WO2012073590A1 - 光伝送システム、光送信装置および光受信装置 - Google Patents

光伝送システム、光送信装置および光受信装置 Download PDF

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polarization
optical
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axis
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吉田　剛
杉原　隆嗣
和行 石田
水落　隆司
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/002—Coherencemultiplexing

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system using a digital coherent method.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a digital coherent system that receives these optical modulation signals by combining digital signal processing with a synchronous detection system has attracted attention.
  • linear opto-electric conversion by synchronous detection and fixed, semi-fixed and adaptive linear equalization by digital signal processing enable stable multiple signal separation at the receiver and restoration to the original signal. Is possible. Therefore, it is possible to realize excellent equalization characteristics and excellent noise tolerance against linear waveform distortion caused by chromatic dispersion and polarization mode dispersion (PMD) generated in the transmission path.
  • PMD chromatic dispersion and polarization mode dispersion
  • FIG. 23 and FIG. 24 are diagrams showing a time axis representation of a polarization multiplexed signal normally used in the polarization multiplexing system of the prior art.
  • FIG. 23 shows an example in which Ex and Ey are completely bit-synchronized on the time axis.
  • FIG. 24 shows an example in which Ex and Ey are shifted by a half symbol on the time axis (see, for example, Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2).
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to reduce the non-linear interference generated in the orthogonal polarization multiplexed signal and improve the transmission quality.
  • An optical transmission system includes a pulse signal generation unit that generates a pulse signal having a pulse width of Ts / 2 or less with respect to a symbol repetition period Ts, and a data modulation that generates a data modulation signal based on a transmission data signal.
  • a polarization interleaving unit that generates a polarization multiplexed signal in which a delay difference between two substantially orthogonal polarization components is half the symbol repetition period Ts (Ts / 2), Light that causes interference between the local oscillation light source that generates light corresponding to the center wavelength of the optical signal received from the optical transmission unit, the light generated by the local oscillation light source, and the optical signal received from the optical transmission unit
  • An optical receiving unit having an interference unit, an optical / electrical conversion unit that converts an output from the optical interference unit into an electrical signal, and an analog that converts the electrical signal output from the optical reception unit into a digital signal
  • a digital conversion unit and a digital signal processing unit that removes a Ts / 2 delay difference between polarization signal components and adaptively equalizes distortion other than the delay difference with respect to the digital signal.
  • An electrical signal processing unit wherein the optical transmission unit has alternating polarization components on the time axis, and the time at which the polarization components exist simultaneously is substantially zero, and the repetition period of the optical signal of each polarization component is An optical signal that becomes Ts is generated.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an optical transmission system according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization interleaver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization multiplexing interleaved modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows an example of a time waveform of CW light generated by the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 shows an example of the time waveform of the pulsed optical signal generated by the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows an example of a time waveform of the X polarization pulsed QPSK optical signal generated by the optical transmission unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 shows an example of a time waveform of a Y-polarized pulsed QPSK optical signal generated by the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 shows an example of a time waveform of the polarization multiplexed QPSK optical signal generated by the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows an example of a time waveform of the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal generated by the optical transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the digital signal processing unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization restoring unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of an optical transmission system according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows an example of a time waveform of the CW light generated by the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the digital signal processing unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization restoring unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of
  • FIG. 15 shows an example of the time waveform of the CSRZ optical signal generated by the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 shows an example of a time waveform of a CSRZ-QPSK optical signal generated by the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 shows an example of a time waveform of the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal generated by the optical transmitter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a configuration example showing an optical transmission system in which the arrangement of the optical transmission units in FIG. 13 is changed.
  • FIG. 19 shows an example of the time waveform of the CW light generated by the optical transmitter in FIG. FIG.
  • FIG. 20 shows an example of the time waveform of the QPSK optical signal generated by the optical transmitter in FIG.
  • FIG. 21 shows an example of a time waveform of the CSRZ-QPSK optical signal generated by the optical transmitter in FIG.
  • FIG. 22 shows an example of the time waveform of the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal generated by the optical transmitter in FIG.
  • FIG. 23 is an example of bit synchronization in a diagram showing a time waveform of a conventional polarization multiplexed signal.
  • FIG. 24 shows an example in which the time waveform of a conventional polarization multiplexed signal is shifted by a half symbol on the time axis.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an optical transmission system according to the present embodiment.
  • the optical transmission system of the present embodiment includes an optical transmission unit (optical transmission device) 100, an optical transmission unit 200, and an optical reception device 1000.
  • the optical receiving apparatus 1000 includes an optical receiving unit 300 and a received electrical signal processing unit 400. The same applies to the optical transmission systems described in the following embodiments.
  • the optical signal transmitted from the optical transmission unit 100 reaches the optical reception unit 300 via the optical transmission unit 200.
  • the received optical signal is converted into an electrical signal by the optical receiver 300 and then electrically processed by the received electrical signal processor 400.
  • the optical transmission unit 100 includes a first electric signal source 101, a second electric signal source 102, electric amplifiers 103-A, 103-B, 103-C, 103-D, 103-E, a light source 104, , A Mach-Zehnder modulator 105, a polarization multiplexed two-parallel Mach-Zehnder modulator 106, and a polarization interleaver 107.
  • the optical transmission unit 200 connects the optical transmission unit 100 and the optical reception unit 300.
  • the optical transmission unit 200 may include various devices assumed in a normal optical transmission system, such as an optical fiber, an optical multiplexing / demultiplexing device, a chromatic dispersion compensation device, and an optical amplification device.
  • the optical receiver 300 includes a local oscillation light source 301, an optical 90-degree hybrid 302, and balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D.
  • the received electrical signal processing unit 400 includes analog / digital converters 401-A, 401-B, 401-C, 401-D and a digital signal processing unit 402.
  • the 40 Gbit / s polarization multiplexed QPSK optical signal can communicate 4 bits per symbol, and the symbol repetition frequency fs is 10 GHz.
  • the present embodiment can be applied to other transmission rates and various modulation schemes, and is not limited to this example.
  • each polarization component of the polarization multiplexed QPSK optical signal is interleaved to generate a polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal.
  • the first electrical signal source 101 is based on a transmission data signal input from the outside, and a clock signal, four data signals, that is, an X polarization / I axis electrical signal exI, and an X polarization / Q axis electrical A signal exQ, a Y polarization / I-axis electrical signal eyI, and a Y polarization / Q-axis electrical signal eyQ are generated.
  • the four data signals are developed in parallel and are reduced to 1/16 of the actual bit rate of 40 Gbit / s.
  • the clock signal is similarly slowed down.
  • the first electric signal source 101 outputs four systems of data signals and clock signals reduced to 1/16 speed to the second electric signal source 102.
  • the speed reduction by the above ratio is an example, and the present invention is not limited thereby.
  • the four data signals correspond to an example of the first electric signal in the present invention
  • the clock signal corresponds to an example of the second electric signal in the present invention.
  • the second electric signal source 102 outputs the generated X polarization / I axis electric signal to the electric amplifier 103-B, and outputs the generated X polarization / Q axis electric signal to the electric amplifier 103-C.
  • the generated Y polarization / I axis electric signal is output to the electric amplifier 103-D
  • the generated Y polarization / Q axis electric signal is output to the electric amplifier 103-E
  • the generated pulse signal is output to the electric amplifier 103-.
  • the pulse width is Ts / 2.
  • the pulse width may be Ts / 2 or less.
  • the generated four systems of data signals correspond to an example of the third electric signal in the present invention, and the generated pulse signal corresponds to an example of the fourth electric signal in the present invention.
  • d1 0, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 1, 0, (1)
  • d2 0, 1, 0, 1, 0, 1, 0, 1, (2)
  • d3 0, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 0, 0, (3)
  • the electric amplifier 103 -A amplifies the pulse signal input from the second electric signal source 102 until it is approximately equal to the half-wave voltage of the Mach-Zehnder modulator 105, and outputs the amplified signal to the Mach-Zehnder modulator 105.
  • the electric amplifier 103-B amplifies the X-polarized / I-axis electric signal input from the second electric signal source 102 to approximately twice the half-wave voltage of the polarization multiplexed 2-parallel Mach-Zehnder modulator 106. This is output to the double-type parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • the electric amplifier 103-C amplifies the X polarization / Q axis electric signal input from the second electric signal source 102 to approximately twice the half-wave voltage of the polarization multiplexed 2-parallel Mach-Zehnder modulator 106, This is output to the double-type parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • the electric amplifier 103-D amplifies the Y-polarization / I-axis electric signal input from the second electric signal source 102 to approximately twice the half-wave voltage of the polarization multiplexing type 2-parallel Mach-Zehnder modulator 106, This is output to the double-type parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • the electric amplifier 103-E amplifies the Y-polarized wave / Q-axis electric signal input from the second electric signal source 102 to approximately twice the half-wave voltage of the polarization multiplexing type 2-parallel Mach-Zehnder modulator 106, This is output to the double-type parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • the light source 104 generates CW light and outputs it to the Mach-Zehnder modulator 105.
  • the Mach-Zehnder modulator 105 pulse-modulates the CW light input from the light source 104 with the amplified pulse signal input from the electric amplifier 103-A to generate a pulsed optical signal, and biases the pulsed optical signal. This is output to the wave-multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • the Mach-Zehnder modulator 105 corresponds to an example of a pulse signal generation unit in the present invention.
  • the pulse signal generation unit may use a method other than the Mach-Zehnder modulator. For example, an electroabsorption optical modulator may be used.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator according to the present embodiment.
  • the polarization multiplexed two-parallel Mach-Zehnder modulator 106 includes an optical branching unit 511, a polarization converting unit 512, an optical coupling unit 513, and data modulating units 514-A and 514-B. .
  • the polarization multiplexing type two-parallel Mach-Zehnder modulator 106 generates two systems of single polarization signals that are space-division multiplexed and performs polarization multiplexing on the generated two systems of optical signals.
  • the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 106 generates a polarization multiplexed QPSK optical signal by QPSK modulation and polarization multiplexing the pulsed optical signal input from the Mach Zehnder modulator 105, and generates the polarization multiplexed QPSK optical signal. Output to the polarization interleaver 107.
  • Polarization multiplexing QPSK modulation in the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 106 is input from the amplified X polarization / I axis electric signal input from the electric amplifier 103-B and the electric amplifier 103-C.
  • the amplified X polarization / Q axis signal, the amplified Y polarization / I axis electric signal input from the electric amplifier 103-D, and the amplified Y polarization input from the electric amplifier 103-E Wave and Q axis signals are used.
  • the optical branching unit 511 bifurcates while maintaining the polarization state of the input optical signal, and outputs the bifurcated optical signals to the data modulation units 514-A and 514-B.
  • the data modulation unit 514 -A modulates the optical signal input from the optical branching unit 511 with the data modulation electrical signal input from the outside, and outputs the modulated optical signal to the polarization conversion unit 512.
  • the polarization converter 512 causes the polarization state of the optical signal input from the data modulator 514 -A to be orthogonal to the polarization state of the input optical signal and the polarization state of the output light. And the optical signal with the polarization state converted is output to the optical coupling unit 513.
  • the data modulation unit 514 -B modulates the optical signal input from the optical branching unit 511 with the data modulation electrical signal input from the outside, and outputs the modulated optical signal to the optical coupling unit 513.
  • the optical coupling unit 513 combines the optical signal input from the polarization conversion unit 512 and the optical signal input from the data modulation unit 512-B while maintaining the polarization state, and outputs the combined signal.
  • the data modulation unit 514 -A has an X-polarization 2-parallel Mach-Zehnder modulator
  • the data modulation unit 514 -B has a 2-parallel Y-polarization.
  • a Mach-Zehnder modulator can be used.
  • a 10 Gsymbol / s X-polarized wave / I-axis electrical signal and a 10 Gsymbol / s X-polarized wave / Q-axis electrical signal are input in parallel to the X-polarized 2-parallel Mach-Zehnder modulator.
  • a 10 G symbol / s Y-polarized wave / I-axis electrical signal and a 10 G symbol / s Y-polarized wave / Q-axis electric signal are input in parallel to the Y-polarized 2-parallel Mach-Zehnder modulator.
  • the two-parallel Mach-Zehnder modulator for X polarization performs QPSK modulation according to the X polarization / I axis electric signal and the X polarization / Q axis electric signal.
  • the 2-parallel Mach-Zehnder modulator for Y polarization performs QPSK modulation according to the Y polarization / I-axis electrical signal and the Y polarization / Q-axis electrical signal.
  • a normal Mach-Zehnder modulator may be used instead of the two-parallel Mach-Zehnder modulator in which two Mach-Zehnder modulators are connected in parallel to the data modulation unit 514 -A.
  • the Mach-Zehnder modulator used in the data modulators 514-A and 514-B can be selected as appropriate according to the modulation method, required transmission quality, and the like.
  • the second electric signal source 102 performs synchronization control for bit-synchronizing the timing of the pulsed modulation in the Mach-Zehnder modulator 105 and the timing of each QPSK modulation in the polarization multiplexing type 2-parallel Mach-Zehnder modulator 106.
  • a bit synchronization method prepares a table storing information in which a temperature change amount and a phase adjustment amount are associated with each other, and the second electric signal source 102 has a temperature change amount. A corresponding phase adjustment amount may be extracted from the table to perform synchronization control.
  • the second electric signal source 102 receives a part of the optical signal output from the polarization multiplexing type two parallel Mach-Zehnder modulator 106, and performs synchronization control by adjusting the phase so as to optimize the optical power.
  • a low frequency component is superimposed on an electric signal for driving the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 106, and a part of the optical signal output from the polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 106 is obtained. It may receive and perform synchronous control based on the low frequency component extracted from the received optical signal.
  • the method of synchronization control is not limited to the above, and other methods may be used.
  • the timing of the above synchronization is determined based on the pulse signal input to the Mach-Zehnder modulator 105. For example, a state that rises from 0 to 1 or a state that falls from 1 to 0 (hereinafter referred to as a transition region) at both ends of the pulse signal waveform should not be a synchronization timing, and is not a transition region.
  • the state of 1 or 0 in the center of the waveform and its vicinity (hereinafter referred to as a non-transition region) should be the synchronization timing.
  • the non-transition region of the pulse signal substantially coincides with the central portion of the QPSK optical signal output from the data modulation units 514-A and 514-B.
  • the transition region is used, the optical power at the central portion of the data becomes extremely small, resulting in significant performance degradation.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization interleaver 107 according to the present embodiment.
  • the polarization interleaver 107 includes a polarization branching unit 611, a non-delay unit 612, a delay unit 613, and a polarization coupling unit 614.
  • the delay difference is given, and each polarization component is multiplexed.
  • a desired delay can be given by passing an optical signal through a birefringent medium such as a polarization maintaining fiber.
  • the polarization interleaver 107 corresponds to an example of a polarization interleave unit in the present invention.
  • the polarization branching unit 611 branches an input polarization multiplexed QPSK optical signal (for example, having independent signals for the X polarization and the Y polarization) into an X polarization optical signal and a Y polarization optical signal, and generates an X polarization signal.
  • the wave signal is output to the non-delay unit 612 and the Y-polarized light signal is output to the delay unit 613.
  • the non-delay unit 612 outputs the X-polarized light signal input from the polarization branching unit 611 to the polarization coupling unit 614.
  • the X polarization optical signal input from the non-delay unit 612 and the delayed Y polarization optical signal input from the delay unit 613 are combined while maintaining the polarization state, and externally coupled. Output to.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization multiplexing interleaved modulator according to the present embodiment.
  • the polarization multiplexing interleaved modulator 108 has a delay unit 515 added to the configuration of FIG.
  • FIG. 5 shows a time waveform of the CW light output from the light source 104.
  • the CW light is pulse-modulated by the Mach-Zehnder modulator 105 and converted into a pulsed optical signal shown in FIG.
  • the X-polarized optical signal and the Y-polarized optical signal of the pulsed optical signal are each QPSK modulated by the polarization multiplexing type two parallel Mach-Zehnder modulator 106 to be changed into QPSK optical signals shown in FIGS. It is multiplexed and changed to a polarization multiplexed QPSK optical signal shown in FIG.
  • the polarization multiplexed QPSK optical signal is polarization interleaved by the polarization interleaver 107, and changes to the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal shown in FIG.
  • the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal shown in FIG. 10 assigns independent signal components Ex and Ey to substantially orthogonal X polarization component and Y polarization component, and the time when Ex and Ey exist at the same time on the time axis.
  • Ex and Ey alternately exist, and the periods in which Ex and Ey exist are each Ts.
  • the symbol repetition period Ts is expressed by m / B.
  • the overlap of Ex and Ey on the time axis is substantially zero when Ex and Ey exist at the same time. That is, it is ideal that the time during which Ex and Ey exist at the same time is zero, but Ex and Ey may be overlapped to an extent acceptable for the required transmission signal quality.
  • the polarization multiplexed interleaved optical signal output from the polarization interleaver 107 reaches the optical 90-degree hybrid 302 of the optical receiving unit 300 via the optical transmission unit 200.
  • the local oscillation light source 301 generates CW light having a center wavelength that approximately matches the center wavelength of the optical signal after transmission, and outputs the CW light to the optical 90-degree hybrid 302.
  • the optical 90-degree hybrid 302 causes the optical signal after transmission input from the optical transmission unit 200 and the CW light input from the local oscillation light source 301 to interfere with each other so that the X ′ polarization component and the Y ′ polarization component respectively.
  • the sum component and difference component of the X ′ polarization / I ′ axis are output to the balanced photoelectric converter 303-A, and the sum component and difference component of the X ′ polarization / Q ′ axis are balanced balance photoelectric conversion.
  • Unit 303-B, and the sum and difference components of the Y ′ polarization and I ′ axis are output to the balanced photoelectric converter 303-C, and the sum and difference components of the Y ′ polarization and Q ′ axis are output.
  • the present invention is not limited by these correspondences.
  • the X ′ polarization component and the Y ′ polarization component are the X polarization component and the Y polarization component at the output point of the optical transmission unit 100, respectively. Generally do not match. Also, regarding the I′-axis component and the Q′-axis component, the I-axis component and the Q-axis component at the transmitter output point generally do not match.
  • the light 90-degree hybrid 302 corresponds to an example of an optical interference unit in the present invention.
  • the balanced photoelectric converter 303-A photoelectrically converts the sum component and the difference component of the optical signal after interference input from the optical 90-degree hybrid 302, and converts the X ′ polarization / I ′ axis electrical signal into an analog signal. Output to the digital converter 401-A.
  • the balanced photoelectric converter 303-B photoelectrically converts the sum component and the difference component of the optical signal after interference input from the optical 90-degree hybrid 302, and converts the X ′ polarization / Q ′ axis electrical signal into an analog signal. Output to the digital converter 401-B.
  • the balanced photoelectric converter 303-C photoelectrically converts the sum component and the difference component of the optical signal after interference input from the optical 90-degree hybrid 302, and converts the Y ′ polarization / I ′ axis electrical signal into an analog signal. Output to the digital converter 401 -C.
  • the balanced photoelectric converter 303-D photoelectrically converts the sum component and the difference component of the optical signal after interference input from the optical 90-degree hybrid 302, and converts the Y ′ polarization / Q ′ axis electrical signal into an analog Output to the digital converter 401-D.
  • the balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D can be realized by, for example, a combination of a photodetector and a transimpedance amplifier. These balanced photoelectric converters correspond to an example of the photoelectric converter in the present invention.
  • the analog / digital converter 401 -A converts the X ′ polarization / I ′ axis electrical signal input from the balanced photoelectric converter 303 -A into a digital signal and outputs the digital signal to the digital signal processing unit 402.
  • the analog / digital converter 401 -B converts the X ′ polarization / Q ′ axis electric signal input from the balanced photoelectric converter 303 -B into a digital signal and outputs the digital signal to the digital signal processing unit 402.
  • the analog / digital converter 401 -C converts the Y ′ polarization / I ′ axis electrical signal input from the balanced photoelectric converter 303 -C into a digital signal and outputs the digital signal to the digital signal processing unit 402.
  • the analog / digital converter 401 -D converts the Y ′ polarization / Q ′ axis electrical signal input from the balanced photoelectric converter 303 -D into a digital signal and outputs the digital signal to the digital signal processing unit 402.
  • analog-digital conversion both discrete time conversion of continuous-time signals and quantization of amplitude levels are performed.
  • the ratio of the sampling rate by the discrete time to the symbol rate is set to 1 Sample / symbol or higher, and is generally set to 2 Sample / symbol in many cases.
  • the analog / digital converters 401-A, 401-B, 401-C, and 401-D correspond to an example of an analog / digital converter in the present invention.
  • the digital signal processing unit 402 performs reception electric signal processing based on each digital signal input from the analog / digital converters 401-A, 401-B, 401-C, and 402-D.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the digital signal processing unit according to the embodiment of the present invention.
  • the digital signal processing unit 402 includes a fixed skew adjustment unit 701, chromatic dispersion compensation units 702-A and 702-B, a polarization restoration unit 703, and carrier frequency offset compensation units 704-A and 704-. B, carrier phase offset compensation units 705-A and 705-B, and identification units 706-A and 706-B.
  • the digital signal processing unit 402 can be realized by a digital signal processing device such as a digital signal processor (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • the fixed skew adjustment unit 701 includes an X ′ polarization / I ′ axis digital signal, an X ′ polarization / Q ′ axis digital signal, a Y ′ polarization / I ′ axis digital signal, and a Y ′ input from the outside.
  • a fixed delay difference adjustment inherent in the optical / electrical circuit in the optical transmission system is performed on the polarization / Q′-axis digital signal to generate digital data with uniform delay.
  • the fixed skew adjustment unit 701 outputs the delay-adjusted X ′ polarization component to the chromatic dispersion compensation unit 702-A, and outputs the delay-adjusted Y ′ polarization component to the chromatic dispersion compensation unit 702-B.
  • the chromatic dispersion compensation unit 702-A compensates the chromatic dispersion generated in the transmission process for the X ′ polarization / I ′ axis and X ′ polarization / Q ′ axis digital data input from the fixed skew adjustment unit 701,
  • the X ′ polarized wave / I ′ axis and X ′ polarized wave / Q ′ axis digital data subjected to wavelength dispersion compensation are output to the polarization restoring unit 703.
  • the chromatic dispersion compensation unit 702-B compensates the chromatic dispersion generated in the transmission process for the Y ′ polarization / I ′ axis and Y ′ polarization / Q ′ axis digital data input from the fixed skew adjustment unit 701,
  • the Y ′ polarization / I ′ axis and Y ′ polarization / Q ′ axis digital data compensated for chromatic dispersion is output to the polarization restoration unit 703.
  • the chromatic dispersion compensators 702-A and 702-B perform, for example, frequency domain equalization and time domain equalization using a finite impulse response (FIR) filter. If the waveform distortion has a long fluctuation period, waveform distortion other than chromatic dispersion can be equalized.
  • FIR finite impulse response
  • the polarization restoration unit 703 receives the X ′ polarization / I ′ axis and X ′ polarization / Q ′ axis digital data input from the chromatic dispersion compensation unit 702-A and the chromatic dispersion compensation unit 702-B. Based on the Y ′ polarization / I ′ axis and Y ′ polarization / Q ′ axis digital data, the original X polarization signal and Y polarization signal are restored, and the polarization component interleaved by the optical transmission unit 100 is obtained. Deinterleave.
  • the polarization restoration unit 703 at least partially eliminates chromatic dispersion remaining without being compensated by the chromatic dispersion compensation units 702-A and 702-B, PMD generated in the transmission process, deterioration due to insufficient bandwidth in each device, and the like. Equalize.
  • the processed X polarization component is output to the carrier frequency offset compensation unit 704-A
  • the processed Y polarization component is output to the carrier frequency offset compensation unit 704-B.
  • the processing of the polarization restoration unit 703 may be realized collectively by a butterfly FIR filter described in Non-Patent Document 1.
  • a butterfly FIR filter described in Non-Patent Document 1.
  • the polarization restoration unit 703 recognizes that the digital data to be processed includes a PMD of Ts / 2 in advance, removes the delay difference of Ts / 2 between the polarization signal components, Perform adaptive equalization of distortion other than delay difference.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization restoration unit according to the present embodiment.
  • the butterfly FIR filter includes complex signal generators 901-A and 901-B and complex adders 902-1, 902-2, 902-3,..., 902- (n-1), 903-1, 903-2, 903-3, ..., 903- (n-1), 904-1, 904-2, 904-3, ..., 904- (n-1), 905-1, 905 2, 905-3,..., 905- (n-1), 906-A, 906-B, and delay units 907-1, 907-2, 907-3, ..., 907- (n- 1), 908-1, 908-2, 908-3, ..., 908- (n-1), 909-1, 909-2, 909-3, ..., 909- (n-1) , 910-1, 910-2, 910-3,...
  • the complex signal generation unit 901-A generates a complex number having X ′ polarization / I ′ axis digital data input from outside as a real part and X ′ polarization / Q ′ axis digital data input from outside as an imaginary part. And output to complex multipliers 911-1 and 913-1 and delay units 907-1 and 909-1, respectively.
  • the complex signal generation unit 901-B generates a complex number having Y ′ polarization / I ′ axis digital data input from outside as a real part and Y ′ polarization / Q ′ axis digital data input from outside as an imaginary part. And output to complex multipliers 912-1 and 914-1 and delay units 908-1 and 910-1, respectively.
  • the delay unit 907-1 holds the digital data input from the complex signal generation unit 901-A for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 911-2 and the delay unit 907-2 after the time ⁇ elapses.
  • the delay unit 908-1 holds the digital data input from the complex signal generation unit 901-B for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 912-2 and the delay unit 908-2 after the elapse of time ⁇ .
  • the delay unit 909-1 holds the digital data input from the complex signal generation unit 901-A for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 913-2 and the delay unit 909-2 after the elapse of time ⁇ . .
  • the delay unit 910-1 holds the digital data input from the complex signal generation unit 901-B for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 914-2 and the delay unit 910-2 after the time ⁇ elapses. .
  • Digital data is output to the multiplier 911- (k + 1) and the delay unit 907- (k + 1).
  • Digital data is output to the multiplier 912-(k + 1) and the delay unit 908-(k + 1).
  • Digital data is output to the multiplication unit 913- (k + 1) and the delay unit 909- (k + 1).
  • Digital data is output to the multiplier 914- (k + 1) and the delay unit 910- (k + 1).
  • the delay unit 907- (n-1) holds the digital data input from the delay unit 907- (n-2) for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplier 911-n after the time ⁇ elapses.
  • the delay unit 908- (n-1) holds the digital data input from the delay unit 908- (n-2) for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 912-n after the elapse of time ⁇ .
  • the delay unit 909- (n-1) holds the digital data input from the delay unit 909- (n-2) for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplication unit 913-n after the time ⁇ elapses.
  • the delay unit 910- (n-1) holds the digital data input from the delay unit 910- (n-2) for a predetermined time ⁇ , and outputs the digital data to the complex multiplier 914-n after the time ⁇ elapses. .
  • the complex multiplication unit 911-1 performs complex multiplication of the digital data input from the complex signal generation unit 901-A and the tap coefficient input from the tap coefficient holding unit 915-A, and the operation result is converted to the complex addition unit 902- Output to 1.
  • the complex multiplication unit 912-1 performs complex multiplication of the digital data input from the complex signal generation unit 901-B and the tap coefficient input from the tap coefficient holding unit 915-B, and the operation result is converted into the complex addition unit 903-B. Output to 1.
  • the complex multiplication unit 913-1 performs complex multiplication of the digital data input from the complex signal generation unit 901-A and the tap coefficient input from the tap coefficient holding unit 915-C, and the operation result is complex addition unit 904- Output to 1.
  • the complex multiplication unit 914-1 performs complex multiplication of the digital data input from the complex signal generation unit 901-B and the tap coefficient input from the tap coefficient holding unit 915-D, and the operation result is converted to the complex addition unit 905-905. Output to 1.
  • the complex adder 902-1 performs complex addition between the digital data input from the complex multiplier 911-1 and the digital data input from the complex multiplier 911-2, and the operation result is converted to the complex adder 902-2. Output to.
  • the complex adder 903-1 performs complex addition of the digital data input from the complex multiplier 912-1 and the digital data input from the complex multiplier 912-2, and the operation result is converted to the complex adder 903-2. Output to.
  • the complex adder 904-1 performs complex addition between the digital data input from the complex multiplier 913-1 and the digital data input from the complex multiplier 913-2, and the operation result is converted to the complex adder 904-2. Output to.
  • the complex adder 905-1 performs complex addition of the digital data input from the complex multiplier 914-1 and the digital data input from the complex multiplier 914-2, and the operation result is converted to the complex adder 905-2. Output to.
  • the complex adder 902- (n ⁇ 1) performs complex addition of the digital data input from the complex adder 902- (n-2) and the digital data input from the complex multiplier 911-n, and performs complex addition.
  • the data is output to the adder 906-A.
  • the complex adder 903- (n-1) performs complex addition of the digital data input from the complex adder 903- (n-2) and the digital data input from the complex multiplier 912-n, and performs complex addition.
  • the data is output to the adder 906-A.
  • the complex adder 904- (n-1) performs complex addition of the digital data input from the complex adder 904- (n-2) and the digital data input from the complex multiplier 913-n, and performs complex addition.
  • the result is output to the adder 906-B.
  • the complex adder 905- (n-1) performs complex addition of the digital data input from the complex adder 905- (n-2) and the digital data input from the complex multiplier 914-n, and performs complex addition.
  • the result is output to the adder 906-B.
  • the complex adder 906-A performs complex addition of the digital data input from the complex adder 902- (n-1) and the digital data input from the complex adder 903- (n-1), and performs an operation. The result is output to the tap coefficient generation unit 916 and the output data selection unit 917-A.
  • the complex adder 906-B performs a complex addition of the digital data input from the complex adder 904- (n-1) and the digital data input from the complex adder 905- (n-1) to obtain an operation. The result is output to the tap coefficient generation unit 916 and the output data selection unit 917-B.
  • an envelope constant standard algorithm Constant Modulus Algorithm
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • LMS Least Mean Square
  • the tap coefficients are sequentially updated, and the updated tap coefficients are used as tap coefficient holding units 915-A, 915-B, 915-C, 915-D.
  • the complex adders 906-A and 906-B may And the tap coefficient is set so that each signal becomes independent.
  • the tap coefficient is generally a complex number.
  • the component corresponding to the X polarization component is output to the tap coefficient holding unit 915-A, and among the X ′ polarization components, the component corresponding to the Y polarization component is output to the tap coefficient holding unit 915.
  • a component corresponding to the X polarization component of the Y 'polarization component is output to the tap coefficient holding unit 915-B, and a component corresponding to the Y polarization component of the Y' polarization component Is output to the tap coefficient holding unit 915-D.
  • the tap coefficient holding unit 915-A holds the tap coefficient input from the tap coefficient generation unit 916 and outputs it to the complex multiplication units 911-1, 911-2, 911-3,.
  • the tap coefficients output to each complex multiplier generally take different values.
  • the tap coefficient holding unit 915-B holds the tap coefficient input from the tap coefficient generation unit 916 and outputs it to the complex multiplication units 912-1, 912-2, 912-3, ..., 912-n.
  • the tap coefficients output to each complex multiplier generally take different values.
  • the tap coefficient holding unit 915-C holds the tap coefficient input from the tap coefficient generation unit 916 and outputs it to the complex multiplication units 913-1, 913-2, 913-3,.
  • the tap coefficients output to each complex multiplier generally take different values.
  • the tap coefficient holding unit 915-D holds the tap coefficient input from the tap coefficient generation unit 916 and outputs it to the complex multiplication units 914-1, 914-2, 914-3, ..., 914-n.
  • the tap coefficients output to each complex multiplier generally take different values.
  • the output data selection unit 917-A selects data input from the complex addition unit 906-A, and outputs the selected data signal to the outside as an X polarization signal.
  • the output data selection unit 917-B selects the data input from the complex addition unit 906-B, and outputs the selected data signal to the outside (not shown) as a Y polarization signal.
  • digital data with a sampling rate ratio of 1 Sample / symbol is output to the outside.
  • the present invention does not limit the sampling rate ratio.
  • the output data selection units 917-A and 917-B select and output all input data. In the case of p> 1, the output is made after the sampling speed is set to 1 / p, that is, after the sampling speed ratio is rate-converted to 1 Sample / symbol.
  • the output data selection units 917-A and 917-B perform rate conversion to 1 / p, it is conceivable to output data at the same time or output data at a different time.
  • e'yin e'y00, e'y01, e'y10, e'y11, ..., e'yk0, e'yk1, ...
  • e'xout e'x00, e'x10, ..., e'xk0, ... (6)
  • e'yout e'y00, e'y10, ..., e'yk0, ...
  • tap coefficient generation unit 916 tap coefficients are generated so that Ts / 2 DGD remains between the X polarization and Y polarization, and the remaining Ts / 2 DGD is output to the output data selection units 917-A, 917. This is because if it is compensated by ⁇ B, it is not necessary to use the equalization ability of the butterfly FIR for the known DGD compensation.
  • the target value of the envelope is set to a (> 0), and the envelope value of the output signal of X polarization and the envelope value of the output signal of Y polarization are always a.
  • the tap coefficient is updated so as to approach.
  • the envelope target value may be set as in the following equation (in general, a ⁇ b, a> 0, b> 0). ).
  • Equations (10) to (15) is a tap coefficient generation / update method in the case of equalization with butterfly FIR including up to Ts / 2 DGD.
  • the equations (12) to (15) may be modified as the equations (16) to (19).
  • the carrier frequency offset compensator 704-A is based on the digital data of the X polarization / I ′ axis and the X polarization / Q ′ axis input from the polarization restoration unit 703, and the center of the local oscillation light and the received signal light. Frequency offset compensation is performed, and the compensated X-polarized wave / I′-axis and X-polarized wave / Q′-axis digital data is output to the carrier phase offset compensating unit 705-A.
  • the carrier frequency offset compensating unit 704-B is based on the digital data of the Y polarization / I ′ axis and the Y polarization / Q ′ axis input from the polarization restoration unit 703, and the center of the local oscillation light and the reception signal light. Frequency offset compensation is performed, and the compensated Y polarization / I′-axis and Y polarization / Q′-axis digital data is output to the carrier phase offset compensation unit 705-B.
  • the carrier phase offset compensation unit 705-A performs phase offset compensation of the signal light based on the digital data of the X polarization / I ′ axis and the X polarization / Q ′ axis input from the carrier frequency offset compensation unit 704-A. By doing so, the I axis and Q axis are restored, and the compensated X polarization / I axis and X polarization / Q axis digital data are output to the identification unit 706-A.
  • the carrier phase offset compensation unit 705-B performs phase offset compensation of the signal light based on the digital data of the Y polarization / I ′ axis and the Y polarization / Q ′ axis input from the carrier frequency offset compensation unit 704-B. By doing so, the I axis and the Q axis are restored, and the compensated Y polarization / I axis and Y polarization / Q axis digital data are output to the identification unit 706-B.
  • the identifying unit 706-A identifies the X-polarized I-axis signal and the Q-axis signal based on the X-polarized wave / I-axis and X-polarized wave / Q-axis digital data input from the carrier phase offset compensating unit 705-A. And output the identified data to the outside.
  • the identification unit 706-B obtains the Y-polarized I-axis signal and the Q-axis signal based on the digital data of the Y-polarized wave / I-axis and the Y-polarized wave / Q-axis input from the carrier phase offset compensating unit 705-A. Identify and output the identified data to the outside.
  • the optical signal output from the polarization interleaver 107 has a pulse width that is 1 ⁇ 2 times that of the prior art and has a frequency spectrum width that is twice that of the conventional signal.
  • the bandwidth of the electric circuit built in the balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D is set to 3 dB bandwidth with respect to the symbol repetition frequency fs of the data signal. Set to 0.5 fs to 1.0 fs.
  • the band limitation is not performed so as to change the frequency spectrum of the signal upstream of the balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D.
  • the balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D receive a signal having a spectrum width that is twice that of a normal one.
  • the 3 dB bandwidth of the electric circuit incorporated in the balanced photoelectric converters 303-A, 303-B, 303-C, and 303-D is slightly too small when the frequency is 0.5 fs. Since there is a possibility that conditions exceeding fs may be optimized, it is particularly important to optimize the bandwidth of the receiving circuit.
  • the bandwidth of the balanced photoelectric converter is optimized so that the code error rate after reception electrical signal processing is minimized, the transmission quality is periodically monitored during operation, and the bandwidth optimality is monitored. This is achieved by updating the settings so that they are always optimal.
  • Band narrowing can also be achieved by using single sideband (SSB) modulation or residual sideband (VSB) modulation in combination. Further, for example, when performing band narrowing by the optical multiplexing / demultiplexing device included in the optical transmission unit 200, the bandwidth is equivalent to 20 Gbit / s, that is, a bandwidth equivalent to 40 GHz in general double sideband (DSB) modulation. On the other hand, by performing strict band narrowing such as a pass bandwidth of 50 GHz or less (2.5 times the symbol rate) or by shifting the center frequency of band narrowing from the center frequency of signal light, It is also possible to receive after VSB conversion.
  • SSB single sideband
  • VSB residual sideband
  • a pass band of at least 10 GHz (corresponding to 0.5 times the symbol rate) is required. By performing such band narrowing, it is possible to perform wavelength multiplexing at high density and realize high frequency utilization efficiency.
  • each polarization component alternately exists on the time axis, and the time in which the polarization component exists simultaneously is approximately zero, and symbol repetition of the optical signal of each polarization component is performed.
  • An optical signal with a period of Ts is generated.
  • the optical receiving unit 300 causes the local oscillation light and the received optical signal to interfere with each other, and then converts the optical signal after the interference into an electrical signal.
  • the received electrical signal processing unit 400 Then, analog-to-digital conversion of the electrical signal, removal of the Ts / 2 delay difference between the polarization signal components, and adaptive equalization of distortion other than the delay difference are performed.
  • analog-to-digital conversion of the electrical signal removal of the Ts / 2 delay difference between the polarization signal components, and adaptive equalization of distortion other than the delay difference are performed.
  • Embodiment 2 FIG. In the present embodiment, CSRZ (Carrier Suppressed Return to Zero) modulation is used for the pulse modulation in the first embodiment.
  • CSRZ Carrier Suppressed Return to Zero
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of the optical transmission system according to the present embodiment. Configurations having the same functions as those in FIG. 1 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the optical transmission system according to the present embodiment includes an optical transmission unit (optical transmission device) 800, an optical transmission unit 200, and an optical reception device 1000.
  • the optical transmitter 800 includes a first electric signal source 801, a second electric signal source 802, electric amplifiers 803-A, 803-B, 803-C, 803-D, and a light source 804. And a Mach-Zehnder modulator 805. Since the functions of the optical transmission unit 200, the optical reception unit 300, and the reception electrical signal processing unit 400 are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the operation of the optical transmission system according to the present embodiment will be described.
  • an example of generating a 40 Gbit / s polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal will be described.
  • the present embodiment can be applied to other transmission rates and various modulation schemes, and is not limited to this example.
  • an electric signal ex for generating an X-polarized optical signal Ex an electric signal ey for generating a Y-polarized optical signal Ey, and a clock signal based on an externally input signal And outputs the clock signal, the electric signal ex and the electric signal ey that are developed in parallel to the second electric signal source 802.
  • ex consists of I-axis signal exI and Q-axis signal exQ
  • ey consists of I-axis signal eyI and Q-axis signal eyQ
  • exI xI1, xI2, (20)
  • exQ xQ1, xQ2, ...
  • the electrical signal ex and the electrical signal ey correspond to an example of the first electrical signal in the present invention
  • the clock signal corresponds to an example of the second electrical signal in the present invention.
  • both the I-axis signal eI and the Q-axis signal eQ have a signal exy in which ex and ey are alternately time-division multiplexed.
  • the present invention is not limited to these assumptions.
  • the two data signals correspond to an example of the third electric signal in the present invention
  • the two clock signals correspond to an example of the fourth electric signal in the present invention.
  • the light source 804 generates CW light and outputs it to the Mach-Zehnder modulator 805.
  • the signal is output to the 2-parallel Mach-Zehnder modulator 806.
  • the Mach-Zehnder modulator 805 corresponds to an example of a pulse signal generation unit in the present invention.
  • the 2-parallel Mach-Zehnder modulator 806 corresponds to an example of the data modulation unit in the present invention.
  • the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal is generated, and the polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal is output to the optical transmission unit 200.
  • a polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal having a delay difference of Ts / 2 (50 ps) between the X polarization optical signal and the Y polarization optical signal is generated by the two parallel Mach-Zehnder modulator 806 and the polarization modulator 807. Is done.
  • the polarization modulator 807 corresponds to an example of a polarization interleave unit in the present invention.
  • the electric signal waveform for driving the polarization modulator 807 is a sine wave whose peak amplitude is equal to the half-wave voltage of the polarization modulator, but switching the polarization by making this a rectangular wave with the same amplitude.
  • the time can be shortened, which contributes to polarization separation on the receiving side and waveform distortion suppression during transmission.
  • a limit type driver is used as the electric amplifier 803-D.
  • the electric amplifier 803-D has a multi-stage electric amplifier. It is possible to take a method such as making a rectangle.
  • FIG. 14 shows a time waveform of the CW light output from the light source 804.
  • the CW light is CSRZ-modulated by the Mach-Zehnder modulator 805 and changed to a CSRZ optical signal shown in FIG.
  • the CSRZ optical signal is QPSK-modulated by the two parallel Mach-Zehnder modulator 806 and converted into a CSRZ-QPSK optical signal shown in FIG.
  • the CSRZ-QPSK optical signal is polarization-modulated by the polarization modulator 807 and changes to a polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal shown in FIG. As shown in FIG. 17, the polarization modulator 807 distributes a single polarization signal component (FIG. 16) to two polarization components alternately for each symbol, thereby generating a polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal. Generate.
  • the second electric signal source 802 performs synchronization control for bit-synchronizing the timing of CSRZ modulation, QPSK modulation, and polarization modulation.
  • the method of bit synchronization is the same as in the first embodiment.
  • the timing is determined based on the clock signal input to the Mach-Zehnder modulator 805 and the polarization modulator 807. As in the first embodiment, the timing is determined from the non-transition region of the clock signal. When the non-transition region is set as the synchronization timing, the non-transition region of the clock signal input to the polarization modulator and the central portion of the CSRZ-QPSK optical signal output from the 2-parallel Mach-Zehnder modulator 806 substantially coincide.
  • CSRZ modulation is used as pulsed modulation, but it goes without saying that other RZ modulation such as 50% RZ modulation or 33% RZ modulation has the same effect.
  • CSRZ modulation is performed by the Mach-Zehnder modulator 805
  • data modulation is performed by the two parallel Mach-Zehnder modulator 806
  • polarization multiplexing modulation is performed by the polarization modulator 807.
  • the electric signal source and the second electric signal source can cope with each other, and the circuit of the electric signal source can be simplified and reduced in price even when the number of systems increases in the future.
  • the positional relationship among the pulse signal generation unit, the data modulation unit, and the polarization interleaving unit is arranged in the order of the pulse signal generation unit, the data modulation unit, and the polarization interleaving unit.
  • the order there is no limitation on the order, and the same function can be achieved with an arrangement other than the order.
  • FIG. 18 is a configuration example showing an optical transmission system in which the arrangement of the optical transmission unit according to the second embodiment is changed.
  • the data modulation unit is arranged before the pulse signal generation unit. This arrangement can improve the sensitivity of the DC bias control and can improve the transmission quality. Furthermore, the control of the optical components is facilitated, and the control circuit can be simplified and reduced in price.
  • DC bias control of the data modulation optical modulator is essential.
  • the sensitivity of the DC bias control depends on the average optical power input to the optical modulator. Since the DC bias control of data modulation requires a control gain that is 10 to 100 times higher than that of pulsed modulation, the higher the average optical power, the more advantageous in terms of control sensitivity. If data modulation is performed before the pulsed modulation, insertion loss and modulation loss of the optical modulator for pulsed modulation can be avoided. As a result, the average optical power input to the data modulation optical modulator can be increased, and the sensitivity of DC bias control for data modulation is improved. As a result, the control of the optical component is facilitated, and the control circuit can be simplified and reduced in price.
  • FIG. 19 to 22 show changes in the time waveform of the optical signal output from the optical transmission unit in the arrangement of FIG.
  • FIG. 19 shows a time waveform of CW light output from the light source 804.
  • the CW light is QPSK modulated by the 2-parallel Mach-Zehnder modulator 806, and changes to a QPSK optical signal shown in FIG.
  • the QPSK optical signal is CSRZ-modulated by the Mach-Zehnder modulator 805, and changes to the CSRZ-QPSK optical signal shown in FIG.
  • the CSRZ-QPSK signal is subjected to polarization modulation by the polarization modulator 807 and changed to a polarization multiplexed interleaved QPSK optical signal shown in FIG.
  • the data modulation unit can be arranged in front of the pulse signal generation unit.
  • a lithium niobate modulator widely used in the pulse signal generation unit when a lithium niobate modulator widely used in the pulse signal generation unit is used, only one polarization component of the polarization multiplexed signal may be pulse-modulated due to the polarization dependence of the modulator. is there. In order to avoid this, a polarization-independent optical modulator may be used for the pulse signal generation unit.
  • the electrical band required for the receiver is approximately double.
  • the reception electrical band is preferably about 40 to 70% of the symbol rate, and particularly preferably within the range of 50 to 60%. Therefore, when the transmission rate is 40 Gb / s, the conventional methods described in Non-Patent Documents 1 and 2 A band of about 5 to 6 GHz is optimal in the technology, and about 10 to 12 GHz in the second embodiment.
  • the electrical band is excessively wide, the waveform distortion is hardly changed, and only an increase in mixed noise occurs, so that the performance is deteriorated.
  • the electrical band is excessively narrow, the noise to be mixed becomes small, but the waveform distortion becomes very large, so that the performance deteriorates.
  • the line rate may increase to about 50 Gb / s even if the transmission rate of the payload is 40 Gb / s.
  • the bandwidth of about 6.25 to 7.5 GHz is optimal for the conventional techniques described in Non-Patent Documents 1 and 2, and the band of about 12.5 to 15 GHz is optimal for Embodiment 1.
  • the input signal to the second electric signal source 802 is generally a 16-paralleled SFI-5 (Serdes Frame Interface Level 5) signal
  • a 16: 2 multiplexer is used as the electrical signal source 2.
  • a 40 Gb / s class 16: 2 multiplexer is a commonly available component in optical communications.
  • the optical transmission system according to the present invention is useful for an optical transmission system using a digital coherent method, and is particularly suitable for an optical transmission system that performs long-distance communication.
  • Optical transmitters 101,801 First electric signal source 102,802 Second electric signal source 103-A, 103-B, 103-C, 103-D, 103-E, 803-A, 803- B, 803-C, 803-D Electric amplifier 104, 804 Light source 105, 805 Mach-Zehnder modulator 106 Polarization multiplexing type 2 parallel Mach-Zehnder modulator 107 Polarization interleaver 108 Polarization multiplexing interleaved modulator 200 Optical transmission unit 300 Optical reception unit 301 Local Oscillation Light Source 302 Optical 90 Degree Hybrid 303-A, 303-B, 303-C, 303-D Balanced Photoelectric Converter 400 Received Electric Signal Processing Unit 401-A, 401-B, 401-C, 401- D Analog to digital converter 402 Digital signal processing unit 511 Optical branching unit 512 Polarization converting unit 51 Optical coupling unit 514-A, 514-A

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Abstract

　本発明にかかる光伝送システムは、光送信部１００では時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号のシンボル繰り返し周期がＴｓとなる光信号を生成し、光受信部３００では、局部発振光と受信光信号とを干渉させてから、干渉後の光信号を電気信号に変換し、受信電気信号処理部４００では、電気信号のアナログ・デジタル変換と、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行う。

Description

光伝送システム、光送信装置および光受信装置
　この発明は、デジタルコヒーレント方式を用いた光伝送システムに関する。
　４０Ｇｂｉｔ／ｓや１００Ｇｂｉｔ／ｓのような大容量光伝送のためには、光信号対雑音電力限界の克服や高密度波長多重化が課題である。光信号対雑音電力限界を克服する技術として、従来のオンオフキーイング（Ｏｎ－Ｏｆｆ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）に対して、２値位相偏移変調（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＢＰＳＫ）や４値ＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）の利用が知られている。また、高密度波長多重化のために、直交する２つの偏波成分に独立の信号を割り当てる偏波多重によって、１シンボル当たりの伝送ビット数を２倍に増やす方式や、ＱＰＳＫや１６値直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）のように、信号多重度を上げて、１シンボル当たりの伝送ビット数を増やす方式が知られている。ＱＰＳＫや１６ＱＡＭは、光送信器において、同位相軸（Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ軸：Ｉ軸）と、直交位相軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ－Ｐｈａｓｅ軸：Ｑ軸）とに信号を割り当てて伝送する。
　また、これらの光変調信号を同期検波方式にデジタル信号処理を組み合わせて受信するデジタルコヒーレント方式が注目されている。この方式では、同期検波による線形な光電気変換と、デジタル信号処理による固定的、半固定的および適応的な線形等化により、受信器における安定な多重信号分離と、元の信号への復元とが可能となる。このため、伝送路で生じる波長分散や偏波モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ－Ｍｏｄｅ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＰＭＤ）等に起因する線形な波形歪みに対する優れた等化特性や優れた雑音耐力を実現できる。
　通常、デジタルコヒーレント方式では、直交する２つの偏波成分（Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分）に独立な信号成分（ＥｘおよびＥｙ）を割り当てる偏波多重方式が用いられる。図２３、図２４は、従来技術の偏波多重方式において通常用いられる偏波多重信号の時間軸表現を示す図である。図２３はＥｘとＥｙとが時間軸上で完全にビット同期している例である。図２４はＥｘとＥｙとが時間軸上で半シンボルずらされた例である（例えば、非特許文献１、非特許文献２参照）。
Ｓｅｂ　Ｊ．　Ｓａｖｏｒｙ，"Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｆｉｌｔｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"，Ｏｐｔｉｃｓ　Ｅｘｐｒｅｓｓ，ｖｏｌ．１６，　ｎｏ．２，　ｐｐ．８０４－８１７，２００８． Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ　Ｆｏｒｕｍ，"１００Ｇ　Ｕｌｔｒａ　Ｌｏｎｇ　Ｈａｕｌ　ＤＷＤＭ　Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ"，http://www.oiforum.com/public/documents/OIF-FD-100G-DWDM-01.0.pdf，Ｊｕｎｅ　２００９．
　しかしながら、上記の従来技術によれば、時間軸上で同時に直交するＸ偏波成分とＹ偏波成分に同一波長の信号成分Ｅｘ、Ｅｙが多重化されているので、光ファイバ中の非線形光学効果により、Ｅｘ－Ｅｙ間に非線形な相互作用が生じるという課題があった。また、Ｅｘ－Ｅｙ間で生じた非線形干渉は、受信器における線形適応等化器では等化できず、信号品質の過剰な劣化を招くという問題があった。
　例えば、図２３に示す時間波形では、ＥｘとＥｙとが時間軸上で完全にビット同期しているので、Ｅｘ－Ｅｙ間の非線形干渉が伝送品質劣化を招く。また、図２４に示す時間波形では、ＥｘとＥｙとの波形のピークが時間的にずれているため、非線形な相互作用による伝送品質劣化が低減されるが、ＥｘとＥｙとの間に重なり時間が存在するため、ファイバ非線形効果によるＥｘ－Ｅｙ間の非線形干渉が生じる。
　この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直交偏波多重信号に生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることにある。
　本発明にかかる光伝送システムは、シンボル繰り返し周期Ｔｓに対し、Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、前記デジタル信号に対し、偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、を備え、前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする。
　この発明によれば、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることができる。
図１は、この発明の実施の形態１にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。 図２は、この発明の実施の形態１にかかる偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器の構成例を示す図である。 図３は、この発明の実施の形態１にかかる偏波インタリーバの構成例を示す図である。 図４は、この発明の実施の形態１にかかる偏波多重インタリーブ型変調器の構成例を示す図である。 図５は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図６は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるパルス化光信号の時間波形の例を示したものである。 図７は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＸ偏波パルス化ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図８は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＹ偏波パルス化ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図９は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成される偏波多重ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１０は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１１は、この発明の実施の形態１にかかるデジタル信号処理部の構成例を示す図である。 図１２は、この発明の実施の形態１にかかる偏波復元部の構成例を示す図である。 図１３は、この発明の実施の形態２にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。 図１４は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図１５は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＳＲＺ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１６は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１７は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１８は、図１３の光送信部の配置を変更した光伝送システムを示す構成例である。 図１９は、図１８における光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図２０は、図１８における光送信部で生成されるＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２１は、図１８における光送信部で生成されるＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２２は、図１８における光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２３は、従来の偏波多重信号の時間波形を示す図のうち、ビット同期した例である。 図２４は、従来の偏波多重信号の時間波形を示す図のうち、時間軸上で半シンボルずらされた例である。
　以下に、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、本発明を具体化する際の一形態であって、本発明をその範囲内に限定するためのものではない。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の光伝送システムは、光送信部（光送信装置）１００と、光伝送部２００と、光受信装置１０００と、を備える。光受信装置１０００は、光受信部３００と受信電気信号処理部４００を備える。以下の実施の形態に示す光伝送システムにおいても同様とする。光送信部１００から送出された光信号は光伝送部２００を経由し、光受信部３００に到達する。受信された光信号は光受信部３００で、電気信号に変換された後、受信電気信号処理部４００にて電気的に信号処理される。
　光送信部１００は、第１の電気信号源１０１と、第２の電気信号源１０２と、電気増幅器１０３－Ａ、１０３－Ｂ、１０３－Ｃ、１０３－Ｄ、１０３－Ｅと、光源１０４と、マッハツェンダ変調器１０５と、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６と、偏波インタリーバ１０７とを備えている。
　光伝送部２００は、光送信部１００と光受信部３００とを接続する。光伝送部２００には、例えば、光ファイバ、光合分波装置、波長分散補償装置、光増幅装置等の通常の光伝送システムで想定されるさまざまな装置を含んでいてもよい。
　光受信部３００は、局部発振光源３０１と、光９０度ハイブリッド３０２と、バランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄとを備えている。
　受信電気信号処理部４００は、アナログ・デジタル変換器４０１－Ａ、４０１－Ｂ、４０１－Ｃ、４０１－Ｄと、デジタル信号処理部４０２と、を備えている。
　以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成する例について説明する。４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号は１シンボル当たり４ビットの通信が可能であり、シンボル繰り返し周波数ｆｓは１０ＧＨｚである。また、シンボル繰り返し周期はＴｓ（＝１／ｆｓ）とする。なお、本実施の形態は、他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。また、本実施の形態では偏波多重ＱＰＳＫ光信号の各偏波成分をインタリーブして偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する。
　第１の電気信号源１０１は、外部から入力される送信データ信号に基づき、クロック信号と、４系統のデータ信号、すなわち、Ｘ偏波・Ｉ軸電気信号ｅｘＩと、Ｘ偏波・Ｑ軸電気信号ｅｘＱと、Ｙ偏波・Ｉ軸電気信号ｅｙＩと、Ｙ偏波・Ｑ軸電気信号ｅｙＱとを生成する。４系統のデータ信号は、例えば、それぞれ並列展開されて実ビットレート４０Ｇｂｉｔ／ｓの１／１６に低速化される。クロック信号も同様に低速化される。第１の電気信号源１０１は、１／１６の速度に低速化された４系統のデータ信号とクロック信号とを第２の電気信号源１０２に出力する。上記の比率による低速化は一例であり、本発明はこれよって限定されるものではない。なお、４系統のデータ信号は本発明における第１の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第２の電気信号の一例にそれぞれ相当する。
　第２の電気信号源１０２は、入力された４系統のデータ信号とクロック信号から、シンボルレートｆｓ（＝１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）の４系統のデータ信号と、周期をＴｓ／２（＝５０ｐｓ）として２周期に一度のみＴｓ／２（＝５０ｐｓ）のパルス幅を有するパルス信号とを生成する。また、第２の電気信号源１０２は、生成したＸ偏波・Ｉ軸電気信号を電気増幅器１０３－Ｂに出力し、生成したＸ偏波・Ｑ軸電気信号を電気増幅器１０３－Ｃに出力し、生成したＹ偏波・Ｉ軸電気信号を電気増幅器１０３－Ｄに出力し、生成したＹ偏波・Ｑ軸電気信号を電気増幅器１０３－Ｅに出力し、生成したパルス信号を電気増幅器１０３－Ａに出力する。なお、本実施の形態ではパルス幅はＴｓ／２としたが、偏波成分間の非線形干渉をより低減するため、Ｔｓ／２以下となるようにしてもよい。なお、生成した４系統のデータ信号は本発明における第３の電気信号の一例、生成したパルス信号は本発明における第４の電気信号の一例にそれぞれ相当する。
　上記のパルス信号は、例えば、周波数ｆｓ／２（＝５ＧＨｚ）と周波数ｆｓ（１０ＧＨｚ）とのクロック信号の論理積をとることによって得ることができる。一例として、周波数ｆｓ／２（＝５ＧＨｚ）の論理クロック信号ｄ１と周波数ｆｓ（＝１０ＧＨｚ）の論理クロック信号ｄ２との論理積ｄ３は、次のようにして得られる。
　ｄ１＝０，０，１，１，０，０，１，１，０，０，・・・　（１）
　ｄ２＝０，１，０，１，０，１，０，１，０，１，・・・　（２）
　ｄ３＝０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，・・・　（３）
ただし、１つの論理の占める時間幅はＴｓ／２（＝５０ｐｓ）に相当する。論理クロック信号ｄ１およびｄ２は、それぞれ典型的な、デューティ比５０％の論理ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）信号と見なせる一方、ｄ３は、ｄ２の周期Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）に対して２周期に一度パルスを有する、デューティ比２５％の論理ＲＺ信号になることがわかる。
　電気増幅器１０３－Ａは、第２の電気信号源１０２から入力されるパルス信号をマッハツェンダ変調器１０５の半波長電圧と概略同等となるまで増幅し、マッハツェンダ変調器１０５に出力する。電気増幅器１０３－Ｂは、第２の電気信号源１０２から入力されるＸ偏波・Ｉ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３－Ｃは、第２の電気信号源１０２から入力されるＸ偏波・Ｑ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３－Ｄは、第２の電気信号源１０２から入力されるＹ偏波・Ｉ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３－Ｅは、第２の電気信号源１０２から入力されるＹ偏波・Ｑ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。
　光源１０４は、ＣＷ光を生成し、マッハツェンダ変調器１０５に出力する。
　マッハツェンダ変調器１０５は、光源１０４から入力されるＣＷ光を、電気増幅器１０３－Ａから入力される、増幅されたパルス信号でパルス変調してパルス化光信号を生成し、パルス化光信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。マッハツェンダ変調器１０５は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。なお、パルス信号生成部はマッハツェンダ変調器以外の他の方法を用いてもよい。例えば、電界吸収型光変調器などであってもよい。
　図２は、本実施の形態にかかる偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器の構成例を示す図である。図示するように、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、光分岐部５１１と、偏波変換部５１２と、光結合部５１３と、データ変調部５１４－Ａ、５１４－Ｂとを備えている。偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、２系統の空間分割多重された単一偏波信号を生成して、生成した２系統の光信号を偏波多重化する。
　偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、マッハツェンダ変調器１０５から入力されるパルス化光信号を、ＱＰＳＫ変調および偏波多重化して偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成し、偏波多重ＱＰＳＫ光信号を偏波インタリーバ１０７に出力する。偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６における偏波多重ＱＰＳＫ変調は、電気増幅器１０３－Ｂから入力される、増幅されたＸ偏波・Ｉ軸電気信号と、電気増幅器１０３－Ｃから入力される、増幅されたＸ偏波・Ｑ軸信号と、電気増幅器１０３－Ｄから入力される、増幅されたＹ偏波・Ｉ軸電気信号と、電気増幅器１０３－Ｅから入力される、増幅されたＹ偏波・Ｑ軸信号とを用いる。
　次に、図２における偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の動作を説明する。光分岐部５１１は、入力される光信号の偏波状態を保持しつつ二分岐し、二分岐されたそれぞれの光信号をデータ変調部５１４－Ａおよび５１４－Ｂに出力する。データ変調部５１４－Ａは、光分岐部５１１から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を偏波変換部５１２に出力する。偏波変換部５１２は、データ変調部５１４－Ａから入力される光信号の偏波状態を、入力される光信号の偏波状態と出力される光の偏波状態とが直交関係となるように変換し、偏波状態が変換された光信号を光結合部５１３に出力する。データ変調部５１４－Ｂは、光分岐部５１１から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を光結合部５１３に出力する。光結合部５１３は、偏波変換部５１２から入力される光信号と、データ変調部５１４－Ｂから入力される光信号とを、偏波状態を保持しつつ結合し、外部へ出力する。
　ここで、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成する場合は、例えば、データ変調部５１４－ＡにＸ偏波用２並列マッハツェンダ変調器、データ変調部５１４－ＢにＹ偏波用２並列マッハツェンダ変調器を用いることができる。１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＸ偏波・Ｉ軸電気信号および１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＸ偏波・Ｑ軸電気信号が、並列にＸ偏波用２並列マッハツェンダ変調器に入力される。１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＹ偏波・Ｉ軸電気信号および１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＹ偏波・Ｑ軸電気信号が並列にＹ偏波用２並列マッハツェンダ変調器に入力される。Ｘ偏波用２並列マッハツェンダ変調器はＸ偏波・Ｉ軸電気信号とＸ偏波・Ｑ軸電気信号とに従ってＱＰＳＫ変調する。Ｙ偏波用２並列マッハツェンダ変調器はＹ偏波・Ｉ軸電気信号とＹ偏波・Ｑ軸電気信号とに従ってＱＰＳＫ変調する。
　なお、データ変調部５１４－Ａに２つのマッハツェンダ変調器が並列に接続された２並列マッハツェンダ変調器ではなく、通常のマッハツェンダ変調器を用いてもよい。データ変調部５１４－Ｂも同様である。データ変調部５１４－Ａ、５１４－Ｂに使用するマッハツェンダ変調器は、変調方式や必要とされる伝送品質などに応じて適宜選択できる。
　第２の電気信号源１０２はマッハツェンダ変調器１０５におけるパルス化変調と偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６における各ＱＰＳＫ変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、例えば、温度変化による位相ずれを防ぐため、温度変化量と位相調整量とを対応付けた情報を格納したテーブルを用意し、第２の電気信号源１０２が温度変化量に応じた位相調整量をテーブルから抽出し、同期制御を行うものであってもよい。または、第２の電気信号源１０２が偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から出力される光信号の一部を受信し、光パワーを最適化するように位相調整して同期制御を行うものであってもよい。光パワーを最適化する方法として、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６を駆動する電気信号に低周波成分を重畳し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から出力される光信号の一部を受信し、受信した光信号から抽出された低周波成分に基づいて同期制御を行うものであってもよい。同期制御の方法は上記に限られず、他の方法を用いてもよい。
　上記の同期のタイミングはマッハツェンダ変調器１０５に入力されるパルス信号に基づいて決定される。例えば、パルス信号波形の両端にある、０から１へ立ち上がる状態、または、１から０へ立ち下る状態（以下、遷移領域とする。）を同期のタイミングとしてはならず、遷移領域ではないパルス信号波形の中央とその近傍の１または０の状態（以下、非遷移領域とする。）を同期のタイミングとすべきである。非遷移領域を同期のタイミングとした場合には、パルス信号の非遷移領域と、データ変調部５１４－Ａ、５１４－Ｂから出力されるＱＰＳＫ光信号の中央部分が略一致する。遷移領域を用いる場合にはデータの中央部分の光パワーが極端に小さくなり、大幅な性能劣化が生じる。
　図３は、本実施の形態にかかる偏波インタリーバ１０７の構成例を示す図である。図示するように、偏波インタリーバ１０７は、偏波分岐部６１１と、非遅延部６１２と、遅延部６１３と、偏波結合部６１４とを備えている。
　偏波インタリーバ１０７は、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から入力される偏波多重ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波光信号とＹ偏波光信号との間に、概略Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）に相当する遅延差を与え、各偏波成分を多重化する。例えば、光信号を偏波保持ファイバ等の複屈折媒質を通過させることで、所望の遅延を与えることができる。偏波インタリーバ１０７は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。
　次に、図３における偏波インタリーバ１０７の動作を説明する。偏波分岐部６１１は、入力される偏波多重ＱＰＳＫ光信号（例えば、Ｘ偏波とＹ偏波に独立な信号を有する）をＸ偏波光信号とＹ偏波光信号とに分岐し、Ｘ偏波光信号を非遅延部６１２に出力し、Ｙ偏波光信号を遅延部６１３に出力する。非遅延部６１２は、偏波分岐部６１１から入力されるＸ偏波光信号を偏波結合部６１４に出力する。遅延部６１３は、偏波分岐部６１１から入力されるＹ偏波光信号に、非遅延部６１２を通過するＸ偏波光信号に対して相対的にＴｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延を与え、遅延を与えたＹ偏波光信号を偏波結合部６１４に出力する。偏波結合部６１４では、非遅延部６１２から入力されるＸ偏波光信号と、遅延部６１３から入力される、遅延を与えたＹ偏波光信号との偏波状態を保持しつつ結合し、外部に出力する。
　また、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６と偏波インタリーバ１０７とが集積化された構成としてもよい。図４は、本実施の形態にかかる偏波多重インタリーブ型変調器の構成例を示す図である。偏波多重インタリーブ型変調器１０８は、図２の構成に遅延部５１５を加えている。
　次に、図４における偏波多重インタリーブ型変調器１０８の動作を説明する。図２と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。遅延部５１５は、データ変調部５１４－Ｂから入力される光信号に概略Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延を与え、遅延を与えた光信号を光結合部５１３に出力する。これにより、データ変調部５１４－Ａを通過する経路で得られるＸ偏波光信号と、データ変調手段５１４－Ｂを通過する経路で得られるＹ偏波光信号との間に、Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延差が与えられる。
　図５～図１０は、本実施の形態にかかる光送信部１００により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図５は、光源１０４から出力されたＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、マッハツェンダ変調器１０５によってパルス変調されて、図６に示すパルス化光信号に変化する。パルス化光信号のＸ偏波光信号とＹ偏波光信号は、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６によって、それぞれＱＰＳＫ変調されて図７および図８に示すＱＰＳＫ光信号に変化し、かつ、偏波多重化されて図９に示す偏波多重ＱＰＳＫ光信号に変化する。偏波多重ＱＰＳＫ光信号は、偏波インタリーバ１０７により偏波インタリーブされ、図１０に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。
　図１０に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号は、略直交するＸ偏波成分およびＹ偏波成分に独立な信号成分Ｅｘ、Ｅｙを割り当て、ＥｘとＥｙとが時間軸上において同時に存在する時間が概略ゼロであり、時間軸上ではＥｘとＥｙとが交互に存在し、ＥｘとＥｙの存在する周期がそれぞれＴｓとなる。ただし、ビットレートをＢとし、変調方式の多値度をｍとするとき、シンボル繰返し周期Ｔｓはｍ／Ｂで表される。なお、ＥｘとＥｙの時間軸上における重なりは、ＥｘとＥｙが同時に存在する時間が概略ゼロとなる。すなわち、ＥｘとＥｙが同時に存在する時間がゼロなることが理想的であるが、必要とされる伝送信号品質に対して許容される程度のＥｘとＥｙの重なりが生じていてもよい。
　偏波インタリーバ１０７から出力される偏波多重インタリーブ光信号は、光伝送部２００を経由して、光受信部３００の光９０度ハイブリッド３０２に到達する。
　局部発振光源３０１は、伝送後の光信号の中心波長に概略一致した中心波長を有するＣＷ光を生成し、ＣＷ光を光９０度ハイブリッド３０２に出力する。
　光９０度ハイブリッド３０２は、光伝送部２００から入力される伝送後の光信号と、局部発振光源３０１から入力されるＣＷ光とを干渉させて、Ｘ’偏波成分とＹ’偏波成分それぞれのＩ’軸成分、Ｑ’軸成分に対応する和成分、差成分で決まる８成分を生成し、それぞれの成分をバランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄへ出力する。例えば、Ｘ’偏波・Ｉ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３－Ａに出力され、Ｘ’偏波・Ｑ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３－Ｂに出力され、Ｙ’偏波・Ｉ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３－Ｃに出力され、Ｙ’偏波・Ｑ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３－Ｄに出力される。なお、本発明はこれらの対応関係によって限定されるものではない。
　なお、光伝送部２００での偏波状態変化や位相変化の影響により、Ｘ’偏波成分とＹ’偏波成分は、光送信部１００出力点でのＸ偏波成分とＹ偏波成分とは一般に一致しない。また、Ｉ’軸成分とＱ’軸成分についても、送信器出力点でのＩ軸成分とＱ軸成分とは一般に一致しない。光９０度ハイブリッド３０２は、本発明における光干渉部の一例に相当する。
　バランス型光電気変換器３０３－Ａは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｘ’偏波・Ｉ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１－Ａに出力する。バランス型光電気変換器３０３－Ｂは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｘ’偏波・Ｑ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１－Ｂに出力する。バランス型光電気変換器３０３－Ｃは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｙ’偏波・Ｉ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１－Ｃに出力する。バランス型光電気変換器３０３－Ｄは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｙ’偏波・Ｑ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１－Ｄに出力する。バランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄは、例えば、光検出器（Ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）とトランスインピーダンスアンプ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）との組み合わせにより実現することができる。これらのバランス型光電気変換器は本発明における光電気変換部の一例に相当する。
　アナログ・デジタル変換器４０１－Ａは、バランス型光電気変換器３０３－Ａから入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１－Ｂは、バランス型光電気変換器３０３－Ｂから入力されるＸ’偏波・Ｑ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１－Ｃは、バランス型光電気変換器３０３－Ｃから入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１－Ｄは、バランス型光電気変換器３０３－Ｄから入力されるＹ’偏波・Ｑ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換においては、連続時間信号の離散時間化と、振幅レベルの量子化との双方が行われる。離散時間化によるサンプリング速度のシンボルレートに対する比は、１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ以上に設定され、一般には２Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌに設定されることが多い。アナログ・デジタル変換器４０１－Ａ、４０１－Ｂ、４０１－Ｃ、４０１－Ｄは、本発明におけるアナログ・デジタル変換部の一例に相当する。
　デジタル信号処理部４０２は、アナログ・デジタル変換器４０１－Ａ、４０１－Ｂ、４０１－Ｃ、４０２－Ｄから入力される各デジタル信号に基づき、受信電気信号処理を行う。図１１は、本発明の実施の形態にかかるデジタル信号処理部の構成例を示す図である。図示するように、デジタル信号処理部４０２は、固定スキュー調整部７０１と、波長分散補償部７０２－Ａ、７０２－Ｂと、偏波復元部７０３と、搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ａ、７０４－Ｂと、搬送波位相オフセット補償部７０５－Ａ、７０５－Ｂと、識別部７０６－Ａ、７０６－Ｂとを備えている。デジタル信号処理部４０２は、例えば、デジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのデジタル信号処理装置により実現することができる。
　次に、図１１におけるデジタル信号処理部４０２の動作を説明する。固定スキュー調整部７０１は、外部から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸デジタル信号と、Ｘ’偏波・Ｑ’軸デジタル信号と、Ｙ’偏波・Ｉ’軸デジタル信号と、Ｙ’偏波・Ｑ’軸デジタル信号とに対し、光伝送システム内の光・電気回路に内在する固定遅延差調整を行い、遅延の揃ったデジタルデータを生成する。固定スキュー調整部７０１は遅延調整されたＸ’偏波成分を波長分散補償部７０２－Ａに出力し、遅延調整されたＹ’偏波成分を波長分散補償部７０２－Ｂに出力する。
　波長分散補償部７０２－Ａは、固定スキュー調整部７０１から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを偏波復元部７０３に出力する。波長分散補償部７０２－Ｂは、固定スキュー調整部７０１から入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを偏波復元部７０３に出力する。
　波長分散補償部７０２－Ａ、７０２－Ｂは、例えば、周波数領域等化や、有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタによる時間領域等化を行う。変動周期の長い波形歪みであれば、波長分散以外の波形歪みも等化可能である。
　偏波復元部７０３は、波長分散補償部７０２－Ａから入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータと、波長分散補償部７０２－Ｂから入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータとに基づき、元のＸ偏波信号およびＹ偏波信号を復元し、光送信部１００でインタリーブされた偏波成分をデインタリーブする。また、偏波復元部７０３は、波長分散補償部７０２－Ａ，７０２－Ｂで補償されず残留した波長分散、伝送過程で生じたＰＭＤ、各デバイスにおける帯域不足等に起因する劣化などを少なくとも部分的に等化する。処理後のＸ偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ａに出力され、処理後のＹ偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ｂに出力される。
　例えば、偏波復元部７０３の処理は、非特許文献１に記載のバタフライ型ＦＩＲフィルタにより一括して実現されるものであってもよい。前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ長ｎを数シンボル以上に設定することで、Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）以上のＰＭＤを補償することが可能になる。偏波インタリーブは概略Ｔｓ／２　（＝５０ｐｓ）の固定のＤＧＤ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｇｒｏｕｐ　Ｄｅｌａｙ）を発生させていることに等しいため、Ｔｓ／２　（＝５０ｐｓ）以上のＰＭＤを補償が可能であれば、問題なく復調することが可能である。偏波復元部７０３は、処理対象となるデジタルデータには予めＴｓ／２となるＰＭＤが含まれていることを認識し、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行う。
　図１２は、本実施の形態にかかる偏波復元部の構成例を示した図である。図示するように、偏波復元部７０３の例としてバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いた例を説明する。バタフライ型ＦＩＲフィルタは、複素信号生成部９０１－Ａ、９０１－Ｂと、複素加算部９０２－１、９０２－２、９０２－３、・・・、９０２－（ｎ－１）、９０３－１、９０３－２、９０３－３、・・・、９０３－（ｎ－１）、９０４－１、９０４－２、９０４－３、・・・、９０４－（ｎ－１）、９０５－１、９０５－２、９０５－３、・・・、９０５－（ｎ－１）、９０６－Ａ、９０６－Ｂと、遅延部９０７－１、９０７－２、９０７－３、・・・、９０７－（ｎ－１）、９０８－１、９０８－２、９０８－３、・・・、９０８－（ｎ－１）、９０９－１、９０９－２、９０９－３、・・・、９０９－（ｎ－１）、９１０－１、９１０－２、９１０－３、・・・、９１０－（ｎ－１）と、複素乗算部９１１－１、９１１－２、９１１－３、・・・、９１１－（ｎ－１）、９１２－１、９１２－２、９１２－３、・・・、９１２－（ｎ－１）、９１３－１、９１３－２、９１３－３、・・・、９１３－（ｎ－１）、９１４－１、９１４－２、９１４－３、・・・、９１４－（ｎ－１）と、タップ係数保持部９１５－Ａ、９１５－Ｂ、９１５－Ｃ、９１５－Ｄと、タップ係数生成部９１６と、出力データ選択部９１７－Ａ、９１７－Ｂと、を備えている。上記においてｎは自然数である。以下同じとする。
　複素信号生成部９０１－Ａは、外部から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部９１１－１および９１３－１と遅延部９０７－１および９０９－１とにそれぞれ出力する。複素信号生成部９０１－Ｂは、外部から入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部９１２－１および９１４－１と遅延部９０８－１および９１０－１とにそれぞれ出力する。
　遅延部９０７－１では複素信号生成部９０１－Ａから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１－２と遅延部９０７－２とにデジタルデータを出力する。遅延部９０８－１では複素信号生成部９０１－Ｂから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２－２と遅延部９０８－２とにデジタルデータを出力する。遅延部９０９－１では複素信号生成部９０１－Ａから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３－２と遅延部９０９－２とにデジタルデータを出力する。遅延部９１０－１では複素信号生成部９０１－Ｂから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４－２と遅延部９１０－２とにデジタルデータを出力する。
　遅延部９０７－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、遅延部９０７－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１－（ｋ＋１）と遅延部９０７－（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９０８－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、遅延部９０８－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２－（ｋ＋１）と遅延部９０８－（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９０９－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、遅延部９０９－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３－（ｋ＋１）と遅延部９０９－（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９１０－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、遅延部９１０－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４－（ｋ＋１）と遅延部９１０－（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。
　遅延部９０７－（ｎ－１）では、遅延部９０７－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１－ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９０８－（ｎ－１）では、遅延部９０８－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２－ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９０９－（ｎ－１）では、遅延部９０９－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３－ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９１０－（ｎ－１）では、遅延部９１０－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４－ｎにデジタルデータを出力する。
　複素乗算部９１１－１では、複素信号生成部９０１－Ａから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ａから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０２－１に出力する。複素乗算部９１２－１では、複素信号生成部９０１－Ｂから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｂから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０３－１に出力する。複素乗算部９１３－１では、複素信号生成部９０１－Ａから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｃから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０４－１に出力する。複素乗算部９１４－１では、複素信号生成部９０１－Ｂから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｄから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０５－１に出力する。
　複素乗算部９１１－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０７－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ａから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０２－（ｋ－１）に出力する。複素乗算部９１２－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０８－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｂから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０３－（ｋ－１）に出力する。複素乗算部９１３－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０９－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｃから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０４－（ｋ－１）に出力する。複素乗算部９１４－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９１０－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５－Ｄから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０５－（ｋ－１）に出力する。
　複素加算部９０２－１では、複素乗算部９１１－１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１－２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０２－２に出力する。複素加算部９０３－１では、複素乗算部９１２－１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２－２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０３－２に出力する。複素加算部９０４－１では、複素乗算部９１３－１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３－２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０４－２に出力する。複素加算部９０５－１では、複素乗算部９１４－１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４－２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０５－２に出力する。
　複素加算部９０２－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、複素加算部９０２－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１－（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０２－（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０３－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、複素加算部９０３－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２－（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０３－（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０４－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、複素加算部９０４－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３－（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０４－（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０５－ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ－２）では、複素加算部９０５－（ｋ－１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４－（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０５－（ｋ＋１）に出力する。
　複素加算部９０２－（ｎ－１）では、複素加算部９０２－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１－ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６－Ａに出力する。複素加算部９０３－（ｎ－１）では、複素加算部９０３－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２－ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６－Ａに出力する。複素加算部９０４－（ｎ－１）では、複素加算部９０４－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３－ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６－Ｂに出力する。複素加算部９０５－（ｎ－１）では、複素加算部９０５－（ｎ－２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４－ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６－Ｂに出力する。
　複素加算部９０６－Ａでは、複素加算部９０２－（ｎ－１）から入力されるデジタルデータと、複素加算部９０３－（ｎ－１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部９１６と出力データ選択部９１７－Ａとに出力する。複素加算部９０６－Ｂでは、複素加算部９０４－（ｎ－１）から入力されるデジタルデータと、複素加算部９０５－（ｎ－１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部９１６と出力データ選択部９１７－Ｂとに出力する。
　タップ係数生成部９１６では、複素加算部９０６－Ａから入力されるデジタルデータと、複素加算部９０６－Ｂから入力されるデジタルデータとに対して、例えば、包絡線一定化規範アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）や、判定指向型ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを適用し、タップ係数を逐次更新し、更新したタップ係数をタップ係数保持部９１５－Ａ、９１５－Ｂ、９１５－Ｃ、９１５－Ｄにそれぞれ出力する。ここで、ＣＭＡのミスキャプチャにより、複素加算部９０６－Ａ、９０６－Ｂ出力信号が、それぞれ同一偏波成分に収束してしまう可能性があるため、複素加算部９０６－Ａ、９０６－Ｂからの入力信号の相関値をモニタし、各信号が独立になるよう、タップ係数を設定する。タップ係数は一般に複素数である。Ｘ’偏波成分のうち、Ｘ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５－Ａに出力し、Ｘ’偏波成分のうち、Ｙ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５－Ｃに出力し、Ｙ’偏波成分のうち、Ｘ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５－Ｂに出力し、Ｙ’偏波成分のうち、Ｙ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５－Ｄに出力する。
　タップ係数保持部９１５－Ａでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１１－１、９１１－２、９１１－３、・・・、９１１－ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５－Ｂでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１２－１、９１２－２、９１２－３、・・・、９１２－ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５－Ｃでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１３－１、９１３－２、９１３－３、・・・、９１３－ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５－Ｄでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１４－１、９１４－２、９１４－３、・・・、９１４－ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。
　出力データ選択部９１７－Ａでは、複素加算部９０６－Ａから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をＸ偏波信号として外部に出力する。出力データ選択部９１７－Ｂでは、複素加算部９０６－Ｂから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をＹ偏波信号として図示しない外部に出力する。以下、外部に対しては１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌのサンプリング速度比のデジタルデータを出力するものと仮定する。ただし、本発明はこのサンプリング速度比に制限を加えるものではない。
　遅延部９０７－ｋ、９０８－ｋ、９０９－ｋ、９１０－ｋ（ｋ＝１，２，・・・，ｎ－１）の遅延量τがシンボル繰り返し周期Ｔｓを用いてτ＝Ｔｓ／ｐで表されるとする。ｐ＝１の場合、出力データ選択部９１７－Ａおよび９１７－Ｂは、入力データすべてを選択して出力する。ｐ＞１の場合には、サンプリング速度を１／ｐにした後に、すなわち、サンプリング速度比を１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌにレート変換した後に出力する。
　出力データ選択部９１７－Ａおよび９１７－Ｂで、１／ｐにレート変換する際に、同じ時点のデータを出力する場合と、違う時点のデータを出力する場合とが考えられる。例えば、ｐ＝２とし、出力データ選択部９１７－Ａへの入力データ列ｅ’ｘｉｎ、出力データ選択部９１７－Ｂへの入力データ列ｅ’ｙｉｎがそれぞれ
　ｅ’ｘｉｎ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ０１，ｅ’ｘ１０，ｅ’ｘ１１，・・・，ｅ’ｘｋ０，ｅ’ｘｋ１，・・・　（４）
　ｅ’ｙｉｎ＝ｅ’ｙ００，ｅ’ｙ０１，ｅ’ｙ１０，ｅ’ｙ１１，・・・，ｅ’ｙｋ０，ｅ’ｙｋ１，・・・　（５）
と表されるとすると、出力データ選択部９１７－Ａからの出力データ列ｅ’ｘｏｕｔ、出力データ選択部９１７－Ｂからの出力データ列ｅ’ｙｏｕｔは、
　ｅ’ｘｏｕｔ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ１０，・・・，ｅ’ｘｋ０，・・・　（６）
　ｅ’ｙｏｕｔ＝ｅ’ｙ００，ｅ’ｙ１０，・・・，ｅ’ｙｋ０，・・・　（７）
のように、同じ時点のデータを出力する場合と、
　ｅ’ｘｏｕｔ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ１０，・・・，ｅ’ｘｋ０，・・・　（８）
　ｅ’ｙｏｕｔ＝ｅ’ｙ０１，ｅ’ｙ１１，・・・，ｅ’ｙｋ１，・・・　（９）
のように、違う時点のデータを出力する場合とが想定される。ここで、本実施の形態のように、光送信部でＸ偏波とＹ偏波との間にＴｓ／２の遅延差を与えている場合には、式（８）よりも、むしろ式（９）に類する形で処理されることが望ましい。タップ係数生成部９１６において、Ｘ偏波とＹ偏波との間にＴｓ／２のＤＧＤが残留するようにタップ係数を生成し、残るＴｓ／２のＤＧＤを出力データ選択部９１７－Ａ、９１７－Ｂで補償すれば、既知のＤＧＤ補償のためにバタフライ型ＦＩＲの等化能力を割く必要がなくなるためである。
　ｐ＝２の場合に、Ｔｓ／２のＤＧＤが残留するようにタップ係数の生成・更新を行う方法を以下に説明する。
　通常、ＣＭＡを用いて偏波復元を行うときには、包絡線の目標値をａ（＞０）とし、Ｘ偏波の出力信号の包絡線値とＹ偏波の出力信号の包絡線値が常にａに近づくようタップ係数を更新する。
　（Ｘ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（１０）
　（Ｙ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（１１）
ここで、パルス化された信号に対して偏波復元を行う場合には、例えば、包絡線目標値を下式のように設定してもよい（一般にａ≠ｂ、ａ＞０、ｂ＞０）。
　（ｍ＝２ｎにおけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（１２）
　（ｍ＝２ｎ＋１におけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ｂ　（１３）
　（ｍ＝２ｎにおけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（ｔ＝２ｔｋ）　（１４）
　（ｍ＝２ｎ＋１におけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ｂ　（ｔ＝２ｔｋ＋１）　（１５）
ただし、ｍ、ｎは整数であり、ｍは離散時間番号を示す。ｍ＝２ｎがパルス中心のタイミングであり、ｍ＝２ｎ＋１がパルスとパルスの中間のタイミングであるとき、包絡線目標値をａ＝１かつｂ＝０となるように設定する、あるいは、ａ＝１かつｂ＝１／２となるように設定するなどの方法が考えられる。
　式（１０）～（１５）に記載の包絡線目標値設定方法は、Ｔｓ／２のＤＧＤまで含めてバタフライ型ＦＩＲで等化する場合のタップ係数生成・更新方法である。Ｔｓ／２のＤＧＤを意図的に残すためには、式（１２）～（１５）を、式（１６）～（１９）のように修正すればよい。
　（ｍ＝２ｎにおけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（ｔ＝２ｔｋ）　（１６）
　（ｍ＝２ｎ＋１におけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ｂ　（ｔ＝２ｔｋ＋１）　（１７）
　（ｍ＝２ｎにおけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ｂ　（ｔ＝２ｔｋ）　（１８）
　（ｍ＝２ｎ＋１におけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ａ　（ｔ＝２ｔｋ＋１）　（１９）
Ｔｓ／２のＤＧＤを残すとき、Ｘ偏波のパルス中心点（ｍ＝２ｎ）は、Ｙ偏波のパルスとパルスの中間点に相当し、Ｙ偏波のパルス中心点（ｍ＝２ｎ＋１）は、Ｘ偏波のパルスとパルスの中間点に相当するためである。
　搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ａは、偏波復元部７０３から入力されるＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部７０５－Ａに出力する。搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ｂは、偏波復元部７０３から入力されるＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部７０５－Ｂに出力する。
　搬送波位相オフセット補償部７０５－Ａは、搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ａから入力されるＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでＩ軸・Ｑ軸を復元し、補償後のＸ偏波・Ｉ軸およびＸ偏波・Ｑ軸デジタルデータを識別部７０６－Ａに出力する。搬送波位相オフセット補償部７０５－Ｂは、搬送波周波数オフセット補償部７０４－Ｂから入力されるＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでＩ軸・Ｑ軸を復元し、補償後のＹ偏波・Ｉ軸およびＹ偏波・Ｑ軸デジタルデータを識別部７０６－Ｂに出力する。
　識別部７０６－Ａは、搬送波位相オフセット補償部７０５－Ａから入力されるＸ偏波・Ｉ軸およびＸ偏波・Ｑ軸デジタルデータに基づき、Ｘ偏波のＩ軸信号、Ｑ軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。識別部７０６－Ｂでは、搬送波位相オフセット補償部７０５－Ａから入力されるＹ偏波・Ｉ軸およびＹ偏波・Ｑ軸のデジタルデータに基づき、Ｙ偏波のＩ軸信号、Ｑ軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。
　上記では、局部発振光源３０１からＣＷ光を出力し、ＣＷ光と伝送後の信号光との干渉をとる例を示したが、ＣＷ光ではなく、パルス化された光と伝送後の信号光との干渉をとってもよい。
　上記では、データ変調方式としてＱＰＳＫの場合を示したが、ＢＰＳＫ、１６ＱＡＭのような他の変調方式、予等化や差動符号化を行う場合にも適用可能であることは言うまでもない。
　また、伝送性能最適化のため、光送信部１００、光伝送部２００、光受信部３００、受信電気信号処理部４００の各部分において、帯域制限の最適化を行うことが重要である。図１０と図１７を比較してわかるように、偏波インタリーバ１０７から出力される光信号は、従来の１／２倍のパルス幅を有し、２倍の周波数スペクトル幅を有する。例えば、通常、バランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄに内蔵される電気回路の帯域を、データ信号のシンボル繰り返し周波数ｆｓに対して、３ｄＢ帯域幅を０．５ｆｓ～１．０ｆｓに設定する。本実施の形態において、仮にバランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄの上流で、信号の周波数スペクトルを変化させるほどには帯域制限が行われなかった場合、バランス型光電器変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄでは、通常の２倍のスペクトル幅を有する信号を受信することになる。このとき、バランス型光電気変換器３０３－Ａ、３０３－Ｂ、３０３－Ｃ、３０３－Ｄに内蔵される電気回路の３ｄＢ帯域幅が０．５ｆｓではやや過小となることが推測され、場合によってはｆｓを超える条件が最適になる可能性があるため、特に受信回路の帯域最適化が重要である。例えば、光伝送システム起動時に、受信電気信号処理後の符号誤り率が最小となるよう、バランス型光電気変換器の帯域を最適化し、運用時には伝送品質を周期監視し、帯域最適性をモニタし、常に最適となるよう設定を更新することで実現される。
　単側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＳＳＢ）変調や、残留側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ　Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＶＳＢ）変調を併用することで帯域狭窄を図ることも可能である。また、例えば、光伝送部２００に含まれる光合分波装置により帯域狭窄化を行う際に、２０Ｇｂｉｔ／ｓ、すなわち、一般的な両側波帯（Ｄｏｕｂｌｅ　Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＤＳＢ）変調では４０ＧＨｚ相当の帯域幅に対して、５０ＧＨｚ以下（シンボルレートの２．５倍以下）の通過帯域幅のような厳しい帯域狭窄化を行うことや、帯域狭窄化の中心周波数を信号光の中心周波数とずらすことで、疑似的にＶＳＢ化した後に受信することも可能である。ただし、受信器におけるデジタル信号処理を複雑とせずに性能を保つためには、最低限１０ＧＨｚ（シンボルレートの０．５倍相当）の通過帯域が必要である。これら帯域狭窄を行うことで高密度に波長多重を行い、高い周波数利用効率を実現することが可能になる。
　以上のように、本実施の形態では、光送信部１００では時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号のシンボル繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成し、光受信部３００では、局部発振光と受信光信号とを干渉させてから、干渉後の光信号を電気信号に変換し、受信電気信号処理部４００では、電気信号のアナログ・デジタル変換と、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うようにした。これにより、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉に起因する伝送品質劣化を低減し、伝送品質を向上させることができる。
実施の形態２．
　本実施の形態では、上記実施の形態１におけるパルス変調にＣＳＲＺ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ　Ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）変調を用いる構成としている。
　図１３は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。実施の形態１の図１と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。本実施の形態の光伝送システムは、光送信部（光送信装置）８００と、光伝送部２００と、光受信装置１０００と、を備える。図示するように、光送信部８００は、第１の電気信号源８０１と、第２の電気信号源８０２と、電気増幅器８０３－Ａ、８０３－Ｂ、８０３－Ｃ、８０３－Ｄと、光源８０４と、マッハツェンダ変調器８０５と、を備えている。光伝送部２００、光受信部３００、受信電気信号処理部４００の機能は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
　以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する例について説明する。なお、本実施の形態は他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。
　第１の電気信号源８０１では、外部から入力される信号に基づき、Ｘ偏波光信号Ｅｘを生成するための電気信号ｅｘと、Ｙ偏波光信号Ｅｙを生成するための電気信号ｅｙと、クロック信号とを生成し、クロック信号と、並列展開された電気信号ｅｘと電気信号ｅｙを第２の電気信号源８０２に出力する。ｅｘはＩ軸信号ｅｘＩとＱ軸信号ｅｘＱからなり、ｅｙはＩ軸信号ｅｙＩとＱ軸信号ｅｙＱからなり、
　ｅｘＩ＝ｘＩ１，ｘＩ２，・・・　　　　　　（２０）
　ｅｘＱ＝ｘＱ１，ｘＱ２，・・・　　　　　　（２１）
　ｅｙＩ＝ｙＩ１，ｙＩ２，・・・　　　　　　（２２）
　ｅｙＱ＝ｙＱ１，ｙＱ２，・・・　　　　　　（２３）
であると仮定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、電気信号ｅｘと電気信号ｅｙは本発明における第１の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第２の電気信号の一例にそれぞれ相当する。
　第２の電気信号源８０２は、第１の電気信号源８０１から入力される、並列展開された電気信号ｅｘと、電気信号ｅｙとから、２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のデータ信号２系統（Ｉ軸信号およびＱ軸信号）を生成して、Ｉ軸信号を電気増幅器８０３－Ｂに出力し、Ｑ軸信号を電気増幅器８０３－Ｃに出力する。また、第２の電気信号源８０２は、第１の電気信号源８０１から入力されるクロック信号からｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号２系統を生成して、うち１系統を電気増幅器８０３－Ａに出力し、うち１系統を電気増幅器８０３－Ｄに出力する。ここで、Ｉ軸信号ｅＩ、Ｑ軸信号ｅＱは、ともにｅｘとｅｙとが交互に時間分割多重された信号ｅｘｙを有するものとする。例えば、Ｉ軸信号ｅＩ、Ｑ軸信号ｅＱは、例えば、以下のようにして得られるものと仮定できる。すなわち、
　ｅＩ＝ｘＩ１，ｙＩ１，ｘＩ２，ｙＩ２，・・・　　（２４）
　ｅＱ＝ｘＱ１，ｙＱ１，ｘＱ２，ｙＱ２，・・・　　（２５）
となるようビットオーダリングを設定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、２系統のデータ信号は本発明における第３の電気信号の一例、２系統のクロック信号は本発明における第４の電気信号の一例にそれぞれ相当する。
　電気増幅器８０３－Ａは、第２の電気信号源８０２から入力されるｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号をマッハツェンダ変調器８０５の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、マッハツェンダ変調器８０５に出力する。電気増幅器８０３－Ｂは、第２の電気信号源８０２から入力される２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂoｌ／ｓ）のＩ軸信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。電気増幅器８０３－Ｃは、第２の電気信号源８０２から入力される２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＱ軸信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。電気増幅器８０３－Ｄは、第２の電気信号源８０２から入力されるｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号を偏波変調器８０７の半波長電圧に概略同等となるまで増幅し、偏波変調器８０７に出力する。
　光源８０４では、ＣＷ光を生成し、マッハツェンダ変調器８０５に出力する。
　マッハツェンダ変調器８０５では、光源８０４から入力されるＣＷ光を、電気増幅器８０３－Ａから入力される、増幅されたｆｓ（＝１０ＧＨｚ）クロック信号でＣＳＲＺ変調してＣＳＲＺ光信号を生成し、ＣＳＲＺ光信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。マッハツェンダ変調器８０５は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。
　２並列マッハツェンダ変調器８０６は、マッハツェンダ変調器８０５から入力されるＣＳＲＺ光信号を、電気増幅器８０３－Ｂから入力される、増幅された２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＩ軸信号と、電気増幅器８０３－Ｃから入力される、増幅された２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＱ軸信号とでＱＰＳＫ変調してＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号を生成し、ＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ信号を偏波変調器８０７に出力する。２並列マッハツェンダ変調器８０６は、本発明におけるデータ変調部の一例に相当する。
　偏波変調器８０７は、２並列マッハツェンダ変調器８０６から入力されるＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号を、電気増幅器８０３－Ｄから入力される、増幅されたｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号で偏波変調して偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成し、偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を光伝送部２００へ出力する。したがって、２並列マッハツェンダ変調器８０６と、偏波変調器８０７により、Ｘ偏波光信号とＹ偏波光信号との間にＴｓ／２（５０ｐｓ）の遅延差を有する偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号が生成される。偏波変調器８０７は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。ここで、偏波変調器８０７を駆動する電気信号波形は、ピーク振幅が偏波変調器の半波長電圧に等しい正弦波であるが、これを同じ振幅の矩形波とすることで偏波の切り替え時間を短縮することが可能になり、受信側での偏波分離や伝送時の波形歪み抑圧に寄与する。矩形波とするためには、例えば電気増幅器８０３－Ｄとしてリミット型のドライバを用いる、電気増幅器８０３－Ｄにおいて電気増幅器を多段構成とする、電気増幅器８０３－Ｄ前段において図示しないフリップフロップにより電気波形を矩形化するなどの方法をとりうる。
　図１４～図１７は、本実施の形態にかかる光送信部８００により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図１４は、光源８０４から出力されるＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、マッハツェンダ変調器８０５によりＣＳＲＺ変調されて図１５に示すＣＳＲＺ光信号に変化する。ＣＳＲＺ光信号波形の光位相はパルスごとに交互に反転するが、光パワーの観点では、ＣＷ光は繰り返し周波数２ｆｓ（＝２０ＧＨｚ）でパルス化される。ＣＳＲＺ光信号は、２並列マッハツェンダ変調器８０６によりＱＰＳＫ変調されて、図１６に示すＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号に変化する。ＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号は、偏波変調器８０７により偏波変調されて、図１７に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。図１７に示すように、偏波変調器８０７は、単一偏波信号成分（図１６）を２つの偏波成分に１シンボル毎に交互に分配することにより、偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する。
　第２の電気信号源８０２はＣＳＲＺ変調、ＱＰＳＫ変調、偏波変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、実施の形態１と同様である。また、上記のタイミングはマッハツェンダ変調器８０５、偏波変調器８０７に入力されるクロック信号に基づいて決定される。実施の形態１と同様に、タイミングはクロック信号の非遷移領域から決定される。非遷移領域を同期のタイミングとした場合、偏波変調器に入力されるクロック信号の非遷移領域と、２並列マッハツェンダ変調器８０６から出力されるＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号の中央部分が略一致する。
　上記の例では、パルス化変調としてＣＳＲＺ変調を用いる例を示したが、５０％ＲＺ変調や３３％ＲＺ変調など、その他のＲＺ化変調を用いても同等の効果を有することは言うまでもない。
　以上のように、本実施の形態では、マッハツェンダ変調器８０５でＣＳＲＺ変調し、２並列マッハツェンダ変調器８０６でデータ変調し、偏波変調器８０７で偏波多重変調をするようにした。これにより、実施の形態１と同様の偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を得ることができる。
　また、図１と図１３の対比から明らかなように、データ変調のために入力される電気信号は４系統から２系統となる。このため、４系統の電気データ信号を生成する場合に比べて、第１の電気信号源と第２の電気信号源の回路の簡素化や低価格化を実現できる。
　また、単一偏波信号生成と、偏波の交互振り分けを組み合わせることにより、データ変調のために２ｍ系統（ｍ≧３）の光信号を生成する場合であっても、ｍ系統の第１の電気信号源と第２の電気信号源で対応することができ、将来、系統が増えた場合でも電気信号源の回路の簡素化および低価格化を実現できる。
　なお、実施の形態１、２において、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部との位置関係を、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部の順に配置したが、前記の順番に制限を加えるものではなく、前記の順番以外の配置でも同様の機能が果たされる。
　図１８は実施の形態２の光送信部の配置を変更した光伝送システムを示す構成例である。この例では、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置している。この配置は、ＤＣバイアス制御の感度を向上させ、伝送品質を良好な状態にすることができる。さらに、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。
　良好な伝送品質を確保するためには、データ変調用光変調器のＤＣバイアス制御が必須である。ＤＣバイアス制御の感度は光変調器に入力する平均光パワーに依存する。データ変調のＤＣバイアス制御はパルス化変調に比べて１０倍から１００倍高い制御利得を必要とするため、上記の平均光パワーが大きいほど制御感度の点で有利である。パルス化変調の前段でデータ変調を行えば、パルス化変調用光変調器の挿入損失及び変調損失を回避できる。これにより、データ変調用光変調器に入力する平均光パワーを大きくすることができ、データ変調のＤＣバイアス制御の感度が向上する。その結果、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。
　図１９～図２２は、図１８の配置における光送信部から出力される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図１９は、光源８０４から出力されるＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、２並列マッハツェンダ変調器８０６により、ＱＰＳＫ変調され、図２０に示すＱＰＳＫ光信号に変化する。ＱＰＳＫ光信号は、マッハツェンダ変調器８０５により、ＣＳＲＺ変調され、図２１に示すＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ光信号に変化する。ＣＳＲＺ－ＱＰＳＫ信号は、偏波変調器８０７により偏波変調されて、図２２に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。
　実施の形態１においても、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置することができる。しかしながら、パルス信号生成部に広く普及しているニオブ酸リチウム変調器を用いた場合、変調器の偏波依存性によって、偏波多重信号の一方の偏波成分のみがパルス化変調されることがある。これを避けるためには、パルス信号生成部に偏波無依存の光変調器を用いればよい。
　実施の形態２においては、非特許文献１、２に記載の従来技術と比較してシンボルレートが２倍になるため、受信器に求められる電気帯域は略２倍相当になる。デジタルコヒーレント方式では受信電気帯域はシンボルレートの４０～７０％程度，その中でも特に５０～６０％の範囲内が望ましいため、伝送レートが４０Ｇｂ／ｓの場合、非特許文献１、２に記載の従来技術では５～６ＧＨｚ、実施の形態２においては１０～１２ＧＨｚ程度の帯域が最適となる。電気帯域が過剰に広い場合、波形歪みはほとんど変わらず混入雑音の増加のみが生じるため、性能が劣化する。電気帯域が過剰に狭い場合、混入する雑音は小さくなるが、波形歪みが非常に大きくなるため、やはり性能が劣化する。
　誤り訂正符号による冗長ビットを付加した場合、ペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓであっても、ラインレートは５０Ｇｂ／ｓ程度まで上昇する場合がある。この場合には、非特許文献１、２に記載の従来技術では６．２５～７．５ＧＨｚ、実施の形態１においては１２．５～１５ＧＨｚ程度の帯域が最適となる。
　実施の形態２において、特にペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓ相当である場合、第２の電気信号源８０２に対する入力信号は一般に１６並列化されたＳＦＩ－５（Ｓｅｒｄｅｓ　Ｆｒａｍｅ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ　Ｌｅｖｅｌ５）信号であり、電気信号源２として１６：２多重化器を用いる。４０Ｇｂ／ｓ級の１６：２多重化器は光通信において一般的に入手可能な部品である。
　以上のように、本発明にかかる光伝送システムは、デジタルコヒーレント方式を用いた光伝送システムに有用であり、特に、長距離通信をする光伝送システムに適している。
　１００，８００　光送信部
　１０１，８０１　第１の電気信号源
　１０２，８０２　第２の電気信号源
　１０３－Ａ，１０３－Ｂ，１０３－Ｃ，１０３－Ｄ，１０３－Ｅ，８０３－Ａ，８０３－Ｂ，８０３－Ｃ，８０３－Ｄ　電気増幅器
　１０４，８０４　光源
　１０５，８０５　マッハツェンダ変調器
　１０６　偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器
　１０７　偏波インタリーバ
　１０８　偏波多重インタリーブ型変調器
　２００　光伝送部
　３００　光受信部
　３０１　局部発振光源
　３０２　光９０度ハイブリッド
　３０３－Ａ，３０３－Ｂ，３０３－Ｃ，３０３－Ｄ　バランス型光電気変換器
　４００　受信電気信号処理部
　４０１－Ａ，４０１－Ｂ，４０１－Ｃ，４０１－Ｄ　アナログ・デジタル変換器
　４０２　デジタル信号処理部
　５１１　光分岐部
　５１２　偏波変換部
　５１３　光結合部
　５１４－Ａ，５１４－Ｂ　データ変調部
　５１５　遅延部
　６１１　偏波分岐部
　６１２　非遅延部
　６１３　遅延部
　６１４　偏波結合部
　７０１　固定スキュー調整部
　７０２－Ａ，７０２－Ｂ　波長分散補償部
　７０３　偏波復元部
　７０４－Ａ，７０４－Ｂ　搬送波周波数オフセット補償部
　７０５－Ａ，７０５－Ｂ　搬送波位相オフセット補償部
　７０６－Ａ，７０６－Ｂ　識別部
　８０６　２並列マッハツェンダ変調器
　８０７　偏波変調器
　１０００　光受信装置

Claims (16)

  1. 　シンボル繰り返し周期Ｔｓに対し、Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
    　送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、
    　略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、
    　前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、
    　前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、
    　前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、
    　前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
    　前記デジタル信号に対し、偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、
    　を備え、
    　前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする光伝送システム。
  2. 　前記光送信部と前記光受信部を接続する光伝送部、を備え、
    　前記光伝送部はシンボルレートの略０．５～２．５倍の通過帯域により帯域狭窄化をすることを特徴とする請求項１に記載の光伝送システム。
  3. 　略直交する２つの偏波成分に対応する第１の電気信号と第２の電気信号を生成する第１の電気信号源と、
    　前記第１の電気信号と前記第２の電気信号に基づき、第３の電気信号と該第３の電気信号に同期した１系統もしくは複数系統の第４の電気信号とを生成する第２の電気信号源と、
    　送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、
    　略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、
    　を備え、
    　時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする光送信装置。
  4. 　前記第２の電気信号源は、Ｉ軸成分とＱ軸成分に対応する少なくとも２系統の前記第３の電気信号を出力することを特徴とする請求項３に記載の光送信装置。
  5. 　前記データ変調部は、単一偏波の光信号をデータ変調し、
    　前記偏波インタリーブ部は、データ変調された単一偏波の光信号を２つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項４に記載の光送信装置。
  6. 　前記偏波インタリーブ部は、前記第２の電気信号源から入力される前記第４の電気信号により、前記単一偏波の光信号を２つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項５に記載の光送信装置。
  7. 　前記第２の電気信号源は、ペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓであるときに、１６：２の多重化を行うことを特徴とする請求項５または６に記載の光送信装置。
  8. 　前記偏波インタリーブ部は、偏波変調器により構成され、
    　前記偏波変調器は前記第４の電気信号により駆動され、前記第４の電気信号の速度がビットレートの略１／４であり、前記偏波変調器を駆動する前記第４の電気信号の振幅が偏波変調器の半波長電圧に略等しいことを特徴とする請求項６に記載の光送信装置。
  9. 　前記第４の電気信号の非遷移領域は、前記データ変調信号のデータ中央と略一致することを特徴とする請求項３乃至８のいずれか１つに記載の光送信装置。
  10. 　前記第４の電気信号は、矩形波であることを特徴とする請求項３乃至９のいずれか１つに記載の光送信装置。
  11. 　さらに、
    　Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部を有することを特徴とする請求項３乃至１０のいずれか１つに記載の光送信装置。
  12. 　前記パルス信号生成部は、前記第４の電気信号により駆動することを特徴とする請求項１１に記載の光送信装置。
  13. 　前記パルス信号生成部は、ＣＳＲＺ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ　Ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）変調を行うことを特徴とする請求項１１または１２に記載の光送信装置。
  14. 　前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部は、前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部の順で配置されることを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれか１つに記載の光送信装置。
  15. 　略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となり、時間軸上において各偏波成分の同時に存在する時間が概略ゼロとなる偏波多重信号を受信する光受信装置であって、
    　受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、
    　前記局部発振光源によって生成された光と、前記受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、
    　前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、　前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
    　前記デジタル信号に対し、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、
    　を備えることを特徴とする光受信装置。
  16. 　電気帯域がシンボルレートの略４０～７０％であることを特徴とする請求項１５に記載の光受信装置。
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