CN101207444B - 相干光接收器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种相干光接收器。该相干光接收器在光混合电路中将接收的信号光与具有光频彼此不同的相正交的偏振分量的本机振荡器光相组合，随后在两个差分光电检测器中对其进行光电转换。然后在AD转换电路中将该信号光转换为数字信号，并在数字计算电路中使用数字信号执行计算处理，以估计接收的数据。此时，本机偏振器光的正交偏振分量之间的光频差被设置为小于信号光带宽的两倍，并大于信号光源和本机振荡器光源的谱线宽。结果，可以实现能够接收高速信号光的小型的与偏振无关的相干光接收器。

Description

相干光接收器

技术领域

本发明涉及在光传输系统中使用的光接收器，更具体地说，涉及不依赖于信号光的偏振状态的相干光接收器类型的光接收器。

背景技术

为了实现40吉比特每秒(Gbit/s)或以上的超高速光传输系统，已经开发出了RZ-DQPSK(归零制四相差分移相键控)调制格式的收发器。今后，仍希望进一步提高RZ-DQPSK收发器的光噪声免疫性，并希望例如通过用强电信号处理来代替大型的光可变色散补偿器以使其小型化。作为对此进行实现的装置，例如希望采用诸如零差类型、内差类型或外差类型的相干接收方法，并对此进行了研究(例如参见F.Derr，“Coherentoptical QPSK Intradyne system：Concept and digital receiverrealization”，Journal of Lightwave Technology.Vol.10，No.9，p.1290-1296，September 1992)。通过采用相干类型的接收器，光噪声免疫性提高了大约3dB，并且与延迟直接检测相比，可以看到，由于光电转换之后的电信号处理而使对波长色散失真的补偿能力显著提高。

然而，在上述相干光接收系统中，存在的固有问题是，如果从包含在光接收器中的本机振荡器光源输出的本机振荡器光的偏振状态与接收的信号光的偏振状态正交，则其不能被接收。在光传输路径上传播的接收信号光的偏振状态由于光传输线路的状态而连续地发生变化。因此解决以上问题的方案是非常重要的。

作为用于克服相干光接收器的偏振相关性的常规技术，例如，已经知道了下面将示出的方法(例如，参见L.G.Kazovsky，“Phase-andPolarization-deversity coherent optical techniques”，Journal ofLightwave Technology，Vol.7，No.2，p.279-292，February 1989，和A.D.Kersey等人的“New polarisation-insensitive detectiontechnique for coherent optical fibre heterodyne communications”，Electronics Letters，Vol.23，p.924-926，Aug.27，1987)。

(I)采用不间断跟踪自动偏振控制器的方法，该不间断跟踪自动偏振控制器能够进行控制以使连续地接收的信号光的偏振状态与本机振荡器光的偏振状态彼此接近。

(II)采用偏振分集光接收前端的方法，在该偏振分集光接收前端中，混相电路和光电转换部都是双份的。

(III)采用偏振复用光作为本机振荡器光(该本机振荡器光具有相互正交的偏振分量并且该偏振分量中的一个的光频被移频成大约为信号带宽的两倍或更多倍)并通过在光电转换后在频域中进行信号分离而针对该偏振分量中的每一个执行相干接收和检测的方法。

然而，在上述这些常规技术中，存在的问题是难以实现小尺寸、偏振无关并能够接收诸如40Gbit/s的极高速调制信号光的相干光接收器。即，为了实现上述方法(I)，不间断跟踪自动偏振控制器是必须的，因此难以小型化。并且，为了实现上述方法(II)，两倍以上尺寸的大规模光接收前端电路是必须的，因此难以小型化。此外，为了实现上述方法

(III)，具有相对于信号带宽三倍以上的宽带光接收带的电路是必须的，因此难以对高比特率的信号光进行处理。

这里具体描述上述方法(III)的问题。

图8是示出了采用方法(III)的相干光接收器的结构图。在该常规的相干光接收器中，在本机振荡器光生成部101中，从光源111输出的光角频率为ω_t的光通过光隔离器112被施加到偏振光束分离器(PBS)113，并被分离为相正交的偏振分量。然后，所述偏振分量中的一个被输入声光调制器(AOM)114，并且光角频率被移频ω_O。具有光角频率ω_L+ω_O的偏振分量和被PBS113分离出的另一偏振分量随后在偏振光束合成器(PBC)115中被合并。结果，例如如图9中的原理图所示，生成本机振荡器光E_LO，其中对于该本机振荡器光E_LO，光角频率ω_L的偏振分量(图中的E_x(t)分量)和与之正交的光角频率ω_L+ω_O的偏振分量(图中的E_y(t)分量)被偏振复用。

从本机振荡器光生成部101输出的本机振荡器光E_LO与具有光角频率ω_S的接收信号光E_S在复用器102中被组合，并随后由光电检测器103接收并被转换为电信号。该电信号包括中频为ω_I的信号分量A₁和中频为ω_I+ω₀的信号分量A₂，其中所述中频ω_I是由包含在本机振荡器光E_LO中的光角频率ω_L的偏振分量与接收信号光E_S的频差引起的，所述中频ω_I+ω_O是由包含在本机振荡器光E_LO中的光角频率ω_L+ω_O的偏振分量与接收信号光E_S的频差引起的。因此，通过将光电检测器103的输出信号应用于各带通滤波器(BPF)104和105，与该频率相对应地分离出了各中频信号A₁和A₂。然后，通过将各中频信号A₁和A₂输入接收电路106并执行所需的信号处理而重新生成接收的数据DATA。

此时，输入接收电路106的中频信号A₁和A₂具有例如如图10的示意图所示的电光谱。更具体地说，中频信号A₁的谱宽大约是以频率ω₁为中心的信号带宽的两倍，并且中频信号A₂的谱宽大约是以频率ω_i+ω_O为中心的信号带宽的两倍。并且，中频信号A₁和A₂的功率差ΔP随接收信号光的偏振状态等而变化。因此，在图10的示例中，接收电路106的带宽必须是信号带宽的4倍或四倍以上。在对本机振荡器光的光角频率ω_L进行设置从而中频ω_i变为0Hz的情况下，接收电路106的带宽变为接近信号带宽的3倍。

结果，在采用方法(III)的常规相干光接收器中，具有相对于诸如40Gbit/s的信号光的信号带宽三倍或三倍以上(即120GHz带宽以上)宽带的电路是必须的，并且对于40Gbit/s及以上的信号光，这是极难实现的。

发明内容

本发明关注上述问题，并且目的是提供能够利用相干接收方法接收高速信号光的小型的与偏振无关的光接收器。

为了实现上述目的，本发明提供了一种光接收器，其以相干接收方式对信号光进行接收处理，所述光接收器包括：本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的相正交的偏振分量；合成部，其对接收的信号光和从本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合并输出；光电转换部，其将从合成部输出的光转换为电信号；AD转换部，其将光电转换部输出的电信号转换为数字信号；数字计算部，其利用AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在接收的信号光中的数据信息；以及数据识别部，其基于数字计算部的计算结果执行接收的数据的识别处理。

并且，本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差被设置为小于接收的信号光的带宽的两倍，并大于接收的信号光的光源谱线宽和本机振荡器光的光源谱线宽。

在上述结构的相干光接收器中，具有光频彼此不同的相正交的偏振分量的本机振荡器光从本机振荡器光生成部输出到合成部，并与接收的信号光组合，并且经组合的光在光电转换部中被转换为电信号。结果，分别生成了由于本机信号光和接收的信号光的各自正交偏振分量的频差而导致的中频信号。通过将本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差设置为小于接收的信号光带宽的两倍，并大于生成接收的信号光的原始光源的谱线宽和生成本机振荡器光的光源的谱线宽，各中频信号的电光谱的每一个都彼此交叠。然后，由AD转换部将中频信号转换为数字信号，并由数字计算部利用各数字信号执行计算处理，从而估计包含在接收信号光中的数据信息，并基于这些计算结果在数据识别部中执行接收的数据的识别处理。

本发明提供一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，所述本机振荡器光生成部具有：光源；偏振光束分离器，其将来自所述光源的输出光分离为两个相互正交的偏振分量；移频器，其对从所述偏振光束分离器输出的偏振分量中的一个的频率进行移动；可变光学衰减器，其对从所述偏振光束分离器输出的另一个偏振分量的强度进行衰减；偏振光束合成器，其对所述移频器输出的光和所述可变光学衰减器输出的光进行偏振复用；监控电路，其对所述偏振光束合成器所偏振复用的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制所述可变光学衰减器。

本发明提供一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，所述本机振荡器光生成部具有：光源；偏振旋转器，其旋转从所述光源输出的光的偏振方向；偏振光束分离器，其将所述偏振旋转器输出的光分离为两个相互正交的偏振分量；移频器，其对从所述偏振光束分离器输出的偏振分量中的一个的频率进行移动；偏振光束合成器，其对从所述偏振光束分离器输出的另一个偏振分量和所述移频器的输出的光进行偏振复用，监控电路，其对所述偏振光束合成器所偏振复用的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制所述偏振旋转器。

本发明提供一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，所述本机振荡器光生成部具有：光源；声光偏振模式转换器，对其输入来自所述光源的输出光；驱动电路，其驱动所述声光偏振模式转换器，监控电路，其对从所述声光偏振模式转换器输出的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制从所述驱动电路输出的驱动信号的功率。

本发明提供一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的经过了4值以上的相位调制的信号光，所述相干光接收器包括：本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；光混合电路，其具有输入端口和四个输出端口，将接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合，从该光学混合电路的两个输出端口输出第一组光，并且从剩余的两个输出端口输出与所述第一组光的光相位相差90度的第二组光；光电转换部，其对从所述合成部输出的第一组和第二组的各光进行差分光电转换检测，输出振幅为A′_x的第一电信号I′以及振幅为A′_y的第二电信号Q′；AD转换部，其将从所述光电转换部输出的第一和第二电信号转换为第一和第二数字信号；数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的第一和第二数字信号，设所述本机振荡器光的正交偏振分量之间的光角频率差为Δωt，设虚数单位为j，根据与所述4值以上的相位调制对应的下式：

$s\left(t\right)=\frac{I^{\′}+j{Q}^{\′}}{A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}}$

来计算信号向量s(t)的值，以估计包含在所述接收的信号光中的数据信息；以及数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，所述本机振荡器光生成部生成所述相正交的偏振分量之间的光频差小于所述接收的信号光的带宽的两倍，并大于所述接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽的本机振荡器光。

根据本发明的上述相干光接收器，中频信号被AD转换并被执行数字信号处理，从而可以将本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光角频率差设置得很小。结果，可以极大地减少光电转换部等所需的带宽，并且能够以小尺寸和简单的结构进行相干接收，而因此诸如40Gbit/s的高数信号光不依赖于偏振状态。

附图说明

结合附图，从以下对实施方式的描述中，本发明的其他目的、特征和优点将变得清楚。

图1是示出了根据本发明的相干光接收器的实施方式的结构的框图。

图2是示出了上述实施方式中的本机振荡器光生成部的具体结构示例的框图。

图3是示出了上述实施方式中的中频信号的电光谱的示意图。

图4是示出了与该实施方式有关的本机振荡器光生成部的另一结构的示例的框图。

图5是示出了与该实施方式有关的本机振荡器光生成部的不同结构的示例的框图。

图6是示出了应用该实施方式的相干光接收器的结构的示例的框图。

图7是示出了应用于图6的相干光接收器的PLC电路的示例的立体图。

图8是示出了常规相干光接收器的结构的示例的框图。

图9是示出了常规相干光接收器中的本机振荡器光的正交偏振分量的原理图。

图10是示出了常规相干光接收器中的中频信号的电光谱的示意图。

具体实施方式

下面是参照附图对实施本发明的最佳模式的描述。所有的附图中相同的附图标记表示相同或等效的部分。

图1是示出了根据本发明的相干光接收器的实施方式的结构的框图。

在图1中，相干光接收器包括例如：本机振荡器光生成部11、充当合成部的2×4光混合电路12、充当光电转换部的差分光检测器13和14、充当AD转换部的AD转换电路15和16、充当数字计算部的数字计算电路17和充当数据识别部的识别电路18。

本机振荡器光生成部11生成本机振荡器光E_LO，在本机振荡器光E_LO中，光角频率为ω_L的偏振分量和与之正交的光角频率为ω_L+ω_O的偏振分量被偏振复用。本机振荡器光E_LO的相正交的偏振分量之间的光角频率差ω_O预先被设置为小于由光接收器接收的信号光E_S的带宽的两倍，并大于被用于在光发射器(图中未示出)中生成信号光E_S的原始光源的谱线宽(最大值一半的全宽)和被用于生成本机振荡器光E_LO的原始光源的谱线宽(最大值一半的全宽)。

图2是示出了本机振荡器光生成部11的具体结构示例的框图。本机振荡器光生成部11具有例如：光源21、偏振光束分离器(PBS)22、移频器(FS)23、振荡器24、可变光学衰减器(VOA)25、偏振光束合成器(PBC)26、分光器27、监控电路28和强度比控制电路29。

光源21生成恒定偏振状态的光(例如光角频率为ω_L的线性偏振)。光源21的谱线宽(最大值一半的全宽)例如为大约100kHz至10MHz。

PBS 22将来自光源21的输出光分离为两个相互正交的偏振分量。在从光源21输出的光是线性偏振光的情况下，该输出的光被输入PBS 22从而其偏振方向变成与PBS 22的光轴成大约45度。并且，可以在光源21和PBS 22之间设置光隔离器(图中未示出)。

移频器23接收从PBS 22输出的偏振分量中的一个作为输入，并对应于来自振荡器24的输出信号，将该输入光的光角频率移位ω_O。对于移频器23，可以采用通用FM调制器或声光调制器(AOM)、或者单边带(SSB)调制器等。

振荡器24工作在震荡频率Δf(＝ω_O/2π)，并将震荡信号输出到移频器23的控制终端，其中该震荡频率Δf对应于小于信号带宽两倍并大于信号光源的谱线宽和本机振荡器光源的谱线宽的光角频率ω_O。为了给出频率Δf的具体例子，由于在接收信号光E_S是40Gbit/s的DQPSK信号的情况下，信号带宽变成大约20GHz，如果频率Δf小于40GHz(即该信号带宽的两倍)并且比上述本机振荡器光生成部11内的光源21的谱宽100kHz至10MHz(信号光源的谱宽也基本上是相同数量级)大，则这是有利的。因此在这种情况下频率Δf可以被设置为例如位于100MHz至1GHz的范围内。然而，本发明并不具体限于上述情况。

VOA 25将从PBS 22输出的另一偏振分量作为输入，并将该输入光的强度衰减。VOA 25的衰减量可以根据来自稍后描述的强度比控制电路29的输出信号来可变地控制。

PBC 26将从移频器23输出的光角频率为ω_L+ω_O的偏振分量以及从VOA 25输出的光角频率为ω_L的偏振分量作为输入，并生成其中各偏振分量被偏振复用的本机振荡器光E_LO。

在上述各光源21、PBS 22、移频器23、VOA 25和PBC 26之间利用诸如偏振保持光纤、光波导、自由空间光学等的技术进行光耦合，从而保持上述各部分之间传播的光的偏振状态。

分光器27分出从PBC 26输出的本机振荡器光E_LO的一部分作为监控光，并将其输出到监控电路28。

监控电路28使用来自分光器27的监控光，并检测包含在本机振荡器光E_LO中的光角频率为ω_L和ω_L+ω_O的各偏振分量的强度(幅度)，并监控其比值。

强度比控制电路29根据监控电路28的监控结果和稍后描述的数字计算电路17的计算结果，生成用于改变VOA25的衰减量的控制信号，并将该控制信号输出到VOA 25。稍后描述强度比控制电路29对VOA 25的控制的细节。

2×4光混合电路12(图1)是具有两个输入端口和四个输出端口的光学90度混合电路。从光发送器(图中未示出)经由光传输线路等输入光接收器的光角频率ω_S的接收信号光E_S被输入到输入端口中的一个，并且从本机振荡器光生成部11输出的本机振荡器光E_LO被输入另一输入端口。2×4光混合电路12将输入的接收信号光E_S和本机振荡器光E_LO相组合，并输出光学相位彼此相差90度的两组光。这里从位于图1中上面一组的两个输出端口分别输出的光的相位变为0度和180度，并且从位于图中下面的另一组的两个输出端口分别输出的光的相位变为90度和270度。

差分光检测器13接收从2×4光混合电路12输出的光学相位分别为0度和180度的各光，并执行差分光电转换检测(平衡检测)。并且，差分光检测器14接收从2×4光混合电路12输出的光学相位分别为90度和270度的各光，并执行差分光电转换检测。由差分光检测器13和14检测到的接收信号中的每一个都被自动增益控制(AGC)放大器(图中未示出)等放大(归一化)。

AD转换电路15和16将分别从差分光检测器13和14输出的模拟接收信号转换为数字信号，并将其输出到数字计算电路17。

数字计算电路17使用从AD转换电路15和16输出的数字信号，并根据稍后详细描述的算法执行计算处理，从而利用其中相正交的偏振分量之间的光角频率ω_O被设置在如前所述范围内的本机振荡器光E_LO执行信号处理，以能够相关地接收信号光E_S。

识别电路18基于数字计算电路17中的计算结果执行接收的信号的数字识别处理，并输出表示结果的接收的数据信号DATA。

接着描述上述结构的相干光接收器的操作。

首先详细描述光接收器的工作原理。例如用以下公式(1)所示的电场矢量E_S(t)表示由光接收器接收的信号光E_S。

${\stackrel{\‾}{E}}_S\left(t\right)=\{A_x{\stackrel{\→}{e}}_x+A_y{\stackrel{\→}{e}}_y\}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right))}s\left(t\right)...\left(1\right)$

在上述公式(1)中，s(t)表示与接收的信号光的数据相对应的信号矢量，e_x(t)表示x方向的单位矢量，e_y(t)表示y方向的单位矢量，A_x表示接收的信号光的x偏振分量的幅度，A_y表示接收的信号光的y偏振分量的幅度，ω表示接收的信号光的平均角频率(＝ω_S)，φ(t)表示接收的信号光的光学相位波动，t表示时间，并且j表示虚数单位。

并且，例如用以下公式(2)所示的电场矢量E_LO(t)表示从本机振荡器光生成部11输出的本机振荡器光E_LO。

${\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=\{A_{\mathrm{LO}}\_x{\stackrel{\→}{e}}_x+A_{\mathrm{LO}\_y}{e}^{\mathrm{j\Δ\ωt}}{\stackrel{\→}{e}}_y\}{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)+{\mathrm{\φ}}_0)}...\left(2\right)$

在上述公式(2)中，A_{LO_x}表示本机振荡器光的x偏振分量的幅度，A_{LO_y}表示本机振荡器光的y偏振分量的幅度，ω_LO表示本机振荡器光的平均光角频率，Δωt表示本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光角频率差(＝ω_O)，φ_LO(T))表示本机振荡器光的光学相位波动，并且φ₀表示本机振荡器光的初始相位。

上述接收信号光E_S和本机振荡器光E_LO被2×4光混合电路12组合，并随后在差分光检测器13和14中被光电转换。并且，被AGC放大器放大并被归一化的复电流由下述公式(3)定义。复电流的实部I对应于一个差分光检测器13的输出，并且虚部Q对应于另一个差分光检测器14的输出。

$I+\mathrm{jQ}=a{\stackrel{\→}{E}}_S\·{\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}^{*}$

$=\{A_x^{\′}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)-{\mathrm{\φ}}_0)}+A_y^{\′}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)-{\mathrm{\φ}}_0-\mathrm{\Δ\ωt})}\}s\left(t\right)$

$=(A_x^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}+A_y^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)})s\left(t\right)$

$=e^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right))})s\left(t\right)$

$=e^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}})s\left(t\right)...\left(3\right)$

在上述公式(3)中，x偏振分量的相位差由φ_x(t)表示，并且y偏振分量的相位差由θ_y(t)表示。并且A′_x和A′_y满足以下公式(4)的关系，其中AGC放大器的增益为g(正数)。

$A_x^{\′2}+A_y^{\′2}=1$

A_x＝gA_xA_{LO_x}

A′_y＝gA_yA_{LO_y}…(4)

如果对接收信号的原始载波与本机振荡器光之间的相对相位噪声以及频率差进行补偿，通过查看从x偏振分量中产生的项，该补偿后的复电流I′+jQ′由以下公式(5)表示。

$I^{\′}+j{Q}^{\′}={\stackrel{\→}{E}}_S\·{\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}^{*}\·e^{-j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}$

$=(A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}})s\left(t\right)...\left(5\right)$

这里对上述补偿进行描述。从差分光检测器13和14输出的复电流信号可能包括本机振荡器光和信号光的载波之间的频率偏差，和/或由于相移导致的偏振旋转。因此需要对此进行补偿。作为与该补偿有关的技术，例如在文献：D-S.Ly-Gagnon等，“Unrepeated 210-km transmissionwith coherent detection and digital signal processing of 20-Gb/sQPSK signal”，OFC 2005，OtuL4.中的方法中，该文献中示出了在接收信号光是4值相移键控(PSK)的情况下，计算接收的信号光和本机振荡器光之间的相位差φ(t)的方法。通过对其进行扩展，在m值PSK的情况下，示出了能够根据以下公式(6)的关系近似地对相位差θ(t)进行计算。

$\mathrm{\θ}\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}^t\arg \left\{{(I+\mathrm{jQ})}^m\right\}\mathrm{dt}...\left(6\right)$

因此，在本发明中，参考以上公式(6)的关系，根据以下公式(7)分别计算出对包含在上述公式(3)中的x偏振分量的相位差φ_x(t)以及y偏振分量的相位差φ_y(t)的近似。

${\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}^t\arg \left\{{(I+\mathrm{jQ})}^m\right\}\mathrm{dt}$

${\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}^t\arg \left\{{\left\{(I+\mathrm{jQ})e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}\right\}}^m\right\}\mathrm{dt}...\left(7\right)$

此时，以上公式(7)中的积分时间Δt要充分大于本机振荡器光的正交偏振分量之间的频率差的倒数(即，2π/Δω)，并且充分小于接收的信号光的平均频率和本机振荡器光平均频率之间的频率差的最大值的倒数(即，1/max(|ω_LO-ω_S|/2π))。在接收的信号光为DQPSK格式的情况下，m的值为4。

如果根据以上公式(7)计算出了θ_x(t)和θ_y(t)各自的近似值，则可以从以下公式(8)近似得到包含在上述公式(3)中的A′_x和A′_y的比：

$A_x^{\′}:A_y^{\′}\≅{\∫}_{t-T}^t\left|e^{-j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(I+\mathrm{jQ})\right|\mathrm{dt}:{\∫}_{t-T}^t\left|e^{-j{\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)}(I+\mathrm{jQ})\right|\mathrm{dt}...\left(8\right)$

其中，以上公式(8)中的积分时间T必须充分大于本机振荡器光的正交偏振分量之间的频率差的倒数(即，2π/Δω)。

利用根据以上公式(8)的关系得到的A′_x和A′_y的比，以及上述公式(4)中所示的关系

可以计算出A′_x和A′_y的值。

从而，如果知道了A′_x和A′_y的值，则根据从各差分光检测器13和14输出的当前值可以知道上述公式(5)中I′和Q′各自的值。并且，由于从与振荡器24的频率Δf相对应的值(Δωt＝ω_O＝2πΔf)可以知道Δωt的值，因此可以根据以下公式(9)计算出信号向量s(t)的值，在公式(9)中，根据公式(5)的关系求得s(t)，并且分母被有理化。

$s\left(t\right)=\frac{I^{\′}+j{Q}^{\′}}{A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}}$

$=\frac{A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}}{1+2A_x^{\′}{A}_y^{\′}\cos \mathrm{\Δ\ωt}}(I^{\′}+j{Q}^{\′})...\left(9\right)$

因此，通过在识别电路18中基于信号向量s(t)的计算值，根据与接收的信号光的调制格式相对应的阈值对数据执行识别处理，能够重新生成接收的信号数据。

然而，在以上公式(9)的关系中，由于其在以下公式(10)中所示的条件下是发散的，因此需要采取措施避免这种条件。

$1+2A_x^{\′}{A}_y^{\′}\cos \mathrm{\Δ\ωt}=0$

$\⇒\cos \mathrm{\Δ\ωt}=-\frac{1}{2A_x^{\′}{A}_y^{\′}}...\left(10\right)$

公式(10)有实数解的条件由以下公式(11)表示

$1\≤\frac{1}{2A_x^{\′}{A}_y^{\′}}\≤+1$

$\⇒A_x^{\′}{A}_y^{\′}\≥\frac{1}{2}$ 并且 $A_x^{\′}{A}_y^{\′}\≤-\frac{1}{2}...\left(11\right)$

这里，根据上述公式(4)中所示的

可知存在关系0≤A′_x≤1，且0≤A′_y≤1。因此如果考虑到这一点，仅在以下公式(12)的情况下才满足以上公式(11)的条件。

$A_x^{\′}=A_y^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{2}...\left(12\right)$

因此，在利用上述公式(4)和公式(8)计算出的A′_x和A′_y的值接近公式(12)的条件的情况下，可以例如通过改变本机振荡器光的x偏振分量的幅度A_{LO_x}和y偏振分量的幅度A_{LO_y}的比，避免上述公式(9)的关系发散从而不能计算信号向量s(t)的情况。

接着，将基于上述工作原理描述光接收器的具体操作。

在光接收器中，在本机振荡器光生成部11中，从光源21输出的光角频率为ω_L的光被施加给PBS 22，并被分为相正交的偏振分量。然后其中一个偏振分量(例如y偏振分量)被输入移频器23，且光角频率被移位ω_O，并且另一个偏振分量(例如x偏振分量)被输入VOA 25，并被调节强度(幅度)。

接着，从移频器23输出的光角频率为ω_L+ω_O的偏振分量和从VOA 25输出的光角频率为ω_L的偏振分量被输入PBC 26，并生成相正交的偏振分量(相正交的偏振分量的光角频率差为ω_O)被偏振复用的本机振荡器光E_LO，并且本机振荡器光E_LO被发送到2×4光混合电路12，与此同时由分光器27分出其一部分，并发送到监控电路28。在监控电路28中，对包含在本机振荡器光E_LO中的各偏振分量的强度(幅度)比进行监控，并将监控结果发送到强度比控制电路29。在依赖于监控电路28的监控结果和数字计算电路17的计算结果，A′_x和A′_y的计算值接近上述公式(12)的条件的情况下，强度比控制电路29改变VOA 25的衰减值。结果，改变了本机振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的强度比，并避免了公式(9)的上述发散。

输入到2×4光混合电路12的本机振荡器光E_LO与光角频率为ω_S的接收信号光E_S组合，并且光学相位为0度和180度的各光束被输出到差分光检测器13。与此同时，光学相位为90度和270度的各光束被输出到差分光检测器14。在差分光检测器13和14中，来自2×4光混合电路12的输出光束以差分方式经受光电转换。结果，从差分光检测器13和14输出具有由于包含在本机振荡器光E_LO中的光角频率为ω_L的偏振分量(x偏振分量)与接收的信号光E_S的x偏振分量的频差而导致的中频ω_i的信号、和具有由于包含在本机振荡器光E_LO中的光角频率为ω_L+ω_O的偏振分量(y偏振分量)与接收信号光E_S的y偏振分量的频差而导致的中频ω_i+ω₀的信号Q。

图3是示出了上述中频信号的电谱的示意图。在这种方式中，中频信号被设置为频率差小于信号带宽的两倍并大于信号光源和本机振荡器光的谱线宽。因此，在频率轴上各频谱与另一频谱交叠。结果，考虑到差分光检测器13和14所需的带宽和位于距离差分光检测器13和14后级的电路，在图3的示例中，如果其大约是信号带宽的两倍就足够了。这里，尽管在图中未示出，在本机振荡器光的光角频率ω_L被设置得使频率ω_i变得接近0Hz时，所需的带宽可以变窄为信号带宽的相同数量级。在上述中频信号的频谱交叠的条件下，在图8中所示的上述常规相干光接收器的情况下，不能利用带通滤波器将该中频信号分离。然而，在本发明中，根据上述工作原理通过对该中频信号进行数字信号处理可以实现单独分离。

更具体地说，从差分光检测器13和14输出的中频信号I和Q在AD转换电路15和16中被高速AD转换，并且与中频信号I和Q相对应的数字信号序列被输入数字计算电路17。在数字计算电路17中，根据与上述公式(1)和公式(9)相对应的一系列算法执行数字信号处理，并计算信号向量s(t)的值。并且，如果在该计算步骤中获得的A′_x和A′_y的各值变得接近公式(12)的条件，则从数字计算电路17将该信息发送到本机振荡器光生成部11内的强度比控制电路29，并由强度比控制电路29对VOA 25进行控制，结果可以避免本机振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的强度比发生变化并且公式(9)发散从而无法计算信号向量s(t)的情况。

然后，当数字计算电路17中的信号向量s(t)的计算值被发送到识别电路18时，在识别电路18中，根据与接收的信号光的调制格式相对应的阈值，对信号向量s(t)的计算值对应于哪一个数字信号执行识别处理，并将识别结果输出，作为接收的数据DATA。

在上述方式中，根据本发明的光接收器，组合了接收信号的AD转换以及数字信号处理，并优化了本机振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的光角频率差ω_O的设置。结果，与常规技术的上述方法(III)相比，可以显著减少差分光检测器13和14所需的带宽。因此在与偏振条件无关的情况下可以相干地接收例如40Gbit/s的高速信号光。并且，与常规技术的上述方法(I)和(II)相比，可以利用简单结构实现偏振无关的相干接收。因此能够提供小型光接收器。

在上述实施方式中，作为本机振荡器光生成部11的具体结构，(图2)示出了其中利用移频器23将一个偏振分量的光角频率移位ω_O，并利用VOA 25控制正交偏振分量之间的幅度比的示例。然而，本发明的本机振荡器光源的结构并不限于此。例如，如图4所示，可以在光源21和PBS

22之间设置偏振旋转器30，来代替VOA 25，并根据来自强度比控制电路29的输出信号控制偏振旋转器30，从而改变由PBS 22分离出的相正交的偏振分量之间的强度(幅度)比。

并且，如图5所示，可以具有以下结构：其中来自光源21的输出光被施加到声光偏振模式转换器31，从而生成包含光角频率为ω_L和ω_L+ω_O的相正交的偏振分量的本机振荡器光E_LO，并针对其控制相正交的偏振分量之间的强度比。在这种情况下，来自振荡器24(其振荡工作在频率Δf)的输出信号被施加到对声光偏振模式转换器31进行驱动的驱动电路32，并且与来自强度比控制电路29的控制信号相对应地控制从驱动电路32输出的驱动信号的功率。结果，从声光偏振模式转换器31输出与图2或图4中所示的上述结构的示例的情况相类似的本机振荡器光E_LO。对于声光偏振模式转换器31，可以采用例如以下文献中公开的这种声光偏振模式转换器：David A.Smith等，“Integrated-optic acoustically-tunablefilters for WDM networks”，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，Vol.8，No.6，August 1990。通过利用其中采用上述声光偏振模式转换器31的本机振荡器光生成部11，进一步简化了结构。因此能够提供甚至更小的光接收器。

并且，在上述实施方式中，给出了这样的示例，在该示例中，在数字计算电路17中根据与上述公式(1)至(9)相对应的一系列算法执行数字信号处理。然而，本发明的进行数字信号处理的算法并不限于上述示例。与此相关，通过利用其他算法并执行数字信号处理，如果不必考虑公式(9)的上述发散条件，则还可以简化用于改变本机振荡器光的正交偏振分量之间的强度比的结构(例如在图2的结构中，VOA 25、分光器27、监控电路28和强度比控制电路29)。

接着，作为上述光接收器的应用示例，描述了其中本机振荡器光源中的光源与发送端的信号光源一样使用的装置(相干光接收器)。

图6是示出了上述相干光接收器的结构的框图。在该相干光接收器采用的结构中，本机振荡器光生成部11例如使用上述图5中所示的声光偏振模式转换器31，并由分光器41将从本机振荡器光生成部11的光源21发送到声光偏振模式转换器31的光分出一部分。并且，由分光器41分出的光被发送到根据发送数据DATA工作的光学调制器42，并且在光学调制器42中调制的信号光被发送到光传输线路50。分光器41和光学调制器42以外的其他元件的结构基本上与图1和图5中所示的上述结构相同。

在图6中所示的上述结构中，由虚线包围的部分40可以是平面光波电路(PLC)，该平面光波电路(PLC)的一部分或全部集成为光波导器件。图7是示出了上述PLC的示例的立体图。在该PLC中，以所需的图案在例如铌酸锂(LiNbO₃:LN)等的基底上形成光波导，在其上入射有来自光源21的输出光的光波导的路径的中途形成分光器41。此外，连接在分光器41的一个输出端口和2×4光混合电路12的本机振荡器光一侧上的输入端口之间的光波导两端的附近形成有生成表面声波(SAW)的叉指换能器(IDT)31A和SAW吸收器31B，并实现了声光偏振模式转换器31。并且在连接到分光器41的另一输出端口的光波导上形成有对其施加与传输数据相对应的调制信号的行波类型电极，从而实现了光学调制器42。

在上述结构的相干光接收器中，与前述实施方式的情况一样，在光传输线路50上传播并输入到PLC的信号光输入端口的接收信号光并不依赖于偏振条件，并且被相干接收，本机振荡器光生成的光源21的输出光的一部分由分光器41分出，并由光学调制器42根据传输数据进行调制。结果，生成用于发送到光传输线路50的信号光。

根据上述相干光接收器，通过一起使用本机振荡器光的光源和发送的信号光，可以实现结构的简化和小型化。此外，通过采用其中集成有2×4光混合电路12、声光偏振模式转换器31、分光器41和光学调制器42的PLC，可以实现极小尺寸的相干光接收器。

Claims (4)

1.一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：

本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；

合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；

光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；

AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；

数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及

数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，

所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且

在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，

所述本机振荡器光生成部具有：

光源；

偏振光束分离器，其将来自所述光源的输出光分离为两个相互正交的偏振分量；

移频器，其对从所述偏振光束分离器输出的偏振分量中的一个的频率进行移动；

可变光学衰减器，其对从所述偏振光束分离器输出的另一个偏振分量的强度进行衰减；

偏振光束合成器，其对所述移频器输出的光和所述可变光学衰减器输出的光进行偏振复用；

监控电路，其对所述偏振光束合成器所偏振复用的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及

强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制所述可变光学衰减器。

2.一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：

本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；

合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；

光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；

AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；

数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及

数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，

所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且

在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，

所述本机振荡器光生成部具有：

光源；

偏振旋转器，其旋转从所述光源输出的光的偏振方向；

偏振光束分离器，其将所述偏振旋转器输出的光分离为两个相互正交的偏振分量；

移频器，其对从所述偏振光束分离器输出的偏振分量中的一个的频率进行移动；

偏振光束合成器，其对从所述偏振光束分离器输出的另一个偏振分量和所述移频器的输出的光进行偏振复用，

监控电路，其对所述偏振光束合成器所偏振复用的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及

强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制所述偏振旋转器。

3.一种相干光接收器，其通过相干接收方式处理接收的信号光，所述相干光接收器包括：

本机振荡器光生成部，其生成本机振荡器光，该本机振荡器光具有光频彼此不同的、相正交的偏振分量；

合成部，其对接收的信号光和从所述本机振荡器光生成部输出的本机振荡器光进行组合；

光电转换部，其将从所述合成部合成后的光转换为电信号；

AD转换部，其将从所述光电转换部输出的电信号转换为数字信号；

数字计算部，其利用从所述AD转换部输出的数字信号执行计算处理，以估计包含在所接收的信号光中的数据信息；以及

数据识别部，其基于所述数字计算部的计算结果对接收的数据执行识别处理，

所述本机振荡器光的相正交的偏振分量之间的光频差小于所接收的信号光的带宽的两倍，并大于所接收的信号光的光源谱线宽和所述本机振荡器光的光源谱线宽，而且

在所述本机振荡器光生成部中，所述相正交的偏振分量之间的强度比是可变的，

所述本机振荡器光生成部具有：

光源；

声光偏振模式转换器，对其输入来自所述光源的输出光；

驱动电路，其驱动所述声光偏振模式转换器，

监控电路，其对从所述声光偏振模式转换器输出的正交偏振分量之间的强度比进行监控；以及

强度比控制电路，其根据所述监控电路的监控结果和所述数字计算部的计算结果控制从所述驱动电路输出的驱动信号的功率。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的相干光接收器，其中所述本机振荡器光的一个偏振分量的光频使得由所述一个偏振分量与所接收的信号光之间的频差产生的中频接近0Hz。

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