CN103368656A - 在相干光通信系统内处理数据 - Google Patents

在相干光通信系统内处理数据 Download PDF

Info

Publication number
CN103368656A
CN103368656A CN2013101090710A CN201310109071A CN103368656A CN 103368656 A CN103368656 A CN 103368656A CN 2013101090710 A CN2013101090710 A CN 2013101090710A CN 201310109071 A CN201310109071 A CN 201310109071A CN 103368656 A CN103368656 A CN 103368656A
Authority
CN
China
Prior art keywords
electrical data
data flow
digital
analog electrical
rate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2013101090710A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103368656B (zh
Inventor
克里斯蒂安·马卢因
西奥多·约翰·施密特
章波
埃利亚斯·辛普森
罗伯托·马科克西亚
Original Assignee
Jungle Network
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Jungle Network filed Critical Jungle Network
Publication of CN103368656A publication Critical patent/CN103368656A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103368656B publication Critical patent/CN103368656B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6161—Compensation of chromatic dispersion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6166—Polarisation demultiplexing, tracking or alignment of orthogonal polarisation components
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/40—Transceivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0075—Arrangements for synchronising receiver with transmitter with photonic or optical means

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

本公开描述了在相干光通信系统内处理数据，特别是在相干接收器内采样电数据流的技术。比如，模数转换器（ADC）以一定采样率采样所接收的电数据流，所述采样率标称为ADC接收的电数据流的符号率的两倍以上。数字滤波器从ADC接收数字数据流，并且数字过滤数字数据流，以便以有效采样率输出过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于符号率的两倍，并且大于或等于符号率。

Description

在相干光通信系统内处理数据
本申请要求于2012年3月29日提交的美国专利申请号13/434,213的权益，该案之全文以引用的方式并入本文中。
技术领域
本公开涉及光通信，更具体而言，涉及相干光通信系统。
背景技术
通常，光通信系统在每秒1千兆比特（Gbps）到10Gbps的范围内进行操作。随着需要传送的数据的量增大，需要以甚至更高的数据率进行操作的光学通信系统。比如，最近的某些光通信系统在100Gbps的范围内进行操作。扩展为这种类型的高频光通信系统时，不仅由于其具有更高的带宽，而且由于其具有复杂的调制格式，所以为了保持信号完整性，在设计上提出了挑战。
发明内容
通常，本公开描述了用于在相干接收器内采样数据流的技术。比如，在光通信系统内，相干接收器可包括多个模数转换器（ADC）。这些ADC中的每一个接收模拟数据流，并且将模拟数据流转换成数字数据流。在实例技术中。ADC以一定采样率为各个模拟数据流采样，该采样率标称（nominally）为模拟数据流的符号率的两倍以上，以便生成各个数字数据流。
每个ADC将其数字数据流输出到多个数字滤波器中的相应一个中。每个数字滤波器过滤各个数字数据流，以便以有效采样率输出各自的过滤后的数字数据流，所述有效采样率大于或等于模拟数据流的符号率并小于模拟数据流的符号率的两倍，而且小于所述采样率。这样，这些技术减轻了混叠效应，同时降低了随后的部件需要处理数据的速率。
在一个实例中，本公开描述了一种方法，其包括接收由在相干光通信系统中光子模块（photonics module）发送的第一模拟电数据流以及由光子模块发送的第二模拟电数据流，其共同表示光子模块所接收的光信号的一部分。所述方法也包括以一种采样率采样第一模拟电数据流和第二模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流，并且将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。
这个实例方法还包括数字过滤第一数字电数据流和第二数字电数据流，以便以有效采样率分别输出第一过滤数字电数据流和第二过滤电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述方法进一步包括以基本与有效采样率相似的速率处理第一和第二过滤数字电数据流，以便恢复由光子模块接收的光信号中的数据。
在另一个实例中，本公开描述了一种处理器，其包括第一模数转换器（ADC），其配置成接收由相干光通信系统中的光子模块发送的第一模拟电数据流，并且以一种采样率采样第一模拟电数据流，所述采样率标称为第一模拟电数据流和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，第一模拟电数据流和第二模拟电数据流共同表示光子模块所接收的光信号的一部分，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流。所述处理器还包括第二ADC，其配置成接收由光子模块发送的第二模拟电数据流，并且以所述采样率采样第二模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。
所述实例处理器还包括第一数字滤波器，其配置成数字过滤第一数字电数据流，以便以有效采样率输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器进一步包括第二数字滤波器，其配置成数字过滤第二数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。在这个实例中，所述处理器还包括下游硬件单元，其包括至少一个部件，所述部件配置成以基本与有效采样率相似的速率处理第一和第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在另一个实例中，本公开描述了一种网络装置，其包括光子模块，所述光子模块配置成在相干光通信系统中接收光信号，并且发送第一模拟电数据流和第二模拟数据流，其共同表示光信号的一部分。所述网络装置也包括处理器。所述处理器包括第一模数转换器（ADC），其配置成接收第一模拟电数据流，并且以一种采样率采样第一模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流。所述处理器还包括第二模数转换器（ADC），其配置成接收第二模拟电数据流，并且以所述采样率采样第二模拟电数据流采样，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。
这个实例网络装置的处理器还包括第一数字滤波器，其配置成数字过滤第一数字电数据流，以便以有效采样率输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器还包括第二数字滤波器，其配置成数字过滤第二数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。在这个实例中，所述处理器还包括下游硬件单元，其包括至少一个部件，所述部件配置成以基本与有效采样率相似的速率处理第一和第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在附图和以下描述中给出本公开的一个或多个方面的细节。根据描述和附图以及根据权利要求书，本公开的其他特征、目标和优点是显而易见的。
附图说明
图1为示出根据本公开中所描述的一个或多个实例的光通信系统的框图；
图2为更详细地示出图1的调制解调器的下游硬件单元的一个实例的框图；
图3为更详细地示出图1的调制解调器的下游硬件单元的另一个实例的框图；
图4为更详细地示出图1的调制解调器的上游硬件单元的一个实例的框图；
图5A和图5B为更详细地示出图1的光子模块的实例的框图；
图6为示出根据本公开的一个或多个方面的一个实例技术的流程图；
图7为示出根据本公开的一个或多个方面的实例结果的示图。
具体实施方式
图1为示出光通信系统10的框图。如图所示，光通信系统10包括通过光链路24与线卡（line card）12耦接的网络26。光通信系统10的实例包括但不限于波分复用（WDM）系统，包括密集波分复用（DWDM）系统。比如，WDM系统包括为多个线卡（比如，线卡12）保留的多个插槽。然而，本公开的各方面不限于包括线卡的WDM系统。本公开的技术可扩展到需要传输和接收数据的其他光通信系统。仅仅为了示例性目的并且为了便于进行描述，结合WDM系统描述了各个实例。
在WDM系统中，为了进行下游传输，线卡12通过光链路24从网络26中接收光信号，其包括传输给一个或多个装置（比如，开关和路由器）的数据。相反，为了进行上游传输，线卡12通过光链路24从开关和路由器中接收数据，以便传输给网络26。网络26的实例包括但不限于广域网（WAN）或互联网。
比如，线卡12包括光子模块14和调制器/解调器（调制解调器）16。光子模块14包括通过光链路24从网络26中接收光波信号并且将光波信号转换成一个或多个电数据流的部件。调制解调器16接收电数据流，并且进行适当的信号处理，比如，均衡光电损失、相位跟踪、数据切片、以及其他这样的信号处理，以便将从线卡12中发送到路由器和开关中的数据内的误差数量最小化。
随着需要发送给网络26以及从该网络中接收的数据的量增大，线卡12需要的将数据转发给路由器和开关以及从路由器和开关中转发数据的数据速率增大。比如，路由器和开关设计成以始终更高的数据速率接收和发送数据，并且WDM系统需要扩展至更高的数据速率，以便与路由器和开关的数据速率保持同步。比如，线卡12本来以大约每秒10千兆比特（Gbps）进行操作就足够了，但是现在需要以100Gbps进行操作，并且如果使用前向纠错（FEC），那么甚至可能需要为126.5Gbps。
以这种相对高的数据速率（比如100Gbps到126.5Gbps）发送和接收数据，需要具有多级信令（multi-level signaling）的调制方案，以便为每个符号编码超过1比特，这就降低了符号率。比如，没有多级信令时，一个符号表示一比特，并且以100Gbps或126.5Gbps发送和接收数据，从而以每秒100千兆样本（Gsamples）（Gsamples/s）或126.5Gsamples/s的符号率发送和接收数据。然而，具有多级信令时，一个符号表示不止一比特，并且符号率可减小到小于100Gsamples/s或126.5Gsamples/s。
比如，虽然可以是其他调制方案（比如偏振复用的QPSK（PM-QPSK）），但是作为一个实例，以这样的相对高的数据速率发送和接收数据需要例如正交相移键控（QPSK）。在QPSK中，一个符号表示两比特（比如以2比特/符号进行编码），并且在PM-QPSK中，一个符号表示四比特（比如以4比特/符号进行编码）。因此，在PM-QPSK内，25千兆-波特（Gbaud）的符号率可表示100Gbps的数据（比如，100千兆*1符号/4比特等于25Gbaud），并且31.625Gbaud可表示126.5Gbps的数据，其中，1Gbps等于1Gsample/s。
为了示例目的，描述关于PM-QPSK调制的实例技术。然而，不应认为本公开的各方面限于此。本公开中所描述的技术可扩展为例如用于相干光通信系统的方案的其他调制方案。比如，BPSK、PM-BPSK、QPSK、PM-QPSK、M正交调幅（M-QAM）（其中，M>4）、以及PM-M-QAM调制方案均可需要相干光探测，并且光通信系统10可视为相干光通信系统。
相干光通信系统是指光系统，其使用大小和相位信息，用于发送和接收数据，比如，用于进行相移键控调制（比如，BPSK、PM-BPSK、QPSK、PM-QPSK、M-QAM、或PM-M-QAM调制）。比如，在相干光通信系统中，光子模块14可依赖于所接收的信号和本地参考之间的差拍（beating），其将光信号内所接收的光电场的大小和相位信息映射为可测量的电压或电流。比如，相干光通信系统需要使用光子模块14处生成的本地载波相位参考，以便从网络26中接收光信号。比如，在图5A中会更详细地进行示出，光子模块14可包括光混合混频器，以便将所接收的光信号转换成数据流对（比如，同相和正交相位），称为I和Q数据流，用于传输给调制解调器16。
在PSK调制中，通过改变或调制有时称为光波的载波的相位，表示二进制1和0。这样，光信号的大小和相位都用于发送数据。比如，需要所接收的光信号的大小和相位信息，以便恢复所发送的数据（比如，通过改变或调制载波的相位表示的二进制1和0）。
此外，在某些实例中，一种偏振的调制光波可与另一种调制偏振（其可与前一种偏振正交）多路复用，以产生偏振复用（PM）信号，比如，PM-QPSK。光子模块14从网络26中接收数据时，可选择正交的光波信号的偏振，以便允许简单的偏振分束器或偏振器进行偏振多路分用。
这样，可将PM-QPSK视为两个QPSK光波信号的组合，其中，第一QPSK光波信号用于光波的第一偏振，并且第二QPSK光波信号用于光波的第二偏振。每个QPSK光波信号使用四个相位以每个符号两比特地编码。因此，PM-QPSK调制使用四个相位以进行每个偏振每个符号两比特地编码，这导致每个符号四比特。
比如，PM-QPSK调制要求每个偏振四个输入电数据流，以便将复杂信息赋予光学载波。每个偏振的电信号包含一对同相（I）和正交（Q）数据流，其表示复数数据波形（complex data waveform，复杂数据波形）。比如，在PM-QPSK调制内，可具有两个同相数据流和两个正交数据流，一个同相（I）数据流和一个正交（Q）数据流形成一对复数，另一个同相I数据流和另一个正交Q数据流形成另一对复数。一旦电数据流将其复杂信息（complex information）赋予光学载波，那么同相和正交数据流对中的每个在偏振上就可彼此标称地正交。这些I或Q电数据流中的每个可为单端型或差分型。
换言之，在PM-QPSK调制中，输入光信号包括彼此正交地偏振的两个光波（比如，作为示例性实例，一个光波为水平偏振光，另一个光波为垂直偏振光）。然而，偏振并非总是需要为水平和垂直偏振光，并且并非总是为正交。为了便于描述，一个光波可称为具有偏振1的光波，另一个光波可称为具有偏振2的光波。每个光波可具体特定的大小和相位。每个光波的大小和相位可表示为包括实部（real aspect）和虚部（imaginaryaspect）的复数信号。
比如，对于PM-QPSK调制，光子模块14通过光链路24接收光信号，该光链路包括具有偏振1的光波和具有偏振2的光波。光子（photonics）12内的光学部件从所接收的光信号中提取具有偏振1的光波和具有偏振2的光波。光学部件进一步混合具有偏振1的光波和从光子12内的本机振荡器中输出的光波，以便生成同相光数据流（称为I1，表示其用于具有偏振1的光波），并且生成正交光数据流（称为Q1，表示其用于具有偏振1的光波）。I1数据流与具有偏振1的光波的复数信号的实部成比例，并且Q1数据流与具有偏振1的光波的复数信号的虚部成比例。
类似地，光学部件也混合具有偏振2的光波和从光子模块14内的本机振荡器中输出的光波，以便生成同相光数据流（称为I2，表示其用于具有偏振2的光波），并且生成正交光数据流（称为Q2，表示其用于具有偏振2的光波）。与I1和Q1一样，I2数据流与具有偏振2的光波的复数信号的实部成比例，并且Q2数据流与具有偏振2的光波的复数信号的虚部成比例。
这样，I/Q光数据流对（比如，包括I1和Q1的第一对以及包括I2和Q2的第二对）共同表示所接收的光信号。比如，I1和Q1共同表示具有偏振1的光波的特定大小和相位，并且I2和Q2共同表示具有偏振2的光波的特定大小和相位。而且，在这个实例，具有偏振1的光波和具有偏振2的光波共同形成最初接收的光信号。
光子模块14也包括例如以下部件：光检测器和跨阻抗放大器，其将I1、Q1、I2以及Q2光数据流转换成电数据流。比如，图1显示了将I1、Q1、I2以及Q2电数据流发送给调制解调器16的光子模块14。调制解调器16可视为处理器。比如，调制解调器16的实例包括但不限于数字信号处理器（DSP）、通用微处理器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程逻辑阵列（FPGA）、其组合、或其他等效的集成或离散逻辑电路。
调制解调器16包括模数转换器（ADC）18A至18D、数字滤波器（DF）20A至20D、以及一个或多个下游硬件单元22。ADC18A至18D从光子模块14中接收各个电数据流。比如，ADC14A接收I1电数据流，ADC14B接收Q1电数据流，ADC14C接收I2电数据流，ADC14D接收Q2电数据流。I/Q电数据流对中的每个为模拟信号，ADC18A至18D将这些模拟信号转换成数字信号。调制解调器16配置成恢复所接收的光信号的大小和相位。这样，调制解调器16恢复光子模块14所接收的光信号中的数据。
如上所述，PM-QPSK调制可每个符号4比特地编码。因此，通过PM-QPSK，100Gbps转化成25Gbaud（100Gbps除以4）的符号率，并且126.5Gbps转化成31.625Gbaud（126.5Gbps除以4）的符号率。在这个实例中，如果使用前向纠错（FEC），那么ADC18A至18D所接收的模拟电数据流的符号率为25Gbaud（即，25Gsamples/s）。
为了将模拟电数据流转换成数字数据流，ADC18A至18D采样模拟I和Q电数据流，并且对于每个样本，为该样本分配与ADC分辨率成比例的值，这可称为分辨率的比特数。在本公开中所描述的技术中，ADC18A至18D以标称尼奎斯特速率（Nyquist rate）以上的速率采样模拟I和Q电数据流，以便将混叠效应最小化。尼奎斯特速率为模拟电数据流的符号率的两倍。
术语“标称（的）”可以指大约。比如，ADC18A至18D可以略微小于尼奎斯特速率（比如，略微小于符号率的两倍）的速率、以尼奎斯特速率、或者以大于尼奎斯特速率的速率采样模拟I和Q电数据流。在本公开中，以略微小于符号率的两倍的速率或者以符号率采样模拟I和Q电数据流的ADC18A至18D可视为以标称的符号率两倍的速率采样模拟I和Q电数据流的ADC18A至18D。
作为一个实例，如果使用FEC，那么ADC18A至18D以每秒50千兆样本（Gsamples/s）（即，2*25Gsamples/s）或63.25Gsamples/s（即，2*31.625Gsamples/s）的采样率采样模拟I和Q电数据流。在这个实例中，采样率为符号率的两倍。作为另一个实例，ADC18A至18D可以大于符号率的两倍的采样率（虽然能够为大于2的任何值，但是比如为3*25Gsamples/s或3*31.625Gsamples/s）采样模拟I和Q电数据流。在某些实例中，ADC18A至18D可以略微小于符号率的两倍（比如，略微小于50Gsamples/s或63.25Gsamples/s）的采样率采样模拟I和Q电数据流。
作为一个实例，略微小于符号率的两倍的采样率可大约为符号率的两倍的10%以内。然而，采样率大约为符号率的两倍的10%以内的实例仅仅是示例性的，并非限制性的。ADC18A至18D的采样率可降低至小于符号率的两倍的量可基于设计选择（比如，错误率容差）和其他设计选择标准。
尽管以标称尼奎斯特速率或更大的速率进行采样可将混叠效应最小化，但每秒需要处理的样本量可能相对较大。比如，如果ADC18A至18D的采样率为50Gsamples/s，那么ADC18A至18D中的每一个的输出为50Gsamples/s的数字电数据流。在某些实例中，ADC18A至18D表示具有多个比特（表示ADC18A至18D的线分辨率）的样本中的每个。比如，ADC18A至18D可表示具有6比特线分辨率（即，6比特表示由ADC18A至18D采样的所接收的模拟电数据流的一个样本）的各个样本。在这个实例中，如果ADC18A至18D中的每一个输出50Gsamples/s的数字电数据流，那么ADC18A至18D中的每一个可视为输出300Gbps（即，50Gsamples/s*6比特/样本等于300Gbps）。
通常，本公开中所描述的技术可扩展为ADC18A至18D的任何分辨率，并且每个样本具有6比特的线分辨率仅仅用于示例目的。为了清楚起见，本公开中描述的技术的背景是数字电数据流的每单位时间调制解调器16需要处理的数据量（比如，50Gsamples/s或63.25Gsamples/s）而非ADC18A至18D输出的每秒比特，其是线分辨率的函数。比如，在第一实例中，ADC18A至18D的线分辨率可为6比特，并且在第二实例中，ADC18A至18D的线分辨率可为4比特。在第一和第二实例中，ADC18A至18D可以标称或大于尼奎斯特速率（比如，50Gsamples/s或63.25Gsamples/s）的采样率进行采样以便输出数字电数据流，数字电数据流在此实例中需要以50Gsamples/s或63.25Gsamples/s的速率进行处理。然而，在第一实例中，ADC18A至18D均输出300Gbps或379.5Gbps的数字电数据流，并且在第二实例中，ADC18A至18D均输出200Gbps或253Gbps的数字电数据流。由于在ADC18A至18D的输出中每秒的样本数可相同而与线分辨率无关，所以在每秒所需要处理的样本数为背景来描述这些技术。
没有数字滤波器20A至20D时，在这个实例中，位于ADC18A至18D的更下游的调制解调器16的部件（比如，下游硬件单元22）需要处理4x50Gsamples/s或4x63.25Gsamples/s（比如，对于I1、Q1、I2以及Q2中的每一个，50或63.25Gsamples）。在采样率为50或63.25Gsamples的实例中，与如果需要处理更少的数据样本相比，每秒所处理这样的相对大量的样本就要求调制解调器16的下游硬件单元22具有更大的尺寸并且消耗更多的功率。
比如，如果ADC18A至18D以远小于尼奎斯特速率的速率采样，那么每秒需要处理的样本很少。比如，如果ADC18A至18D以25Gsamples/s的速度采样，那么每秒需要处理4x25Gsamples。然而，在这种情况下，如果模拟电数据流的符号率为25Gbaud，那么混叠效应占优势，从而调制解调器16难以恢复由光子模块14接收的光信号中编码的数据。因此，最好以标称尼奎斯特速率或更高的速率进行采样，以便缓和混叠效应，同时，最好将需要处理的数据的样本数最小化，以便减小调制解调器16的尺寸和功耗。更详细地进行描述的是，本公开中所描述的实例技术提供了将混叠效应最小化并且将需要处理的样本的数量最小化的方案。
如图1中所示，数字滤波器20A至20D从ADC18A至18D中接收各自的数字数据流。数字滤波器20A至20D可视为过滤（filter）从ADC18A至18D中接收的数字电数据流，以便以有效采样率（effective sampling rate）进行输出，该有效采样率小于ADC18A至18D进行采样的采样率并且小于ADC18A至18D所接收的模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于ADC18A至18D所接收的模拟电数据流的符号率。数字滤波器20A-20D以有效采样率输出过滤数字电数据流的数字滤波器20A-20D是指这样的速率，如果ADC18A至18D以基本与有效采样率类似的采样率采样，那么ADC18A至18D就会以这样的速率输出数据流。然而，在ADC18A至18D接收各自的电数据流之前在模拟域中没有模拟滤波器过滤电数据流ADC18A至18D的情况下，数字滤波器20A至20D所输出的过滤数字电数据流不会遭受混叠效应（如果以基本与有效采样率相似的采样率采样，原本会发生这种混叠效应）。
作为一个实例，假设光子模块14所输出的模拟电数据流的符号率等于R。在这个实例中，ADC18A至18D接收符号率为R的模拟电数据流，并且以由Rs（即，Rs=2*R）表示的2*R采样率，采样模拟电数据流。ADC18A至18D中的每一个输出数字数据流，其中，每个数字数据流包括用于每秒的处理的至少2*R个样本。在本公开中所描述的某些实例技术中，数字滤波器20A至20D数字过滤数字数据流并且以小于2*R但是大于或等于R的有效采样率输出所过滤的数字数据流。比如，如果数字滤波器20A至20D的输出的有效采样率为N，那么N小于2*R，并且大于或等于R（即，R≤N<2*R）。
作为另一个实例，假设采样率为1.999*R，其中，R为符号率。1.999*R的采样率可视为标称两倍符号率。在这个实例中，数字滤波器20A至20D数字过滤数字数据流并且以小于1.999*R（比如，R≤N<1.999*R）的有效采样率输出所过滤的数字数据流。
作为又一个实例，假设采样率为3*R，其中，R为符号率。3*R的采样率大于符号率的两倍。在这个实例中，数字滤波器20A至20D数字过滤数字数据流并且以小于符号率的两倍而且大于或等于符号率的有效采样率（即，R≤N<2*R）输出所过滤的数字数据流。
换言之，在采样率等于符号率的两倍或者略微小于符号率的两倍（即，采样率标称为两倍符号率）的实例中，数字滤波器20A至20D数字过滤数字数据流并且以小于采样率的有效采样率输出所过滤的数字数据流。在采样率大于符号率的两倍的实例中，数字滤波器20A至20D数字过滤数字数据流并且以小于符号率的两倍的有效采样率输出所过滤的数字数据流。因此，为了包括采样率标称为符号率的两倍的实例并且包括采样率大于符号率的两倍的实例，本公开可将数字滤波器20A至20D描述为数字过滤数字数据流并且以小于采样率（以包括标称为符号率的两倍的实例）以及小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍（以包括大于符号率的两倍的实例）的有效采样率输出所过滤的数字数据流。
为了理解有效采样率，假设ADC18A至18D以有效采样率N为各个模拟电数据流采样，其中，N远远小于2*R并且大于或等于R。在这个实例中，18A至18D中的每一个所输出的数字数据流将包括用于每秒处理的N个样本，如果ADC18A至18D以2*R采样（即，由于N小于2*R，所以每秒处理N个样本小于每秒处理2*R个样本），那么这小于每秒需要处理的样本的数量。然而，在这种情况下，由于ADC18A至18D以远远小于2*R的速率采样，所以混叠效应处于支配地位，从而难以从所接收的光信号中恢复数据。
在本公开中，数字滤波器20A至20D可视为以基本与如果ADC18A至18D以有效采样率采样则数据流需要被处理的速率类似的速率输出需要被处理的过滤数字电数据流。但是，数字滤波器20A至20D所输出的过滤数字电数据流遭受最小程度的混叠效应，这是因为ADC18A至18D以标称为2*R或者大于2*R的采样率采样，而非以等于有效采样率N的采样率采样。为了允许ADC18A至18D以有效采样率采样，同时将混叠最小化，原本需要在ADC18A至18D接收模拟电数据流之前，通过抗混叠滤波器在模拟域内低通过滤模拟电数据流，与下文中所描述的某些其他技术中一样。然而，如同下面更详细的描述那样，与通过数字滤波器20A至20D在模拟域内进行过滤相比，通过模拟抗混叠滤波器在模拟域内进行过滤会导致更差的性能。
作为一个示例性实例，假设符号率R为25Gbaud。在这个实例中，ADC18A至18D以50Gsamples/s采样模拟电数据流。而且，假设数字滤波器20A至20D以31.25Gsamples/s的有效采样率输出过滤数字电数据流。在这个实例中，需要处理的数字滤波器20A至20D的输出的速率为31.25Gsamples/s，这就犹如ADC18A至18D以31.25Gsamples/s采样模拟电数据流。然而，如果ADC18A至18D以31.25Gsamples/s采样模拟电数据流，则将主要发生混叠效应。利用ADC18A至18D以50Gsamples/s的采样率采样并且数字滤波器20A至20D过滤数字电数据流以便以31.25Gsamples/s的速率（例如有效采样率）输出过滤数字电数据流，本公开中所描述的技术会减少每秒需要处理的样本的数量，同时将数据流内的混叠效应最小化。
在某些实例中，有效采样率N可大约为5/4*R；虽然如此，但是本公开的各方面并不限于此。在相干光通信系统内，以光信号的大小和/或相位将数据编码。如果调制解调器16的下游硬件单元22不能可靠地恢复光信号的大小和/或相位，那么就不能可靠地恢复所发送的数据，从而增大BER。在某些实例中，如果使用适当的抗混叠滤波器，以大约5/4*R输出过滤数字电数据流可将下游硬件单元22需要处理的数据量最小化，同时仅仅引起由混叠效应造成的较小的BER损失。
可将数字滤波器20A至20D视为抗混叠滤波器、尤其在数字域内作用的抗混叠滤波器。比如，如上所述，数字滤波器20A至20D以小于采样率以及小于尼奎斯特速率（即，小于符号率的两倍）的速率，输出过滤数字电数据流。需要处理的数据的量减小可在所产生的数据流内引入混叠效应。在本公开中所描述的实例中，数字滤波器20A至20D执行过滤功能，其将混叠效应最小化。因此，数字滤波器20A至20D的这些过滤功能可视为执行抗混叠功能。更详细地描述的是，数字滤波器20A至20D在数字化执行过滤功能而非在模拟域内执行过滤功能。比如，数字滤波器20A至20D对ADC18A至18D的数字数据流输出而非对ADC18A至18D的模拟数字流输入执行过滤功能。
数字滤波器20A至20D可执行类似于抽取（decimation）的功能，但是数字滤波器20A至20D所输出的数字数据流的有效采样率小于ADC18A至18D进行采样的采样率，并且小于符号率的两倍（比如，小于2*R），而不等于2*R。而且，有效采样率可在Gsamples/s范围内，而非每秒千个或百万个样本的范围内。比如，抽取有时用于指减小采样率的处理。在本公开中所描述的技术中，数字滤波器20A至20D接收以标称为2*R或大于2*R的采样率采样的数字电数据流，并且通过每秒少于2*R样本的数据以及通过小于以所述采样率采样的ADC18A至18D的样本的数量，输出数字电数据流，因此，可该数字滤波器视为执行与减小采样率（抽取）相似的功能。
然而，在某些其他的情况下，术语抽取用于采样率大于2*R的情况中，并且抽取用于减小采样率以等于2*R。在本公开中所描述的实例技术中，数字滤波器20A至20D可以小于2*R的有效采样率输出过滤数字电数据流。而且，在某些其他的情况下，术语抽取用于表示在每秒千个或百万个样本范围内的抽取的采样率。然而，在本公开中所描述的实例技术中，采样率可在50Gsamples/s和63.25Gsamples/s之间的范围内。因此，术语抽取用作示例性术语以帮助理解，并且不应用作限制本公开中所描述的技术的术语。
可具有各种方法，通过这些方法，数字滤波器20A至20D数字过滤数字电数据流以便以有效采样率N输出过滤数字电数据流，其中，N小于2*R并且小于采样率，而且大于或等于R。为了仅仅进行说明，以下为数字滤波器20A至20D可执行的一些实例技术。这些技术不应视为具有限制性，并且本公开中所描述的技术不限于任何数字滤波器20A至20D可实施用于数字过滤数字电数据流以便以有效采样率N输出过滤数字电数据流的特定技术。
作为一个实例，数字滤波器20A至20D中的每一个可包括低通滤波器和降低采样频率采样器（downsampler）。低通滤波器可实施为有限脉冲响应（FIR）或无限脉冲响应（IIR）滤波器。低通滤波器的带宽可大致上等于所需要的有效采样率。在这些实例中，低通滤波器可视为抗混叠滤波器，该滤波器将数字滤波器20A至20D以小于尼奎斯特速率的有效采样率输出的过滤数字电数据流中的混叠效应最小化。降低采样频率采样器可从低通过滤电数据流中去除数字比特，以便实现有效采样率。
然而，用于实现有效采样率的以上实例技术可仅仅允许实现是符号率的整数倍（integer factor）的有效采样率。为了实现是符号率的分数倍（fractional factor）（比如，5/4*R）的有效采样率，数字滤波器20A至20D中的每一个可包括升频器（upsampler）、低通滤波器和降低采样频率采样器。升频器提高所接收的电子数据流的采样率，以便增大每秒需要处理的数据量。低通滤波器低通过滤升频的电数据流，并且可视为抗混叠滤波器，而且，降低采样频率采样器从低通过滤电数据流中去除数字比特，以便实现有效采样率。
作为数字滤波器20A至20D包括升频器、低通滤波器和降低采样频率采样器的一个说明性实例，假设ADC18A至18D以2*R采样模拟电数据流，其中，R为符号率。因此，数字滤波器20A至20D以2*R接收数字数据流。而且，假设所需要的有效采样率为5/4*R。在这个实例中，数字滤波器20A至20D的升频器可将所接收的数字数据流的采样率提高5倍，从而每秒需要处理的样本数为10*R。低通滤波器（比如，FIR或IIR低通滤波器）通过5/4*R/2带宽低通过滤采样率提高的数字数据流。降低采样频率采样器然后可保留每8个数字样本的第8个数字样本，并且去除处于每8个数字样本的第8个数字样本之间的7个数字样本。这样，通过提高采样率（upsampling）、低通过滤、以及降低采样率，数字滤波器20A至20D输出过滤数字电数据流，每秒需要处理10*R/8样本，这在数学上等同于实现5/4*R的有效采样率。
作为用于以有效采样率输出过滤数字电数据流的另一个实例技术，数字滤波器20A至20D可使用多项式内插方案。在F.M.Gardner的“Interpolation in Digital Modems-Part I:Fundamentals”（1993年3月，IEEETransactions on Communications，vol.41，No.3）中，描述了多项式内插方案的一个实例，并且这个实例的全文通过引用并入本文中。
这样，本公开中所描述的实例技术以标称为符号率的两倍并且大于符号率的两倍的采样率，通过ADC18A至18D采样光子模块14所输出的模拟电数据流，以便缓和混叠效应。然后，这些技术通过数字滤波器20A至20D数字过滤所产生的数据流，以便以有效采样率输出过滤的数据流，该有效采样率小于采样率并且小于符号率的两倍，而且大于或等于符号率，以便减小调制解调器16内随后的部件（比如，下游硬件单元22）需要处理过滤的数据流的速率。与数字滤波器20A至20D未以有效采样率输出数据流的实例相比，这可减小下游硬件单元22每秒需要处理的样本的数量，这又可减少下游硬件单元22消耗的功率量。而且，由于下游硬件单元22每秒需要处理的样本的数量减小，所以与数字滤波器20A至20D未以有效采样率输出数据流的实例相比，可减小下游硬件单元22的尺寸。
在本公开中所描述的实例技术中，ADC18A至18D接收的模拟I和Q电数据流的频率可与光子模块14发送的模拟I和Q电数据流的频率大致相同。比如，在ADC18A至18D接收到模拟I和Q电数据流之前，模拟I和Q电数据流可不用模拟低通滤波器低通过滤。
比如，为了减少每秒需要处理的样本的数量，某些其他技术在模拟域内使用抗混叠滤波器，以便低通过滤从光子模块14中接收的模拟电数据流。然后，这些其他技术中的ADC以小于尼奎斯特速率（比如，小于2*R）的采样率采样模拟低通过滤电数据流。在这种情况下，模拟低通滤波器在模拟域内用作抗混叠滤波器，并且通过适当地选择低通带宽和滤波器形状，可将以小于尼奎斯特速率的速率采样时具有的混叠效应最小化。
由于与通过标称为2*R或大于2*R的采样率采样的ADC18A至18D相比，这些其他技术中的ADC以更低的采样率（比如，小于2*R）采样，所以与ADC18A至18D相比，这些其他技术中的ADC可消耗更少的功率。然而，与使用数字滤波器20A至20D以低通过滤ADC18A至18D所输出的数字数据流相比，在ADC接收模拟数据流之前，将模拟低通滤波器用作在模拟域内进行操作的抗混叠滤波器以便低通过滤模拟数据流，这较为不利，与其他技术中一样。
比如，模拟滤波器整形（analog filter shape）通常不如数字滤波器20A至20D的滤波器整形锐利（sharp），并且与数字滤波器20A至20D内的相位线性相比，在模拟滤波器整形与数字滤波器20A至20D整形一样锐利的情况下，可能负面影响这个相位线性。作为另一个实例，模拟滤波器对制造波动较为敏感，而对于调制解调器16中不同的数字滤波器而言，数字滤波器20A至20D基本上同样作用。而且，在其他技术中，使用模拟滤波器，需要将模拟滤波器放置在光子模块和ADC之间。包括模拟滤波器，会增大调制解调器16的复杂性，这会增加调制解调器16的成本。
而且，在这些其他技术中，需要注意将模拟滤波器的输入和光子模块的输出的阻抗和模拟滤波器的输出和ADC的输入的阻抗匹配，以便将反射造成的性能退化最小化。在本公开中所描述的技术中，数字滤波器20A至20D可编入调制解调器16，因此不需要包括成本和复杂性提高的额外部件。而且，由于数字滤波器20A至20D不与光子模块12耦接，而是与ADC18A至18D耦接，所以不会有反射造成的性能退化。
这样，如上所述，使用ADC18A至18D和数字滤波器20A至20D，实现小于采样率并且小于符号率的两倍的有效采样率，与上述更复杂的并且更难控制的模拟过滤技术相比，这可提供一种完全可控的并且可预测的实施方式。比如，如上所述，使用ADC18A至18D和数字滤波器20A至20D，从而不需要在其他技术中使用的模拟抗混叠滤波器。比如，在可用作调制解调器16的数字信号处理（DSP）功能的一部分的ADC18A至18D之后，使用低复杂度的数字滤波器20A至20D时，下游硬件单元22的尺寸和下游硬件单元22所消耗的功率的量可减小，从而提高调制解调器16的性能、可制造性以及成本。
而且，数字滤波器20A至20D以ADC18A至18D的采样率接收数字电数据流。比如，ADC18A至18D输出的Gsamples/s的量为数字滤波器20A至20D接收的Gsamples/s的量。换言之，数字滤波器20A至20D从ADC18A至18D中接收数字电数据流，无需进一步降低采样率、混合、过滤或修改（这会改变数字滤波器18A至18D所接收的数据流的每秒的样本数量）。
这样，数字滤波器20A至20D接收的数字电数据流共同表示所接收的光信号的大小和相位信息，通过该信息，将最初发送的数据解码。比如，ADC18A和ADC18B均接收模拟电数据流（即，I1和Q1），其共同表示所接收的光信号的一部分（比如，所接收的具有偏振1的光波的实部和虚部（real and imaginary parts））。ADC18C和ADC18D均接收模拟电数据流（即，I2和Q2），其共同表示所接收的光信号的一部分（比如，所接收的具有偏振2的光波的实部和虚部）。ADC18A至18D中的每个以等于标称符号率的两倍或者大于电数据流的符号率的两倍的采样率采样所接收的模拟电数据流。数字滤波器20A至20D各自接收数字电数据流并且数字过滤电数据流以便以有效采样率输出过滤电数据流。
数字滤波器20A至20D然后将过滤数字电数据流发送给下游硬件单元22。下游硬件单元22以一种速率处理过滤数字电数据流，该速度大致与恢复光子模块14所接收的光信号内的数据的有效采样率相似。在图2和3中更详细地示出下游硬件单元22。作为更详细的描述，在某些实例中，下游硬件单元22也可包括另一个数字滤波器，其进一步降低有效采样率。比如，数字滤波器20A至20D输出的数字电数据流的有效采样率可大于符号率（R）。在某些实例中，进行某种进一步的处理之后，下游硬件单元22内的数字滤波器可进一步将有效采样率降低至基本等于R。
图2为更详细地示出图1的调制解调器的下游硬件单元的一个实例的框图。为了清楚起见，图2也示出了ADC18A至18D和数字滤波器（DF）20A至20D，其与图1的ADC18A至18D和数字滤波器20A至20D大致相似，在图2中不进一步进行讨论。下游硬件单元22的实例包括色散（CD）均衡器28A和28B、定时恢复单元30、均衡器32、载波相位估计（CPE）单元34、载波频率估计（CFE）单元36、以及限幅器（slicer）38。限幅器38的输出可为较高的数据速率电数据流。培训解帧器（training deframer）等部件可接收限幅器38的输出。如果使用FEC的话，那么前向纠错（FEC）解码器可接收培训解帧器的输出，并且可将电数据流解码，以便进一步进行下游传输（比如，在反序列化之后，传输给一个或多个开关和路由器）。培训解帧器和FEC解码器可为调制解调器16的一部分，或者可位于调制解调器16的外面，并且为了清楚起见，未示出。
如图所示，CD均衡器28A接收一对I/Q数字化数据流（即，数字滤波器20A和20B输出的I1和Q1），并且CD均衡器28B接收另一对I/Q数据流（即，数字滤波器20C和20D输出的I2和Q2）。CD均衡器28A和CD均衡器28B在所接收的数字电数据流上实现复数滤波器，以便补偿光学失真，在数字滤波器20A至20D输出的数字电数据流上电气表示该光学失真。
比如，CD均衡器28A和CD均衡器28B补偿光链路24的色散。比如，如果光子模块14在长距应用中接收光信号（比如来自数公里之外的发送器），那么数字滤波器20A至20D输出的数字电数据流可能遭遇色散。这种色散为作为所接收的光信号的一部分的光学失真的一个实例，CD均衡器28A和CD均衡器28B补偿这种光学失真。
作为一个实例，色散可能造成符号间干扰（ISI）。在这种情况下，由于ISI，所以数字滤波器20A至20D输出的I1、Q1、I2以及Q2数字电数据流可能与用于生成光子模块14接收的传输光信号的I1、Q1、I2以及Q2数字电数据流不同。为了补偿色散，CD均衡器28A和CD均衡器28B可为有限脉冲响应（FIR）滤波器。
CD均衡器28A和CD均衡器28B的FIR滤波器的分接头（tap）的数量可与数字滤波器20A至20D输出的数字电数据流的有效采样率成比例（比如，与每秒需要处理的样本的数量成比例）。因此，通过数字滤波器20A至20D减小每秒需要处理的样本的数量，从而允许减少CD均衡器28A和CD均衡器28B的FIR滤波器的分接头的数量，同时实现相同量的色散补偿。减少CD均衡器28A和CD均衡器28B的FIR滤波器的分接头（tap）的数量，从而减小尺寸和所消耗的功率量。比如，CD均衡器28A和CD均衡器28B可能为调制解调器16的最大部件，并且也可消耗最大量的功率。通过数字滤波器20A至20D减小每秒需要处理的样本的数量，从而可减小CD均衡器28A和CD均衡器28B的尺寸以及CD均衡器28A和CD均衡器28B所消耗的功率量。
在某些替代实例中，可以将CD均衡器28A和CD均衡器28B配置为所包含的FIR滤波器的分接头的数量与每秒需要处理的样本的数量未减小的情况相同。即使在这些可选的实例中，包括数字滤波器20A至20D以便减小每秒需要处理的样本的数量也是有利的。比如，在这些可选的实例中，通过数字滤波器20A至20D减小每秒需要处理的样本的数量，并且使用包含的FIR滤波器的分接头数量与每秒需要处理的样本的数量未减小的实例相同的CD均衡器28A和CD均衡器28B补偿色散，能够实现更好的色散补偿。
定时恢复单元30从CD均衡器28A和CD均衡器28B中接收数据流并且进行定时恢复。比如，定时恢复单元30利用内插法和定时误差检测器（TED）进行符号定时，以便实现符号定时恢复，但是也可使用其他定时恢复技术。在F.M.Gardner的“BPSK/QPSK Timing-Error Detector forSampled Receivers”（1986年5月，IEEE Transactions on Communications，vol.COM-34，No.5）中，描述了定时恢复技术的一个实例，并且这个实例的全文通过引用并入本文中。
定时恢复单元30所生成的采样频率锁定时钟可为调制解调器16的部件或者为线卡12上的其他部件提供时钟信号。在某些实例中，定时恢复单元30可提高从CD均衡器28A和CD均衡器28B中接收的数字电数据流的采样率，从而数字电数据流每秒需要处理的样本的数量大于有效采样率；然而，并非在每个实例中都需要这样提高采样率。
均衡器32从定时恢复单元30中接收数据流，并且进行任何其他补偿。比如，CD均衡器28A和CD均衡器28B不能补偿所有的色散，并且均衡器32可补偿任何剩余的色散。此外，均衡器32可不混合所接收的数据流的偏振。比如，均衡器32可补偿光链路24内的任何偏振混合（比如，在具有偏振1的光波和具有偏振2的光波之间进行混合）。
载波相位估计单元（CPE）34和载波频率估计单元（CFE）36固定数据流的相位和频率偏移（在信号和本机振荡器之间）。比如，光子模块14可包括自由运转（free-running）的本机振荡器，其用于恢复光学I1、Q1、I2以及Q2数据流。由于本机振荡器可为自由运转的振荡器，所以I1和Q1数据流可彼此正交，并且I2和Q2数据流可彼此正交；然而，这些数据流中的每个的相位并不固定。CPE34和CFE36用于在反馈中估计所接收的信号和本机振荡器之间的相对频率和相位，以便跟踪数据流的相位。限幅器38从CPE34中接收数据流，并且将数据流数字化为二进制序列，以便进一步传输给调制解调器16内的其他部件或线卡12上的其他部件。
图3为更详细地示出图1的调制解调器的下游硬件单元的另一个实例的框图。与图2中相似，在图3中，下游硬件单元22包括CD均衡器28A、CD均衡器28B、定时恢复单元30、均衡器32、CPE34、CFE36、以及限幅器38。这些单元与图2中所示的相应单元大致相似，在图3中不进一步进行讨论。
如图3中所示，下游硬件单元22也包括数字滤波器40，其与定时恢复单元30和均衡器32耦接。数字滤波器40可与数字滤波器20A至20D相似。然而，数字滤波器40以由数字滤波器20A至20D减小的有效采样率接收数字电数据流，并且将有效采样率进一步减小为大于或等于符号率的速率。比如，与上面相似，假设ADC18A至18D接收的模拟电数据流的符号率为R，并且ADC18A至18D以2*R采样所接收的模拟电数据流。在这个实例中，数字滤波器20A至20D可为输出的数字数据流实现有效的采样率5/4*R。数字滤波器40可进一步过滤数据流并且以进一步减小的有效采样率R、或者以大于R且小于5/4*R的速率输出数据流。
在图3中所示的实例中，通过定时恢复单元30的输出，能够进一步减少每秒需要处理的样本的数量，同时留下充足的样本，以便恰当地恢复所接收的光信号的大小和相位信息，从而将所发送的数据解码。这样，通过数字滤波器40，可进一步减少均衡器32、CPE34、CFE36、以及限幅器38每秒需要处理的样本的数量，这就促使进一步减小均衡器32、CPE34、CFE36、以及限幅器38的尺寸以及均衡器32、CPE34、CFE36、以及限幅器38所消耗的功率量。
图4为更详细地示出图1的调制解调器的上游硬件单元的一个实例的框图。如上所述，调制解调器16从网络26中接收调制解调器16转发给路由器和开关的下游数据。相反，调制解调器16从路由器和开关中接收调制解调器16发送给网络26的上游数据。图4示出了将所接收的数据发送给光子模块14以便通过光链路24传输给网络26的调制解调器16的上游硬件单元42的实例。
上游硬件单元42包括符号映射器（symbol mapper）44和数模转换器（DAC）46A至46B。符号映射器44可接收已经由培训成帧器制定的前向错误代码（FEC）编码的数据流。培训成帧器可为调制解调器16的一部分或者位于调制解调器16的外面。符号映射器44可将所接收的编码的数据流映射到符号中，以便进行所需要的调制。比如，符号映射器44可将编码的数据流映射到符号中，以便进行PM-QPSK调制，从而生成I’和Q’数据流对。I’和Q’数据流用于区分调制解调器16所发送的数据流对和调制解调器16所接收的数据流对。比如，I’和Q’数据流表示调制解调器16所发送的数据流，并且I和Q数据流表示调制解调器16所接收的数据流。
DAC46A至46D从符号映射器44中接收I’和Q’数据流的数字对，并且将数字数据流转换成模拟数据流，以便传输给可插式光子模块14。比如，DAC46A至46D为将数据流I1’、Q1’、I2’、以及Q2’发送给光子模块14的调制解调器16的输出单元。光子模块14使用从DAC46A至46D中接收的数据流，以便生成具有偏振1的光波和具有偏振2的光波。光子模块14然后将这两个光波相结合，并且通过光链路24将单个光信号发送给网络26。
图5A和图5B为更详细地示出图1的光子模块的实例的框图。图5A示出了光子模块14的部件，这些部件从网络26中接收PM-QPSK光信号，将光信号转换成I/Q电数据流，并且将I/Q电数据流发送给调制解调器16。图5B示出了光子模块14的部件，这些部件从调制解调器16中接收I/Q电数据流，将I/Q电数据流转换成PM-QPSK调制的光信号，并且将光信号发送给网络26。为了便于进行描述，分别示出了图5A和5B。然而，应理解的是，光子模块14包括图5A中所示的接收光子以及图5B中所示的发送光子。
而且，光子模块14的部件被示出用于PM-QPSK调制。与根据所需要的PM-QPSK调制所显示的部件相比，光子模块14可包括额外的、更少的、或不同的部件。在替代实例中，光子模块14包括用于不同的调制方案的不同部件。比如，如果期望BPSK调制，那么光子模块14包括用于进行相干BPSK调制的部件。通常，光子模块14包括期望类型的相干通信所需要的部件，包括甚至更复杂的调制方案，比如，多级正交调幅（M-QAM，其中，M>4）。
如图5A中所示，光子模块14的接收光子包括偏振分束器（PBS）48、本机振荡器（LO）50、偏振分离器（PS）52、光混合混频器（optical hybridmixer）54A和54B、以及光检测器（PD）56A至56D。PD56A至56D将光信号的大小转换成电表示。PBS48通过光链路24从网络26中接收光信号，并且将所接收的光信号分成具有标称正交的偏振（比如，基本正交的偏振）的第一和第二光信号。光混合混频器54A和54B中的每个从PBS48中的第一和第二标称正交的光信号中接收各自的光信号。
接收光子也包括作为激光器的本机振荡器50。本机振荡器50提供在相干系统内所需的相位参考，以便恢复光子模块14所接收的PM-QPSK光学波形。在某些实例中，本机振荡器50可为自由运转的振荡器。比如，本机振荡器50所输出的激光信号不需要用PBS48接收的光信号进行锁相。
偏振分离器（PS）52从本机振荡器50中接收光，并且将光分成（至少）第一和第二光路。光混合混频器54A和54B中的每个从PS52的第一和第二光路中接收各自的本机振荡器的光。在某些实例中，只要将本机振荡器50的光分成两个标称正交的偏振光波，就可交换PBS48和PS52的位置，而不会丧失其功能。
光混合混频器54A和54B均混合PBS48的各个光信号和PS52的各个本机振荡器光波参考，并且输出光数据流，该光数据流表示PM-QPSK调制信号的同相（I）和正交相位（Q）分量。比如，光混合混频器54A输出I1和Q1光数据流。光混合混频器54B输出I2和Q2光数据流。在某些实例中，光混合混频器54A和54B可为90度的光混合混频器。而且，在某些实例中，I1、Q2、I2以及Q2光数据流中的每一个可为不同编码的数据流。
光检测器56A至56D接收I1、Q2、I2以及Q2光数据流的各自的光信号，并且将这些光信号转换成模拟电数据流。光检测器56A至56D可由单个光电二极管或一对标称平衡的光电二极管构成。用于每个光电二极管的跨阻抗放大器（TIA）元件可用于将光电二极管中的光电流转换成电压表示。然而，不需要在每个实例中包括TIA元件。每个光检测器56A至56D的电输出可为单端或差分型电信号。在某些实例中，TIA元件可包括自动增益控制（AGC）放大器，或者AGC放大器可位于TIA元件的外面。AGC放大器可标称保持输出电气电压振幅/摆幅，用于不同的输入电流振幅/摆幅。
这样，光子模块14的接收光子将PM-QPSK调制的光信号转换成电I和Q数据流对，其表示光学PM-QPSK信号，以便处理器调制解调器16进一步进行处理。比如，调制解调器16从光检测器56A至56D中接收I/Q电数据流对。
如图5B中所示，光子模块14的发送光子包括激光器58、偏振分离器（PS）60、调制器62A和62B、以及偏振光束组合器（PBC）64。PBC64与光链路24耦接，并且输出光调制信号（比如，PM-QPSK调制的光信号）。而且，如图所示，光子模块14接收I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流，这些数据流为由调制解调器16输出的电数据流，以便进行PM-QPSK调制。
在本公开中，术语I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流用于描述调制解调器16发送给光子模块14的数据流，并且术语I1、Q1、I2以及Q2数据流用于描述调制解调器16从光子模块14中接收的数据流。调制解调器16发送的I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流可与调制解调器16接收的I1、Q1、I2以及Q2数据流不同。比如，I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流用于进行下游通信，而I1、Q1、I2以及Q2数据流用于进行上游通信。
比如，I1’和Q1’数据流可形成调制解调器16发送的第一对数据流，并且可用于具有偏振1的光波。I2’和Q2’数据流可形成调制解调器16发送的第二对数据流，并且可用于具有偏振2的光波。在某些实例中，I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流可由通过电容器与光子模块14交流耦接的差分数据流构成。在某些实例中，光子模块14可包括与I1’、Q1’、I2’、以及Q2’数据流中的每个耦接的驱动放大器。驱动放大器可放大调制解调器16所输出的I1’、Q1’、I2’以及Q2’数据流的电压电平。
激光器58可为可用于进行高比特率光信号传输的任何类型的激光，通常为1550nm波长范围（所谓的C波段）内的低线宽激光器，但是可为任何波长。在相同的波长范围内操作的光放大器可允许光子模块14将所生成的光信号发送较远的距离。一个实例为掺铒光纤放大器（EDFA），其放大1550nm光谱区域内的光。光子模块14能够将所生成的光信号发送较远的距离，从而减少了再生所发送的光信号所需要的间歇性光-电-光（O-E-O）中继器的数量。
偏振分离器（PS）60从激光34中接收光并且将光分成（至少）两个路径，而且可与图5A的PS52相似。调制器62A和62B中的每一个从一个路径中接收光。调制器62A和62B通过各个I/Q电数据流对调制各个路径上的光。调制器62A和62B可称为IQ调制器或笛卡尔调制器。在图5B的实例中，调制器62A接收I1’和Q1’电数据流，并且调制光，以便形成复调制的光波信号，调制其大小和相位，形成QPSK信号。调制器62B接收I2’和Q2’电数据流，并且调制光，以便形成复调制的光波信号，调制其大小和相位，形成第二QPSK信号。
偏振光束组合器（PBC）64从调制器62A和62B的每一个中接收偏振的并且调制的光信号。比如，然后，使用PBC64，在（标称正交的）偏振中，多路复用调制器62A或62B的光学QPSK信号。比如，PBC64将所接收的QPSK光信号组合成标称正交的偏振，从而组合成单个偏振复用（PM）光信号，并且通过光链路24将PM-QPSK光信号发送给网络26。这样，光子模块14使用光波通信技术，生成和发送光学PM-QPSK信号。
图6为示出根据本公开的一个或多个方面的一个实例技术的流程图。仅仅为了示例性目的，参看图1至图3。
第一ADC接收第一模拟电数据流，并且第二ADC接收第二模拟电数据流（66）。比如，ADC18A从光子模块14中接收第一模拟电数据流（比如，I1），并且ADC18B从光子模块14中接收第二模拟电数据流（比如，Q1）。在这个实例中，第一和第二模拟电数据流共同表示光子模块14所接收的光信号的一部分。比如，I1和Q1共同表示具有偏振1的光信号的光波。类似地，ADC18C从光子模块14中接收第三模拟电数据流（比如，I2），并且ADC18D从光子模块14中接收第四模拟电数据流（比如，Q2）。在这个实例中，第三和第四模拟电数据流共同表示光子模块14所接收的光信号的另一部分。比如，I2和Q2共同表示具有偏振2的光信号的光波。
第一ADC和第二ADC为第一和第二模拟电数据流采样，以便将第一和第二模拟电数据流转换成第一和第二数字电数据流（68）。比如，ADC18A以一种采样率采样第一模拟电数据流，该采样率标称为光子模块14发送第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便通过所述采样率将第一模拟电数据流采样转换成第一数字电数据流采样。类似地，ADC18B以所述采样率采样第二模拟电数据流，该采样率标称为光子模块14发送第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便以所述采样率将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。ADC18C和18D对于第三和第四模拟电数据流执行相似的功能。
而且，ADC18A至18D可采样其各自的模拟电数据流，在ADC18A至18D为采样各自的模拟电数据流之前，无需过滤模拟电数据流。比如，光子模块14可不与在ADC18A至18D采样I1、Q1、I2以及Q2模拟电数据流之前过滤I1、Q1、I2以及Q2模拟电数据流的模拟滤波器耦接。
作为一个实例，光子模块14通过25Gbaud的符号率接收光学PM-QPSK信号。光子模块14将光信号转换成I1、Q1、I2、以及Q2模拟电数据流。这些模拟电数据流的符号率为25Gsamples/s。在这个实例中，ADC18A至18D通过一种采样率采样这些模拟电数据流，该采样率标称等于或大于50Gsamples/s（比如，标称为符号率的两倍或者大于这些电数据流的符号率的两倍）。
第一数字滤波器和第二数字滤波器数字过滤第一和第二数字电数据流（70）。比如，数字滤波器20A数字过滤第一数字电数据流，以便以有效采样率输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于ADC18A进行采样的采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，而且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。类似地，数字滤波器20B数字过滤第二数字电数据流，以便以有效采样率输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于ADC18B进行采样的采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，而且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。数字滤波器20C和20D对第三和第四模拟电数据流执行相似的功能。
比如，与上述实例一样，由ADC18A和18B转换的第一和第二数字数据流的采样率为50Gsamples/s。在这个实例中，第一和第二数字数据流的采样率为50Gsamples/s。数字滤波器20A和20B过滤第一和第二数字数据流，以便以有效采样率输出过滤数字电数据流，所述有效采样率小于采样率并且大于符号率的两倍（在这个实例中，采样率和符号率均等于50Gsamples/s），而且大于或等于25Gbaud。作为一个实例，有效采样率可大约为5/4*25（即，31.25GSamples/s）。
在本公开中所描述的实例中，在数字滤波器20A和20B的输出中的每秒需要处理的样本的数量等于就像ADC18A至18D以和有效采样率相等的采样率采样的每秒需要处理的样本的数量。然而，在本公开的各方面，由于ADC18A至18D以标称为符号率的两倍以上的采样率进行采样，所以数字滤波器20A至20D所接收的数字数据流可将混叠效应最小化。而且，虽然数字滤波器20A至20D以小于采样率并且小于符号率的两倍的有效采样率输出过滤的数据流，但是数字滤波器20A至20D内的低通滤波器可将混叠效应最小化。因此，与如果下游硬件单元22直接从ADC18A至18D中接收数字数据流的情况相比，数字滤波器20A至20D所输出的数据流需要下游硬件单元22每秒处理更少的样本。
下游硬件单元22包括至少一个部件，该部件配置成通过与有效采样率大致相似（比如，等于有效采样率）的速率，处理数字过滤的第一和第二数字电数据流（72）。比如，CD均衡器28A和定时恢复单元30通过与有效采样率大致相似（比如，等于有效采样率）的速率处理数字过滤的第一和第二电数据流。比如，如果有效采样率为31.25Gsamples/s，那么CD均衡器28A每秒会处理31.25Gsamples的数字过滤的第一和第二电数据流。另一个数字滤波器配置成过滤所处理的数字过滤的第一和第二数字电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流（74）。比如，数字滤波器40以减小的有效采样率25Gsamples/s输出经过滤的数据流。
图7为示出根据本公开的一个或多个方面的实例结果的示图。在图7中，y轴表示测量用Q2因数表示的系统性能，其中，指数2表示Q因数使用“20log”定义，比如，Q2(dB)等于20log10(Qlinear)。x轴表示ADC（比如，ADC18A至18D）的前端的模拟带宽，并且表示为千兆赫（GHz）的Rx Be。生成图7的值，符号率（R）为31.625Gbaud，并且采用PM-QPSK调制。
圆圈的顶部线表示系统性能，其中，ADC18A至18D以至少为符号率（2*R）的两倍的采样率进行采样，并且数字滤波器20A至20D以所述采样率而非以有效采样率输出数字数据流。换言之，调制解调器16的部件以每秒2*R个样本数量的速率进行操作。顶部线可视为表示未关注调制解调器16的部件的尺寸和功耗的理想系统的系统性能。
方形的底部线表示系统性能，其中，在ADC从光子模块14中接收模拟电数据流之前，通过模拟低通滤波器，低通过滤光子模块14的输出。在这个实例中，使用三阶Bessel-Thompson的模拟滤波整形，仿真模拟低通滤波器。在方形的底部线中，由于模拟低通滤波器低通过滤光子模块14的输出，所以ADC以小于尼奎斯特速率的速率采样。为了示例目的，将模拟低通滤波器的带宽选为5/4*R，以便与数字滤波器20A至20D实现5/4*R的有效采样率的实例进行适当的比较。
菱形的中间线表示根据本公开中所描述的一个或多个实例技术的系统性能。比如，中间线表示系统性能，其中，ADC18A至18D以2*R的采样率为采样接收的模拟电数据流。然后，数字滤波器20A至20D以5/4*R的有效采样率过滤和输出所过滤的数字数据流。
如图所示，模拟带宽Rx Be减小为小于某个值（在这个实例中，<8GHz）时，会过滤过多的信号频率含量，在不能由调制解调器16补偿的波形内引入失真，并且显示严重的损失。因此，在图7中，顶部、中间和底部线在小于大约8GHz的频率都显示出较差的性能。
如图7中所示，对于理想的情况而言，由顶部线表示，频率大于8GHz，由于以不产生混叠效应的尼奎斯特速率在ADC内进行采样，所以性能作为Rx Be函数实际上恒定。底部线表示在ADC之前模拟低通过滤光子模块14所输出的数据流的系统，如底部线内所述，由于采样率小于尼奎斯特速率，所以具有混叠效应。然而，在底部线内，混叠效应的损失基于Rx Be值。比如，最佳的Rx Be为10GHz时，损失为大约0.7dB（即，顶部线和底部线之间处于10GHz时的差值）。然而，RX Be为22GHz时，仅仅施加弱过滤时，大部分混叠效应并未去除，与顶部线相比，造成超过2dB的损失。
中间线表示本公开中所描述的技术的实例系统性能值，该中间线示出了与理想情况的系统性能行为相似的系统性能行为（比如，作为Rx Be的函数相当恒定）。然而，由于在数字滤波器20A至20D的输出中每秒需要处理的样本的数量小于尼奎斯特速率，这会引起混叠效应，所以与理想的情况相比，略微损失。比如，图7示出了整个Rx Be值大约为0.4dB（顶部线和中间线之间的差值）的恒定微小损失（penalty）。这个小损失可由剩余的混叠效应造成，数字滤波器20A至20D的低通滤波器不能去除这些混叠效应。然而，与理想的情况相比，调制解调器16的尺寸和功耗减小（可导致在上述方式中实现有效采样率）可超过与0.4dB的小损失相关的缺点。
本公开的技术可在各种各样的装置或设备中实施，包括线卡、路由器、光学界面、集成电路（IC）或一组IC（即芯片组）。在本公开中描述各种部件、模块或单元，强调了配置成执行所公开的技术的装置的功能性方面，但不是必须要通过不同的硬件单元实现这些部件、模块或单元。确切地说，如上所述，各种单元可在一个硬件单元内结合，或者由大量可相互操作的硬件单元提供。
除了上述实施方式或者作为上述实施方式的替换实施方式，还描述了以下实施方式。本文中所描述的任何实施方式可使用在任何以下实施方式中描述的特征。
一个实施方式涉及一种方法，其包括：在相干光通信系统中，接收由光子模块发送的第一模拟电数据流以及由光子模块发送的第二模拟电数据流，其共同表示光子模块所接收的光信号的一部分。所述方法还包括以一种采样率采样第一模拟电数据流和第二模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流，并且将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。所述方法还包括数字过滤第一数字电数据流和第二数字电数据流，以便分别以有效采样率输出第一过滤数字电数据流和第二过滤电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述方法还包括以一种速率处理第一和第二过滤数字电数据流，所述速率与有效采样率大致相似，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在某些实施方式中，对于所述方法而言，所述采样率至少为符号率的两倍。在某些实施方式中，对于所述方法而言，所述采样率至少为符号率的两倍时，所述有效采样率小于符号率的两倍，并且大于符号率。在某些实施方式中，对于所述方法而言，与有效采样率大致相似的速率等于有效采样率。
在某些实施方式中，对于所述方法而言，所接收的光信号部分包括第一部分。所述方法的一个或多个实施方式进一步包括接收由光子模块发送的第三模拟电数据流以及由光子模块发送的第四模拟电数据流，其共同表示光子模块所接收的光信号的第二部分。所述方法还包括以所述采样率为第三模拟电数据流和第四模拟电数据流采样，以便将第三模拟电数据流转换成第三数字电数据流，并且将第四模拟电数据流转换成第四数字电数据流。所述方法进一步包括以所述有效采样率数字过滤第三数字电数据流和第四数字电数据流，以便分别输出第三过滤数字电数据流和第四过滤电数据流。所述方法还包括以所述速率处理第三和第四过滤数字电数据流，所述速率与有效采样率大致相似，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在某些实施方式中，接收由光子模块发送的第一模拟电数据流和第二模拟电数据流包括接收由光子模块发送的第一模拟电数据流和第二模拟电数据流，其共同表示具有第一偏振的光信号的光波。在某些实施方式中，接收由光子模块发送的第三模拟电数据流和第四模拟电数据流包括接收由光子模块发送的第三模拟电数据流和第四模拟电数据流，其共同表示具有第二偏振的光信号的光波。
在某些实施方式中，采样第一模拟电数据流包括采样第一模拟电数据流，而不在为第一模拟电数据流采样之前，过滤第一模拟电数据流。在某些实施方式中，采样第二模拟电数据流包括采样第二模拟电数据流，而不在为第二模拟电数据流采样之前，过滤第二模拟电数据流。
所述方法的一个或多个实施方式进一步包括数字过滤所处理的第一和第二过滤电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流。所述方法的一个或多个实施方式进一步包括对至少数字过滤的第一和第二数字电数据流补偿色散。
一个实施方式涉及一种处理器，其包括第一模数转换器（ADC），其配置成接收由在相干光通信系统中光子模块发送的第一模拟电数据流，并且以一种采样率采样第一模拟电数据流，所述采样率标称为第一模拟电数据流和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，第一模拟电数据流和第二模拟电数据流共同表示光子模块所接收的光信号的一部分，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流。所述处理器包括第二ADC，其配置成接收由光子模块发送的第二模拟电数据流，并且以所述采样率采样第二模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。所述处理器包括第一数字滤波器，其配置成数字过滤第一数字电数据流，以便以有效采样率输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器包括第二数字滤波器，其配置成以所述有效采样率数字过滤第二数字电数据流，以便输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器包括下游硬件单元，其包括至少一个部件，所述部件配置成以与有效采样率大致相似的速率处理第一和第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在某些实施方式中，对于所述处理器而言，所述采样率至少为符号率的两倍。在某些实施方式中，对于所述处理器而言，所述采样率至少为符号率的两倍时，所述有效采样率小于符号率的两倍，并且大于符号率。在某些实施方式中，对于所述处理器而言，基本类似于有效采样率的所述速率等于有效采样率。
在某些实施方式中，处理器为调制器-解调器（调制解调器）。在某些实施方式中，处理器为数字信号处理器。
在某些实施方式中，所接收的光信号的一部分包括第一部分。在所述处理器的一个或多个实施方式中，所述处理器进一步包括第三ADC，其配置成接收由光子模块发送的第三模拟电数据流，并且以所述采样率采样第三模拟电数据流，以便将第三模拟电数据流转换成第三数字电数据流。所述处理器进一步包括第四ADC，其配置成接收由光子模块发送的第四模拟电数据流，第四模拟电数据流与第三模拟电数据流一起表示光子模块所接收的光信号的第二部分，并且以所述采样率采样第四模拟电数据流，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流。所述处理器进一步包括第三数字滤波器，其配置成数字过滤第三数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第三过滤数字电数据流。所述处理器进一步包括第四数字滤波器，其配置成数字过滤第四数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第四过滤数字电数据流。
在某些实施方式中，第一和第二模拟电数据流共同表示具有第一偏振的光信号的光波。在某些实施方式中，第三和第四模拟电数据流共同表示具有第二偏振的光信号的光波。
在某些实施方式中，第一ADC配置成采样第一模拟电信号，而不在第一ADC采样第一模拟电信号之前过滤第一模拟电信号。在某些实施方式中，第二ADC配置成采样第二模拟电信号，而不在第二ADC采样第二模拟电信号之前过滤第二模拟电信号。
在某些实施方式中，所述处理器进一步包括第三数字滤波器，其配置成数字过滤所处理的第一和第二过滤电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流。在某些实施方式中，所述处理器进一步包括至少一个色散（CD）均衡器，其配置成至少对数字过滤的第一和第二数字电数据流补偿色散。
一个实施方式涉及一种网络装置，其包括光子模块和处理器。所述光子模块配置成在相干光通信系统中接收光信号，并且发送第一模拟电数据流和第二模拟数据流，其共同表示光信号的一部分。所述处理器包括第一模数转换器（ADC），其配置成接收第一模拟电数据流，并且以一种采样率采样第一模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流。所述处理器包括第二ADC，其配置成接收第二模拟电数据流，并且以所述采样率采样第二模拟电数据流，所述采样率标称为第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上，以便将第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流。所述处理器包括第一数字滤波器，其配置成过滤第一数字电数据流，以便以有效采样率数字输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器包括第二数字滤波器，其配置成数字过滤第二数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并且小于第一和第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于或等于第一和第二模拟电数据流的符号率。所述处理器包括下游硬件单元，其包括至少一个部件，所述部件配置成以与有效采样率大致相似的速率处理第一和第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
在某些实施方式中，光子模块接收偏振复用的正交相移键控（PM-QPSK）调制的光信号。在某些实施方式中，第一和第二模拟电数据流表示具有第一偏振的PM-QPSK调制的光信号的光波。
在某些实施方式中，第一ADC配置成采样第一模拟电信号，而不在第一ADC采样第一模拟电信号之前过滤第一模拟电信号。在某些实施方式中，第二ADC配置成采样第二模拟电信号，而不在第二ADC采样第二模拟电信号之前过滤第二模拟电信号。在某些实施方式中，所述处理器进一步包括第三数字滤波器，其配置成数字过滤所处理的第一和第二过滤电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流。
而且，任何上述实施方式中提出的任何特定的特征可组合成所描述的技术的一个有益的实施方式。即，任何特定的特征通常可用于本发明的所有实施方式中。已经描述了本发明的各种实施方式。

Claims (15)

1.一种方法，包括：
接收由相干光通信系统中的光子模块发送的第一模拟电数据流以及由所述光子模块发送的第二模拟电数据流，所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流共同表示由所述光子模块接收的光信号的一部分；
以标称为所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率的两倍以上的采样率采样所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流，以将所述第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流，并且将所述第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流；
数字过滤所述第一数字电数据流和所述第二数字电数据流，以便分别以有效采样率输出第一过滤数字电数据流和第二过滤电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于等于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率；以及
以基本类似于所述有效采样率的速率处理所述第一过滤数字电数据流和所述第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述采样率至少为所述符号率的两倍，其中当所述采样率至少为所述符号率的两倍时，所述有效采样率小于所述符号率的两倍，并且大于所述符号率，并且其中，基本类似于所述有效采样率的所述速率等于所述有效采样率。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所接收的光信号的所述一部分包括第一部分，所述方法进一步包括：
接收由所述光子模块发送的第三模拟电数据流以及由所述光子模块发送的第四模拟电数据流，所述第三模拟电数据流和所述第四模拟电数据流共同表示所述光子模块接收的光信号的第二部分；
以所述采样率采样所述第三模拟电数据流和所述第四模拟电数据流，以便将所述第三模拟电数据流转换成第三数字电数据流，并且将所述第四模拟电数据流转换成第四数字电数据流；
数字过滤所述第三数字电数据流和所述第四数字电数据流，以便以所述有效采样率分别输出第三过滤数字电数据流和第四过滤电数据流；以及
以基本与所述有效采样率相似的所述速率处理所述第三过滤数字电数据流和所述第四过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，接收由所述光子模块发送的所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流包括接收共同表示具有第一偏振的光信号的光波的由所述光子模块发送的所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流，并且其中，接收共同表示具有第二偏振的光信号的光波的由所述光子模块发送的所述第三模拟电数据流和所述第四模拟电数据流包括接收由所述光子模块发送的所述第三模拟电数据流和所述第四模拟电数据流。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，采样所述第一模拟电数据流包括在采样所述第一模拟电数据流之前没有过滤所述第一模拟电数据流的情况下采样所述第一模拟电数据流，并且其中，采样所述第二模拟电数据流包括在采样所述第二模拟电数据流之前没有过滤所述第二模拟电数据流的情况下采样所述第二模拟电数据流。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，进一步包括：
数字过滤被处理后的所述第一过滤电数据流和所述第二过滤电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，进一步包括：
至少对数字过滤后的所述第一数字电数据流和所述第二数字电数据流补偿色散。
8.一种网络装置，包括：
第一模数转换器，接收由相干光通信系统中的光子模块发送的第一模拟电数据流，并且以标称为所述第一模拟电数据流和第二模拟电数据流的符号率的两倍以上的采样率采样所述第一模拟电数据流，所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流共同表示由光子模块接收的光信号的一部分，以便将所述第一模拟电数据流转换成第一数字电数据流；
第二模数转换器，接收由所述光子模块发送的所述第二模拟电数据流，并且以标称为所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率的两倍以上的采样率采样所述第二模拟电数据流，以便将所述第二模拟电数据流转换成第二数字电数据流；
第一数字滤波器，数字过滤所述第一数字电数据流，以便以有效采样率输出第一过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于等于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率；
第二数字滤波器，数字过滤所述第二数字电数据流，以便以所述有效采样率输出第二过滤数字电数据流，所述有效采样率小于所述采样率并小于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率的两倍，并且大于等于所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流的符号率；以及
下游硬件单元，包括至少一个部件，所述部件以基本与所述有效采样率相似的速率处理所述第一过滤数字电数据流和所述第二过滤数字电数据流，以便恢复由所述光子模块接收的光信号中的数据。
9.根据权利要求8所述的网络装置，其中，所述网络装置包括用于执行根据权利要求1-7中任一项所述的方法的装置。
10.根据权利要求8或9所述的网络装置，其中，所述采样率至少为所述符号率的两倍，其中，当所述采样率至少为所述符号率的两倍时，所述有效采样率小于所述符号率的两倍，并且大于所述符号率，并且其中，基本类似于所述有效采样率的所述速率等于所述有效采样率。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的网络装置，其中，所接收的光信号的所述一部分包括第一部分，所述网络装置进一步包括：
第三模数转换器，接收由所述光子模块发送的第三模拟电数据流，并且以所述采样率采样第三模拟电数据流以将所述第三模拟电数据流转换成第三数字电数据流；
第四模数转换器，接收由所述光子模块发送的第四模拟电数据流，所述第四模拟电数据流与所述第三模拟电数据流共同表示由光子模块接收的光信号的第二部分，并且以所述采样率采样第四模拟电数据流以将所述第四模拟电数据流转换成第四数字电数据流；
第三数字滤波器，数字过滤所述第三数字电数据流以便以所述有效采样率输出第三过滤数字电数据流；以及
第四数字滤波器，数字过滤所述第四数字电数据流以便以所述有效采样率输出第四过滤数字电数据流。
12.根据权利要求11所述的网络装置，其中，所述第一模拟电数据流和所述第二模拟电数据流共同表示具有第一偏振的光信号的光波，并且其中，所述第三模拟电数据流和所述第四模拟电数据流共同表示具有第二偏振的光信号的光波。
13.根据权利要求8至12中任一项所述的网络装置，其中，在所述第一模数转换器采样第一模拟电信号之前没有过滤第一模拟电信号的情况下所述第一模数转换器采样第一模拟电信号，并且其中，在所述第二模数转换器采样第二模拟电信号之前没有过滤所述第二模拟电信号的情况下所述第二模数转换器采样所述第二模拟电信号。
14.根据权利要求8至13中任一项所述的网络装置，进一步包括：
第三数字滤波器，数字过滤被处理后的所述第一过滤电数据流和所述第二过滤电数据流，以便以进一步减小的有效采样率输出数字电数据流。
15.根据权利要求8至13中任一项所述的网络装置，进一步包括：
至少一个色散均衡器，至少对数字过滤后的所述第一数字电数据流和所述第二数字电数据流补偿色散。
CN201310109071.0A 2012-03-29 2013-03-29 在相干光通信系统内处理数据 Active CN103368656B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/434,213 2012-03-29
US13/434,213 US9025963B2 (en) 2012-03-29 2012-03-29 Processing data in a coherent optical communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103368656A true CN103368656A (zh) 2013-10-23
CN103368656B CN103368656B (zh) 2017-03-01

Family

ID=48044618

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310109071.0A Active CN103368656B (zh) 2012-03-29 2013-03-29 在相干光通信系统内处理数据

Country Status (3)

Country Link
US (2) US9025963B2 (zh)
EP (2) EP2645602B1 (zh)
CN (1) CN103368656B (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104485893A (zh) * 2014-12-23 2015-04-01 武汉邮电科学研究院 宽带电信号混频器及方法
CN105610517A (zh) * 2014-11-14 2016-05-25 中兴通讯股份有限公司 相干光接收机的迭代后均衡
CN106464386A (zh) * 2014-01-08 2017-02-22 阿尔卡特朗讯 用于光信号的接收器的装置、方法和计算机程序
CN109845144A (zh) * 2016-10-28 2019-06-04 日本电信电话株式会社 光接收机、光接收方法和光通信系统
CN110661578A (zh) * 2018-06-30 2020-01-07 华为技术有限公司 一种数据恢复方法及装置

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9106982B2 (en) * 2010-08-25 2015-08-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Optical-electrical switching node
US9036751B1 (en) 2012-01-17 2015-05-19 Clariphy Communications, Inc. Skew compensation based on equalizer coefficients
US9025963B2 (en) 2012-03-29 2015-05-05 Juniper Networks, Inc. Processing data in a coherent optical communication system
US9166689B2 (en) * 2012-06-28 2015-10-20 Infinera Corporation Equalization mechanism for processing traffic based on three-quadrature amplitude modulation (3QAM)
US9444553B2 (en) * 2012-07-05 2016-09-13 Lumentum Operations Llc Tunable coherent optical receiver and method
US9020364B2 (en) * 2012-09-27 2015-04-28 Alcatel Lucent Optical receiver having a signal-equalization capability
US20140241722A1 (en) * 2013-02-25 2014-08-28 Alcatel-Lucent Usa Inc. PDM-(M) Ask Optical Systems And Methods For Metro Network Applications
US9531472B2 (en) * 2013-05-06 2016-12-27 Huawei Technologies Co., Ltd. Coherent waveform conversion in optical networks
EP2804334A1 (en) * 2013-05-13 2014-11-19 Xieon Networks S.à.r.l. Method, device and communication system for reducing optical transmission impairments
JP6295585B2 (ja) * 2013-10-09 2018-03-20 富士通株式会社 光通信受信装置、及び、周波数オフセット補償方法
US9628180B2 (en) * 2014-03-31 2017-04-18 Infinera Corporation Configurable frequency domain equalizer for dispersion compensation of multiple sub-carriers
US10291331B2 (en) * 2014-11-13 2019-05-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Digital signal processing of an optical communications signal in a coherent optical receiver
US9553677B1 (en) * 2014-11-17 2017-01-24 Sandia Corporation Self-referenced continuous-variable quantum key distribution
US9906243B1 (en) 2016-03-24 2018-02-27 Juniper Networks, Inc. Methods and apparatus for flexible overhead forward error correction (FEC) sub-system for optical fiber communication systems
WO2017195726A1 (ja) * 2016-05-10 2017-11-16 日本電気株式会社 デジタル光通信システム、デジタル光通信システムの制御方法及び記録媒体
US10277352B2 (en) * 2016-05-24 2019-04-30 Ciena Corporation Noise suppression and amplification systems and methods for colorless optical add/drop devices
US10411810B2 (en) * 2016-07-04 2019-09-10 The Regents Of The University Of California Receiver with mutually coherent optical frequency combs
US10110319B1 (en) 2016-10-24 2018-10-23 Inphi Corporation Tap stabilizer method and structure for coherent optical receiver
CN108011702B (zh) * 2016-10-28 2021-04-09 华为技术有限公司 一种数据的传输、接收方法及系统
US10742328B2 (en) * 2017-10-09 2020-08-11 Infinera Corporation Individually routable digital subcarriers
US10819441B2 (en) * 2018-07-19 2020-10-27 Nokia Solutions And Networks Oy Adaptive digital filtering in an optical receiver
US11309959B2 (en) 2020-06-02 2022-04-19 Nokia Solutions And Networks Oy Direct-detection optical receiver capable of signal-to-signal beat interference cancellation
US10848170B1 (en) * 2020-06-26 2020-11-24 Cypress Semiconductor Corporation Method for fast detection and automatic gain adjustment in ADC based signal
CN112671460A (zh) * 2020-12-14 2021-04-16 中电科仪器仪表有限公司 一种微波光子宽带频谱分析装置
US11533062B1 (en) 2021-06-29 2022-12-20 Rockwell Collins, Inc. Non-uniform sampling photonic analog-to-digital converter
KR102587189B1 (ko) * 2021-11-18 2023-10-16 한국전자통신연구원 펄스 정합 필터 기반 패킷 검출 장치 및 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101247177A (zh) * 2007-02-16 2008-08-20 富士通株式会社 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置
CN101296042A (zh) * 2007-04-27 2008-10-29 富士通株式会社 光接收器
CN101369851A (zh) * 2007-08-16 2009-02-18 富士通株式会社 相干光接收系统
US20110236025A1 (en) * 2010-03-25 2011-09-29 Opnext Subsystems, Inc. Sub-rate sampling in coherent optical receivers

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7522841B2 (en) * 2005-10-21 2009-04-21 Nortel Networks Limited Efficient data transmission and training of data processing functions
US7701842B2 (en) 2008-02-13 2010-04-20 Nortel Networks Limited Low conversion rate digital dispersion compensation
EP2263332A2 (en) 2008-03-12 2010-12-22 Hypres Inc. Digital radio-frequency tranceiver system and method
US20100296819A1 (en) 2008-04-24 2010-11-25 Kahn Joseph M Optical Receivers and Communication Systems
JP5445260B2 (ja) 2010-03-19 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器およびデジタルコヒーレント受信方法
US20120082457A1 (en) * 2010-09-30 2012-04-05 Nec Laboratories America, Inc. K-Means Clustered Polyphase Filtering for Sample Rate Conversion in Coherent Polarization Multiplexing Fiber Optic Systems
JP5598290B2 (ja) * 2010-11-30 2014-10-01 富士通株式会社 適応等化器、光受信機、及び適応等化器のタップ係数補正方法、
US9025963B2 (en) 2012-03-29 2015-05-05 Juniper Networks, Inc. Processing data in a coherent optical communication system

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101247177A (zh) * 2007-02-16 2008-08-20 富士通株式会社 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置
US20080198051A1 (en) * 2007-02-16 2008-08-21 Fujitsu Limited Analog-to-digital conversion controller, optical receiving device, optical receiving method, and waveform-distortion compensating device
CN101296042A (zh) * 2007-04-27 2008-10-29 富士通株式会社 光接收器
CN101369851A (zh) * 2007-08-16 2009-02-18 富士通株式会社 相干光接收系统
US20110236025A1 (en) * 2010-03-25 2011-09-29 Opnext Subsystems, Inc. Sub-rate sampling in coherent optical receivers

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106464386A (zh) * 2014-01-08 2017-02-22 阿尔卡特朗讯 用于光信号的接收器的装置、方法和计算机程序
US10142031B2 (en) 2014-01-08 2018-11-27 Alcatel Lucent Apparatus, method and computer program for a receiver of an optical signal
CN105610517A (zh) * 2014-11-14 2016-05-25 中兴通讯股份有限公司 相干光接收机的迭代后均衡
CN105610517B (zh) * 2014-11-14 2018-05-08 中兴通讯股份有限公司 相干光接收机的迭代后均衡
CN104485893A (zh) * 2014-12-23 2015-04-01 武汉邮电科学研究院 宽带电信号混频器及方法
CN104485893B (zh) * 2014-12-23 2017-10-10 武汉邮电科学研究院 宽带电信号混频器及方法
CN109845144A (zh) * 2016-10-28 2019-06-04 日本电信电话株式会社 光接收机、光接收方法和光通信系统
CN109845144B (zh) * 2016-10-28 2022-07-22 日本电信电话株式会社 光接收机、光接收方法和光通信系统
CN110661578A (zh) * 2018-06-30 2020-01-07 华为技术有限公司 一种数据恢复方法及装置
CN110661578B (zh) * 2018-06-30 2022-01-11 华为技术有限公司 一种数据恢复方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3136624A1 (en) 2017-03-01
EP2645602B1 (en) 2016-11-02
EP2645602A1 (en) 2013-10-02
US9025963B2 (en) 2015-05-05
CN103368656B (zh) 2017-03-01
US20130259490A1 (en) 2013-10-03
US9967036B2 (en) 2018-05-08
US20150236795A1 (en) 2015-08-20
EP3136624B1 (en) 2018-12-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103368656A (zh) 在相干光通信系统内处理数据
Winzer High-spectral-efficiency optical modulation formats
Olmedo et al. Towards 400GBASE 4-lane solution using direct detection of MultiCAP signal in 14 GHz bandwidth per lane
Winzer et al. Spectrally efficient long-haul optical networking using 112-Gb/s polarization-multiplexed 16-QAM
EP2672638B1 (en) Methods and apparatus for pre and post equalization in optical communications systems
US8111993B2 (en) Methods and apparatus for optical transmission of digital signals
Zhou et al. Advanced DSP for 400 Gb/s and beyond optical networks
US8948614B1 (en) Pluggable photonics for coherent optical communication
US20130287398A1 (en) Multi-channel optical transceiver with offset quadrature amplitude modulation
EP2426836B1 (en) A dual polarization transceiver
US10009115B2 (en) Optical receiver configurable to accommodate a variety of modulation formats
US9755757B2 (en) High data rate optical transport network using 8-psk
WO2012073590A1 (ja) 光伝送システム、光送信装置および光受信装置
US8953951B1 (en) Fast chromatic dispersion estimation
Teixeira et al. DSP enabled optical detection techniques for PON
Fischer et al. Bandwidth-variable transceivers based on 4D modulation formats for future flexible networks
Yu et al. Digital Signal Processing in High-Speed Optical Fiber Communication Principle and Application
US20120213522A1 (en) Generating higher-level quadrature amplitude modulation (qam) using a delay line interferometer and systems and methods incorporating same
Yu et al. Digital Signal Processing for High-speed Optical Communication
EP2591581A1 (en) Method and device for data processing in an optical communication network
Fludger et al. 1Tb/s real-time 4× 40 Gbaud DP-16QAM super-channel using CFP2-ACO pluggable modules over 625 km of standard fiber
Arnould Ultra-wideband and high symbol rate transmission systems for next-generation optical fiber communications
JP5523582B2 (ja) 光伝送システム、光送信装置および光受信装置
Chang et al. A new 16-ary modulation for super-Nyquist-WDM systems: Dual-polarized quadrature duoquaternary (DP-QDQ) modulation
Winzer et al. High-speed and high-capacity optical transmission systems

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: California, USA

Patentee after: Juniper Networks, Inc.

Address before: California, USA

Patentee before: Jungle network

CP01 Change in the name or title of a patent holder