CN101296042A - 光接收器 - Google Patents

光接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN101296042A
CN101296042A CNA2008100953312A CN200810095331A CN101296042A CN 101296042 A CN101296042 A CN 101296042A CN A2008100953312 A CNA2008100953312 A CN A2008100953312A CN 200810095331 A CN200810095331 A CN 200810095331A CN 101296042 A CN101296042 A CN 101296042A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
light
phase
control
section
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2008100953312A
Other languages
English (en)
Inventor
中岛久雄
星田刚司
谷村崇仁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN101296042A publication Critical patent/CN101296042A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/65—Intradyne, i.e. coherent receivers with a free running local oscillator having a frequency close but not phase-locked to the carrier signal

Abstract

本发明提供光接收器。光混合部分以至少两种相位将接收到的光信号和本地振荡光相混合，并提取对应于各个光相位的多个至少两系统光信号；光电转换部分将在该光混合部分中获得的这些至少两系统光信号转换为多个电模拟信号；模数转换部分将这些电模拟信号转换为多个数字信号；并且控制部分处理这些数字信号，由此检测该光混合部分中的各个系统之间的光相位差，并且当该光相位差从期望值发生偏移时，将用于校正这些系统之间的光相位的信号提供给该光混合部分，以控制该光混合部分以使得该光相位差变为零或接近该期望值。

Description

光接收器
技术领域
本发明涉及光接收器。
背景技术
近年来，在骨干通信系统中实现40G比特/秒或更大的传输容量的需求已经随着因特网的普及而增加。已经集合了在频率利用效率、光信噪比(OSNR)容限和非线性容限的方面优异的各种调制格式来满足该需求，以代替目前在具有10G比特/秒或更小的传输容量的光通信系统中使用的NRZ(不归零)调制格式。其中，RZ-DQPSK(归零-差分正交相移键控)调制格式是具有分散容限、PMD容限和滤波容限的调制格式的主要候选格式。
近年来，已经注意到组合地使用相干接收和数字信号处理(DSP)的接收方法作为改进RZ-DQPSK调制格式中的光信噪比(OSNR)容限和波长分散容限的技术。
用于校正90°混合回路中的相移的技术已经在专利文献1中公开，其中相移意味着与90°混合回路的90°相位的差。90°混合回路的结构以及组合使用相干接收和数字信号处理(DSP)的接收器已经在非专利文献1和2中描述。
[专利文献1]美国专利6,917,031号
[非专利文献1]S.Tsukamoto等人的“Optical Homodyne ReceiverComprising Phase and Polarization Diversities with Digital SignalProcessing”，ECOC，2006，Mo-4，2，1
[非专利文献2]M.Seimetz等人的“Options，Feasibility，andAvailability of 2x4 90°Hybrids for Coherent Optical Systems”，Journal ofLightwave Technology，Vol.24，No.3，2006年3月，第1317-1322页
发明内容
图19A和19B是用于说明组合使用相干接收和数字信号处理(DSP)的接收器的基本结构和其中的问题的图。
如图19A所示，具有正交偏振波分量Ex和Ey的信号光Es和本地振荡光(本地振荡器光)ELo输入到90°混合回路10，用于将接收的光信号分别与本地振荡光自身和从接收的光信号相移90°的本地振荡光混合，并且提取光信号的实部和虚部的分量，从而提取了Ex的实分量Ex_Re、Ex的虚分量Ex_Im、Ey的实分量Ey_Re和Ey的虚分量Ey_Im。通过成对PD(Twin-PD)11-1到11-4将各个分量转换为电信号。电信号分别由AMP(放大器)12-1到12-4放大，然后由ADC(模数转换器)13-1到13-4转换为数字信号。数字信号由DSP 14进行处理。
当90°混合回路的相位偏移90°时或当各个AMP具有不同增益时，组合使用相干接收和DSP的接收器接收到的信号不能在DSP中精确地解调。结果，出现相位误差，使得信号质量劣化。图19B示出在使用四值相位调制格式的情况下信号质量相对于相位误差的劣化。如图19B所示，已经发现，随着相位误差增加，信号质量的劣化程度(Q惩罚(penalty))与相位误差成比例地增加。
在使用相位调制格式的情况下的偏振分集90°混合回路的输出信号(Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im)表示如下：
Ex_Re ∝|Ex||ELO|cos(Δωt+θ(t))
Ex_Im ∝|Ex||ELO|sin(Δωt+θ(t))x cos(θh)+|Ex||ELO|cos(Δωt+θ(t))x sin(θh)
Ey_Re ∝|Ey||ELO|cos(Δωt+θ(t)+θp)
Ey_Im∝|Ey||ELO|sin(Δωt+θ(t)+θp)x cos(qh)+|Ey||ELO|cos((Δωt+θ(t)+θp)x)sin(θh)
其中：
Ex是信号光的x偏振波的振幅；
Ey是信号光的y偏振波的振幅；
ELO是本地振荡光的振幅；
θh是90°混合回路的相位误差；
θp是在(要由相位误差消除电路补偿的)Ex和Ey之间的相位差*1；以及
Δω是在(要由相位误差消除电路补偿的)信号光和本地振荡光之间的频率差*1。
*1：S.Tukamoto等人，ECOC2006，Mo.4.2.1
如果Δω是0，则使用Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im，接收的信号可以如下解调：
Es＝(Ex_Re+jEx_Im)+(Ey_Re+jEy_Im)
θs＝arg(Es)
在θh≠0的情况下，相位误差出现，因为不能正确地接收所接收信号的虚部分量。
专利文献1是用于补偿90°混合回路的相位误差的公知技术。然而，在如专利文献1所示的这样的前馈控制中，因为检测的控制信号直接用于前馈控制，所以，控制信号的检测的精确度不仅在控制信号接近目标值时必须很高，而且在控制信号远离目标值时也必须很高。
图20是示出90°混合回路的相位误差以及在实际相位误差和估计值之间的差的曲线图。
图20的曲线图是示出在考虑到ADC的量化误差使用前馈控制的情况下的控制误差的曲线图。如该曲线图所示，已经发现，当量化位数有限时，在90°混合回路的相位偏移很大的情况下控制误差增加。
因此，即使专利文献1的结构也不足以作为充分校正相位误差的装置。
此外，需要最优地控制根据接收的光功率等的变化而变化的每个ADC的输入信号功率(AMP增益)，以便基于ADC最小化量化误差。
考虑到AMP的增益的解调信号如下表达：
Es＝(Ex_Re*G+jEx_Im*G)+(Ey_Re*G+jEy_Im*G)
θs＝arg(Es)
因为当各个AMP的增益彼此不同时不能准确地解调Es，所以在AMP的增益控制时各个AMP的增益必须彼此相等。
特别的是，具有偏振分集结构的接收器需要用于最优化ADC的输入信号光功率并均衡Ex和Ey的AMP增益的控制，因为Ex和Ey的信号功率根据传输路径中生成的偏振波变化而在时间上变化。
当在使用四值相位调制格式的情况下四个码元以相同概率出现时，使得实部的信号功率和虚部的信号功率彼此相等，从而即使AMP被分别控制，也使得AMP的增益基本彼此相等。因此，该功能在具有偏振分集的接收器中具有很大效果。
根据实施方式的一个方面，光接收器组合使用相干接收和数字信号处理，并且具有优异的接收精确度。
根据实施方式的一个方面，光接收器包括：光混合部分，用于以至少两种相位混合接收的光信号和本地振荡光，并提取对应于各个光相位的多个至少两系统光信号；光电转换部分，用于将在光混合部分中获得的至少两系统光信号转换为电模拟信号；模数转换部分，用于将通过光电转换部分获得的电模拟信号转换为数字信号；以及控制部分，用于处理通过模数转换部分获得的数字信号，由此检测光混合部分中的各个系统之间的光相位差，并且当光相位差从期望值偏移时，将用于校正系统之间的光相位的信号提供给光混合部分，以控制光混合部分以使得光相位差变为零或接近期望值。
这些实施方式的以上方面仅旨在作为示例。所有实施方式的所有方面不限于包括上述的所有特征。
附图说明
图1是示出根据本发明的实施方式的光接收器的整体结构的图；
图2是用于说明90°混合回路的相位控制方法的(第一)图；
图3A和3B是用于说明90°混合回路的相位控制方法的(第二)图；
图4是用于说明AMP的增益控制方法的(第一)图；
图5是用于说明AMP的增益控制方法的(第二)图；
图6是用于说明90°混合回路的相位控制方法的第二示例的(第一)图；
图7A和7B是用于说明90°混合回路的相位控制方法的第二示例的(第二)图；
图8是用于说明90°混合回路的相位控制方法的第三示例的(第一)图；
图9A和9B是用于说明90°混合回路的相位控制方法的第三示例的(第二)图；
图10是用于90°混合回路和AMP的增益控制方法的详细说明的图；
图11是用于说明四分之一波片(quarter-wave plate)的控制方法的图；
图12是示出在校正了图3A和3B或图9A和图9B示出的90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的示例的图；
图13是示出在校正了图7A和7B示出的90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的示例的图；
图14是示出在校正了图3A和3B或图9A和图9B示出的90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的另一示例的图；
图15是示出在执行了如图5所示的AMP的增益控制的情况下光接收器的整体结构的示例的图；
图16是示出在检测了光信号的模拟值并且控制了AMP的增益的情况下光接收器的整体结构的示例的图；
图17是示出用于检测成对PD的光电流的电路的示例的图；
图18是关于根据实施方式的调制器-解调器的说明的图；
图19A和19B是用于说明组合使用相干接收和DSP的接收器的基本结构和该接收器中的问题的图；以及
图20是示出90°混合回路的相位误差以及在实际相位误差和估计值之间的差的图。
具体实施方式
图1是示出根据本发明的实施方式的光接收器的整体结构的图。此外，在以用于在光混合器中在光信号的0°和90°的两个光相位之间进行混合并且提取对应于0°和90°的光相位的两系统信号的90°混合回路为例的同时描述下面的实施方式。然而，当使用用于混合0°、120°和240°的光相位的光混合器时，可以通过使用用于从获得的三系统信号提取对应于0°和90°的信号的DSP(数字信号处理器)获得如上所述的相同效果。
为了补偿由90°混合回路10的相移造成的信号质量的劣化，对90°混合回路10的相移信号进行检测，由此执行对90°混合回路的相位的反馈控制。为了补偿由AMP 12-1到12-4的增益偏移造成的信号质量的劣化，根据从90°混合回路输出的四个电信号计算光强度，由此执行各个AMP的增益的反馈控制，使得计算的光强度变得等于目标值。
在图1中，与图19A中相同的结构由相同的参考标号指示。在DSP电路14内部，提供AMP增益控制电路15以用于检测数字化的AMP输出并通过反馈控制控制AMP的增益。AMP 12-1到12-4被控制使得所有的AMP具有相同增益。DSP电路14中还提供90°混合回路相位控制电路16，用于将Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im检测为数字信号，生成90°混合回路10的相位控制信号，并且校正90°混合回路10的相位误差。相位误差消除电路17是其中由于信号和本地振荡激光之间的不同步的相位而造成的相位误差的电路。确定电路18是用于在信号相位之间进行鉴别的电路。
将描述图1中示出的90°混合回路10的内部结构的示例。
输入的信号光通过偏振分束器(PBS)20分为正交偏振波。另一方面，本地振荡光通过四分之一波片25转换为圆形偏振波。通过涂半银的镜使得圆形偏振波分为两束。信号光的各个偏振波和经转换的本地振荡光的各个圆形偏振波通过涂半银的镜而混合，通过偏振分束器21、22、23和24分为偏振波，并且分别被成对PD 11-1到11-4接收。由成对PD11-1检测到的光分量为Ex_Re，由成对PD 11-2检测到的光分量为Ex_Im，由成对PD 11-3检测到的光分量为Ey_Re，并且成对PD 11-4检测的光分量为Ey_Im。
图2、3A和3B是用于说明控制90°混合回路的相位的方法的图。
图2示出在90°混合回路的相移是0°、20°和-20°的情况下接收信号的星座图。当存在相移时，实部和虚部之间出现相关性。当相移为正时，实部和虚部之间的相关性为正。当相移为负时，实部和虚部之间的相关性为负。当不存在相移时，实部和虚部之间的相关性为零。因此，对90°混合回路的相位进行反馈控制，从而可以获得相关系数零。
相关系数r如下表达：
r＝∑{Ex_Re*Ex_Im+Ey_Re*Ey_Im}
＝∑{|Ex||ELO|/2(sin(2θx)cos(θh)+cos(2θx)sin(θh)+sin(θh))+|Ey||ELO|/2(sin(2θy)cos(θh)+cos(2θy)sin(θh)+sin(θh))}
＝∑{(|Ex|+|Ey|)*|ELO|/2*sin(θh)}+∑{|Ex||ELO|/2(sin(2θx)cos(θh)+cos(2θx)sin(θh))+|Ey||ELO|/2(sin(2θy)cos(θh)+cos(2θy)sin(θh))}
θx＝Δωt+θ(t)，θy＝Δωt+θ(t)+θp
当各个码元(θ(t))的出现概率相等时，相关系数的第二项变为零，并且相关系数r如下表达。
r＝∑{(|Ex|*|ELO|+|Ey|*|ELO|)/2*sin(θh)}
因此，使r为零就是使sin(θh)为零。这是使θh为零，即，使90°混合回路的相位误差为零。
图3A将前述r的等式示出为曲线图，该曲线图示出了相对于90°混合回路的相移的归一化相位误差信号的幅度。这里，由于相位误差信号具有与相关系数r成比例的值，因此归一化的相位误差信号的幅度也表示归一化的相关系数。
图3B示出90°混合回路相位控制电路的结构的示例。
为了计算前述相关系数，Ex_Re和Ex_Im通过乘法器30相乘在一起，Ey_Re和Ey_Im通过乘法器31相乘在一起，并且这些乘积通过加法器32相加。获得的对应于码元的相关系数值由平均电路33求平均，并且通过控制信号产生电路34来产生与平均相关系数成比例的90°混合回路相位控制信号。产生的相位控制信号(其是数字信号)通过数模转换器35转换为模拟信号，从而将该模拟信号提供给90°混合回路。相位控制信号具有与平均相关系数成比例的值。本领域技术人员可以确定比例系数。
图4和5是用于说明控制AMP的增益的方法的图。
从四个ADC输出信号计算输入信号光功率。将四个AGC放大器设置为具有相同增益，使得计算的值变为等于目标值。用于根据ADC输出信号计算输入信号光功率的表达式由下面的表达式给出。
(Ex_Re^2+Ex_Im^2)+(Ey_Re^2+Ey_Im^2)
目标值是被设置使得可以有效使用每个ADC的动态范围的值。即，形成目标值以使得信号光的最大功率变得等于ADC的动态范围的最高值。例如，根据接收的光功率和电信号的最大振幅(考虑到由于分散或DGD(差分群延迟)造成的波形劣化)之间的关系来确定最优增益，使得电信号的上限不会被各个AMP截止。当增益控制信号相对于每个AMP的AMP增益的特性发生变化时，根据每个AMP，参照控制信号相对于增益的表来控制AMP增益。
图4是示出AMP增益控制电路的结构的示例的图。
为了执行上述输入信号光功率的计算，从ADC获得的Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im的各个平方值通过平方器40-1到40-4计算。这些平方值通过加法器41、42和43相加，从而将获得的值输入到增益控制信号确定电路44。增益控制信号产生电路44将输入值与目标值比较，并且产生用于改变四个AMP的增益以使得每个ADC输出值变为等于目标值的增益控制信号。增益控制信号由DAC 45转换为模拟信号，从而将模拟信号分别提供给AMP。将四个AMP的增益设置为相同值。因此，增益控制信号使得四个AMP的增益彼此相等，并且同等地改变四个AMP的增益，使得每个ADC的输出值变为接近于目标值。
另选的是，可以在增益控制信号产生电路44中预先提供LUT(查找表)，该LUT(查找表)表示用作用于根据AMP获得预定增益的控制信号的信号值，从而增益控制信号产生电路44可以通过参照LUT来产生分别提供给AMP的增益控制信号的值。
图5是用于说明作出控制信号相对于增益的表的方法的图。
在装载前，基于下面的调整而作出控制信号相对于增益的表。首先，在相干接收器中的本地振荡光关闭的情形下，输入偏振扰频的CW光，由此均衡Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im的信号光功率。然后，改变增益控制信号，并且测量信号功率相对于增益控制信号的四个量，由此根据每个信号产生增益控制信号相对于增益的LUT。
图6、7A和7B是用于说明90°混合回路相位控制方法的第二示例的图。
在此情况下，将在每个数字化偏振波的实部和虚部中的每一个中的确定前后的相位之间的相位差用作相位误差信号。图6示出在90°混合回路中存在一些相移的情况下在确定前后的相位之间的相位差的时间改变。当存在一些相移时，在要由相位误差消除电路补偿的相位中出现误差，因为接收信号在复平面上的相位不在同心圆上(见图2)。结果，相位误差按Δω/2的周期波动，其中Δω是信号和本地振荡激光之间的频率差。在该方法中，将相位误差的变化用作相位误差信号。
图7A是示出90°混合回路相位控制电路的结构的示例的图。
作为相位误差消除电路17的输出的、在确定电路18中的确定前的相位θb和确定后的相位θa之间的差通过减法器50计算。差的平方值通过平方器51计算，并且经过低通滤波器52。乘法器53是用于同步检测在控制信号上叠加的信号由此检测叠加信号的相位的电路。乘法器53通过乘以-1*cos(2πf0t)来检测相位误差的符号。
图7B是示出90°混合回路相移和相位误差信号的值之间的关系的曲线图。由于可以通过同步检测来鉴别90°混合回路的相移是在正侧还是负侧，所以带符号的误差信号输入到控制信号产生电路54。这里，抖动(dithering)的频率为f0。基于检测的信号产生的控制信号从控制信号产生电路54输出。乘法器55将控制信号乘以cos(2πf0t)的信号以用于执行抖动。得到的信号通过DAC 56转换为模拟信号，从而提供该模拟信号作为90°混合回路的相位控制信号。由于将抖动应用到对90°混合回路给出的相位控制信号，所以90°混合回路的相位在由相位控制信号设置的值附近摆动。当在相位误差信号通过相位误差消除电路17、减法器50、平方器51和低通滤波器52后查看相位误差信号时，由于抖动，相位误差信号仍然在预定值的附近按频率f0摆动。该信号和-1*cos(2πf0t)通过乘法器53相乘，由此消除摆动并获得具有对应于90°混合回路相位误差的正或负的符号的直流(DC)值，从而控制信号产生电路54接收该DC值。此外，假定低通滤波器52的截止频率满足关系：f0＜截止频率＜Δω/2。
图8、9A和9B是用于说明90°混合回路相位控制方法的第三示例的图。
该方法是使用接收的信号强度作为相位误差信号的方法。图8示出在90°混合回路中存在一些相位误差的情况下的信号强度的时间改变。当存在一些相位误差时，出现强度的改变，因为接收的信号的相位不在同心圆上(见图2)。结果，信号强度按Δω/2的周期波动，其中Δω是信号和本地振荡激光之间的频率差。在该方法中，将强度的变化用作相位误差信号。
图9B是示出90°混合回路相位误差和相位误差信号之间的关系的曲线图。该曲线图类似于图7B。发现将抖动应用到相位误差信号对于检测90°混合回路相位误差是正还是负来说是有效的。图9A示出90°混合回路相位控制电路的结构的示例。这里仅示出关于Ex_Re和Ex_Im的描述。Ex_Re的平方和Ex_Im的平方分别通过平方器60-1和60-2计算。得到的信号通过加法器61相加。DC分量通过DC截止部分62从得到的信号中去除。得到的信号的平方通过平方器63计算。高频分量通过截止频率满足关系f0＜截止频率＜Δω/2的低通滤波器64而从得到的信号中去除。为了去除由抖动造成的摆动，得到的信号由乘法器65乘以-1*cos(2πf0t)，从而将相乘的结果输入到控制信号产生电路66。控制信号产生电路66产生控制信号并输出它。输出的控制信号通过乘法器67乘以cos(2πf0t)的抖动。得到的信号由DAC 68转换为模拟信号，从而将该模拟信号输入到90°混合回路。
另选的是，AMP增益控制可以如下执行。
即，检测在四个成对PD中流动的光电流IX_Re、IX_Im、IY_Re和IY_Im，由此计算接收的光功率。计算的表达式如下给出。
(IX_Re^2+IX_Im^2)+(IY_Re^2+IY_Im^2)
在检测接收的光功率之后，以与图4相同的方式执行AMP增益控制。即，尽管图4示出将数字化信号用于执行控制的情况，这里示出了将光电流的模拟信号值直接用于执行控制的情况。尽管已经描述了根据90°混合回路的四个输出信号(Ex_Re、Ex_Im、Ey_Re和Ey_Im)来监视光信号的强度的方法作为用于执行AMP增益控制的结构，但是可以使用在90°混合回路之前对光信号进行分光并通过光功率监视器来监视光信号的强度从而将监视到的光信号的强度用于AMP增益控制的方法。
图10是用于90°混合回路和AMP增益控制的控制方法的详细说明的图。
将描述90°混合回路和AMP增益控制方法的控制信号产生电路中的操作。由于90°混合回路和AMP增益控制在控制信号产生电路中的处理是类似的，所以如下一般化地说明该处理方法。此外，图10的描述不包括通过使用LUT执行AMP增益控制的情况。
图10是一般化的简单框图。控制信号产生电路接收由作为前级提供的误差信号检测部分检测到的误差信号，并且产生控制信号。例如，在90°混合回路的控制中，误差信号检测部分是计算相关信号的块。例如，在AMP控制中，误差信号检测部分是计算输入信号光功率的块。控制信号产生电路根据Kp*误差信号的表达式产生控制信号。该表达式是称为P(比例)控制的基本控制方法，Kp被称为比例增益，并通过控制对象(90°相位或AMP增益)的特性、需要的响应速度等而确定。此外，可以在控制信号产生电路中使用作为P控制和使用误差信号的积分值的I(积分)控制的组合的PI(比例积分)控制、或者作为P控制、I控制和使用误差信号的微分值的D(微分)控制的组合的PID(比例积分微分)控制，从而改进控制精确度和控制速度。
图11是用于说明控制四分之一波片的方法的图。
可以按如下方式实现四分之一波片：使得光入射到双折射介质上，该双折射介质被调整为在水平方向和垂直方向之间形成π/2的相位差，从而偏转轴相对于光轴以45°的角度倾斜。当在90°混合回路中使用四分之一波片时，在光轴必须调整的情况下需要调整入射光(本地振荡光)的光轴，并且在双折射介质的相位差由于温度变化等从π/2偏移的情况下需要调整双折射介质的相位差。
作为用于调整光轴的方法的示例，存在通过使用步进电机来机械地使波片旋转的方法，或通过使用法拉第旋转器来基于磁场调整入射光的光轴的方法。
作为用于调整双折射介质的相位差的方法的示例，存在这样的方法，其中准备如图11所示的两个双折射介质，并且通过步进电机控制这两个双折射介质的位置，由此调整双折射介质的整体厚度。
尽管前述实施方式使用利用PBS(偏振分束器)的90°混合回路，但是这样的90°混合回路也可以通过MMI(多模式接口)耦合器或四个3dB耦合器和90°相位延迟部分来实现。这些90°混合回路可以在前述实施方式中使用。
使用MMI耦合器的90°混合回路可以通过PLC(平面光波电路)技术实现。在此情况下，由于珀耳帖效应(Peltier)元件或加热器，接收的信号和本地振荡光的相位可以基于温度控制而控制。具有四个3dB耦合器和90°相位延迟部分的90°混合回路可以通过LN(LiNbO3)技术实现。在此情况下，接收信号和本地振荡光的相位可以通过电压控制。
图12是示出在如图3A和3B或图9A和9B中所示地校正90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的示例的图。
在图12中，与图1相同的构成部分由相同参考标号表示，并且将省略这些部分的描述。
在图12中，90°混合回路相位控制电路16设置在DSP电路14中。由于使用图3A和3B中示出的相位误差校正方法，所以90°混合回路相位控制电路16接收四个ADC 13-1到13-4的输出作为输入，产生相位控制信号，并且将相位控制信号提供给90°混合回路。如从该结构图显而易见的，在其中执行反馈控制。
图13是示出在如图7A和7B所示地校正90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的示例的图。
在图13中，与图1中相同的构成部分由相同的参考标号指示，并且将省略这些部分的描述。
在图13中，90°混合回路相位控制电路16接收鉴别电路18的输入和输出信号，并且通过计算鉴别电路18的输入和输出信号之间的相位差而产生相位控制信号。而且在该情况中，结构为执行反馈控制。
图14是示出在如图3A和3B或图9A和9B中所示地校正90°混合回路的相位误差的情况下光接收器的整体结构的另一示例的图。
在图14中，与图1中相同的构成部分由相同的参考标号指示，并且将省略这些部分的描述。
图14示出在90°混合回路没有偏振分束器的情况下的结构的示例。信号光通过单独提供的偏振分束器70分为正交偏振波。信号光的偏振波分别输入到90°混合回路10-1和10-2。本地振荡光通过3dB耦合器71分为两个。分出的本地振荡光的多个部分分别输入到90°混合回路10-1和10-2。通过90°混合回路10-1获得的x偏振波的实部和虚部的信号分别通过成对PD 11-1和11-2转换为电信号。电信号分别通过AMP 12-1和12-2放大，并且通过ADC 13-1和13-2转换为数字信号。数字信号输入到90°混合回路相位控制电路16-1。90°混合回路相位控制电路16-1通过图3A和3B或图9A和9B中示出的方法产生相位控制信号，并且将相位控制信号提供给90°混合回路10-1。类似的是，通过90°混合回路10-2获得的y偏振波的实部和虚部的信号分别通过成对PD 11-3和11-4转换为电信号。电信号分别通过AMP 12-3和12-4放大，并且通过ADC13-3和13-4转换为数字信号。数字信号输入到90°混合回路相位控制电路16-2。90°混合回路相位控制电路16-2通过图3A和3B或图9A和9B中示出的方法产生相位控制信号，并且将相位控制信号提供给90°混合回路10-2。同样，在该情况中，执行反馈控制。
图15是示出在如图5所示地执行AMP增益控制的情况下光接收器的整体结构的示例的图。
在图15中，与图1相同的构成部分通过相同的参考标号指示，并且将省略这些部分的描述。
AMP增益控制电路15设置在DSP电路14中，并且通过使用以上参照图5所述的ADC 13-1到13-4的输出来执行AMP增益控制。即，根据转换为数字信号的光信号来计算光强度，从而基于光强度来控制AMP的增益。控制用作反馈控制。
图16是示出在检测光信号的模拟值以由此执行AMP增益控制的情况下光接收器的整体结构的示例的图。
在图16中，与图1中相同的构成部分由相同的参考标号指示，并且将省略这些部分的描述。
在图16中，AMP增益控制电路15不检测由ADC 13-1到13-4之后的级数字化的信号，而检测直接来自成对PD 11-1到11-4的光电流，由此获得光强度。然后，基于光强度来控制AMP 12-1到12-4的增益，以使得从AMP 12-1到12-4输出的信号的强度等于目标强度值。在此情况下，可以使用LUT来控制AMP 12-1到12-4。尽管图16示出了AMP增益控制电路15设置在DSP电路14之外的情况，但是AMP增益控制电路15本身可以按如下方式并入DSP电路14中：使得ADC(模数转换器)设置在DSP电路14中，并且将AMP增益控制电路15设置为ADC之后的级。
图17是示出用于检测成对PD的光电流的电路的示例的图。
从90°混合回路10输出的光信号通过由PD 75和76组成的成对PD11转换为电信号。通过PD 75和76中的哪一个导通来确定作为TIA(互阻抗放大器)72的输入而出现的电压是正或负。该电信号通过TIA 72放大，并且提供给AMP 12。在成对PD 11中流动的光电流出现为电阻器73的部分的电压。该电压通过放大器74放大，并且输入到AMP增益控制电路15。
图18是用于说明根据本实施方式的调制器-解调器的图。
在图18中，基于相位误差消除电路的操作原理，提出了在系统中使用的调制-解调模式。
在图18中，客户端信号由发送侧的成帧器/FEC编码器80编码，并且转换为由DQPSK预编码器81编码为DQPSK信号的电信号。电信号施加到相位调制器84-1和84-2的电极。从光源82发出的光被分为两束。一束被π/2延迟单元83延迟。这两束光分别被相位调制器84-1和84-2调制。来自相位调制器84-1和84-2的DQPSK信号通过RZ脉冲强度调制器85调制为RZ脉冲信号。从RZ脉冲强度调制器85发送RZ脉冲信号作为RZ-DQPSK信号。发送的RZ-DQPSK信号与本地振荡器光87在90°混合回路中混合，以作为相干光被接收。相干接收的光信号通过成对PD 88转换为电信号。电信号通过AMP 89放大，并且通过ADC 90转换为数字信号。数字信号输入到DSP 91。在DSP 91中，相位误差消除电路92执行用于消除相位误差的算数操作，并且确定电路93输出在相位鉴别后的信号和1位之前的信号之间的相位差。将在下面描述的所提出方法具有这样的特征：在被设置为相位误差消除电路92之后的级的确定电路93中计算在相位鉴别后的信号和1位之前的信号之间的相位差。鉴别出的信号通过成帧器/FEC解码器94解码，并被作为客户端信号处理。
相位误差消除电路中的Δω补偿方法(前馈控制)基于由下面表达式表示的算数操作。
Es＝exp(j(Δωt+q(t)))
Δωt＝(arg((Es)^4)-p)/4
{Es}^4＝exp(j(4Δωt+4q(t)))
q(t)＝π/4，3π/4，5π/4，7π/4，4g(t)＝(2N-1)π
根据几位的平均值来计算Δωt。
q(t)＝arg(Es)-Δωt
然而，当Δωt不小于π/4时，需要练习灵敏性，因为可能将鉴别后的相位误认为另一个码元。
例如，在45°的发送码元的情况下，
Δωt＝42°q(t)＝87-(348(348)-180)/4＝45，Δωt＝42
Δωt＝48°q(t)＝93-(12(372)-180)/4＝135，Δωt＝-42
例如，在135°的发送码元的情况下，
Δωt＝42°q(t)＝177-(348(708)-180)/4＝135，Δωt＝42
Δωt＝48°q(t)＝183-(12(732)-180)/4＝225，Δωt＝-42
在从鉴别电路输出鉴别后的信号和1位之前的信号之间的相位差的DQPSK解调的情况下，前述的码元偏移是无关紧要的。
例如，当连续发送45°和135°的码元时，从前述示例看来，在Δωt＝42°和48°的两种情况中相位差都为90°。
因此，为了防止相位误差消除电路犯上述错误，结构可以如下：在发送侧以DQPSK调制模式发送信号，而在接收侧在相位误差消除电路的处理中输出当前码元和先前码元之间的相位差。在此情况下，需要下面的先决条件：
(1)与比特率相比，Δω足够小。
(2)在发送侧执行DQPSK预编码。
当使用前述结构时，可以预期电路规模的缩小，因为不需要用于补偿90°码元偏移的电路，并且可以获得DSP电路的容易升级的优点，因为直接检测的DQPSK调制模式的输入输出接口是兼容的。尽管已经在上面描述了DQPSK调制模式的实施方式，但是本发明可以应用到其他的差分编码的信号，如DPSK调制模式和DMPSK调制模式。在此情况下，需要对应于各个调制模式的预编码器。
如上所述，在前述实施方式中的反馈控制中，因为执行控制使得输入到控制电路的值会聚在目标值，所以控制精确度由对目标值附近的控制信号的检测精确度来确定。相反，在专利文献1中的前馈控制中，因为直接使用检测到的控制信号，所以不仅当控制信号在目标值附近时，而且当控制信号远离目标值时，控制信号的检测精确度都必须很高。然而，在前述实施方式中记得的光通信系统中，存在这样的可能性：因为必须处理接近于电路极限的高速信号，从而各个ADC中的量化位数受限，所以各个ADC中的量化误差可能很大。
因此，与专利文献1中的使用前馈控制的结构相比，在前述实施方式中提出的使用反馈控制的结构可以预期特性的很大改进。
前述图20的曲线图是示出在考虑到各个ADC的量化误差而使用前馈控制的情况下的控制误差的曲线图。如从该曲线图显而易见的，发现了在90°混合回路的相位偏移很大的情况下，在量化位数受限时，控制误差变大。在该实施方式中，可以消除控制误差变大的情况，使得可以以高速高精确度地控制90°混合回路的相位误差和每个AMP的增益。
此外，在前述实施方式中，控制90°混合回路的相位的三种方法和控制每个AMP的增益的两种方法可以以任何组合互补地实现。
这些实施方式的许多特征和优点从详细说明中可以显见，因此，所附权利要求旨在覆盖落入其真实精神和范围内的这些实施方式的所有这些特征和优点。此外，由于许多修改和改变对本领域技术人员是容易想到的，所以不希望将发明的实施方式限制为图示和描述的确切的构造和操作，因此，所有适当的修改和等同物都落入本发明的范围。

Claims (23)

1.一种光接收器，该光接收器包括：
光混合部分，其以至少两种相位将接收到的光信号和本地振荡光相混合，并提取对应于各个光相位的多个至少两系统光信号；
光电转换部分，其将在该光混合部分中获得的这些至少两系统光信号转换为多个电模拟信号；
模数转换部分，其将通过该光电转换部分获得的这些电模拟信号转换为多个数字信号；以及
控制部分，其处理通过该模数转换部分获得的这些数字信号，由此检测该光混合部分中的各个系统之间的光相位差，并且当该光相位差从期望值发生偏移时，将用于校正这些系统之间的光相位的信号提供给该光混合部分，以控制该光混合部分以使得该光相位差变为零或接近该期望值。
2.如权利要求1所述的光接收器，其中，相干接收部分提取该光信号的多个正交偏振波分量中的每一个的实部和虚部。
3.如权利要求2所述的光接收器，其中，该控制部分包括：
乘法部分，其将该光信号的这些正交偏振波分量中的每一个的多个至少两系统信号分量相乘；
加法部分，其将这些正交偏振波分量的多个至少两系统乘法结果相加；
平均部分，其对相加的结果求平均；以及
控制信号产生部分，其产生用于控制该光混合部分的各个系统之间的至少一个相位的信号，以使得平均的结果变为零或接近零。
4.如权利要求2所述的光接收器，其中，该控制部分是根据这些正交偏振波分量的各个信号而单独设置的。
5.如权利要求1所述的光接收器，其中，该控制部分计算作为多个数字信号而获得的这些光信号的多个至少两系统信号之间的相关值，并且控制该光混合部分的这些系统之间的相位，以使得该相关值变为零或接近于零。
6.如权利要求1所述的光接收器，该光接收器还包括在这些数字信号之间进行鉴别的确定部分，其中，该控制部分检测由该确定部分鉴别之前的各个数字信号和由该确定部分鉴别后的各个数字信号之间的相位差，并且使用与该相位差的变化幅度对应的控制信号来在该相干接收部分的各个系统之间进行相移控制。
7.如权利要求6所述的光接收器，其中，对该控制信号应用抖动，从而基于该相位差的符号来检测该相干接收部分中的该相移具有正方向还是负方向。
8.如权利要求7所述的光接收器，其中，该控制部分包括：
减法部分，其计算在该确定部分的前级的信号和在该确定部分的后级的信号之间的相位差；
平方部分，其计算减法的结果的平方；
抖动消除部分，其消除由抖动导致的信号摆动；
控制信号产生部分，其基于抖动消除后的信号来产生该光混合部分的这些系统之间的相移控制信号；以及
抖动部分，其将抖动应用到该相位控制信号。
9.如权利要求1所述的光接收器，其中，该控制部分根据这些数字信号获得该光信号的强度，并且使用与该强度的变化幅度对应的控制信号来控制该光混合部分中的各个系统之间的相移。
10.如权利要求9所述的光接收器，其中，对该控制信号应用抖动，从而基于该光信号的强度变化的符号来检测该光混合部分中的该相移具有正方向还是负方向。
11.如权利要求10所述的光接收器，其中，该控制部分包括：
平方部分，其计算根据由该光混合部分提取的多个各系统信号中的每一个而计算出的光信号的实部和虚部的平方；
加法部分，其将该实部的平方和该虚部的平方相加；
直流分量去除部分，其从加法的结果中去除直流分量；
抖动消除部分，其从该直流分量去除部分的输出中消除由抖动造成的信号摆动；
控制信号产生部分，其根据抖动消除后的信号而产生用于控制该光混合部分中的各个系统之间的相移的相位控制信号；以及
抖动部分，其将抖动应用到该相位控制信号。
12.一种光接收器，该光接收器包括：
光混合部分，其以至少两个相位将接收到的光信号和本地振荡光相混合，并提取对应于各个相位的多个至少两系统光信号；
光电转换部分，其将在该光混合部分中获得的这些至少两系统光信号转换为多个电信号；
放大部分，其按设置的多个增益来放大由该光电转换部分获得的这些电信号；
模数转换部分，其将由该光电转换部分获得的这些电信号转换为多个数字信号；以及
控制部分，其检测该光信号的强度，并根据该强度来对该放大部分的这些增益进行最优控制。
13.如权利要求12所述的光接收器，其中，该控制部分根据由该模数转换部分转换的这些数字信号来计算该光信号的强度。
14.如权利要求12所述的光接收器，其中，相干接收部分对该光信号的多个正交偏振波中的每一个提取多个至少两系统信号。
15.如权利要求14所述的光接收器，其中，该控制部分包括：
平方部分，其计算根据由该光混合部分提取的多个各系统信号中的每一个而计算出的光信号的多个偏振波分量中的每一个的实部和虚部的平方；
加法部分，其将各个偏振波的实部的平方和虚部的平方相加；以及
控制信号产生部分，其根据加法的结果产生用于控制该放大部分的各个增益的增益控制信号。
16.如权利要求15所述的光接收器，其中，该控制信号产生部分将增益控制信号提供给该放大部分，以使得加法的结果变为接近目标值。
17.如权利要求15所述的光接收器，其中：
该控制信号产生部分具有这样的表：在该表中该放大部分的各个增益与该增益控制信号的振幅相关联地存储；并且
该控制信号产生部分基于加法的结果，参照该表来设置用于获得预定增益的增益控制信号的振幅。
18.如权利要求12所述的光接收器，其中，该控制部分根据在该光电转换部分中产生的电流值来计算该光信号的强度。
19.如权利要求18所述的光接收器，其中：
该光电转换部分是光电二极管；并且
该电流值是光电流的振幅。
20.如权利要求12所述的光接收器，其中，该放大部分包括多个放大器，这些放大器分别放大该光信号的各个系统信号。
21.一种光接收器，该光接收器用于接收通过差分编码模式编码为相干光的光信号，并通过数字处理从该光信号提取数据，该接收器包括：
光混合部分，其以至少两个相位将接收到的光信号和本地振荡光相混合，并提取对应于各个相位的多个至少两系统信号；
光电转换部分，其将在该光混合部分中获得的这些至少两系统信号转换为多个电信号；
放大部分，其按设置的多个增益放大由该光电转换部分获得的这些电信号；
模数转换部分，其将由该光电转换部分获得的这些电信号转换为多个数字信号；
相位误差消除部分，其消除这些数字信号的相位误差；以及
鉴别部分，其执行对该相位误差消除部分的输出的信号鉴别，并且输出当前鉴别的信号和一位之前鉴别的前一信号之间的差作为鉴别结果。
22.如权利要求21所述的光接收器，其中，该差分编码模式是差分正交相移键控模式。
23.一种光接收器，该光接收器包括：
光混合部分，其以至少两种相位将接收到的光信号和本地振荡光相混合，并提取对应于各个相位的多个至少两系统信号；
光电转换部分，其将在该光混合部分中获得的这些至少两系统信号转换为多个电信号；
放大部分，其按设置的多个增益放大由该光电转换部分获得的这些电信号；
模数转换部分，其将由该光电转换部分获得的这些电信号转换为多个数字信号；
第一控制部分，其通过对由该模数转换部分获得的这些数字信号进行处理，从而检测在该光混合部分中使用的接收到的光信号和本地振荡光的多个系统之间的相移，并且，当存在一些系统间相移时，将至少一个系统间相移校正信号提供给该光混合部分，以控制该光混合部分的各个系统间相位，从而消除该系统间相移；以及
第二控制部分，其检测该光信号的强度，并根据检测到的强度来对该放大部分的多个增益进行最优控制。
CNA2008100953312A 2007-04-27 2008-04-25 光接收器 Pending CN101296042A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007-120059 2007-04-27
JP2007120059A JP4918400B2 (ja) 2007-04-27 2007-04-27 光信号受信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN101296042A true CN101296042A (zh) 2008-10-29

Family

ID=39688873

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2008100953312A Pending CN101296042A (zh) 2007-04-27 2008-04-25 光接收器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8086113B2 (zh)
EP (3) EP1986352B1 (zh)
JP (1) JP4918400B2 (zh)
CN (1) CN101296042A (zh)

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101207444B (zh) * 2006-12-15 2011-11-30 富士通株式会社 相干光接收器
CN101686096B (zh) * 2008-09-27 2013-04-17 华为技术有限公司 一种多载波相干接收电处理的方法、装置和系统
CN103368656A (zh) * 2012-03-29 2013-10-23 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
CN103378906A (zh) * 2012-04-30 2013-10-30 丛林网络公司 采用相干检测及带外信道识别的光学通信链路
CN103460662A (zh) * 2011-03-31 2013-12-18 阿尔卡特朗讯 对光学数据信号进行解码的方法
CN103890537A (zh) * 2011-08-19 2014-06-25 迈克逊诊断有限公司 用于干涉仪的检测器电路
CN104137446A (zh) * 2012-02-23 2014-11-05 富士通光器件株式会社 光接收器以及光接收方法
CN104467979A (zh) * 2013-09-12 2015-03-25 华为技术有限公司 Qpsk信号的共轭关系识别方法、装置及色散补偿方法、系统
CN107040317A (zh) * 2015-11-18 2017-08-11 卢克斯特拉有限公司 用于分布式光电接收器的方法和系统
CN111917486A (zh) * 2020-07-30 2020-11-10 烽火通信科技股份有限公司 相干接收机相位角检测方法及装置
WO2022170839A1 (zh) * 2021-02-09 2022-08-18 中兴通讯股份有限公司 相干检测方法、装置及光传输系统

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4918400B2 (ja) * 2007-04-27 2012-04-18 富士通株式会社 光信号受信装置
WO2009104758A1 (ja) * 2008-02-22 2009-08-27 日本電信電話株式会社 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法
KR101314844B1 (ko) * 2008-12-05 2013-10-04 한국전자통신연구원 코히어런트 광 수신기의 디지털 신호 동기화 장치
US20100142971A1 (en) * 2008-12-05 2010-06-10 Sun-Hyok Chang Apparatus for synchronizing digital signals of coherent optical receiver
US20100158521A1 (en) * 2008-12-18 2010-06-24 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical mixer for coherent detection of polarization-multiplexed signals
JP5326584B2 (ja) * 2009-01-09 2013-10-30 富士通株式会社 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
EP2624513B1 (en) * 2009-02-17 2014-06-25 Oclaro Technology Limited Optical chips and devices for optical communications
US8340530B2 (en) * 2009-03-10 2012-12-25 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Local oscillator frequency offset compensation in a coherent optical signal receiver
US8401400B2 (en) * 2009-03-10 2013-03-19 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Detection of data in signals with data pattern dependent signal distortion
US8401402B2 (en) * 2009-03-10 2013-03-19 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Detection of data in signals with data pattern dependent signal distortion
US8306418B2 (en) * 2009-03-10 2012-11-06 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Data pattern dependent distortion compensation in a coherent optical signal receiver
JP5301026B2 (ja) * 2009-03-19 2013-09-25 アジレント・テクノロジーズ・インク 光ダウンコンバータの較正
KR101329453B1 (ko) 2009-03-20 2013-11-15 알까뗄 루슨트 다기능 도파관 격자를 갖춘 코히어런트 광학 편향기
JP2010237300A (ja) * 2009-03-30 2010-10-21 Fujitsu Optical Components Ltd ９０度ハイブリッド，光モジュールおよび光受信機
JP5365315B2 (ja) * 2009-04-03 2013-12-11 富士通株式会社 光受信機および光受信方法
JP5365319B2 (ja) * 2009-04-10 2013-12-11 富士通株式会社 光伝送システム
WO2010131528A1 (ja) 2009-05-11 2010-11-18 日本電気株式会社 受信装置および復調方法
JP5287516B2 (ja) * 2009-05-29 2013-09-11 富士通株式会社 デジタルコヒーレント光受信器
US8538277B2 (en) * 2009-06-23 2013-09-17 Infinera Corporation Coherent optical receiver
JP5343749B2 (ja) * 2009-07-30 2013-11-13 富士通株式会社 光通信装置
TW201123713A (en) * 2009-09-11 2011-07-01 Microsemi Corp Circuit and method for temperature and process independent transimpedance amplifier arrangement
US8494315B2 (en) * 2009-12-17 2013-07-23 Alcatel Lucent Photonic integrated circuit having a waveguide-grating coupler
JP5796934B2 (ja) * 2010-04-13 2015-10-21 日本オクラロ株式会社 偏波ダイバーシティ光学系装置、復調器及び送受信機
EP2381593B1 (en) * 2010-04-21 2014-06-25 Alcatel Lucent Power adjustment of in-phase and quadrature components at a coherent optical receiver
EP2381595B1 (en) * 2010-04-21 2012-06-20 Alcatel Lucent Phase skew compensation at a coherent optical receiver
JP5363421B2 (ja) * 2010-05-28 2013-12-11 アンリツ株式会社 光コヒーレント検波器評価装置及び光コヒーレント検波器評価方法
JP5604988B2 (ja) * 2010-05-31 2014-10-15 日本電気株式会社 コヒーレント光受信装置の調整方法
JP5462086B2 (ja) * 2010-06-23 2014-04-02 アンリツ株式会社 光コヒーレント検波器評価装置及び光コヒーレント検波器評価方法
JP5737874B2 (ja) * 2010-07-06 2015-06-17 日本オクラロ株式会社 復調器及び光送受信機
KR101347004B1 (ko) * 2010-09-17 2014-01-15 한국전자통신연구원 광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법
JP5699583B2 (ja) * 2010-12-17 2015-04-15 富士通株式会社 光受信機及び光受信方法
JP5582039B2 (ja) 2011-01-07 2014-09-03 富士通株式会社 光伝送装置およびアナログ−デジタル変換装置
US8693897B2 (en) * 2011-01-22 2014-04-08 Viasat, Inc. Digital demodulator architecture
WO2012109793A1 (en) * 2011-02-17 2012-08-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Skew estimator, skew compensator and coherent receiver
JP5720425B2 (ja) * 2011-05-31 2015-05-20 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信機及び位相制御方法
EP2538596B1 (en) 2011-06-21 2014-05-14 Alcatel Lucent Method of decoding a differentially encoded phase modulated optical data signal
JP5812110B2 (ja) * 2011-12-15 2015-11-11 日本電気株式会社 光受信器及び光受信器の制御方法
CN102620757A (zh) * 2012-03-27 2012-08-01 中国科学院半导体研究所 一种对光纤干涉型传感信号进行解调的系统及方法
JP5888056B2 (ja) * 2012-03-28 2016-03-16 富士通株式会社 デジタル光コヒーレント伝送装置
US20130343751A1 (en) * 2012-06-23 2013-12-26 Pavel Mamyshev Optical Receiver with a Wide Power Sensitivity Dynamic Range
JP5923003B2 (ja) * 2012-07-11 2016-05-24 日本オクラロ株式会社 光受信器
US9134479B2 (en) * 2012-09-05 2015-09-15 International Business Machines Corporation Polarization diverse demultiplexing
JP5886984B2 (ja) * 2013-01-25 2016-03-16 日本電信電話株式会社 光受信装置および位相サイクルスリップ低減方法
JP6024531B2 (ja) 2013-03-12 2016-11-16 富士通株式会社 周波数誤差推定装置及び方法、周波数誤差補償装置、並びに、光受信機
US10009102B2 (en) * 2013-07-11 2018-06-26 Nec Corporation Optical communication system, optical receiver, optical receiver control method, and non-transitory computer readable medium
CN103776563A (zh) * 2013-11-25 2014-05-07 上海华魏光纤传感技术有限公司 一种带有无线组网功能的光纤点式测温系统
CN103644926A (zh) * 2013-12-16 2014-03-19 上海华魏光纤传感技术有限公司 光信号采集系统
WO2024004091A1 (ja) * 2022-06-29 2024-01-04 日本電信電話株式会社 光受信機及び信号処理方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2172164B (en) * 1985-03-07 1989-02-22 Stc Plc Balanced coherent receiver
US4829598A (en) * 1987-01-22 1989-05-09 Siemens Aktiengesellschaft Optical receiver with an optical coupler and an electronic amplifier
JPH0548540A (ja) * 1991-08-14 1993-02-26 Fujitsu Ltd コヒーレント光通信システムの自動起動方法
GB2264834A (en) * 1992-02-25 1993-09-08 Northern Telecom Ltd Optical transmission system
NL9201077A (nl) * 1992-06-18 1994-01-17 Nederland Ptt Optisch transmissiesysteem met frequentieregeling.
US7076169B2 (en) * 2000-09-26 2006-07-11 Celight, Inc. System and method for orthogonal frequency division multiplexed optical communication
US7085501B1 (en) * 2002-06-26 2006-08-01 Nortel Networks Limited Coherent optical receiver
US7266310B1 (en) * 2003-04-29 2007-09-04 Nortel Networks Limited Digital compensation for optical transmission system
US6917031B1 (en) * 2004-02-17 2005-07-12 Nortel Networks Limited Method for quadrature phase angle correction in a coherent receiver of a dual-polarization optical transport system
US7042629B2 (en) * 2004-02-19 2006-05-09 Lucent Technologies Inc. Linear optical sampling method and apparatus
US7133135B2 (en) * 2004-02-20 2006-11-07 Lucent Technologies, Inc. Method and apparatus for the direct characterization of the phase of an optical signal
US7298489B2 (en) * 2005-05-13 2007-11-20 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for characterizing the electric field of periodic and non-periodic optical signals
US7747177B2 (en) * 2005-08-15 2010-06-29 Alcatel-Lucent Usa Inc. Coherent phase-shift-keying
US7711273B2 (en) * 2006-03-03 2010-05-04 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical quadrature-amplitude modulation receiver
US7406269B2 (en) * 2006-03-10 2008-07-29 Discovery Semiconductors, Inc. Feedback-controlled coherent optical receiver with electrical compensation/equalization
US7809284B2 (en) * 2006-06-23 2010-10-05 Alcatel-Lucent Usa Inc. System and method for receiving coherent, polarization-multiplexed optical signals
US7693428B2 (en) * 2007-02-27 2010-04-06 Celight, Inc. Optical orthogonal frequency division multiplexed communications with nonlinearity compensation
JP4918400B2 (ja) * 2007-04-27 2012-04-18 富士通株式会社 光信号受信装置
US8463141B2 (en) * 2007-09-14 2013-06-11 Alcatel Lucent Reconstruction and restoration of two polarization components of an optical signal field

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101207444B (zh) * 2006-12-15 2011-11-30 富士通株式会社 相干光接收器
CN101686096B (zh) * 2008-09-27 2013-04-17 华为技术有限公司 一种多载波相干接收电处理的方法、装置和系统
CN103460662B (zh) * 2011-03-31 2016-03-09 阿尔卡特朗讯 对光学数据信号进行解码的方法
CN103460662A (zh) * 2011-03-31 2013-12-18 阿尔卡特朗讯 对光学数据信号进行解码的方法
CN103890537A (zh) * 2011-08-19 2014-06-25 迈克逊诊断有限公司 用于干涉仪的检测器电路
CN104137446B (zh) * 2012-02-23 2017-02-22 富士通光器件株式会社 光接收器以及光接收方法
CN104137446A (zh) * 2012-02-23 2014-11-05 富士通光器件株式会社 光接收器以及光接收方法
US9967036B2 (en) 2012-03-29 2018-05-08 Juniper Networks, Inc. Processing data in a coherent optical communication system
CN103368656A (zh) * 2012-03-29 2013-10-23 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
CN103368656B (zh) * 2012-03-29 2017-03-01 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
CN103378906B (zh) * 2012-04-30 2016-07-06 瞻博网络公司 采用相干检测及带外信道识别的光学通信链路及方法
CN103378906A (zh) * 2012-04-30 2013-10-30 丛林网络公司 采用相干检测及带外信道识别的光学通信链路
CN104467979B (zh) * 2013-09-12 2017-06-27 华为技术有限公司 Qpsk信号的共轭关系识别方法、装置及色散补偿方法、系统
CN104467979A (zh) * 2013-09-12 2015-03-25 华为技术有限公司 Qpsk信号的共轭关系识别方法、装置及色散补偿方法、系统
CN107040317A (zh) * 2015-11-18 2017-08-11 卢克斯特拉有限公司 用于分布式光电接收器的方法和系统
CN107040317B (zh) * 2015-11-18 2021-03-19 卢克斯特拉有限公司 用于分布式光电接收器的方法和系统
CN111917486A (zh) * 2020-07-30 2020-11-10 烽火通信科技股份有限公司 相干接收机相位角检测方法及装置
WO2022170839A1 (zh) * 2021-02-09 2022-08-18 中兴通讯股份有限公司 相干检测方法、装置及光传输系统

Also Published As

Publication number Publication date
EP1986352A2 (en) 2008-10-29
US8086113B2 (en) 2011-12-27
JP2008278249A (ja) 2008-11-13
EP2157714B1 (en) 2014-01-08
EP1986352B1 (en) 2016-10-12
EP1986352A3 (en) 2009-04-01
EP2146442B1 (en) 2012-12-12
EP2157714A1 (en) 2010-02-24
JP4918400B2 (ja) 2012-04-18
US20080267638A1 (en) 2008-10-30
EP2146442A1 (en) 2010-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101296042A (zh) 光接收器
JP5326584B2 (ja) 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
EP2946494B1 (en) Generation of an optical local-oscillator signal for a coherent-detection scheme
US8989571B2 (en) In-band supervisory data modulation using complementary power modulation
JP6263915B2 (ja) 帯域内管理データ変調
CA2879461C (en) Method and apparatus for stabilization of optical transmitter
EP2946493A1 (en) Optical polarization demultiplexing for a coherent-detection scheme
US8693888B2 (en) Noise-resilient constellations for an optical transport system
US8494373B2 (en) Apparatus and method for compensating polarization mode dispersion
JP2013207603A (ja) デジタル光コヒーレント伝送装置
EP3461035A1 (en) Coherent optical receiver for medium- and short-reach links
Chen et al. Experimental quantification of implementation penalties from laser phase noise for ultra-high-order QAM signals
Li et al. A self-coherent receiver for detection of PolMUX coherent signals
Do et al. Data-aided OSNR estimation using low-bandwidth coherent receivers
JP5360184B2 (ja) 光信号受信装置
Ferreira et al. Optimized Carrier Frequency and Phase Recovery Based on Blind $ M $ th Power Schemes
Takushima et al. Measurement of differential phasor diagram of multilevel dpsk signals by using an adjustment-free delay interferometer composed of a 3$\,\times\, $3 optical coupler
Molle et al. Polarization multiplexed 20 Gbaud square 16QAM long-haul transmission over 1120 km using EDFA amplification
Puerta et al. Single-wavelength, single-photodiode per polarization 276 Gb/s PDM 8-QAM over 100 km of SSMF
Chung et al. Mitigation of imperfect carver-induced phase distortions in a coherent PM-RZ-QPSK receiver
Tselniker et al. Self-coherent complex field reconstruction with in-phase and quadrature delay detection without a direct-detection branch
Tan et al. Coherent optical sampling based method for monitoring optical signal to noise ratio of high speed optical fiber communication systems
WO2022012056A1 (en) Device and method for real-time calibration and compensation for transmitter power imbalance in a coherent transceiver
Al-Bermani et al. Realtime 16-QAM transmission with coherent digital receiver
Al-Bermani et al. Nonlinear effect of IQ modulator in a realtime synchronous 16-QAM transmission system

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Open date: 20081029