームコンバイナ２４に加えて、偏波回転器２５を備える。偏波回転器２５は、偏波ビームスプリッタ２１と光変調器２３との間で光信号Ｙの偏波を９０度回転させる。なお、偏波回転器２５は、受動素子で実現することができる。例えば、偏波回転器２５は、ＰＢＳ２１と光変調器２３を偏波保持光ファイバで接続する際に、その固有偏波軸を９０度ひねることで実現してもよい。

図３（ｂ）に示す例では、光変調器２２、２３は、基本的に同じ特性を有する。たとえば、光変調器２２、２３は、いずれもＴＥモードの入力光を効率よく変調するものとする。この場合、偏波ビームスプリッタ２１は、光信号ＸがＴＥモードで光変調器２２に入力されるように、光信号Ｘおよび光信号Ｙを生成する。そうすると、光信号Ｙは、ＴＭモードで出力される。ただし、光信号Ｙの偏波は、偏波回転器２５によって９０度回転させられる。よって、光信号Ｙも、ＴＥモードで光変調器２３に入力される。

このように、図３（ａ）に示す構成と同様に、図３（ｂ）に示す構成においても、入力光信号は、互いに直交する偏波成分に分離される。そして、各偏波成分は、対応する光変調器の固有偏波状態に一致するように生成される。或いは、各偏波成分は、対応する光変調器の固有偏波状態に一致するように制御される。したがって、図３（ｂ）に示す構成においても、偏波ダイバシティ変調部１５は、任意の偏波状態の光信号を高い効率で変調でき、また、偏波多重光信号を高い効率で変調できる。

なお、図３（ａ）ならびに図３（ｂ）に示す構成において、偏波ビームスプリッタ２１によって分離された光信号Ｘと光信号Ｙが再び偏波ビームコンバイナ２４によって合成されるに至る２つの経路について、光路長を互いに一致させることができれば理想的であるが、これは必ずしも必要ない。ここでの光路長の不一致は、光送信器から光受信器に至る伝送経路の偏波モード分散の発生に寄与するものであり、システム設計の許容する範囲内に収まっていれば問題ない。

図５は、偏波ダイバシティ変調部の他の構成例を示す。なお、図５に示す偏波ダイバシティ変調部においては、２つの光変調器が直列に配置されている。よって、以下の記載では、図５に示す構成を「直列型」と呼ぶことがある。

図５（ａ）に示す例では、偏波ダイバシティ変調部１５は、光変調器４１、偏波回転器４３、光変調器４２を備える。この例では、光変調器４１、４２は、同じ特性を有する。例えば、光変調器４１、４２は、それぞれ、ＴＥモードの光を効率よく変調できるものとする。

光変調器４１は、駆動信号ＶＸに基づいて入力光信号を変調する。偏波回転器４３は、光変調器４１から出力される光信号の偏波を９０度回転させる。光変調器４２は、駆動信号ＶＸに基づいて、偏波回転器４３から出力される光信号を変調する。

ここで、図４（ａ）を参照しながら図５（ａ）に示す偏波ダイバシティ変調部１５の動作を説明する。ただし、Ｘ軸は、光変調器４１の固有偏波の方向を表すものとする。この場合、偏波ダイバシティ変調部１５に光信号Ｅが入力されると、光変調器４１において駆動信号ＶＸにより主に偏波成分Ｅ_Xが変調される。光変調器４１から出力される光信号の偏波は、偏波回転器４３により９０度回転させられる。すなわち、偏波成分Ｅ_Yは、光変調器４２の固有偏波状態に一致するように制御される。したがって、光変調器４２において駆動信号ＶＹにより主に偏波成分Ｅ_Yが変調される。すなわち、偏波成分Ｅ_Xが光変調器４１において効率よく変調され、偏波成分Ｅ_Yが光変調器４２において効率よく変調されるので、入力光信号Ｅは効率よく変調されることになる。

図５（ｂ）に示す例では、偏波ダイバシティ変調部１５は、光変調器４１および光変調器４２を備える。この例では、光変調器４１、４２は、互いに異なる特性を有する。例えば、光変調器４１はＴＥモードの光を効率よく変調し、光変調器４２はＴＭモードの光を効率よく変調するものとする。

この構成においては、光変調器４１は、駆動信号ＶＸに基づいて主に偏波成分Ｅ_Xを変調する。また、光変調器４２は、駆動信号ＶＹに基づいて主に偏波成分Ｅ_Yを変調する。すなわち、図５（ａ）および図５（ｂ）に示す偏波ダイバシティ変調部は、実質的に同じ変調を行う。

なお、図５（ａ）および図５（ｂ）に示す構成において、入力された光信号が光変調器４１によって変調されるタイミングと光変調器４２によって変調されるタイミングには、直列型に固有な時間差が原理的に生ずる。直列型の構成によって高速な再変調を実現する場合、この時間差を適切に勘案したうえで駆動信号ＶＸと駆動信号ＶＹとの間に相対的な遅延を与えることで変調の精度を向上してもよい。

このように、図５に示す直列型の偏波ダイバシティ変調部においては、入力光信号の一部の偏波成分（ここでは、光変調器４１の固有偏波状態に一致する偏波成分）が光変調器４１において変調され、他の偏波成分が光変調器４２において変調される。したがって、図３に示す並列型の偏波ダイバシティ変調部および図５に示す直列型の偏波ダイバシティ変調部は、実質的に同じ変調を行うことができる。

また、並列型および直列型のいずれの構成においても、偏波ダイバシティ変調部は、互いに直交する２つの固有偏波状態を有する。ここでは、「固有偏波状態」は、駆動信号ＶＸで駆動される光変調器（光変調器２２または光変調器４１）と、駆動信号ＶＹで駆動される光変調器（光変調器２３または光変調器４２）の個々が効率よく変調できる入力偏波状態を意味する。例えば、図３（ａ）に示す構成では、光変調器２２により一方の固有偏波状態が提供され、光変調器２３により他方の固有偏波状態が提供される。図３（ｂ）に示す構成では、光変調器２２により一方の固有偏波状態が提供され、偏波回転器２５および光変調器２３により他方の固有偏波状態が提供される。そして、図３（ａ）および図３（ｂ）に示す構成においては、入力光信号は、偏波ビームスプリッタ２１により、上述の２つの固有偏波状態に対応する偏波成分に分離される。また、図５（ａ）に示す構成では、光変調器４１により一方の固有偏波状態が提供され、偏波回転器４３および光変調器４２により他方の固有偏波状態が提供される。図５（ｂ）に示す構成では、光変調器４１により一方の固有偏波状態が提供され、光変調器４２により他方の固有偏波状態が提供される。

このように、偏波ダイバシティ変調部１５は、並列型で構成されてもよいし、直列型で構成されてもよい。なお、並列型は以下の利点を有する。
（１）偏波ダイバシティ変調部１５の主要部を構成する上で、ＯＩＦ標準部品の構成の一部を流用しやすいと考えられる。
Implementation Agreement for Integrated Polarization Multiplexed Quadrature Modulated Transmitters, http://www.oiforum.com/wp-content/uploads/OIF-PMQ-TX-01.2-IA.pfd
（２）偏波ダイバシティ変調部１５の入力端から出力端までの長さを短くできる。
一方、直列型は以下の利点を有する。
（１）光損失が小さい。
（２）偏波ダイバシティ変調部１５の幅を狭くできる。
（３）偏波ダイバシティ変調部１５を構成する部品の数が少なくなる。

次に、偏波ダイバシティ変調部１５の入力光信号および／または出力光信号を検出する構成について記載する。図６は、並列型の偏波ダイバシティ変調部から光信号を検出する構成の例を示す。図７は、直列型の偏波ダイバシティ変調部から光信号を検出する構成の例を示す。

並列型において、フィードフォワード構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、図６（ａ）に示すように、偏波ダイバシティ変調部１５の入力側に光分岐器２６および受光器２７が設けられる。光分岐器２６は、偏波ダイバシティ変調部１５の入力光信号を分岐して受光器２７に導く。受光器２７は、光分岐器２６により分岐された入力光信号を電気信号に変換する。受光器２７により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

フィードバック構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力側に光分岐器２８および受光器２９が設けられる。光分岐器２８は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力光信号を分岐して受光器２９に導く。受光器２９は、光分岐器２８により分岐された出力光信号を電気信号に変換する。受光器２９により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

なお、光再変調装置は、偏波ダイバシティ変調部１５の入力光信号および出力光信号の双方に基づいて駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成してもよい。この場合、光再変調装置は、光分岐器２６、２８、および受光器２７、２９を備える。

図６（ｂ）に示す構成では、直交する２つの偏波状態について光信号が検出される。具体的には、偏波ビームスプリッタ２１の偏波軸に対応する２つの偏光成分がそれぞれ検出される。

フィードフォワード構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、光変調器２２、２３の入力側に光分岐器３１、３２、および受光器３３、３４が設けられる。光分岐器３１は、光信号Ｘを分岐して受光器３３に導き、光分岐器３２は、光信号Ｙを分岐して受光器３４に導く。受光器３３は、光分岐器３１により分岐された光信号を電気信号に変換し、受光器３４は、光分岐器３２により分岐された光信号を電気信号に変換する。受光器３３、３４により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

フィードバック構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、光変調器２２、２３の出力側に光分岐器３５、３６、および受光器３７、３８が設けられる。光分岐器３５は、光変調器２２の出力光信号を分岐して受光器３７に導き、光分岐器３６は、光変調器２３の出力光信号を分岐して受光器３８に導く。受光器３７は、光分岐器３５により分岐された光信号を電気信号に変換し、受光器３８は、光分岐器３６により分岐された光信号を電気信号に変換する。受光器３７、３８により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

尚、光再変調装置は、光変調器２２、２３の入力光信号および出力光信号の双方に基づいて駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成してもよい。この場合、光再変調装置は、光分岐器３１、３２、３５、３６、および受光器３３、３４、３７、３８を備える。

直列型において、フィードフォワード構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、図７（ａ）に示すように、偏波ダイバシティ変調部１５の入力側に光分岐器４４および受光器４５が設けられる。光分岐器４４は、偏波ダイバシティ変調部１５の入力光信号を分岐して受光器４５に導く。受光器４５は、光分岐器４４により分岐された入力光信号を電気信号に変換する。受光器４５により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

フィードバック構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力側に光分岐器４６および受光器４７が設けられる。光分岐器４６は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力光信号を分岐して受光器４７に導く。受光器４７は、光分岐器４６により分岐された出力光信号を電気信号に変換する。受光器４７により生成される電気信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する駆動信号生成部へ導かれる。

尚、光信号は、光変調器４１と光変調器４３との間でタップされるようにしてもよい。例えば、光分岐器４８は、光変調器４１の出力光信号を分岐して受光器４９に導く。受光器４９は、光分岐器４８により分岐された光信号を電気信号に変換する。

図７（ｂ）に示す構成では、直交する２つの偏波状態について光信号が検出される。具体的には、光変調器４１の固有偏波状態に対応する偏光成分およびそれに直交する偏波成分が検出される。

フィードフォワード構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、偏波ダイバシティ変調部１５の入力側に光分岐器４４、偏波ビームスプリッタ５１、および受光器５２、５３が設けられる。光分岐器４４は、偏波ダイバシティ変調部１５の入力光信号を分岐して偏波ビームスプリッタ５１に導く。偏波ビームスプリッタ５１は、光分岐器４４から受信する光信号を互いに直交する偏波成分に分岐して受光器５２、５３に導く。そして、受光器５２、５３は、それぞれ偏波ビームスプリッタ５１から受信する光信号を電気信号に変換する。ここで、偏波ビームスプリッタ５１は、光信号を光変調器４１の固有偏波状態およびそれに直交する偏波状態に分岐することが好ましい。そうすると、光変調器４１において強く変調される偏波成分を表す電気信号が受光器５２により生成され、光変調器４３において強く変調される偏波成分を表す電気信号が受光器５３により生成される。

フィードフォワード構成の再変調を実現するための駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する場合は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力側に光分岐器４６、偏波ビームスプリッタ５４、および受光器５５、５６が設けられる。光分岐器４６は、偏波ダイバシティ変調部１５の出力光信号を分岐して偏波ビームスプリッタ５４に導く。偏波ビームスプリッタ５４は、光分岐器４６から受信する光信号を互いに直交する偏波成分に分岐して受光器５５、５６に導く。そして、受光器５５、５６は、それぞれ偏波ビームスプリッタ５４から受信する光信号を電気信号に変換する。ここで、偏波ビームスプリッタ５４は、光信号を光変調器４１の固有偏波状態およびそれに直交する偏波状態に分岐することが好ましい。そうすると、光変調器４１において強く変調される偏波成分を表す電気信号が受光器５５により生成され、光変調器４３において強く変調される偏波成分を表す電気信号が受光器５６により生成される。

尚、光信号は、光変調器４１と光変調器４３との間でタップされるようにしてもよい。例えば、光分岐器４８は、光変調器４１の出力光信号を分岐して偏波ビームスプリッタ５７に導く。偏波ビームスプリッタ５７は、光分岐器４８から受信する光信号を互いに直交する偏波成分に分岐して受光器５８、５９に導く。そして、受光器８５、５９は、それぞれ偏波ビームスプリッタ５７から受信する光信号を電気信号に変換する。

偏波ダイバシティ変調部１５が実装されるモジュールは、図６または図７に示す各受光器を含んで構成されるようにしてもよい。この場合、光再変調装置の小型化において有利である。また、図６または図７に示す各受光器は、偏波ダイバシティ変調部１５が実装されるモジュールの外に設けられるようにしてもよい。この場合、受光器および光変調器を個々に最適化しやすくなる。

＜第１の実施形態＞
第１の実施形態では、光再変調装置は、光ファイバ中で発生する非線形効果に起因する波形歪みを抑制するために光信号に対して再変調を行う。例えば、光再変調装置は、ＷＤＭ伝送システムにおいて、伝送路上でＷＤＭ信号を変調することで、波長チャネル間で発生する相互位相変調（ＸＰＭ：cross-phase modulation）を低減する。

図８は、第１の実施形態の光再変調装置が使用される伝送システムの一例を示す。図８に示す例では、送信局Ｔｘから受信局Ｒｘへ光ファイバケーブルを介してＷＤＭ信号が伝送される。ＷＤＭ信号中には、複数の波長チャネルが多重化されている。すなわち、波長の異なる複数の光信号が多重化されて送信局Ｔｘから受信局Ｒｘへ伝送される。

光再変調装置１００は、送信局Ｔｘと受信局Ｒｘとの間の光伝送路上に設けられる。送信局Ｔｘと受信局Ｒｘとの間の伝送距離に応じて、複数の光再変調装置１００が設けられるようにしてもよい。なお、光再変調装置１００は、図１に示す例では、位置Ａに配置され得る。すなわち、光再変調装置１００は、ＲＯＡＤＭノード、ＷＸＣノード、ＩＬＡノードなどに設けられる。

図９は、第１の実施形態の光変調装置１００の一例を示す。光再変調装置１００は、図９に示すように、光分岐部１０１、受光器１０２ａ、１０２ｂ、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１４、偏波ダイバシティ位相変調器１０３を備える。偏波ダイバシティ位相変調器１０３は、図３に示す並列型で構成されてもよいし、図５に示す直列型で構成されもよい。以下の記載では、偏波ダイバシティ位相変調器１０３は、図３に示す並列型で構成されているものとする。

光再変調装置１００には、ＷＤＭ信号が入力される。そして、入力ＷＤＭ信号は、光分岐部１０１に導かれる。光分岐部１０１は、偏波ビームスプリッタを含み、入力ＷＤＭ信号を互いに直交する偏波状態の１組の光信号に分離する。例えば、偏波ダイバシティ変調部が図６（ｂ）に示す構成で実現される場合には、光分岐部１０１は、偏波ビームスプリッタ２１、光分岐器３１、３２に相当する。この場合、光分岐部１０１は、入力ＷＤＭ信号から光信号Ｘおよび光信号Ｙを生成する。光信号Ｘおよび光信号Ｙは、それぞれＷＤＭ信号である。そして、光分岐部１０１は、光信号Ｘ、Ｙを偏波ダイバシティ位相変調器１０３に導くと共に、光信号Ｘ、Ｙをそれぞれ受光器１０２ａ、１０２ｂに導く。受光器１０２ａ、１０２ｂは、それぞれ光信号Ｘ、Ｙを電気信号に変換する。

偏波ダイバシティ位相変調器１０３は、互いに直交する固有偏波状態Ｘ、Ｙに対応する２つの位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙを備える。位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙは、図３に示す例では、光変調器２２、２３に相当する。すなわち、位相変調器１０３Ｘには、入力ＷＤＭ信号から生成される光信号Ｘが入力され、位相変調器１０３Ｙには、入力ＷＤＭ信号から生成される光信号Ｙが入力される。光信号Ｙは、図３（ｂ）に示す偏波回転器２５により偏波状態が制御された後に位相変調器１０３Ｙに入力されるようにしてもよい。

したがって、受光器１０２ａにより生成される電気信号は、位相変調器１０３Ｘに導かれる光信号Ｘを表す。また、受光器１０２ｂにより生成される電気信号は、位相変調器１０３Ｙに導かれる光信号Ｙを表す。

再変調機能設定部１３は、フィルタ係数算出部１０４を備える。フィルタ係数算出部１０４は、伝送路情報に基づいて、駆動信号生成部１４において使用されるフィルタ係数を算出する。伝送路情報は、ＷＤＭ信号が伝送される光伝送路の長さ、ＷＤＭ信号を伝送する光ファイバの特性を表す係数などを含む。また、後述する可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄの遅延量を表す最適遅延情報は、再変調機能設定部１３内のメモリに格納される。

駆動信号生成部１４は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０５ａ、１０５ｂ、可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄを備える。低域通過フィルタ１０５ａは、再変調機能設定部１３から与えられるフィルタ係数を使用して受光器１０２ａにより生成される電気信号をフィルタリングして駆動信号ＶＸを生成する。同様に、低域通過フィルタ１０５ｂは、再変調機能設定部１３から与えられるフィルタ係数を使用して受光器１０２ｂにより生成される電気信号をフィルタリングして駆動信号ＶＹを生成する。ここで、低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂの構成は、実質的に同じである。また、低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂには同じフィルタ係数が与えられる。なお、フィルタ係数の実施例については、後で記載する。

低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂにより生成される駆動信号ＶＸ、ＶＹは、それぞれ可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄにより遅延させられる。可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄの遅延量は、再変調機能設定部１３から与えられる。ここで、駆動信号ＶＸ、ＶＹ間の相対遅延（すなわち、スキュー）が精度よく調整されていれば、偏波ダイバシティ位相変調器１０３において相互位相変調が精度よくキャンセルされ得る。したがって、光再変調装置１００が製造されるときに、駆動信号ＶＸ、ＶＹ間のスキューが小さくなるように可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄの遅延量を測定しておき、その測定結果が最適遅延情報として再変調機能設定部１３に格納される。

なお、位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙが並列に配置されている構成においては、駆動信号ＶＸ、ＶＹ間のスキューがゼロになるように可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄの遅延量を決定してもよい。また、位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙが直列に配置されている構成においては、駆動信号ＶＸ、ＶＹ間のスキューが、位相変調器１０３Ｘと位相変調器１０３Ｙとの間の遅延時間に一致するように、可変遅延要素１０５ｃ、１０５ｄの遅延量を決定してもよい。

偏波ダイバシティ位相変調器１０３は、入力光信号を駆動信号ＶＸ、ＶＹで変調することにより出力光信号を生成する。具体的には、位相変調器１０３Ｘは、入力光信号を駆動信号ＶＸで変調し、位相変調器１０３Ｙは、入力光信号を駆動信号ＶＹで変調する。例えば、位相変調器１０３Ｘおよび位相変調器１０３Ｙが並列に配置されている構成においては、位相変調器１０３Ｘは、入力ＷＤＭ信号から得られる光信号Ｘを駆動信号ＶＸで変調し、位相変調器１０３Ｙは、入力ＷＤＭ信号から得られる光信号Ｙを駆動信号ＶＹで変調する。そして、位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙの出力光信号は、偏波ビームコンバイナにより合波される。この結果、ＷＤＭ信号中の各光信号の相互位相変調がキャンセルまたは抑制される。

駆動信号生成部１４は、例えば、デジタル信号処理回路により実現される。この場合、駆動信号生成部１４への入力信号は、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換され、駆動信号生成部１４の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換される。或いは、駆動信号生成部１４は、アナログ回路で実現してもよい。

次に、駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する方法について説明する。ここでは、光再変調装置１００への入力光信号の電界Ｅ_INが（１）式で表されるものとする。

Ｅ_HおよびＥ_Vは、互いに直交する単位ベクトルであり、偏波多重されている信号（Ｈ偏波信号およびＶ偏波信号）の偏波の方向を表す。Ａ_HおよびＡ_Vは、Ｈ偏波信号およびＶ偏波信号の振幅を表す。ωは、光信号の基準角周波数を表す。なお、ωは、例えば、ＷＤＭ信号が占有する周波数帯域の中心付近に対応する角周波数であってもよい。

この場合、受光器１０２ａの出力電流Ｉ_Xは（２）式で表される。

また、受光器１０２ｂの出力電流Ｉ_Yは（３）式で表される。

Ψは、信号の偏波ベクトルＥ_Hと、入力光信号を光信号Ｘおよび光信号Ｙに分離する偏波ビームスプリッタの偏波面との間の角度を表す。＊は、複素共役を表す。

低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂの伝達関数は、例えば（４）式で表されるように設定してもよい。

γは、光ファイバの非線形パラメータを表す。αは、ファイバ損失を表す。Δβは、光ファイバの波長分散係数を表す。Ｌは、光伝送路の距離（スパン長）を表す。すなわち、低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂは、（４）式を満足するように設計される。例えば、低域通過フィルタ１０５ａ、１０５ｂがデジタルフィルタで実現される場合は、フィルタ係数算出部１０４は、伝送路情報に基づいて、伝達関数が（４）式を満足するようにフィルタ係数を出する。

駆動信号ＶＸは、低域通過フィルタ１０５ａで電流信号Ｉ_Xをフィルタリングすることにより生成される。同様に駆動信号ＶＹは、低域通過フィルタ１０５ｂで電流信号Ｉ_Yをフィルタリングすることにより生成される。したがって、駆動信号ＶＸ、ＶＹは（５）式で表される。

ｈ（ｔ）は、（４）式に示す伝達関数Ｈ（ω）の逆フーリエ変換を表す。ｋは、駆動信号ＶＸ、ＶＹの振幅を調整するための係数（所定の実数）である。

なお、図９には示していないが、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＸを生成する上で低域通過フィルタ１０５ａの出力のみならず、低域通過フィルタ１０５ｂの出力に対してｋ以外の係数ｋ２を乗じたものを加算した結果を用いてもよい。同様に、駆動信号ＶＹを生成する上で低域通過フィルタ１０５ｂの出力のみならず、低域通過フィルタ１０５ａの出力に対してｋ以外の係数ｋ３を乗じたものを加算した結果を用いてもよい。これらの係数ｋ２ならびにｋ３は、再変調機能設定部1３によって伝送路情報に基づいて決定してもよい。

あるいは、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＸを生成する上で低域通過フィルタ１０５ａの出力のみならず、電流信号Ｉ_Yを低域通過フィルタ１０５ｂとは異なる係数を有する低域通過フィルタ１０５ｄによってフィルタリングすることで生成した信号を加算した結果を用いてもよい。同様に、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＹを生成する上で低域通過フィルタ１０５ｂの出力のみならず、電流信号Ｉ_Xを低域通過フィルタ１０５ａとは異なる係数を有する低域通過フィルタ１０５ｃによってフィルタリングすることで生成した信号を加算した結果を用いてもよい。

このように、光再変調装置１００は、互いに直交する固有偏波状態Ｘ、Ｙに対応する２つの位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙを備える。ここで、各位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙで処理される偏波成分に対応する電気信号が検出され、駆動信号生成部１４は、これらの電気信号を低域通過フィルタでフィルタリングすることで駆動信号ＶＸ、ＶＹを生成する。そして、位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙは、生成された駆動信号ＶＸ、ＶＹに基づいて入力ＷＤＭ光信号を変調する。この結果、ＷＤＭ信号中の各光信号の相互位相変調がキャンセルまたは抑制される。

また、第１の実施形態では、互いに直交する固有偏波状態Ｘ、Ｙに対応する２つの位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙを利用して入力光信号が変調されるので、任意の偏波状態の光信号の相互位相変調を抑制できる。例えば、図４（ｂ）に示す偏波多重光信号が光再変調装置１００に入力されるものとする。図４（ｂ）において、Ｘ方向は、位相変調器１０３Ｘの固有偏波を表し、Ｙ方向は、位相変調器１０３Ｙの固有偏波を表す。Ｅ_HおよびＥ_Vは、偏波多重光信号に多重化されている信号（Ｈ偏波信号およびＶ偏波信号）の偏波の方向を表す。すなわち、入力光信号の偏波状態は、光再変調装置１００の固有偏波状態に対して角度Ψだけ回転している。

この場合、位相変調器１０３Ｘの変調を制御する駆動信号ＶＸは、（２）式で表される電流信号Ｉ_Xに基づいて生成される。すなわち、駆動信号ＶＸは、Ｈ偏波信号、Ｖ偏波信号、角度Ψに基づいて生成される。同様に、位相変調器１０３Ｙの変調を制御する駆動信号ＶＹは、（３）式で表される電流信号Ｉ_Yに基づいて生成される。すなわち、駆動信号ＶＹも、Ｈ偏波信号、Ｖ偏波信号、角度Ψに基づいて生成される。したがって、入力光信号は、角度Ψに応じた配分で、位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙにより適切に変調される。

例えば、Ψ＝０であるときは、Ｈ偏波信号は、駆動信号ＶＸに従って位相変調器１０３Ｘで変調され、Ｖ偏波信号は、駆動信号ＶＹに従って位相変調器１０３Ｙで変調される。また、Ψ＝９０であるときは、Ｈ偏波信号は、駆動信号ＶＹに従って位相変調器１０３Ｙで変調され、Ｖ偏波信号は、駆動信号ＶＸに従って位相変調器１０３Ｘで変調される。Ψが他の角度であるときは、Ｈ偏波信号は、駆動信号ＶＸ、ＶＹに従って位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙにおいて変調され、Ｖ偏波信号も、駆動信号ＶＸ、ＶＹに従って位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙにおいて変調される。したがって、光再変調装置１００は、入力光信号の偏波状態に依存することなく、入力光信号を適切に変調することができる。

すなわち、第１の実施形態によれば、光変調器の入力側に偏波制御器を設けることなく以下の効果が得られる。
（１）任意の偏波状態の光信号を変調できる。
（２）偏波多重光信号の相互位相変調を抑制できる。
（３）ＷＤＭ信号中の各光信号の偏波状態が揃っていなくても、各光信号の相互位相変調を抑制できる。

なお、図９に示す例では、偏波ダイバシティ位相変調器１０３は位相変調器１０３Ｘ、１０３Ｙを備えるが、第１の実施形態はこの構成に限定されるものではない。例えば、偏波ダイバシティ位相変調器１０３は、Ｘ偏波およびＹ偏波に対してそれぞれＩ／Ｑ変調器を備える構成であってもよい。この場合、駆動信号ＶＸは、Ｉアーム駆動信号ＶＸ＿ＩおよびＱアーム駆動信号ＶＸ＿Ｑを含み、Ｘ偏波に対して設けられるＩ／Ｑ変調器のＩアームおよびＱアームに与えられる。同様に、駆動信号ＶＹは、Ｉアーム駆動信号ＶＹ＿ＩおよびＱアーム駆動信号ＶＹ＿Ｑを含み、Ｙ偏波に対して設けられているＩ／Ｑ変調器のＩアームおよびＱアームに与えられる。

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態では、光再変調装置は、データ信号に同期したクロック信号で光信号に対してＲＺパスル化を行う。よって、第２の実施形態の光再変調装置の構成および動作を説明する前に、ＲＺパルス化について簡単に記載する。

図１０は、ＲＺパスル化の一例を示す。この例では、光源６１は、キャリア光を生成する。キャリア光は、例えば、連続光である。パルス化回路６２は、データに同期するクロック信号でキャリア光の強度を変調してＲＺパルスを生成する。クロック信号は、たとえば、正弦波である。光変調器６３は、パルス化されたキャリア光をデータで変調する。すなわち、パルス化された変調光信号が生成される。この結果、伝送距離の拡大が期待される。

図１１は、第２の実施形態の光変調装置２００の一例を示す。光再変調装置２００は、図１１に示すように、光分岐部２０１、受光器２０２、光分岐部２０３、受光器２０４、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１４、バイアス制御部２０７、偏波ダイバシティ強度変調器２０８を備える。偏波ダイバシティ強度変調器２０８は、図３に示す並列型で構成されてもよいし、図５に示す直列型で構成されもよい。

光再変調装置２００は、例えば、図１に示す位置Ｃ１または位置Ｂ２に設けられ、図１０に示すＲＺパルス化を実行する。一例として、図１に示す光送信器３が図１０に示すパルス化回路６２を備えていないものとする。この場合、位置Ｃ１に設けられる光再変調装置は、光送信器３から出力される変調光信号に対してＲＺパルス化を行う。

光再変調装置２００には、ある１つの波長の光信号が入力される。入力光信号は、単一偏波光信号であってもよいし、偏波多重光信号であってもよい。入力光信号は、偏波ダイバシティ強度変調器２０８に導かれる。また、入力光信号は、光分岐部２０１により分岐され、受光器２０２に導かれる。そして、受光器２０２は、光分岐部２０１により分岐された入力光信号を電気信号に変換する。

光分岐部２０３は、偏波ダイバシティ強度変調器２０８の出力光信号を分岐して受光器２０４に導く。受光器２０４は、光分岐部２０３により分岐された出力光信号を電気信号に変換する。

再変調機能設定部１３は、ＲＺ変調ＯＮ／ＯＦＦ制御部２０５を備える。ＲＺ変調ＯＮ／ＯＦＦ制御部２０５は、ＲＺパルス化を実行するか否かを表すＯＮ／ＯＦＦ指示を生成する。なお、ＲＺパルス化を実行するか否かは、例えば、ユーザまたはネットワーク管理者により決定される。

駆動信号生成部１４は、クロック再生部２０６ａ、遅延制御部２０６ｂ、可変遅延要素２０６ｃ、２０６ｄを備える。なお、駆動信号生成部１４は、例えば、アナログ電子回路により実現される。

クロック再生部２０６ａは、受光器２０２から出力される電気信号に基づいて、入力光信号による伝送されるデータに同期したクロック信号を再生する。クロック信号は、公知の技術により再生される。例えば、データが位相変調で伝送されるときは、クロック再生部２０６ａは、受光器２０２から出力される電気信号に基づいて光信号の強度波形の変化をモニタする。そして、クロック再生部２０６ａは、公知のタイミング誤差検出回路によって、光信号の強度波形の変化に含まれる特定の特徴に基づいて、光信号の符号変調速度に周波数同期したクロック信号を再生する。そして、クロック再生部２０６ａは、再生したクロック信号を駆動信号ＶＸ、ＶＹとして出力する。すなわち、駆動信号ＶＸ、ＶＹの波形は、互いに同じである。なお、駆動信号ＶＸ、ＶＹの波形は、たとえば、正弦波である。

可変遅延要素２０６ｃは、遅延制御部２０６ｂから与えられる指示に応じて駆動信号ＶＸを遅延させる。同様に、可変遅延要素２０６ｄは、遅延制御部２０６ｂから与えられる指示に応じて駆動信号ＶＹを遅延させる。遅延制御部２０６ｂは、受光器２０４から出力される電気信号に基づいて、可変遅延要素２０６ｃ、２０６ｄの遅延量を決定する。

偏波ダイバシティ強度変調器２０８は、入力光信号を駆動信号ＶＸ、ＶＹで変調することにより出力光信号を生成する。具体的には、強度変調器２０８Ｘは、入力光信号を駆動信号ＶＸで強度変調し、強度変調器２０８Ｙは、入力光信号を駆動信号ＶＹで強度変調する。例えば、強度変調器２０８Ｘおよび強度変調器２０８Ｙが並列に配置されている構成においては、強度変調器２０８Ｘは、入力光信号から得られる光信号Ｘを駆動信号ＶＸで強度変調し、強度変調器２０８Ｙは、入力光信号から得られる光信号Ｙを駆動信号ＶＹで強度変調する。そして、強度変調器２０８Ｘ、２０８Ｙの出力光信号は、偏波ビームコンバイナにより合波される。この結果、データに同期するクロック信号でＲＺパルス化された変調光信号が生成される。

バイアス制御部２０７は、受光器２０４から出力される電気信号に基づいて、偏波ダイバシティ強度変調器２０８のバイアス電圧を制御する。すなわち、バイアス制御部２０７により生成されるバイアス電圧は、偏波ダイバシティ強度変調器２０８（強度変調器２０８Ｘ、２０８Ｙ）に与えられる。ここで、バイアス制御部２０７は、受光器２０４から出力される電気信号が目標値に近づくように、フィードバック制御でバイアス電圧を制御する。

上記構成の光再変調装置２００において、駆動信号ＶＸによる生成されるＲＺパルスが入力光信号のシンボルタイミングからずれていると、偏波ダイバシティ強度変調器２０８の出力光信号の平均光パワーが低下する。よって、遅延制御部２０６ｂは、偏波ダイバシティ強度変調器２０８の出力光信号の平均光パワーを大きくするように、可変遅延要素２０６ｃの遅延量を制御する。同様に、遅延制御部２０６ｂは、偏波ダイバシティ強度変調器２０８の出力光信号の平均光パワーを大きくするように、可変遅延要素２０６ｄの遅延量を制御する。なお、可変遅延要素２０６ｃの遅延量の制御および可変遅延要素２０６ｄの遅延量の制御は、個々に実行される。

このように、第２の実施形態の光再変調装置２００は、入力光信号を変調することでＲＺパルス化を実現する。よって、光送信器がＲＺパルス化を行わない光ネットワークにおいても、伝送路上でＲＺパルス化が実現されるので、光信号の伝送距離を長くすることができる。また、図３または図５に示す偏波ダイバシティ変調部により再変調が行われるので、入力光信号の偏波がどのような状態であっても、或いは、入力光信号が偏波多重光信号であっても、高い変調効率でＲＺパルス化が実現される。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態では、光再変調装置は、ＷＤＭ信号中の１または複数の光信号の周波数をシフトさせる。よって、第３の実施形態の光再変調装置の構成および動作を説明する前に、光信号の周波数シフトについて簡単に記載する。

ＷＤＭ伝送システムにおいては、所定の周波数間隔Δｆで複数の波長チャネルが配置されている。この実施例では、Δｆ＝25GHzである。また、光信号は、指定された波長チャネルを介して伝送される。図１２（ａ）に示す例では、光信号ａ〜ｇが伝送されている。

また、ＷＤＭ伝送システムにおいて、未使用の連続した周波数領域が要求されることがある。例えば、図１２（ａ）に示すＷＤＭ信号において、光信号ｄの周波数を25GHzだけ高くすれば、光信号ｃ〜ｄ間により広い未使用領域が得られる。

図１２（ｂ）は、ＷＤＭ信号中の指定された光信号の周波数をシフトさせる周波数シフト装置の一例を示す。この周波数シフト装置は、波長選択スイッチ（ＷＳＳ）７１、周波数シフタ７２（７２−１、７２−２、・・・）、コンバイナ７３を備える。波長選択スイッチ７１は、選択指示に従って、ＷＤＭ信号中の各光信号を出力する。例えば、周波数を維持する光信号（光信号ａ〜ｃ、ｅ〜ｇ）は、光パス７４を介してコンバイナ７３に導かれる。また、周波数を25GHzだけシフトする光信号（光信号ｄ）は、周波数シフタ７２−１に導かれる。なお、選択指示は、ユーザまたはネットワーク管理者から与えられる。或いは、選択指示は、ＷＤＭ伝送システムを管理するネットワーク管理システムから与えられる。

周波数シフタ７２−１、７２−２は、それぞれ入力光信号の周波数を25GHz、50GHzだけシフトさせる。コンバイナ７３は、光パス７４を介して受信する光信号、および周波数シフタ７１−１、７２−２の出力光信号を合波する。この構成により、ＷＤＭ信号中の所望の光信号を所望の周波数だけシフトさせることができる。

なお、コンバイナ７３は、受動的な光カプラによって実現してもよいが、波長選択スイッチによって実現してもよい。この場合、波長選択スイッチ（ＷＳＳ）７１のかわりに受動的な光スプリッタを用いてもよい。

図１２（ｃ）は、周波数シフタ７２の一例を示す。この例では、周波数シフタ７２は、Ｉ／Ｑ変調器により実現される。Ｉ／Ｑ変調器は、Ｉアーム変調器７５、Ｑアーム変調器７６、移相器７７を備える。移相器７７は、ＩアームとＱアームとの間に位相差π／２を与える。発振器７８は、発振信号ＬＯを生成する。例えば、入力光の周波数を25GHzシフトさせる位相シフタにおいては、発振器７８は25GHzの発振信号ＬＯを生成する。この発振信号ＬＯは、駆動信号として、Ｉアーム変調器７５およびＱアーム変調器７６に与えられる。ただし、Ｑアーム変調器７６に与えられる発振信号ＬＯの位相は、移相器７９によりπ／２だけシフトされる。

第３の実施形態の光再変調装置は、図１に示す例では、位置Ｂ１または位置Ｂ２に設けられる。また、第３の実施形態の光再変調装置は、例えば、図１２（ｂ）に示す位相シフタ７２として使用される。但し、第３の実施形態の光再変調装置の構成は、図１２（ｃ）に示す構成とは異なっている。

図１３は、第３の実施形態の光変調装置３００の一例を示す。光再変調装置３００は、図１３に示すように、光分岐部３０１、受光器３０２、光分岐部３０３、受光器３０４、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器３０５、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１４、バイアス制御部３０８を備える。偏波ダイバシティ強度変調器３０５は、図３に示す並列型で構成されてもよいし、図５に示す直列型で構成されもよい。

光再変調装置３００には、例えば、ＷＤＭ信号から抽出される１または複数の波長チャネルの光信号が入力される。図１２に示す例では、例えば、波長選択スイッチ７１により光信号ｄが抽出され、その光信号ｄが周波数シフタ７２として動作する光再変調装置３００に導かれる。

入力光信号は、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器３０５に導かれる。また、この入力光信号は、光分岐部３０１により分岐され、受光器３０２に導かれる。そして、受光器３０２は、光分岐部３０１により分岐された入力光信号を電気信号に変換する。

光分岐部３０３は、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器３０５の出力光信号を分岐して受光器３０４に導く。受光器３０４は、光分岐部３０３により分岐された出力光信号を電気信号に変換する。

偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器３０５は、Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙを備える。図３に示す並列型においては、Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙは光変調器２２、２３に対応する。また、図５に示す直列型においては、Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙは光変調器４１、４３に対応する。Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙは、それぞれ、例えば、図１２（ｃ）示す構成を有する。Ｉ／Ｑ変調器３０５ＸのＩアームおよびＱアームには、それぞれ駆動信号生成部１４により生成される駆動信号ＶＸ（ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ）が与えられる。また、Ｉ／Ｑ変調器３０５ＹのＩアームおよびＱアームには、それぞれ駆動信号生成部１４により生成される駆動信号ＶＹ（ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑ）が与えられる。

再変調機能設定部１３は、周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ設定部３０６を備える。周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ設定部３０６は、入力光信号の周波数を高くするか低くするかを表すＵｐ／Ｄｏｗｎ指示を生成する。なお、入力光信号の周波数を高くするか低くするかは、例えば、ユーザまたはネットワーク管理者により決定される。

駆動信号生成部１４は、発振回路３０７ａ、可変遅延要素３０７ｂ〜３０７ｅ、相関検出部３０７ｆ、位相制御部３０７ｇを備える。なお、駆動信号生成部１４は、例えば、デジタル信号処理回路により実現される。

発振回路３０７ａは、指定された周波数の発振信号を生成する。例えば、光再変調装置３００が入力光信号の周波数を25GHzシフトさせる場合、発振回路３０７ａは、25GHzの発振信号を生成する。発振信号の波形は、例えば、正弦波である。そして、この発振信号は、駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ、ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑとして使用される。可変遅延要素３０７ｂ、３０７ｃ、３０７ｄ、３０７ｅは、それぞれ駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ、ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑを遅延させる。各可変遅延要素３０７ｂ〜３０７ｅの遅延量は、位相制御部３０７ｇにより指定される。

相関検出部３０７ｆは、受光器３０２の出力信号の波形と受光器３０４の出力信号の波形との相関を計算する。すなわち、入力光信号の波形と出力光信号の波形との相関を計算する。或いは、相関検出部３０７ｆは、受光器３０２の出力信号の波形と受光器３０４の出力信号の波形との差分を検出してもよい。

位相制御部３０７ｇは、周波数Ｕｐ／Ｄｏｗｎ設定部３０６により生成されるＵｐ／Ｄｏｗｎ指示に従って可変遅延要素３０７ｂ〜３０７ｅの遅延量を決定する。例えば、Ｉ／Ｑ変調器のＩアームに与えられる駆動信号に対してＱアームに与えられる駆動信号の位相がπ／２だけ遅れているときに、そのＩ／Ｑ変調器により変調される光信号の周波数が高くなるものとする。この場合、Ｕｐ／Ｄｏｗｎ指示が「Ｕｐ」を表していれば、位相制御部３０７ｇは、駆動信号ＶＸ＿Ｉに対して駆動信号ＶＸ＿Ｑの位相がπ／２だけ遅れるように可変遅延要素３０７ｂ、３０７ｃの遅延量を制御し、また、駆動信号ＶＹ＿Ｉに対して駆動信号ＶＹ＿Ｑの位相がπ／２だけ遅れるように可変遅延要素３０７ｄ、３０７ｅの遅延量を制御する。反対に、Ｕｐ／Ｄｏｗｎ指示が「Ｄｏｗｎ」を表していれば、位相制御部３０７ｇは、駆動信号ＶＸ＿Ｉに対して駆動信号ＶＸ＿Ｑの位相がπ／２だけ進むように可変遅延要素３０７ｂ、３０７ｃの遅延量を制御し、また、駆動信号ＶＹ＿Ｉに対して駆動信号ＶＹ＿Ｑの位相がπ／２だけ進むように可変遅延要素３０７ｄ、３０７ｅの遅延量を制御する。

さらに、位相制御部３０７ｇは、相関検出部３０７ｆにより計算される相関値に基づいて、可変遅延要素３０７ｂ〜３０７ｅの遅延量を調整する。ここで、Ｉ／Ｑ変調器を用いて入力光信号の周波数をシフトさせる場合、駆動信号のＩ、Ｑ間の位相差が最適値（すなわち、π／２）からずれていると、Ｉ／Ｑ変調器の出力光信号の強度が揺らいでしまう。換言すれば、Ｉ／Ｑ変調器の出力光信号の強度の揺らぎを小さくするように各駆動信号の位相が調整されると、精度のよい周波数シフトが実現される。

そこで、位相制御部３０７ｇは、相関検出部３０７ｆにより計算される相関値を利用して、Ｉ／Ｑ変調器の出力光信号の強度の揺らぎをモニタする。このとき、受光器３０２の出力信号の波形と受光器３０４の出力信号の波形との相関が高いほど（或いは、受光器３０２の出力信号の波形と受光器３０４の出力信号の波形との差が小さいほど）、Ｉ／Ｑ変調器の出力光信号の強度の揺らぎが小さいと考えられる。したがって、位相制御部３０７ｇは、相関検出部３０７ｆにより計算される相関値を高くするように、可変遅延要素３０７ｂ〜３０７ｅの遅延量を調整する。この結果、精度のよい周波数シフトが実現される。

バイアス制御部３０８も、相関検出部３０７ｆにより計算される相関値を高くするように、Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙのバイアス電圧を制御する。このとき、各Ｉ／Ｑ変調器３０５Ｘ、３０５Ｙに対して以下のバイアス制御が行われる。
（１）Ｉアームのマッハツェンダ変調器（図１２（ｃ）では、Ｉアーム変調器７５）の動作点がヌル点に近づくようにバイアス電圧を制御する。
（２）Ｑアームのマッハツェンダ変調器（図１２（ｃ）では、Ｑアーム変調器７６）の動作点がヌル点に近づくようにバイアス電圧を制御する。
（３）Ｉ、Ｑ間の位相差（図１２（ｃ）では、移相器７７）がπ／２に近づくようにバイアス電圧を制御する。

このように、第３の実施形態の光再変調装置３００は、入力光信号を変調することでその光信号の周波数をシフトさせることができる。また、図３または図５に示す偏波ダイバシティ変調部により再変調が行われるので、入力光信号の偏波がどのような状態であっても、或いは、入力光信号が偏波多重光信号であっても、高い変調効率で周波数シフトが実現される。

なお、上述の実施例では、駆動信号の位相を制御することで周波数のＵｐ／Ｄｏｗｎが実現されるが、第３の実施形態はこの方式に限定されるものではない。例えば、各Ｉ／Ｑ変調器のＩ、Ｑ間に所定の位相差を与える移相器（図１２（ｃ）では、移相器７７）の動作点を反転させること、すなわち−π／２に設定することで、周波数のＵｐ／Ｄｏｗｎを実現してもよい。また、受光器３０２または受光器３０４により検出される光パワーが所定の閾値よりも低いときは、光再変調装置３００は、発振信号の生成またはバイアス電圧の制御の一方または両方を停止してもよい。

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態では、光再変調装置は、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号が伝送される光ネットワークにおいて、その監視信号の書換えまたは消去を行う。よって、第４の実施形態の光再変調装置の構成および動作を説明する前に、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号について簡単に記載する。

図１４は、二重変調光信号を生成する光送信器の実施例を示す。図１４（ａ）に示す例では、光送信器は、周波数可変レーザ光源８１および光変調器８２を備える。周波数可変レーザ光源８１は、制御端子に与えられる信号に対応する周波数で発振する。よって、制御端子に監視信号が与えられると、周波数可変レーザ光源８１の出力光の周波数は、監視信号に応じて変化する。この結果、監視信号を伝送する周波数変調光信号が生成される。光変調器８２は、周波数可変レーザ光源８１から出力される周波数変調光信号をデータ信号で変調する。これにより、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号が生成される。

図１４（ｂ）に示す例では、光送信器は、マッピング回路８３、回転変換回路８４、Ｄ／Ａ変換器８５、レーザ光源８６、光変調器８７を備える。マッピング回路８３は、指定された変調方式に応じてデータ信号をマッピングして電界情報信号を生成する。回転変換回路８４は、監視信号に応じて、マッピング回路８３により生成される複素電界情報信号を、原点を中心に回転させる。一例として、監視信号が２値信号であるものとする。この場合、回転変換回路８４は、電界情報信号に対して以下の処理を実行する。
（１）監視信号が「１」であるときは、電界情報信号の位相を単位時間あたりΔθだけ進める。
（２）監視信号が「０」であるときは、電界情報信号の位相を単位時間あたりΔθだけ遅らせる。

Ｄ／Ａ変換器８５は、回転変換回路８４から出力される複素電界情報信号をアナログ駆動信号に変換する。レーザ光源８６は、所定の光周波数の連続光を生成する。そして、光変調器８７は、レーザ光源８６から出力される連続光をアナログ駆動信号で変調することにより二重変調光信号を生成する。

なお、第４の実施形態において、データ信号と比較して、監視信号の帯域は十分に低いものとする。例えば、データ信号のアナログ帯域幅は数ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ程度であり、監視信号のアナログ帯域幅は数１０Ｈｚ〜数１００ＭＨｚ程度である。

図１５は、周波数変調について説明する図である。図１５は、時刻Ｔ０、Ｔ１〜Ｔ４における光送信器の時間分解出力スペクトルを示している。各時刻における光スペクトルの幅および形状は、データ信号の変調方式および変調速度などに依存する。光送信器から出力される光信号には、図１４を参照しながら説明したように、周波数変調方式で監視信号が重畳されている。なお、図１５に示す例では、監視信号はデジタルコードであり、時刻Ｔ１〜Ｔ４において光信号に重畳されるコードは「０１１０」である。また、光送信器が使用するキャリア光の中心周波数はｆcである。

時刻Ｔ０においては、光信号に監視信号が重畳されていない。この場合、光送信器は、光信号の中心周波数をシフトさせない。したがって、時刻Ｔ０に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆcである。

時刻Ｔ１においては、光信号に「０」が重畳される。この場合、この実施例では、光送信器は、光信号の周波数を−Δｆだけシフトさせる。したがって、時刻Ｔ１に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆc−Δｆである。

時刻Ｔ２においては、光信号に「１」が重畳される。この場合、この実施例では、光送信器は、光信号の周波数を＋Δｆだけシフトさせる。したがって、時刻Ｔ２に出力される光信号のスペクトルの中心周波数は、ｆc＋Δｆである。同様に、時刻Ｔ３に出力される光信号のスペクトルの中心周波数はｆc＋Δｆであり、時刻Ｔ４に出力される光信号のスペクトルの中心周波数はｆc−Δｆである。

Δｆは、キャリア光の周波数と比較して十分に小さい。ただし、Δｆが小さ過ぎると、受信器において監視信号を検出することが困難である。よって、Δｆは、これらの要因を考慮して適切に決定されることが好ましい。例えば、Δｆは、1MHz〜1GHz程度とする。

図１５に示す例では、監視信号が「０」および「１」であるときの周波数シフトがそれぞれ「−Δｆ」および「＋Δｆ」であるが、第４の実施形態はこの方式に限定されるものではない。例えば、監視信号が「０」および「１」であるときの周波数シフトがそれぞれ「＋Δｆ」および「−Δｆ」であってもよい。また、監視信号が「０（または、１）」であるときの周波数シフトをゼロとし、監視信号が「１（または、０）」であるときに光周波数をシフトするようにしてもよい。さらに、監視信号は、２値以外の多値周波数シフトキーイングや、アナログ情報による周波数変調（ＦＭ変調）で光信号に重畳されるようにしてもよい。

図１６は、周波数変調信号の検出について説明する図である。ここでは、光信号は、データ信号および監視信号を伝送する。監視信号は、上述したように、周波数変調方式で光信号に重畳されている。よって、以下の記載では、監視信号を「ＦＳＫ信号」と呼ぶことがある。なお、この光信号の中心周波数は、ｆcである。

上述の光信号からＦＳＫ信号を検出する回路は、例えば、図１６（ａ）に示すように、光フィルタ９１、受光器９２、検出器９３を有する。そして、入力光信号は、光フィルタ９１に導かれる。尚、入力光信号には、上述したように、データ信号およびＦＳＫ信号が多重化されている。このため、この光信号の中心周波数は、図１６（ｂ）に示すように、ＦＳＫ信号に応じてｆc−Δｆとｆc＋Δｆとの間で変動する。図１６（ｂ）は、光信号のスペクトラムおよび光フィルタ９１の透過帯を示している。

受光器９２は、光フィルタ９１の出力光（すなわち、光フィルタ９１によりフィルタリングされた光信号）を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ９１の出力光のパワーを表す。ここで、光フィルタ９１の出力光のパワーは、図１６（ｂ）に示す斜線領域の面積で表される。すなわち、光フィルタ９１の出力光のパワーは、光信号の中心周波数がｆc−ΔｆであるときはＰ１で表され、光信号の中心周波数がｆc＋ΔｆであるときはＰ２で表される。この結果、ＦＳＫ信号は、強度信号に変換される。

なお、データ信号は、例えば、受光器９２の電気帯域制限によって平均化されるものとする。平均化されたデータ信号の直流成分は、例えば、受光器９２と検出器９３との間に設けられるＤＣ除去コンデンサにより除去される。

検出器９３は、受光器９２の出力信号からＦＳＫ信号を検出する。例えば、検出器９３は、受光器９２の出力信号が所定の閾値よりも高いときはＦＳＫ信号が「０」であると判定し、受光器９２の出力信号がその閾値以下であるときはＦＳＫ信号が「１」であると判定する。このように、図１６（ａ）に示す検出回路を備える受信器は、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号から監視信号を検出することができる。

第４の実施形態の光再変調装置は、光伝送路上で上述の二重変調光信号を再変調することにより、監視信号の書換えまたは消去を行う。以下、第４の実施形態の光再変調装置の構成および動作について記載する。

図１７は、第４の実施形態の光変調装置４００の一例を示す。光再変調装置４００は、図１７に示すように、光分岐部４０１、４０２、光帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４０３、受光器４０４、４０５、光分岐部４０６、受光器４０７、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８、再変調機能設定部１３、駆動信号生成部１４、相関検出部４１１、バイアス制御部４１２を備える。偏波ダイバシティ強度変調器４０８は、図３に示す並列型で構成されてもよいし、図５に示す直列型で構成されもよい。

光再変調装置４００には、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号が入力される。監視信号は、図１４〜図１５に示すように、周波数変調で光信号に重畳される。また、データ信号と比較して、監視信号のシンボルレートは十分に低速である。

入力光信号は、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８に導かれる。また、入力光信号は、光分岐部４０１、４０２により分岐され、光ＢＰＦ４０３および受光器４０５に導かれる。光ＢＰＦ４０３は、図１６に示す光フィルタ９１に相当し、入力光信号のスペクトルの一部を通過させる。具体的には、光ＢＰＦ４０３は、データ信号により形成される光スペクトルの中心周波数に対して高周波数側または低周波数側に所定量だけシフトした周波数成分を通過させる。また、光ＢＰＦ４０３の通過帯の幅は、データ信号により形成される光スペクトルの幅よりも狭い。したがって、図１６を参照しながら説明したように、光ＢＰＦ４０３は、入力光信号に重畳されている周波数変調光信号を強度変調光信号に変換する。この強度変調光信号は、監視信号を表す。すなわち、光ＢＰＦ４０３は、監視信号を表す強度変調光信号を生成する。そして、受光器４０４は、光ＢＰＦ４０３から出力される強度変調光信号を電気信号に変換する。また、受光器４０５は、入力光信号を電気信号に変換する。

光分岐部４０６は、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８の出力光信号を分岐して受光器４０７に導く。受光器４０７は、光分岐部４０６により分岐された出力光信号を電気信号に変換する。

偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８の構成は、第３の実施形態の偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器３０５と実質的に同じである。すなわち、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８は、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙを備える。図３に示す並列型においては、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙは光変調器２２、２３に対応する。また、図５に示す直列型においては、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙは光変調器４１、４３に対応する。Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙは、それぞれ、例えば、図１２（ｃ）示す構成を有する。Ｉ／Ｑ変調器４０８ＸのＩアームおよびＱアームには、それぞれ駆動信号生成部１４により生成される駆動信号ＶＸ（ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ）が与えられる。また、Ｉ／Ｑ変調器４０８ＹのＩアームおよびＱアームには、それぞれ駆動信号生成部１４により生成される駆動信号ＶＹ（ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑ）が与えられる。

再変調機能設定部１３は、新信号波形生成部４０８を備える。新信号波形生成部４０８は、光再変調装置４００の出力光信号に重畳すべき監視信号を生成する。ここで、光再変調装置４００は、入力光信号に重畳されている監視信号を新たな監視信号に書き換えて出力する。よって、入力光信号に重畳されている監視信号（即ち、入力光信号から再生される監視信号）を「旧信号」と呼ぶことがある。また、出力光信号に重畳されるべき監視信号（即ち、新信号波形生成部４０８により生成される監視信号）を「新信号」と呼ぶことがある。新信号は、図１７において「ω_B」で表されている。なお、新信号は、例えば、ユーザまたはネットワーク管理者により決定される。

駆動信号生成部１４は、旧信号波形再生部４１０ａ、引き算器４１０ｂ、クロック源４１０ｃ、乗算器４１０ｄ、sin/cos信号生成部４１０ｅを備える。なお、駆動信号生成部１４は、例えば、デジタル信号処理回路により実現される。

旧信号波形再生部４１０ａは、受光器４０４の出力信号に基づいて、入力光信号に重畳されている監視信号（即ち、旧信号）を再生する。旧信号は、図１７において「ω_A」で表されている。なお、監視信号が２値信号であるときは、旧信号波形再生部４１０ａは、受光器４０４の出力信号と所定の閾値とを比較することで「１」または「０」を検出してもよい。

引き算器４１０ｂは、新信号波形から旧信号波形を引き算する。即ち「ω_B−ω_A」が計算される。クロック源４１０ｃは、指定された周波数のクロック信号を生成する。クロック信号の周波数は、例えば、監視信号を周波数変調で光信号に重畳するための周波数シフト量に相当する。図１５または図１６に示す例では、クロック信号の周波数はΔｆに相当する。乗算器４１０ｄは、引き算器４１０ｂの出力信号にクロック信号を乗算する。すなわち、「(ω_B−ω_A)ｔ」が生成される。

sin/cos信号生成部４１０ｅは、乗算器４１０ｄの出力信号に基づいて、sin波信号およびcos波信号を生成する。sin波信号およびcos波信号の周波数は互いに同じである。そして、sin/cos信号生成部４１０ｅは、１組のsin波信号およびcos波信号を、駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿ＱとしてＩ／Ｑ変調器４０８ＸのＩアームおよびＱアームに与える。また、sin/cos信号生成部４１０ｅは、１組のsin波信号およびcos波信号を、駆動信号ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿ＱとしてＩ／Ｑ変調器４０８ＹのＩアームおよびＱアームに与える。ただし、駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ、ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑの位相は、出力光信号の品質が高くなるように調整されることが好ましい。

相関検出部４１１は、受光器４０５の出力信号の波形と受光器４０７の出力信号の波形との相関を計算する。すなわち、入力光信号の波形と出力光信号の波形との相関を計算する。或いは、相関検出部４１１は、受光器４０５の出力信号の波形と受光器４０７の出力信号の波形との差分を検出してもよい。

バイアス制御部４１２は、相関検出部４１１によって計算される相関値を高くするように、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙのバイアス電圧を制御する。このとき、第３の実施形態と同様に、各Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙに対して以下のバイアス制御が行われる。
（１）Ｉアームのマッハツェンダ変調器の動作点がヌル点に近づくようにバイアス電圧を制御する。
（２）Ｑアームのマッハツェンダ変調器の動作点がヌル点に近づくようにバイアス電圧を制御する。
（３）Ｉ、Ｑ間の位相差がπ／２に近づくようにバイアス電圧を制御する。

次に、駆動信号を生成する方法を説明する。なお、光再変調装置４００には、上述のように、データ信号および監視信号を伝送する二重変調光信号が入力される。ここで、監視信号は、周波数変調で光信号に重畳されている。この場合、監視信号（すなわち、周波数変調成分）は、入力光信号の偏波状態に依存しない。

光再変調装置４００の入力光信号の電界は（６）式で表される。

ωは、データ信号の搬送波角周波数を表す。Δω_A(t)は、入力光信号に重畳されている監視信号（即ち、旧信号）を表す。

また、光再変調装置４００の出力光信号の電界は（７）式で表される。

Δω_B(t)は、出力光信号に重畳される監視信号（即ち、新信号）を表す。このように、光再変調装置４００は、入力光信号に重畳されている旧信号を新信号に書き換える。このとき、光再変調装置４００は、入力光信号から旧信号を消去するとともに、その光信号に新信号を追加する。よって、光再変調装置４００において行われる再変調は（８）式で表される。

（８）式に示す再変調は、三角関数を使用して（９）式で表すことができる。

したがって、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器（Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙ）の各Ｉアームに「cos(Δω_B(t)−Δω_A(t))」を与え、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器の各Ｑアームに「sin(Δω_B(t)−Δω_A(t))」を与えれば、入力光信号に重畳されている旧信号が新信号に書き換えられる。

図１８は、第４の実施形態における監視信号の書換えの一例を示す。この例では、入力光信号に重畳されている監視信号（すなわち、旧信号）は２値信号「０１１０」である。光信号の中心周波数はｆcである。監視信号が「０」であるときに光信号の周波数はｆcに対してΔｆだけ低く制御され、監視信号が「１」であるときに光信号の周波数はｆcに対してΔｆだけ高く制御される。

入力光信号の中心周波数は、旧信号に従って変調されている。即ち、入力光信号の中心周波数は、シンボル１〜４においてｆc−Δｆ、ｆc＋Δｆ、ｆc＋Δｆ、ｆc−Δｆと変化する。なお、光再変調装置４００において、旧信号波形再生部４１０ａは、受光器４０４の出力信号に基づいて旧信号を再生することができる。

出力光信号に重畳すべき監視信号（即ち、新信号）は「１１０１」である。そして、引き算器４１０ｂは、新信号から旧信号を引き算する。このとき、引き算器４１０ｂは、シンボル毎に引き算を実行してもよい。この結果、旧信号を新信号に書き換えるための再変調成分が決定される。この例では、シンボル１〜４において＋２Δｆ、ゼロ、−２Δｆ、＋２Δｆが得られる。そうすると、sin/cos信号生成部４１０ｅは、算出された再変調成分に基づいて、実行すべき書換えを実現するための駆動信号を生成する。

シンボル１においては、光再変調装置４００は、入力光信号の周波数を２Δｆだけ高くする再変調を実行する。すなわち、駆動信号生成部１４は、入力光信号の周波数を２Δｆだけ高くする駆動信号を偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８のＩ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙに与える。ここで、Ｉ／Ｑ変調器のＩアームに与えられる駆動信号に対してＱアームに与えられる駆動信号の位相がπ／２だけ遅れているときに、そのＩ／Ｑ変調器により変調される光信号の周波数が高くなるものとする。この場合、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＸ＿Ｉに対して駆動信号ＶＸ＿Ｑの位相がπ／２だけ遅れるように駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑを生成する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＹ＿Ｉに対して駆動信号ＶＹ＿Ｑの位相がπ／２だけ遅れるように駆動信号ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑを生成する。ここで、駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑ、ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑの周波数はいずれも２Δｆである。なお、位相差がπ／２である１組の駆動信号は、同じ周波数のsin波信号およびcos波信号を生成することにより実現され得る。

偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８は、駆動信号生成部１４により生成される駆動信号に基づいて入力光信号を変調する。すなわち、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｘは、ＩアームおよびＱアームに与えられる駆動信号ＶＸ＿ＩおよびＶＸ＿Ｑで入力光信号を変調する。同様に、Ｉ／Ｑ変調器４０８Ｙは、ＩアームおよびＱアームに与えられる駆動信号ＶＹ＿ＩおよびＶＹ＿Ｑで入力光信号を変調する。これにより、シンボル１においては、入力光信号の中心周波数を２Δｆだけ高くする再変調が実行される。この結果、出力光信号の中心周波数はｆc＋Δｆである。

シンボル２においては、光再変調装置４００は、入力光信号の周波数を変化させない。この場合、sin/cos信号生成部４１０ｅは、駆動信号を生成しない。すなわち、光再変調装置４００は、実質的に、入力光信号に対して再変調を行わない。したがって、出力光信号の中心周波数は、入力光信号と同じであり、ｆc＋Δｆである。

シンボル３においては、光再変調装置４００は、入力光信号の周波数を２Δｆだけ低くする再変調を実行する。すなわち、駆動信号生成部１４は、入力光信号の周波数を２Δｆだけ低くする駆動信号を偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８のＩ／Ｑ変調器４０８Ｘ、４０８Ｙに与える。この場合、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＸ＿Ｉに対して駆動信号ＶＸ＿Ｑの位相がπ／２だけ進むように駆動信号ＶＸ＿Ｉ、ＶＸ＿Ｑを生成する。また、駆動信号生成部１４は、駆動信号ＶＹ＿Ｉに対して駆動信号ＶＹ＿Ｑの位相がπ／２だけ進むように駆動信号ＶＹ＿Ｉ、ＶＹ＿Ｑを生成する。これにより、シンボル３においては、入力光信号の中心周波数を２Δｆだけ低くする再変調が実行される。この結果、出力光信号の中心周波数はｆc−Δｆである。なお、シンボル４に対する再変調は、シンボル１と同じなので、説明を省略する。

受信器は、図１６（ａ）に示す検出回路を利用して、光再変調装置４００の出力光信号から監視信号を検出する。このとき、受信器に到着する光信号の周波数は、シンボル１〜４において、ｆc＋Δｆ、ｆc＋Δｆ、ｆc−Δｆ、ｆc＋Δｆである。したがって、監視信号「１１０１」が検出される。すなわち、受信器は、光再変調装置４００において書き換えられた監視信号を検出する。

なお、図１８に示す実施例では、監視信号は２値信号であるが、第４の実施形態はこの方式に限定されるものではない。また、上述の記載では、入力光信号に重畳されている監視信号が新たな監視信号に書き換えられるが、第４の実施形態はこの方式に限定されるものではない。例えば、光再変調装置４００は、入力光信号に重畳されている監視信号を消去してもよい。この場合、信号波形生成部４０９は「ゼロ」を出力する。即ち、（８）式または（９）式において、「Δω_B(t)＝０」が与えられる。そうすると、偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器４０８は、旧信号を消去するように、駆動信号に基づいて入力光信号を再変調する。

さらに、上述の実施例では、監視信号は周波数変調で光信号に重畳されるが、第４の実施形態はこの構成に限定されるものではない。例えば、監視信号は、偏波変調で光信号に重畳されてもよい。この場合、光再変調装置４００は、旧信号が新信号に書き換えられるように、例えば偏波制御器を用いて、入力光信号の偏波を制御する。また、例えば、監視信号は、強度変調で光信号に重畳されてもよい。この場合、光再変調装置４００は、旧信号が新信号に書き換えられるように、例えば強度制御器を用いて、入力光信号の強度を制御する。

１１、１６ 光分岐部
１２、１７ 受光部
１４ 駆動信号生成部
１５ 偏波ダイバシティ変調部
２１ 偏波ビームスプリッタ
２２、２３ 光変調器
２４ 偏波ビームコンバイナ
２５ 偏波回転器
４１、４２ 光変調器
４３ 偏波回転器
１０３ 偏波ダイバシティ位相変調器
１０３Ｘ、１０３Ｙ 位相変調器
１０５ａ、１０５ｂ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
２０６ａ クロック再生部
２０８ 偏波ダイバシティ強度変調器
２０８Ｘ、２０８Ｙ 強度変調器
３０５、４０８ 偏波ダイバシティＩ／Ｑ変調器
３０５Ｘ、３０５Ｙ、４０８Ｘ、４０８Ｔ Ｉ／Ｑ変調器
３０７ａ 発振器
３０７ｂ〜３０７ｅ 可変遅延要素
３０７ｆ 相関検出部
３０７ｇ 位相制御部
４０３ 光帯域通過フィルタ（光ＢＰＦ）
４０９ 新信号波形生成部
４１０ａ 旧信号波形再生部
４１０ｂ 引き算器
４１０ｅ sin/cos信号生成部

Claims (12)

1. 第１の偏波状態に対して設けられた第１の光変調器および前記第１の偏波状態に直交する第２の偏波状態に対して設けられた第２の光変調器を用いて入力光信号を変調して出力光信号を生成する偏波ダイバシティ変調部と、
   前記入力光信号または前記出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成する受光部と、
   前記受光部により生成される電気信号に基づいて、前記第１の光変調器を駆動する第１の駆動信号および前記第２の光変調器を駆動する第２の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
   を備える光再変調装置。
2. 偏波ダイバシティ変調部は、
   前記入力光信号から前記第１の偏波状態を有する第１の入力光信号および前記第２の偏波状態を有する第２の入力光信号を生成する偏波ビームスプリッタと、
   前記第１の光変調器の出力光と前記第２の光変調器の出力光とを合波する偏波ビームコンバイナと、を含み、
   前記第１の入力光信号は前記第１の光変調器に導かれ、前記第２の入力光信号は前記第２の光変調器に導かれる
   ことを特徴とする請求項１に記載の光再変調装置。
3. 前記第１の光変調器は、入力光を効率よく変調する第１の固有偏波状態を有し、
   前記第２の光変調器は、入力光を効率よく変調する第２の固有偏波状態を有し、
   前記第１の入力光信号は、前記第１の固有偏波状態で前記第１の光変調器に入力されるように前記偏波ビームスプリッタから前記第１の光変調器に導かれ、
   前記第２の入力光信号は、前記第２の固有偏波状態で前記第２の光変調器に入力されるように前記偏波ビームスプリッタから前記第２の光変調器に導かれる
   ことを特徴とする請求項２に記載の光再変調装置。
4. 前記入力光信号は、前記第１の光変調器に導かれ、
   前記第１の光変調器から出力される光信号は、前記第２の光変調器に導かれる
   ことを特徴とする請求項１に記載の光再変調装置。
5. 前記第１の光変調器および前記第２の光変調器は、それぞれ位相変調器であり、
   前記受光部は、前記入力光信号中の前記第１の偏波状態の成分を光電変換して第１の電気信号を生成し、前記入力光信号中の前記第２の偏波状態の成分を光電変換して第２の電気信号を生成し、
   前記駆動信号生成部は、前記第１の電気信号および前記第２の電気信号をそれぞれ低域通過フィルタでフィルタリングして前記第１の駆動信号および前記第２の駆動信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光再変調装置。
6. 前記第１の光変調器および前記第２の光変調器は、それぞれ強度変調器であり、
   前記受光部は、前記入力光信号を光電変換して前記電気信号を生成し、
   前記駆動信号生成部は、前記電気信号に基づいて前記入力光信号により伝送されるデータ信号に同期するクロック信号を再生し、前記クロック信号を前記第１の駆動信号および前記第２の駆動信号として前記第１の光変調器および前記第２の光変調器に与える
   ことを特徴とする請求項１に記載の光再変調装置。
7. 前記第１の光変調器および前記第２の光変調器は、それぞれＩ／Ｑ変調器であり、
   前記受光部は、前記入力光信号を光電変換して第１の電気信号を生成し、前記出力光信号を光電変換して第２の電気信号を生成し、
   前記駆動信号生成部は、
   指定された同じ周波数を有する第１〜第４の発振信号を生成する発振回路と、
   前記第１〜第４の発振信号を遅延させる遅延回路と、
   前記第１の発振信号と前記第２の発振信号との間の位相差をπ／２に設定し、前記第３の発振信号と前記第３の発振信号との間の位相差をπ／２に設定し、前記第１の電気信号と前記第２の電気信号との間の相関を高くするように、前記遅延回路における前記第１〜第４の発振信号の遅延量を制御する位相制御部と、を含み、
   前記遅延回路から出力される前記第１および第２の発振信号は、前記第１の駆動信号として前記第１の光変調器のＩアームおよびＱアームに与えられ、前記遅延回路から出力される前記第３および第４の発振信号は、前記第２の駆動信号として前記第２の光変調器のＩアームおよびＱアームに与えられる
   ことを特徴とする請求項１に記載の光再変調装置。
8. 第１のデータ信号および前記第１のデータ信号と速度の異なる第２のデータ信号で変調された入力光信号を再変調して出力光信号を生成する光再変調装置であって、
   前記入力光信号または前記出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成する受光部と、
   前記電気信号に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
   前記駆動信号で前記入力光信号を再変調して前記出力光信号を生成する変調部と、を有し、
   前記駆動信号生成部は、前記出力光信号において前記第２のデータ信号が消去されるように、或いは、前記出力光信号において前記第２のデータ信号が第３のデータ信号に書き換えられるように、前記電気信号に基づいて前記駆動信号を生成する
   ことを特徴とする光再変調装置。
9. 前記第２のデータ信号は、周波数変調で前記入力光信号に重畳されており、
   前記受光部は、
   前記入力光信号のスペクトルの一部を透過させる光帯域通過フィルタと、
   前記光帯域通過フィルタの出力光を強度変調信号に変換する受光器と、を含み、
   前記駆動信号生成部は、
   前記強度変調信号に基づいて前記第２のデータ信号を再生する再生器と、
   前記再生器により再生された第２のデータ信号に基づいて前記入力光信号のキャリア周波数を制御する駆動信号を生成する信号生成回路と、を含む
   ことを特徴とする請求項８に記載の光再変調装置。
10. 前記信号生成回路は、前記第３のデータ信号から前記再生器により再生された第２のデータ信号を引き算した結果に基づいて、前記入力光信号のキャリア周波数を制御する駆動信号を生成する
    ことを特徴とする請求項９に記載の光再変調装置。
11. 第１の偏波状態に対して設けられた第１の光変調器および前記第１の偏波状態に直交する第２の偏波状態に対して設けられた第２の光変調器を備える偏波ダイバシティ変調部の入力光信号または前記偏波ダイバシティ変調部の出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成し、
    前記電気信号に基づいて、前記第１の光変調器を駆動する第１の駆動信号および前記第２の光変調器を駆動する第２の駆動信号を生成し、
    前記第１の光変調器および前記第２の光変調器が前記第１の駆動信号および前記第２の駆動信号に基づいて前記出力光信号を生成する
    ことを特徴とする光再変調方法。
12. 第１のデータ信号および前記第１のデータ信号と速度の異なる第２のデータ信号で変調された入力光信号を再変調して出力光信号を生成する光再変調方法であって、
    前記入力光信号または前記出力光信号の少なくとも一方を光電変換して少なくとも１つの電気信号を生成し、
    前記出力光信号において前記第２のデータ信号が消去されるように、或いは、前記出力光信号において前記第２のデータ信号が第３のデータ信号に書き換えられるように、前記電気信号に基づいて前記駆動信号を生成し、
    前記駆動信号で前記入力光信号を再変調して前記出力光信号を生成する
    ことを特徴とする光再変調方法。

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