CN101247177A - 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置 - Google Patents

模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置 Download PDF

Info

Publication number
CN101247177A
CN101247177A CN200810008287.7A CN200810008287A CN101247177A CN 101247177 A CN101247177 A CN 101247177A CN 200810008287 A CN200810008287 A CN 200810008287A CN 101247177 A CN101247177 A CN 101247177A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
digital
analog
sampling timing
controlling value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN200810008287.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101247177B (zh
Inventor
谷村崇仁
中岛久雄
星田刚司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN101247177A publication Critical patent/CN101247177A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101247177B publication Critical patent/CN101247177B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
    • H04L7/007—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on maximum signal power, e.g. peak value, maximizing autocorrelation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
    • H03M1/1245—Details of sampling arrangements or methods
    • H03M1/1255—Synchronisation of the sampling frequency or phase to the input frequency or phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

本发明的光接收装置从采用其中每个符号的光强度波形是归零(RZ)脉冲的调制格式的光发送装置接收光信号，并且通过模数(AD)转换器的转换处理将接收到的光信号转换成数字信号。AD转换器之后的控制值计算单元对数字信号进行数字处理，取得数字信号的绝对值或者与数字信号的绝对值一一对应的值，基于数字信号的绝对值或者与数字信号的绝对值一一对应的值，估计AD转换器中的采样定时相对于适当的定时的误差，并且基于所估计的误差来计算用于控制采样定时的控制值。基于该控制值，可以补偿规定AD转换的采样定时的脉冲的相位。

Description

模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置
技术领域
本发明涉及一种模数(AD)转换控制器，其在接收光信号的光接收装置中控制通过以预定采样定时执行AD转换来将接收信号转换成数字信号的AD转换器，并且本发明还涉及一种包括该AD转换控制器的光接收装置，光接收方法，以及对在AD转换器中经过AD转换的接收信号的波形进行均衡的波形失真补偿装置。
背景技术
近年来，作为用于满足对具有大容量的高速网络的需求的手段，相干光通信已经受到关注。这是因为相干光通信具有优良的抗光噪声特性，并且受放大中继的影响更小，因此对传输距离的限制更少。
光通信的传输距离由于噪声和波形失真而受到限制。噪声可以通过相干光通信的优良的抗光噪声特性而得以降低。另一方面，波形失真是一个问题，例如，传输通道的色散特性，尤其是波长色散，会引起问题。波长色散是光信号的群延迟随着频率而变化的现象。
在相干光通信中，光信号的相位数据以及强度在检测和转换成电信号的过程中不损失。因此，波长色散对光域信号的影响可以容易地由线性电路在通过检测和转换而获得的电信号级进行补偿。换句话说，与通过采用平方律检测来仅仅提取光强度而直接检测波的常用系统相比，相干光通信具有高的在电信号级补偿波形失真的电波形失真补偿能力。
因此，可以在相干光通信中获得高的电波形失真补偿能力。为了实现电波形失真补偿，检测和补偿本地光和光信号之间的相对光相位差是必要的。一种实现方法在Kazuhiro Katoh和Kazuro Kikuchi的“Unrepeated 210-kmTransmission with Coherent Detection and Digital Signal Processing of20-Gb/s QPSK Signal(利用20Gb/s的QPSK信号的相干检测和数字信号处理进行的非中继的210km传输)”(Optical Fiber Communication Conference&Exposition 2005，2005年)中公开了。根据该方法，相干地接收光信号并且执行AD转换。转换后的数字信号被进一步累积在存储单元中，并且通过数字信号处理，基于所累积的数字信号来计算光信号与本地光之间的光相位差，并且对该光相位差进行补偿以检测光信号。
在Timo Pfau等人的“1.6Gbit/s Real-Time Synchronous QPSKTransmission with Standard DFB Lasers(利用标准DFB激光器进行的1.6Gbit/s的实时同步QPSK传输)”(European Conference On OpticalCommunication 2006，2006年)中公开了一种方法，其中相干地接收1.6吉比特/秒(Gbit/s)的光信号并且执行AD转换。基于由处理器根据AD转换之后的数字信号而算出的光信号与本地光之间的光相位差，消除该光相位差并且进行实时传输。
因此，相干光通信具有高的电波形失真补偿能力，并且作为用于补偿电波形失真的方法，公开了各种技术。例如，日本专利申请公开H8-163027(第[0005]段，图1)公开了一种光信号接收处理电路，其包括：延迟单元，用于使接收到的光信号或者通过由光电转换器对接收到的光信号进行转换所获得的电信号延迟；系数乘法器，用于将每个经延迟的输出信号乘以系数；加法器，用于将每个系数乘法器的输出信号相加；以及系数运算器，用于计算前述系数。
此外，日本专利申请公开2003-258606(第[0020]到[0031]段，图1)公开了一种光信号接收处理电路，其中延迟时间在电平移动电路中设置，并且放大器由异或门形成。输出节点由多个放大器共享，并且在公共节点处布置了公共负载电阻ZL。在公共负载电阻ZL处相加所有输出电流，并且将相加后的电流转换成电压。通过使用该光信号接收处理电路，可以同时进行补偿而不用区分波长色散和偏振波色散。
此外，日本专利申请公开2000-292263(第[0007]和[0008]段，图1)公开了一种光接收器，其包括光电转换器、均衡器以及微处理器。均衡器连接到至少一个失真检测器，并且失真检测器和均衡器都经由微处理器连接到公共控制单元。在该光接收器中，直接测量偏振模式色散的参数。测量结果可以用于均衡器的分析。此外，可以与调制无关地相对于输入信号来测量偏振模式色散的参数。
此外，日本专利申请公开2002-171203(第[0012]段，图1)公开了一种回波消除器，其包括：初始值数据存储单元，在其中存储多个用作回波消除处理中的初始值的候选初始值；初始值确定单元，用于通过获得应用各个候选初始值时的残差信号来从存储在初始值数据存储单元中的候选初始值中指定最优初始值；内部状态更新单元，用于通过使用在初始值确定单元中被指定为初始值的初始值来更新内部状态量；以及自适应滤波器，用于基于由内部状态更新单元更新的内部状态量，更新滤波系数，并且创建回波副本。
一般而言，为了避免AD转换中光信号的强度和相位数据的损失，AD转换的采样速率必须充分高于光信号的符号速率。此外，执行适当的运算处理是必要的。对于在Kazuhiro Katoh和Kazuro Kikuchi的“Unrepeated210-km Transmission with Coherent Detection and Digital Signal Processingof 20-Gb/s QPSK Signal(利用20Gb/s的QPSK信号的相干检测和数字信号处理进行的非中继的210km传输)”(Optical Fiber CommunicationConference&Exposition 2005，2005年)中公开的上述技术，因为AD转换的采样速率不充分高于光信号的符号速率，并且必须执行异常复杂的运算来获得光信号的数据，所以不能实现实时传输。另一方面，对于在Timo Pfau等人的“1.6Gbit/s Real-Time Synchronous QPSK Transmission withStandard DFB Lasers(利用标准DFB激光器进行的1.6Gbit/s的实时同步QPSK传输)”(European Conference On Optical Communication 2006，2006年)中公开的技术，虽然实现了实时传输，但是仅仅达到1.6Gbit/s的比特速率。
例如，为了用超过20吉符号/秒(Gsymbol/s)的高速光信号实现实时传输，极高速的采样速率或复杂的计算或者这两者是必要的。由于技术限制、成本和空间，实现实时传输是非常困难的。
即使实现高速采样速率的AD转换器可以被实施，在后续步骤中处理数字信号的处理器上的处理负荷也增大了。因而，处理器的电路规模或者驱动频率必须增大。这样，由于技术限制、成本和空间，该技术几乎是无用的。
换句话说，由于各种限制，AD转换器的采样速率需要尽可能地低。因此，AD转换的采样速率必须设置成接近于光信号的符号速率的值。换句话说，AD转换的采样速率必须设置成等于光信号的符号速率或者最多是光信号的符号速率的几倍。
然而，当AD转换的采样速率被尽可能地降低并且变得低于光信号的符号速率的几倍时，AD转换的采样定时必须基本上与接收到的光信号的符号同步。如果AD转换的采样频率偏离了符号的定时，则不能以高的信噪比取出包括在接收到的光信号中的数据，并且错误率增大了。
在如日本专利申请公开H8-163027(第[0005]段，图1)所代表的传统技术中，根据光信号接收处理电路的输出信号的电平来计算要与输入信号相乘以便补偿波形失真的系数。因此，该技术允许自动控制，以便针对随着时间的流逝而引起的传输通道的改变或者因温度变化而引起的改变进行调整。然而，不能在光信号接收过程的早期阶段快速地进行波形失真的补偿。
在如日本专利申请公开2003-258606(第[0020]到[0031]段，图1)所代表的传统技术中，即使可以容易地随意设置延迟时间的分辨能力并且可以容易地确保输出信号的输出放大率大，但是需要在连接电路中实施复杂的电路。然而，实施复杂的电路是不容易的。
在如日本专利申请公开2000-292263(第[0007]和[0008]段，图1)所代表的传统技术中，即使可以通过高速检测波形失真并由均衡器分析检测结果来补偿波形失真，但是与如日本专利申请公开2003-258606(第[0020]到[0031]段，图1)所代表的传统技术相类似地，需要在连接电路中实施复杂的电路，并且实施复杂的电路是不容易的。
如日本专利申请公开2002-171203(第[0012]段，图1)所代表的传统技术涉及回波消除器。即使该技术被应用来补偿波形失真，也需要执行用于补偿波形失真的复杂算法，因此，难以执行快速的波形失真补偿。
此外，即使将上述传统技术组合起来，对于AD转换之后的数字信号，也不能在简单的结构中高速补偿波形失真。例如，当具有冗余结构的传输通道从工作系统切换到备用系统时，补偿新传输通道的波形失真是费时的。因此，不能快速切换传输通道，并且通信在预定时间段内保持被切断。
发明内容
本发明的一个目的是至少部分地解决传统技术中的问题。
根据本发明的一个方面，提供了一种模数(AD)转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制AD转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是归零(RZ)脉冲，并且所述AD转换器通过以预定采样定时进行AD转换来将所接收到的信号转换成数字信号，所述AD转换控制器包括：采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；误差估计器，其基于所述AD转换器的AD转换结果来估计所述数字信号的所述AD转换的采样定时误差；控制值计算单元，其基于由所述误差估计器估计的所述采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
根据本发明的另一方面，提供了一种AD转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制AD转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是RZ脉冲，并且所述AD转换器通过以预定采样定时进行AD转换来将所接收到的信号转换成数字信号，所述AD转换控制器包括：采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；控制值计算单元，其基于所述AD转换器的AD转换结果来估计所述数字信号的所述AD转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
根据本发明还有的另一方面，提供了一种AD转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制AD转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是RZ脉冲，并且所述AD转换器通过以预定采样定时进行AD转换来将所接收到的光信号转换成复数字信号，所述AD转换控制器包括：采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；强度计算单元，其计算通过所述AD转换器的所述AD转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值；控制值计算单元，其基于由所述强度计算单元算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值，估计所述复数字信号的AD转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
根据本发明还有的另一方面，提供了一种光接收装置，用于基于通过以预定采样定时对接收到的信号进行AD转换而获得的复数字信号来输出接收数据，其中所接收到的信号基于其每个符号的光强度波形是RZ脉冲的光信号而生成，所述光接收装置包括：采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；AD转换器，其以所述预定采样定时对所接收到的信号执行AD转换；控制值计算单元，其计算通过所述AD转换器的所述AD转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值，基于算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值，估计所述复数字信号的所述AD转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
根据本发明还有的另一方面，提供了一种光接收方法，用于基于通过以预定采样定时对接收到的信号进行AD转换而获得的复数字信号来输出接收数据，其中所接收到的信号基于其每个符号的光强度波形是RZ脉冲的光信号而生成，所述光接收方法包括：采样定时脉冲生成步骤，用于生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；AD转换步骤，用于以所述预定采样定时对所接收到的信号执行AD转换；强度计算步骤，用于计算通过所述AD转换步骤中的所述AD转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值；误差估计步骤，用于基于在所述强度计算步骤中算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值，估计所述复数字信号的所述AD转换的采样定时误差；控制值计算步骤，用于基于所估计的采样定时误差，计算用于控制在所述采样定时脉冲生成步骤中生成的所述脉冲的所述相位的控制值；以及补偿步骤，用于基于在所述控制值计算步骤中算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
根据本发明还有的另一方面，提供了一种波形失真补偿装置，用于在光接收装置中执行AD转换以便将以光学方式接收到的信号转换成数字信号，补偿所述数字信号的波形失真，并且输出所得到的信号，所述波形失真补偿装置包括：存储单元，其中针对从1到m(m是大于1的正整数)排序的m个波形失真状态中的每个状态di(i是满足1≤i≤m的正整数)，存储用于每个波形失真状态di的n个(n是大于1的正整数)系数Cdi_1、Cdi_2等直至Cdi_n的组合；选择单元，其从存储单元按照顺序选择一个系数组合；波形失真补偿单元，其基于由所述选择单元选择的所述一个系数组合，补偿所述数字信号的所述波形失真；以及检查单元，其基于所述波形失真补偿单元的补偿结果，检查是否可以再生时钟，其中当基于按照顺序在先选择的系数Cdi_(k+1)(j是满足1≤j≤i-1的正整数，k是满足0≤k≤n-1的正整数)的组合而由所述检查单元进行检查的结果表示不能再生所述时钟时，所述选择单元按照顺序重新选择后继系数Cd(j+1)_(k+1)的组合，并且所述波形失真补偿单元基于由所述选择单元重新选择的所述系数Cd(i+1)_(k+1)的组合，补偿所述数字信号的所述波形失真。
通过阅读下面结合附图对本发明的当前优选实施例的详细描述，将会更好地理解本发明的上述和其它目的、特征、优点以及技术和工业重要性。
附图说明
图1是用于说明本发明的总体特征的图；
图2是根据第一实施例的光接收装置的功能框图；
图3是根据第一实施例的AD转换控制过程的流程图；
图4是用于说明根据第一实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步的概况的示意图；
图5A是用于说明根据第一实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在产生反馈以使相位延迟时)的概况的示意图；
图5B是用于说明根据第一实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在相位保持在当前状态下时)的概况的示意图；
图5C是用于说明根据第一实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在产生反馈以使相位超前时)的概况的示意图；
图6是根据第一实施例的数字滤波单元的功能框图；
图7是系数存储表的示例；
图8是用于说明数字滤波单元的系数和脉冲响应之间的关系的示意图；
图9是由数字滤波单元执行的数字滤波初始过程的流程图；
图10是根据第二实施例的光接收装置的功能框图；
图11是根据第二实施例的AD转换控制过程的流程图；
图12A是用于说明根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在相位保持在当前状态下时)的概况的示意图；
图12B是用于说明根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在产生反馈以使相位超前时)的概况的示意图；
图12C是用于说明根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步(在产生反馈以使相位延迟时)的概况的示意图；
图13A是基于波形失真补偿单元的第一位置变化的光接收装置的框图；
图13B是基于波形失真补偿单元的第二位置变化的光接收装置的框图；
图13C是基于波形失真补偿单元的第三位置变化的光接收装置的框图；以及
图13D是基于波形失真补偿单元的第四位置变化的光接收装置的框图。
具体实施方式
下面参照附图详细说明根据本发明的AD转换控制器、光接收装置、光接收方法以及波形失真补偿装置的示例性实施例。在第一和第二实施例中，光通信被认为是相干光通信，并且光通信中的光信号被认为是采用归零多元相移键控(RZ-mPSK)调制格式调制的信号。本发明还可适用于作为RZ-mPSK调制格式的子集的归零正交相移键控(RZ-QPSK)调制格式。不局限于相干光通信，总体来说本发明可适用于光通信。
不局限于RZ-mPSK调制格式，本发明也可适用于当光符号的强度波形是归零(RZ)脉冲时的其它调制格式，例如归零多元正交幅度调制(RZ-mQAM)、归零m元幅度和相移键控(RZ-mAPSK)、微分多元相移键控(RZ-DmPSK)以及归零开关键控(RZ-OOK)。换句话说，本发明可适用于与调制格式RZ相结合的其它调制格式。由根据本发明的光接收装置接收的接收信号被称作输入信号。
在说明第一和第二实施例之前，先说明本发明的突出特征和概况。图1是用于说明本发明的总体特征的图。如图1所示，光发送装置经由光通信的传输通道面向光接收装置。采用调制格式RZ-mPSK调制的光信号从光发送装置经由传输通道发送到光接收装置。光发送装置可以采用不同于调制格式RZ-mPSK的调制格式，例如RZ-mQAM、RZ-mAPSK、RZ-DmPSK和RZ-OOK。此外，光接收装置被认为是数字相干光接收装置。
首先，光接收装置中的光接收单元相干地接收从光发送装置经由传输通道发送的光信号。通过相干地接收光信号，可以获得包括接收到的光信号的幅度和相位数据的复电场数据。模数(AD)转换器通过转换处理将作为相干接收到的模拟信号的光信号转换成复数字信号。复数字信号的细节在后面予以说明。转换后的复数字信号还继承复电场数据。
AD转换器之后的采样定时误差提取单元对复数字信号执行数字处理，从而获得采样定时误差。采样定时误差提取单元将所获得的采样定时误差反馈给AD转换器。这样，可以控制AD转换器的采样定时，使得采样定时为最优定时。
在本发明中，假设在接收来自光发送装置的光信号时使用的本地光的频率与光信号的频率基本上相匹配。具体地说，假定本地光与光信号之间的频率差等于或小于AD转换器的采样频率的大约0.1倍。
下面参照图2到9说明本发明的第一实施例。在第一实施例中，执行操作使得针对来自RZ-mPSK光发送装置的光信号的一个符号基本上执行一次AD转换器的AD转换采样。换句话说，AD转换的采样速率与光信号的符号速率相匹配。
即使执行操作使得AD转换的采样速率是以光学方式相干接收到的接收信号的符号速率的n倍(n是大于或等于2的正整数)，也可以在控制值计算单元107中提供未在图中示出的数字信号稀疏化单元。通过在时间上稀疏化数字信号，可以与针对以光学方式相干接收到的接收信号的一个符号执行一次AD转换采样时相类似地执行操作。
首先说明根据第一实施例的光接收装置的结构。图2是根据本发明第一实施例的光接收装置的功能框图。如图2所示，光接收装置100a通过传输通道N从RZ-mPSK光发送装置200接收例如大约20吉符号/秒(Gsymbol/s)的经过RZ-mPSK调制的光信号。除了传输介质如光纤之外，传输通道N还可以包括波长复用器、波长分离器、光放大器、光分插(add-drop)装置以及波长色散补偿器。
根据第一实施例的光接收装置100a包括本地光源101、光混合器102、光接收单元103、高速AD转换器104a和压控振荡器104b、数字滤波单元105、数据再生器106以及控制值计算单元107。
本地光源101是本地振荡器，其发射用作参考的光信号(以下称作“参考光信号”)，并且向光混合器102提供参考光信号，以便与从RZ-mPSK光发送装置200接收的光信号相混合。
光混合器102将来自本地光源101的参考光信号与从RZ-mPSK光发送装置200接收的光信号相混合，并且输出包括了接收到的光信号中所包括的幅度数据和相位数据的多个光信号。存在各种类型的光混合器。例如，通常的90度光混合器输出同相位分量(I分量)和正交相位分量(Q分量)，其中I分量通过在不使参考光信号的相位延迟的情况下将接收到的光信号与参考光信号相混合而获得，而Q分量通过在使参考光信号的相位延迟90度的情况下将光信号与参考光信号相混合而获得。
除了90度光混合器之外，还可以使用120度光混合器作为光混合器。例如，在K.Emura等人的“5Gbit/s Optical Phase Diversity HomodyneDetection Experiment(5Gbit/s的光相位分集零差检测实验)”(ElectronicsLetters，第25卷，1989年)中描述了120度光混合器。
光接收单元103接收从光混合器102输出的多个光信号，将接收到的光信号转换成模拟电信号，并且分发到高速AD转换器104a。例如，当使用90度光混合器时，获得对应于I分量和Q分量的复模拟电信号。以基于从压控振荡器104b提供的高速时钟而规定的采样定时，高速AD转换器104a将从光接收单元103分发的、包括光信号的幅度和相位数据的复模拟电信号转换成复数字电信号。包括光信号的幅度和相位数据的复模拟电信号被转换成复数字信号。包括光信号的幅度和相位数据的复数字信号被分发到数字滤波单元105。
AD转换器由高速AD转换器104a和压控振荡器104b的组合形成。
数字滤波单元105补偿由高速AD转换器104a转换后的复数字信号的波形失真，并且对在传输通道N中传播期间发生的信号波形的失真进行均衡。波形失真可以被分类成由于波长色散、一阶偏振模式色散等而发生的线性波形失真和由于自相位调制(SPM)、高阶偏振模式色散等而发生的非线性波形失真。
数字滤波单元105可以是线性滤波器或非线性滤波器，或者可以是线性和非线性滤波器的组合。甚至最简单的线性滤波器也可以不仅补偿由于波长色散或一阶偏振模式色散而发生的线性波形失真，而且在一定程度上补偿由于SPM和高阶偏振模式色散而发生的非线性波形失真。例如，在J.H.Winters等人的“Electrical Signal Processing Techniques in Long-HaulFiber-Optics Systems(长距离光纤光系统中的电信号处理技术)”(IEEETransactions on communications，第38卷第9期，1990年)中描述了线性滤波器对非线性波形失真具有失真补偿效果。
在第一实施例中，数字滤波单元105可以包括有限脉冲响应(FIR)型、无限脉冲响应(IIR)型以及最大似然序列估计(MLSE)型。波形失真由数字滤波单元105补偿后的复数字信号分别被分发到数据再生器106和控制值计算单元107。
数字滤波单元105通过由数字处理器执行的数字处理来补偿由高速AD转换器104a转换后的复数字信号的波形失真。波形失真可以被灵活地补偿而无需附加的复杂电路结构。
当接收到波形失真经过补偿的复数字信号时，数据再生器106基于复数字信号的相位而再生数据。在Satoshi Tsukamoto、Yuta Ishikawa和KazuroKikuchi的“Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and PolarizationDiversities with Digital Signal Processing(利用数字信号处理的包括相位和偏振分集的光零差接收器)”(European Conference On Optical Communication2006，2006年)中公开的方法可以用作数据再生方法。
数据再生器106还包括相位估计器106a、相位检测器106b以及识别器106c。通过在Satoshi Tsukamoto、Yuta Ishikawa和Kazuro Kikuchi的“Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and PolarizationDiversities with Digital Signal Processing(利用数字信号处理的包括相位和偏振分集的光零差接收器)”(European Conference On Optical Communication2006，2006年)中公开的数据再生方法，相位估计器106a计算从数字滤波单元105传送的、包括1分量和Q分量的复数字信号的相位误差。具体地说，通过对复数字信号进行m次幂运算，消除采用RZ-mPSK调制的相位调制部分，并且仅仅保留相位误差。这里，“m次幂”中的“m”是RZ-mPSK中的“m”，并且“RZ-mPSK”是m相PSK。相位误差被传送到相位检测器106b。
相位检测器106b接收来自数字滤波单元105的复数字信号和来自相位估计器106a的相位误差。相位检测器106b在从数字滤波单元105分发的复数字信号中减去从相位估计器106a传送的相位误差，以从复数字信号中消除可归因于接收到的光信号与本地光源101之间的相位差的相位误差分量。相位差被消除后的复数字信号的相位被传送到识别器106c。MLSE可以布置在相位检测器106b和识别器106c之间。
当接收到相位误差被消除后的复数字信号时，识别器106c基于相位误差被消除后的复数字信号，识别由光信号传达的数据。
在数据再生器106中，如果每个符号的光强度波形是归零(RZ)脉冲，则即使调制格式不同于RZ-mPSK，通过根据调制格式适当地改变设计，也可以以类似的方式执行操作，例如，如在M.Nakazawa等人的“20Msymbol/s，128QAM Coherent Optical Transmission over 500km Using HeterodyneDetection with Frequency-stabilized Laser(利用频率稳定的激光器使用零差检测在500km上进行20M符号/秒的128QAM相干光传输)”(Mo.4.2.2.ECOC2006，2006年)中关于RZ-mQAM调制格式所述的那样。此外，可以采用使用紧邻的前面符号的相位差并进行编码的RZ-DmPSK调制格式执行操作。可以在识别器106c中提供用于检测符号之间的差的解码器。除数据再生器106之外的其它单元，特别是控制值计算单元107，当然可以以不同于RZ-mPSK的调制格式工作，只要每个符号的光强度波形是RZ脉冲即可。
当接收到波形失真被补偿后的复数字信号时，控制值计算单元107基于复数字信号的绝对值或者与复数字信号的绝对值一一对应的值，计算控制值，并且基于算出的控制值，提供用于控制由压控振荡器104b提供给高速AD转换器104a的时钟的控制信号。
控制值计算单元107进一步包括强度计算单元107a、乘法器107b、环路滤波器107c、低频振荡器107d、微分器107e、加法器107f以及低速数模(DA)转换器107g。
强度计算单元107a计算波形失真由数字滤波单元105补偿后的复数字信号的绝对值或者与复数字信号的绝对值一一对应的值(以下称作“强度”)，并且将算出的值传送到乘法器107b。例如，在90度光混合器中，强度可以是I分量和Q分量的平方和或者正平方根。
低频振荡器107d生成几兆赫兹(MHz)的抖动信号。抖动信号可以采取矩形波形、正弦波形、三角波形或锯齿波形。抖动信号被分发到乘法器107b，并且与从强度计算单元107a传送的强度相混合。在将强度与抖动信号相混合并且在适当的时间段上平均之后所获得的结果是与AD转换的采样定时有关的带符号的误差所对应的值。例如，正的结果表示AD转换的采样定时的相位处于相对于最优点滞后的位置。负的结果表示AD转换的采样定时的相位处于相对于最优点超前的位置。零结果表示AD转换的采样定时的相位处于最优点的位置。
通过将强度与抖动信号相混合而获得的结果经过环路滤波器107c并被传送到加法器107f。环路滤波器107c的处理示例在下面示出的表达式中表示。
采样定时的误差信号＝
∫(抖动信号)×AC(响应信号)dt    (1)
在上面的表达式(1)中，积分表示在预定时间段上的平均。“抖动信号”表示抖动信号，并且“AC(响应信号)”表示相对于抖动信号的响应信号的交流分量。环路滤波器107c是确定从高速AD转换器104a经过控制值计算单元107和压控振荡器104b并返回到高速AD转换器104a的反馈环路的响应的设计因素。不同于在表达式(1)中表示的平均处理，环路滤波器107c可以包括比例-积分-微分(PID)算法等。
由低频振荡器107d振荡的抖动信号还被分发到微分器107e。微分器107e是微分装置。加法器107f将由微分器107e微分后的抖动信号与从环路滤波器107c输出的信号相加。加法器107f是加法装置。换句话说，通过将抖动信号加到由环路滤波器107c处理后的结果上，计算要提供给压控振荡器104b的控制信号。
通过使用前述乘法器107b和环路滤波器107c来计算采样定时的误差信号的方法，基于被称作零差检测的常用技术。
低速DA转换器107g以例如每秒数百万样本的速度对从加法器107f输出并要提供给压控振荡器104b的控制信号进行DA转换。通过DA转换而获得的控制电压被提供给压控振荡器104b。压控振荡器104b是振荡频率基于所提供的控制电压而改变的时钟产生源。压控振荡器104b产生规定高速AD转换器104a的采样定时的时钟。如果适当地控制提供给压控振荡器104b的控制电压，也可以对所产生的时钟的相位进行控制，这对于本领域的技术人员来说是不言而喻的。由压控振荡器104b产生的规定采样定时的时钟为大约20MHz，其近似等于接收信号的符号速率。
控制值计算单元107通过由数字处理器执行的数字处理来计算要提供给高速AD转换器104a的规定采样定时的时钟的控制电压。控制值计算单元107的全部或主要部分可以与数字滤波单元105和数据再生器106一起集成并实施在同一数字集成电路中。这样，无需附加的复杂模拟电路元件，并且可以减小尺寸和降低功耗。
在第一实施例中，假设采取在光混合器102和高速AD转换器104a之间提供执行光电转换的光接收单元103的结构。然而，作为可替换结构，可以在实现了高速AD转换器104a的采样功能的光域之后提供光接收单元103。作为用于在光域中实施采样功能的元件，可以使用采用半导体的电吸收(EA)调制器和采用非线性光学元件的全光学开关。当使用全光学开关时，压控振荡器104b需要使用光脉冲序列源，例如模式锁定半导体激光器。在这样的配置中，即使处理速度不允许在电路中进行采样，也可以在光域中进行采样。
接下来说明由图2所示的、根据第一实施例的光接收装置100a执行的AD转换控制处理。图3是根据第一实施例的AD转换控制过程的一个示例的流程图。在AD转换控制中，控制从压控振荡器104b提供给高速AD转换器104a的产生采样定时的时钟。
首先，光接收装置100a的光接收单元103相干地接收来自RZ-mPSK光发送装置200的输入信号(步骤S101)。高速AD转换器104a将在步骤S101相干接收输入信号时的模拟信号转换成复数字信号(步骤S102)。数字滤波单元105以电的方式补偿转换后的复数字信号的波形失真(步骤S103)。
强度计算单元107a计算波形失真由数字滤波单元105以电的方式补偿后的复数字信号的强度(步骤S104)。基于通过将抖动信号与输入信号相乘而获得的值，乘法器107b、环路滤波器107c和加法器107f获得采样定时的误差信号，并且基于所获得的误差信号，生成要提供给压控振荡器104b的控制信号(步骤S105)。
低速DA转换器107g对控制信号执行DA转换(步骤S106)，并且将控制电压提供给压控振荡器104b(步骤S107)。光接收装置100a的控制器确定光输入信号的接收的停止是否意味着输入信号的接收完成(步骤S108)。如果输入信号的接收完成了(步骤S108中为“是”)，则AD转换控制处理结束，而如果输入信号的接收未完成(步骤S108中为“否”)，则控制器进入步骤S101。
接下来说明由高速AD转换器104a执行的AD转换的采样定时与输入信号之间的相位同步。图4是用于说明根据第一实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步的概况的示意图。如图4所示，纵轴表示强度，而横轴表示时间。在输入信号的强度随着时间的流逝而改变时，以预定定时对输入信号进行采样。
强度具有反映接收到的光信号的光强度波形的波形，例如升余弦(raised-cosine)波形。在对信号进行采样以便再生包括在输入信号中的数据时，在强度的峰值附近对信号进行采样是理想的。当调制格式是RZ-mPSK时，输入的RZ脉冲的强度峰值基本上恒定，如图4所示。当调制格式是RZ-mQAM或RZ-mAPSK时，RZ脉冲的强度峰值基于包括在每个符号中的数据而改变。采用任何调制格式，都可以根据下面的说明执行类似的操作。
这样，优选地，采样定时的位置尽可能地接近于强度的最大点。当采样定时处于强度的最大点的左侧(在时间上提前)时，执行反馈控制，以使采样定时延迟，而当采样定时处于强度的最大点的右侧(在时间上滞后)时，使采样定时的时钟相位提前。这样，执行反馈控制，以使采样定时接近于强度的最大点。
参照图5A、5B和5C详细说明采样定时的反馈控制。图5A是示出根据第一实施例通过时钟规定的AD转换的采样定时超前于输入信号符号的强度最大时的定时(相位超前)的情况的示意图。如图5A所示，当采样定时处于强度的最大点的左侧时，执行反馈控制，以使采样定时的时钟相位延迟。在表达式(1)中计算的采样定时的误差信号的值为负。
图5B是示出根据第一实施例通过时钟规定的AD转换的采样定时与输入信号符号的强度最大时的采样定时相匹配的情况的示意图。如图5B所示，当采样定时处于强度的最大点时，保持采样定时的时钟相位。这里，在表达式(1)中计算的采样定时的误差信号为零。
图5C是示出根据第一实施例通过时钟规定的AD转换的采样定时滞后于输入信号符号的强度最大时的采样定时(相位滞后)的情况的示意图。如图5C所示，当采样定时处于强度的最大点的右侧时，执行反馈控制，以使采样定时的时钟相位提前。在表达式(1)中计算的采样定时的误差信号的值为正。
当采样定时处于强度的最小点时，在表达式(1)中计算的采样定时的误差信号为零。因此，保持采样定时的时钟相位。然而，即使当采样点由于电路噪声等而轻微偏移时，也控制反馈以使采样定时离开该点。因此，不会长期地在强度的最小点上执行采样。
接下来说明图2所示的数字滤波单元105的结构。图6是图2所示的数字滤波单元105的示例的功能框图。如图6所示，数字滤波单元105包括n个延迟单元105a1、105a2等直至105an(n是正整数)、n+1个乘法器105b0、105b1、105b2等直至105bn(n是正整数)、加法器105c、锁定状态检查单元105d以及系数管理器105e。
延迟单元105a1、105a2等直至105an使输入信号延迟一时间段τ。延迟单元105a1将延迟了时间段τ的输入信号分发到延迟单元105a2和乘法器105b1。类似地，延迟单元105a2将进一步延迟了时间段τ的输入信号分发到延迟单元105a3和乘法器105b2。类似地，延迟单元105an-1将延迟了时间段(n-1)×τ的输入信号分发到延迟单元105an和乘法器105bn-1。简而言之，延迟单元105ai(i是满足1≤i≤n-1的正整数)将提供给数字滤波单元105且延迟了时间段i×τ的输入信号分发到延迟单元105ai+1和乘法器105bi。此外，延迟单元105an(n是正整数)将提供给数字滤波单元105且延迟了时间段n×τ的输入信号分发到乘法器105bn。
乘法器105b0将未经延迟处理的输入信号乘以系数C0，并且将结果传送到加法器105c。乘法器105b1将延迟了时间段τ的输入信号乘以系数C1，并且将结果传送到加法器105c。乘法器105b2将延迟了时间段2τ的输入信号乘以系数C2，并且将结果传送到加法器105c。类似地，乘法器105bn将延迟了时间段n×τ的输入信号乘以系数Cn，并且将结果传送到加法器105c。
系数C0到Cn是一组与输入信号的波形失真状态(例如，关于传输通道N的信号的累计波长色散量)相关联的加权系数。与每个波形失真状态相关联的系数C0到Cn根据设计者确定的特定次序而排序，并且在系数管理器105e中进行管理。系数管理器105e在表中存储与每个波形失真状态相关联的系数并对其进行管理。存储这些系数的表在图7中示出。
在图7所示的系数存储表的示例中，C0＝C0_m10、C1＝C1_m10等直至Cn＝Cn_m10与对应于累计波长色散-1000皮秒/纳米(ps/nm)的波形失真状态相关联并且被存储。此外，C0＝C0_m09、C1＝C1_m09等直至Cn＝Cn_m09与累计波长色散-900ps/nm相关联并且被存储。此外，C0＝C0_000、C1＝C1_000等直至Cn＝Cn_000与累计波长色散0ps/nm相关联并且被存储。此外，C0＝C0_p09、C1＝C1_p09等直至Cn＝Cn_p09与累计波长色散900ps/nm相关联并且被存储。此外，C0＝C0_p10、C1＝C1_p10等直至Cn＝Cn_p10与累计波长色散1000ps/nm相关联并且被存储。
在图7所示的系数存储表的示例中，与某个波形失真状态相关联的系数组合包括n+1个元素C0到Cn。当数字滤波单元105包括n个延迟单元105a1等直至105an以及(n+1)个乘法器105b0等直至105bn时，使用n+1个元素C0到Cn作为系数集。例如，当数字滤波单元105包括四个延迟单元105a1等直至105a4以及五个乘法器105b0等直至105b4时，n＝4。系数存储表中存储了关于累计波长色散-1000ps/nm的C0＝C0_m10、C1＝C1_m10等直至C4＝C4_m10，关于累计波长色散-900ps/nm的C0＝C0_m09、C1＝C1_m09等直至C4＝C4_m09，关于累计波长色散0ps/nm的C0＝C0_000、C1＝C1_000等直至C4＝C4_000，关于累计波长色散900ps/nm的C0＝C0_p09、C1＝C1_p09等直至C4＝C4_p09，以及关于累计波长色散1000ps/nm的C0＝C0_p10、C1＝C1_p10等直至C4＝C4_p10。
系数存储表中存储了预先通过实验得到或逻辑推导得到的、使得在每个波形失真状态中呈现的波形失真被粗略地补偿的系数。
回到图6，系数管理器105e将与在设计时预先确定的初始状态相对应的波形失真状态所对应的系数集输出到乘法器105b0等直至105bn。加法器105c将乘法器105b0等直至105bn的所有输出相加。当锁定状态检查单元105d中的时钟再生锁定状态检查结果是“不允许锁定”时，换句话说，当确定再生的时钟的状态在预定时间段内不处于预定范围之内时，系数管理器105e输出与排在波形失真状态的初始状态之后的那个波形失真状态相关联的系数。系数管理器105e按照波形失真状态的次序顺序地输出对应系数集，直至锁定状态检查单元105d中的检查结果变为“锁定”。锁定状态不仅可以通过前述方法来检查，而且可以通过各种方法来检查。
对从图6所示的数字滤波单元105输出的输出信号与系数之间的关系进行说明。图8是用于说明数字滤波单元105的系数和脉冲响应之间的关系的示例的示意图。在图8中，假定n＝4。脉冲响应是当输入脉冲时从数字滤波单元105输出的响应信号。
如图8所示，首先，未经延迟的脉冲乘以系数C0，延迟了时间段τ的脉冲乘以系数C1，进一步延迟了时间段τ的脉冲乘以系数C2，进一步延迟了时间段τ的脉冲乘以系数C3，并且进一步延迟了时间段τ的脉冲乘以系数C4。此外，将所有乘法结果相加。如图8所示，所得到的脉冲响应以每个时间间隔τ设置采样定时。
这样，数字滤波单元105可以通过由数字处理器执行的处理来补偿输入信号的波形失真，从而使得能够在简单的结构中补偿波形失真。通过利用与可预测的波形失真状态相对应的系数存储表，即使首次接收到来自尚未过渡到通过系数的自适应控制的传输通道N的光信号，也可以快速地补偿波形失真，并且可以显著缩短通信被切断的时间。
接下来说明由图6所示的数字滤波单元105执行的初始数字滤波处理。图9是由数字滤波单元105执行的初始数字滤波过程的示例的流程图。初始数字滤波处理是当首次接收到输入信号时确定用于补偿输入信号的波形失真的系数的处理。
首先，数字滤波单元105的系数管理器105e将波形失真状态设置为指定的初始状态(步骤S201)。系数管理器105e从系数存储表加载与设定的波形失真状态相对应的系数，并且将其设置在乘法器105b0等直至105bn中(步骤S202)。
锁定状态检查单元105d确定时钟再生锁定状态是否为“锁定”(步骤S203)。如果时钟再生锁定状态为“锁定”(步骤S203中为“是”)，则系数管理器105e和锁定状态检查单元105d进入系数的自适应控制(步骤S204)。
根据该过程，在建立了粗略的波形失真补偿之后，可以通过利用特定算法计算适合于实际接收信号的实际波形失真状态的系数来执行更精确的波形补偿。此外，即使波形失真状态基于传输通道N的状态变化而改变，波形失真补偿也可以通过波形失真补偿的自适应控制而继续。
当时钟再生锁定状态不是“锁定”(步骤S203中为“否”)时，系数管理器105e设置系数存储表中的下一波形失真状态(步骤S205)，并且进入步骤S202。
在上面的示例中，说明了采用作为一种FIR型滤波器的前馈均衡器(FFE)型作为数字滤波器的结构时的情形。然而，也可以采用不同类型的滤波器，只要其特性可以通过系数组合来调整即可。
参照图10到13D说明本发明的第二实施例。在第二实施例中，执行操作使得对于来自RZ-mPSK光发送装置的光信号的一个符号基本上执行两次AD转换器的AD转换的采样。不局限于RZ-mPSK，光发送装置的调制格式可以为RZ-mQAM、RZ-mAPSK或RZ-DmPSK。这里，AD转换的采样速率是光信号的符号速率的两倍。除此之外，第二实施例类似于第一实施例。假设根据第二实施例的光接收装置为数字相干光接收装置。
即使AD转换的采样速率与以光学方式相干接收到的光信号的符号速率之比为n(n是大于或等于2的正整数)，通过在后面说明的分解器(demux)108b中用适当的方法在时间上稀疏化数字信号，与对于以光学方式相干接收到的接收信号的一个符号执行两次AD转换的采样时所执行的操作几乎相类似地执行操作。
首先说明根据第二实施例的光接收装置的结构。图10是根据本发明第二实施例的光接收装置的功能框图。根据第二实施例的光接收装置100b与根据第一实施例的光接收装置100a几乎相同。因此，参照图10，仅仅说明与根据第一实施例的光接收装置100a的不同之处。
根据第二实施例的光接收装置100b包括本地光源101、光混合器102、光接收单元103、高速AD转换器104a和压控振荡器104b、数字滤波单元105、数据再生器106以及控制值计算单元108。本地光源101、光混合器102、光接收单元103、高速AD转换器104a和压控振荡器104b、数字滤波单元105以及数据再生器106与根据第一实施例的光接收装置100a中的类似，因此将不再赘述。
控制值计算单元108进一步包括强度计算单元108a、分解器108b、减法器108c、环路滤波器108d以及低速DA转换器108e。
由于强度计算单元108a类似于根据第一实施例的强度计算单元107a，因此将不再赘述。分解器108b将由强度计算单元108a算出的强度分离成通过在输入信号的一个符号中执行初始采样而获得的强度(以下称作“第一强度”)以及通过后继采样而获得的强度(以下称作“第二强度”)。减法器108c从第一强度中减去第二强度。环路滤波器108d对输入信号执行预定计算，例如平均处理。环路滤波器108d的输出信号的频带小于或等于几兆赫兹。由环路滤波器108d执行的平均处理的示例用表达式(2)表示。
Figure S2008100082877D00191
1 N Σ n = 1 N { ( I 2 n - 1 2 + Q 2 n - 1 2 ) - ( I 2 n 2 + Q 2 n 2 ) } - - - ( 2 )
在表达式(2)中，如果“fvco”是压控振荡器104b的频率，则N/fvco对应于其中环路滤波器108d执行平均处理的前述预定时间段。在环路滤波器108d中通过预定时间段上的平均处理来获得采样定时的误差信号。环路滤波器108d是决定从高速AD转换器104a经过控制值计算单元108和压控振荡器104b并返回到高速AD转换器104a的反馈环路的响应的设计要素。除了在表达式(2)中表示的平均处理之外，环路滤波器108d可以包括比例-积分-微分(PID)算法。
低速DA转换器108e以例如几兆样本/秒的速度对从环路滤波器108d输出并要被提供给压控振荡器104b的控制信号执行DA转换，并且将通过DA转换而获得的控制电压提供给压控振荡器104b，其中所述控制信号基于采样定时的误差信号而生成。压控振荡器104b作为振荡频率基于所提供的控制电压而改变的时钟产生源，产生规定采样定时的时钟以便提供给高速AD转换器104a。如果适当地控制提供给压控振荡器104b的控制电压，也可以对所产生的时钟的相位进行控制，这对于本领域的技术人员来说是不言而喻的。由压控振荡器104b产生的时钟例如为大约40吉赫兹(GHz)。
接下来说明由图10所示的、根据第二实施例的光接收装置100b执行的AD转换控制处理。图11是根据第二实施例的AD转换控制过程的流程图。在AD转换控制中，对用于产生采样定时并且从压控振荡器104b提供给高速AD转换器104a的时钟进行控制。
首先，光接收装置100b的光接收单元103相干地接收来自RZ-mPSK光发送装置200的输入信号(步骤S301)。高速AD转换器104a将在步骤S301相干接收输入信号时的模拟信号转换成复数字信号(步骤S302)。数字滤波单元105以电的方式补偿转换后的复数字信号的波形失真(步骤S303)。
强度计算单元108a计算波形失真由数字滤波单元105以电的方式补偿后的复数字信号的强度(步骤S304)。分解器108b、减法器108c和环路滤波器108d基于在表达式(2)中表示的计算而取得采样定时的误差信号。基于所取得的误差信号，分解器108b、减法器108c和环路滤波器108d生成用于提供给压控振荡器104b的控制信号(步骤S305)。
低速DA转换器108e对控制信号执行DA转换(步骤S306)，并且将控制电压提供给压控振荡器104b(步骤S307)。光接收装置100b的控制器确定光输入信号的接收的停止是否意味着输入信号的接收完成(步骤S308)。如果输入信号的接收完成了(步骤S308中为“是”)，则AD转换控制处理结束，而如果输入信号的接收未完成(步骤S308中为“否”)，则光接收装置100b的控制器进入步骤S301。
接下来说明由图10所示的高速AD转换器104a执行的AD转换的采样定时与输入信号之间的相位同步。图12A、12B和12C是用于说明根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步的概况的示意图。如图12A、12B和12C所示，纵轴表示强度，而横轴表示时间。在输入信号的强度随着时间而改变时，以预定定时每个符号两次地对输入信号进行采样。一个符号对应于强度波形的一个山。
接下来详细说明采样定时的反馈控制。图12A是用于说明根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位同步状态的示意图。如图12A所示，当在一个符号中两个采样定时上的强度相同时，不对采样定时的相位执行反馈控制，并且在表达式(2)中计算的采样定时的误差信号为零。
图12B是说明作为根据第二实施例的AD转换定时与输入信号之间的相位关系的示例执行反馈使相位提前的情况的概况的示意图。如图12B所示，当在一个符号中两个采样定时上的强度不同，并且从第一强度中减去第二强度所得的减法结果为正时，执行反馈控制以使采样定时的时钟相位提前。在表达式(2)中计算的采样定时的误差信号的值为正。因此，施加到压控振荡器104b的电压增大，并且由压控振荡器104b产生的时钟频率增大。
图12C是说明作为根据第二实施例的AD转换定时的时钟与输入信号之间的相位关系的示例执行反馈使相位延迟的情况的概况的示意图。如图12C所示，当在一个符号中两个采样定时上的强度不同，并且从第一强度中减去第二强度所得的减法结果为负时，执行反馈控制以使采样定时的时钟相位延迟。并且在表达式(2)中计算的采样定时的误差信号的值为负。例如，通过减小施加到压控振荡器104b的电压，由压控振荡器104b产生的时钟频率减小了。
已经说明了本发明的实施例。然而，本发明在其更宽方面不局限于这里所示和所描述的具体细节和代表性实施例。因此，可以在不背离由所附权利要求及其等效内容限定的总体发明概念的精神或范围的情况下进行各种修改。此外，这些实施例可以具有与上述效果不同的附加效果。
根据第一和第二实施例的光接收装置通过在以光学方式接收到的信号经过高速AD转换之后执行电波形失真补偿，来补偿所接收波的波形失真。然而，如图13A所示，光接收装置可以在以光学方式接收信号波之前执行光波形失真补偿，从而在光信号级补偿波形失真。这样，由于在光信号级执行波形失真补偿，因此可以减小后继的数字处理单元上的处理负荷。
此外，如图13B所示，光接收装置可以通过在接收到的光信号经过高速AD转换之后补偿电波形失真，来执行所接收波的波形失真补偿。对复数字信号执行波形失真补偿。当对复数字信号执行波形失真补偿时，可以由数字处理器执行该处理。由于以电的方式执行波形失真补偿，因此无需增加特定的硬件结构，并且可以通过数字处理来补偿波形失真。
如图13C所示，光接收装置可以通过在接收到的光信号经过高速AD转换之前执行电波形失真补偿，来补偿所接收波的波形失真。在这种情况下，对模拟信号执行波形失真补偿。
如图13D所示，光接收装置可以在以光学方式相干接收信号波之前执行光波形失真补偿，从而在光信号级补偿波形失真。此外，光接收装置可以在以光学方式相干接收经过了光波形失真补偿的信号并对其进行高速AD转换之后执行电波形失真补偿。在这种情况下，可以更可靠地补偿波形失真。由于在光信号级的波形失真补偿之后有电波形失真补偿，因此可以实现更准确的波形失真补偿。
在第一实施例的图6中，数字滤波单元105包括锁定状态检查单元105d。一般而言，为了检查时钟再生锁定状态，需要将在数字滤波单元105中经过波形失真补偿的信号输出到数字滤波单元105的外部，并且执行特定信号处理，例如采样定时误差提取。换句话说，在数字滤波单元105之外检查时钟再生锁定状态。例如，在某个结构中，检查从低速DA转换器107g提供给压控振荡器104b的控制电压是否处于在设计时指定的预定范围之内。为了与这种结构相适应，数字滤波单元105可以不包括锁定状态检查单元105d，并且基于在外部执行的锁定状态检查的结果而改变与波形失真状态相关联的系数。
这里，数字滤波单元105是波形失真补偿装置，其在光接收装置内通过AD转换将以光学方式接收的信号转换成数字信号，基于数字信号的时钟再生状态而补偿数字信号的波形失真，并且输出结果。该波形失真补偿装置包括：存储单元，其中针对从1到m(m是大于1的正整数)排序的m个波形失真状态中的每个状态di(1≤i≤m)，存储n个系数Cdi_1、Cdi_2等直至Cdi_n的组合；选择单元，其从存储单元按照顺序选择一个系数组合；以及波形失真补偿单元，其基于由选择单元选择的所述一个系数组合，补偿数字信号的波形失真。当基于按照前述顺序首先选择的系数Cdj_(k+1)(1≤j≤i-1)的组合而确定了不能再生时钟时，选择单元重新选择所排序的系数中的后继系数Cd(j+1)_(k+1)的组合。波形失真补偿单元基于由选择单元重新选择的系数Cd(j+1)_(k+1)的组合，补偿数字信号的波形失真。
在当前实施例中说明的所有自动化处理可以全部或部分地以人工方式执行。类似地，在当前实施例中说明的所有人工处理可以全部或部分地通过已知方法以自动方式执行。除非另外指明，否则在这些实施例中提及的处理过程、控制过程、具体名称和包括各种参数在内的数据可以根据需要而改变。
所示装置的组成要素仅仅是概念性的，并且不一定在物理上与附图中所示的结构相似。例如，装置无需一定具有所示的结构。根据负荷或者将要使用装置的方式，作为整体或部分的装置可以在功能或物理上加以分解或集成。
由装置执行的处理功能全部或部分地由控制装置例如中央处理单元(CPU)、微计算机单元(MCU)、微处理单元(MPU)、场可编程门阵列(FPGA)或数字信号处理器(DSP)实现，或者通过由CPU、MCU、MPU、FPGA或DSP执行的程序实现，或者由高级硬件例如利用布线逻辑的专用集成电路(ASIC)实现。
根据本发明的实施例，即使AD转换的采样速率等于或高于高速光信号的符号速率且不大于高速光信号的符号速率的数倍，也可以以适当的定时执行AD转换。
根据本发明的实施例，由于在通过对以光学方式接收到的信号进行转换而获得的数字信号域中补偿波形失真，因此可以通过数字处理器的处理来实现快速的波形失真补偿。
尽管为了公开的完整性和清楚起见针对具体实施例描述了本发明，但是所附权利要求不局限于此，而是应被解释为涵盖了合理地落在这里所阐述的基本教导内的、本领域技术人员可以想到的所有变型和可替换构造。

Claims (33)

1.一种模数转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制模数转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是归零脉冲，并且所述模数转换器通过以预定采样定时进行模数转换来将所接收到的信号转换成数字信号，所述模数转换控制器包括：
采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；
误差估计器，其基于所述模数转换器的模数转换结果来估计所述数字信号的所述模数转换的采样定时误差；
控制值计算单元，其基于由所述误差估计器估计的所述采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及
补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
2.根据权利要求1所述的模数转换控制器，还包括：
数模转换器，其布置在所述控制值计算单元和所述采样定时脉冲源之间，其中，
所述补偿器基于通过所述数模转换器对所述控制值进行转换而获得的模拟值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行所述反馈补偿，其中所述控制值由所述控制值计算单元通过数字运算处理算出。
3.一种模数转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制模数转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是归零脉冲，并且所述模数转换器通过以预定采样定时进行模数转换来将所接收到的信号转换成数字信号，所述模数转换控制器包括：
采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；
控制值计算单元，其基于所述模数转换器的模数转换结果来估计所述数字信号的所述模数转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及
补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
4.根据权利要求3所述的模数转换控制器，还包括：
数模转换器，其布置在所述控制值计算单元和所述采样定时脉冲源之间，其中，
所述补偿器基于通过所述数模转换器对所述控制值进行转换而获得的模拟值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行所述反馈补偿，其中所述控制值由所述控制值计算单元通过数字运算处理算出。
5.根据权利要求3所述的模数转换控制器，其中，
所述控制值计算单元通过将所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值乘以第一抖动信号，来估计所述复数字信号的所述模数转换的所述采样定时误差，并且将与所述第一抖动信号同步的第二抖动信号加到基于所估计的采样定时误差而算出的值上，以计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值。
6.根据权利要求3所述的模数转换控制器，其中，
当所述模数转换的平均采样频率是所接收到的光信号的符号速率的n倍时，所述控制值计算单元基于两个复数字信号的绝对值之间的差或者与所述两个复数字信号的绝对值一一对应的值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中n是等于或大于2的正整数，并且其中所述两个复数字信号是根据预定选择方式从与所接收到的信号的一个符号对应的n个复数字信号中选择的。
7.根据权利要求3所述的模数转换控制器，其中，
所述模数转换器对通过在光信号级对所接收到的光信号进行波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
8.根据权利要求3所述的模数转换控制器，其中，
所述控制值计算单元基于所述复数字信号的绝对值之间的差或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中所述复数字信号基于通过对所述复数字信号进行电波形失真补偿而获得的信号。
9.根据权利要求3所述的模数转换控制器，其中，
所述模数转换器对通过在电信号级对所接收到的光信号进行波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
10.一种模数转换控制器，用于在接收光信号的光接收装置中控制模数转换器，其中，所述光信号中的每个符号的光强度波形是归零脉冲，并且所述模数转换器通过以预定采样定时进行模数转换来将所接收到的光信号转换成复数字信号，所述模数转换控制器包括：
采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；
强度计算单元，其计算通过所述模数转换器的所述模数转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值；
控制值计算单元，其基于由所述强度计算单元算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值，估计所述复数字信号的模数转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及
补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
11.根据权利要求10所述的模数转换控制器，还包括：
数模转换器，其布置在所述控制值计算单元和所述采样定时脉冲源之间，其中，
所述补偿器基于通过所述数模转换器对所述控制值进行转换而获得的模拟值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行所述反馈补偿，其中所述控制值由所述控制值计算单元通过数字运算处理算出。
12.根据权利要求10所述的模数转换控制器，其中，
所述控制值计算单元通过将所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值乘以第一抖动信号，来估计所述复数字信号的所述模数转换的所述采样定时误差，并且将与所述第一抖动信号同步的第二抖动信号加到基于所估计的采样定时误差而算出的值上，以计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值。
13.根据权利要求10所述的模数转换控制器，其中，
当所述模数转换的平均采样频率是所接收到的光信号的符号速率的n倍时，所述控制值计算单元基于两个复数字信号的绝对值之间的差或者与所述两个复数字信号的绝对值一一对应的值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中n是等于或大于2的正整数，并且其中所述两个复数字信号是根据预定选择方式从与所接收到的信号的一个符号对应的n个复数字信号中选择的。
14.根据权利要求10所述的模数转换控制器，其中，
所述模数转换器对通过在光信号级对所接收到的光信号进行波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
15.根据权利要求10所述的模数转换控制器，其中，
所述控制值计算单元基于所述复数字信号的绝对值之间的差或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中所述复数字信号基于通过对所述复数字信号进行电波形失真补偿而获得的信号。
16.根据权利要求10所述的模数转换控制器，其中，
所述模数转换器对通过在电信号级对所接收到的光信号进行波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
17.一种光接收装置，用于基于通过以预定采样定时对接收到的信号进行模数转换而获得的复数字信号来输出接收数据，其中所接收到的信号基于其每个符号的光强度波形是归零脉冲的光信号而生成，所述光接收装置包括：
采样定时脉冲源，其生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；
模数转换器，其以所述预定采样定时对所接收到的信号执行模数转换；
控制值计算单元，其计算通过所述模数转换器的所述模数转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值，基于算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值，估计所述复数字信号的所述模数转换的采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的控制值；以及
补偿器，其基于由所述控制值计算单元算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
18.根据权利要求17所述的光接收装置，还包括：
数模转换器，其布置在所述控制值计算单元和所述采样定时脉冲源之间，其中，
所述补偿器基于通过所述数模转换器对所述控制值进行转换而获得的模拟值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行所述反馈补偿，其中所述控制值由所述控制值计算单元通过数字运算处理算出。
19.根据权利要求17所述的光接收装置，其中，
所述控制值计算单元基于通过将所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值乘以第一抖动信号而获得的值，来估计所述采样定时误差，并且将与所述第一抖动信号同步的第二抖动信号加到基于所估计的采样定时误差而算出的值上，以计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值。
20.根据权利要求17所述的光接收装置，其中，
当所述预定采样定时是所接收到的光信号的符号速率的n倍时，所述控制值计算单元基于两个复数字信号的绝对值之间的差或者与所述两个复数字信号的绝对值一一对应的值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中n是等于或大于2的正整数，并且其中所述两个复数字信号是根据预定选择方式从与所接收到的光信号的一个符号对应的n个复数字信号中选择的。
21.根据权利要求17所述的光接收装置，还包括：
光信号波形失真补偿单元，其在光信号级补偿所接收到的光信号的波形失真，其中，
所述模数转换器对通过所述光信号波形失真补偿单元的所述波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
22.根据权利要求17所述的光接收装置，还包括：
电信号波形失真补偿单元，其在电信号级补偿所接收到的光信号的波形失真，其中，
所述控制值计算单元基于所述复数字信号的绝对值之间的差或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值之间的差，估计所述采样定时误差，并且基于所估计的采样定时误差，计算用于控制所述采样定时脉冲源的所述相位的所述控制值，其中所述复数字信号基于通过所述电信号波形失真补偿单元对所述复数字信号进行波形失真补偿而获得的信号。
23.根据权利要求17所述的光接收装置，还包括：
电信号波形失真补偿单元，其在电信号级补偿所接收到的光信号的波形失真，其中，
所述模数转换器对通过所述电信号波形失真补偿单元的所述波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
24.一种光接收方法，用于基于通过以预定采样定时对接收到的信号进行模数转换而获得的复数字信号来输出接收数据，其中所接收到的信号基于其每个符号的光强度波形是归零脉冲的光信号而生成，所述光接收方法包括：
采样定时脉冲生成步骤，用于生成规定所述预定采样定时的脉冲，并且以电的方式控制所述脉冲的相位；
模数转换步骤，用于以所述预定采样定时对所接收到的信号执行模数转换；
强度计算步骤，用于计算通过所述模数转换步骤中的所述模数转换而获得的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值；
误差估计步骤，用于基于在所述强度计算步骤中算出的所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的值，估计所述复数字信号的所述模数转换的采样定时误差；
控制值计算步骤，用于基于所估计的采样定时误差，计算用于控制在所述采样定时脉冲生成步骤中生成的所述脉冲的所述相位的控制值；以及
补偿步骤，用于基于在所述控制值计算步骤中算出的所述控制值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行反馈补偿。
25.根据权利要求24所述的光接收方法，其中，
所述补偿步骤包括：基于通过对所述控制值进行数模转换而获得的模拟值，对规定所述预定采样定时的所述脉冲的所述相位执行所述反馈补偿，其中所述控制值在所述控制值计算步骤中通过数字运算处理算出。
26.根据权利要求24所述的光接收方法，其中，
所述误差估计步骤包括：通过将所述复数字信号的绝对值或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值与第一抖动信号相混合来计算采样定时误差，以及
所述控制值计算步骤包括：通过将与所述第一抖动信号同步的第二抖动信号加到基于所述采样定时误差而算出的所述控制值上，计算用于控制在所述采样定时脉冲生成步骤中生成的所述脉冲的所述相位的所述控制值。
27.根据权利要求24所述的光接收方法，其中，
所述误差估计步骤包括：当所述预定采样定时是所接收到的信号的符号速率的n倍时，基于两个复数字信号的绝对值之间的差或者与所述两个复数字信号的绝对值一一对应的值之间的差，计算所述采样定时误差，其中n是等于或大于2的正整数，并且其中所述两个复数字信号是基于根据预定选择方式从与所接收到的光信号的一个符号对应的n个复数字信号中选择的。
28.根据权利要求24所述的光接收方法，还包括：
光信号波形失真补偿步骤，用于在光信号级补偿所接收到的信号的波形失真，其中，
所述模数转换步骤包括对通过所述光信号波形失真补偿步骤中的所述波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
29.根据权利要求24所述的光接收方法，还包括：
电信号波形失真补偿步骤，用于在电信号级补偿所接收到的信号的波形失真，其中，
所述误差估计步骤包括：基于所述复数字信号的绝对值之间的差或者与所述复数字信号的绝对值一一对应的所述值之间的差，计算所述采样定时误差，其中所述复数字信号基于通过在所述电信号波形失真补偿步骤中对所述复数字信号进行所述波形失真补偿而获得的信号。
30.根据权利要求24所述的光接收方法，还包括：
电信号波形失真补偿步骤，用于在电信号级补偿所接收到的信号的波形失真，其中，
所述模数转换步骤包括：对通过所述电信号波形失真补偿步骤中的所述波形失真补偿而获得的信号执行所述模数转换。
31.一种波形失真补偿装置，用于在光接收装置中执行模数转换以便将以光学方式接收到的信号转换成数字信号，补偿所述数字信号的波形失真，并且输出所得到的信号，所述波形失真补偿装置包括：
存储单元，其中针对从1到m排序的m个波形失真状态中的每个状态di，存储用于每个波形失真状态di的n个系数Cdi_1、Cdi_2等直至Cdi_n的组合，其中m和n是大于1的正整数，并且i是满足1≤i≤m的正整数；
选择单元，其从所述存储单元按照顺序选择一个系数组合；
波形失真补偿单元，其基于由所述选择单元选择的所述一个系数组合，补偿所述数字信号的所述波形失真；以及
检查单元，其基于所述波形失真补偿单元的补偿结果，检查是否可以再生时钟，其中，
当基于按照顺序在前选择的系数Cdj_(k+1)的组合而由所述检查单元进行检查的结果表示不能再生所述时钟时，所述选择单元按照顺序重新选择后继系数Cd(j+1)_(k+1)的组合，其中j是满足1≤j≤i-1的正整数，并且k是满足0≤k≤n-1的正整数，以及
所述波形失真补偿单元基于由所述选择单元重新选择的所述系数Cd(j+1)_(k+1)的组合，补偿所述数字信号的所述波形失真。
32.根据权利要求31所述的波形失真补偿装置，其中，
所述波形失真补偿单元将由所述选择单元选择的所述系数Cdi_(k+1)分别乘以延迟了时间段k×τ的数字信号，对乘法结果进行求和，并且补偿所述数字信号的所述波形失真，其中k是满足0≤k≤n-1的正整数，并且τ是预定时间。
33.根据权利要求31所述的波形失真补偿装置，其中，当所述检查单元的检查结果表示可以再生所述时钟时，所述波形失真补偿装置进入所述系数的自适应控制。
CN200810008287.7A 2007-02-16 2008-02-15 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置 Expired - Fee Related CN101247177B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007-037184 2007-02-16
JP2007037184 2007-02-16
JP2007037184A JP4303760B2 (ja) 2007-02-16 2007-02-16 Ａｄ変換制御装置、光受信装置および光受信方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2010106225138A Division CN102064888B (zh) 2007-02-16 2008-02-15 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101247177A true CN101247177A (zh) 2008-08-20
CN101247177B CN101247177B (zh) 2011-06-22

Family

ID=39319643

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200810008287.7A Expired - Fee Related CN101247177B (zh) 2007-02-16 2008-02-15 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置
CN2010106225138A Expired - Fee Related CN102064888B (zh) 2007-02-16 2008-02-15 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2010106225138A Expired - Fee Related CN102064888B (zh) 2007-02-16 2008-02-15 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置

Country Status (5)

Country Link
US (2) US20080272943A1 (zh)
EP (2) EP2034637B1 (zh)
JP (1) JP4303760B2 (zh)
CN (2) CN101247177B (zh)
DE (2) DE602008005801D1 (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103368656A (zh) * 2012-03-29 2013-10-23 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
CN106452463A (zh) * 2016-11-07 2017-02-22 北京润科通用技术有限公司 信号处理设备、旋变信号采集仿真系统及方法
CN106605262A (zh) * 2014-07-03 2017-04-26 飞利浦灯具控股公司 编码光符号编码
CN107643705A (zh) * 2016-07-20 2018-01-30 富士通天株式会社 控制设备和模数转换控制方法
CN109247075A (zh) * 2016-03-18 2019-01-18 奥瑞恩实验室 可穿戴群组通信装置链接
CN110971302A (zh) * 2019-12-10 2020-04-07 北京邮电大学 一种低速延时采样估计光纤色散的装置与方法

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5088174B2 (ja) * 2008-02-28 2012-12-05 富士通株式会社 復調回路
US8145068B2 (en) * 2008-03-17 2012-03-27 Arris Group, Inc. Dual use of test point power monitor
CN101753217B (zh) 2008-11-28 2012-11-21 富士通株式会社 色散监控装置和方法、色散补偿装置
EP2249493B1 (en) * 2009-05-05 2013-12-18 Alcatel Lucent Method and equipment for operating a coherent optical packet receiver
US8861648B2 (en) 2009-05-11 2014-10-14 Nec Corporation Receiving device and demodulation device
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
JP5407595B2 (ja) * 2009-06-30 2014-02-05 富士通株式会社 信号処理回路、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法
US9100126B2 (en) 2009-11-24 2015-08-04 Nec Corporation Optical reception device and optical reception control method
JP5482210B2 (ja) * 2010-01-08 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器および光受信方法
EP2375603B1 (en) 2010-02-05 2018-05-23 Xieon Networks S.à r.l. Clock recovery method and clock recovery arrangement for coherent polarisation multiplex receivers
JP5482273B2 (ja) * 2010-02-12 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器
WO2011114891A1 (ja) 2010-03-16 2011-09-22 日本電気株式会社 デジタル受信機及びそれを用いた光通信システム
JPWO2011125964A1 (ja) 2010-04-06 2013-07-11 日本電気株式会社 光送受信システムおよび光送受信システムにおけるタイミング抽出方法
EP2591566B1 (en) * 2010-07-09 2018-03-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for carrier phase estimation and correction in a coherent optical system
EP2613452B1 (en) 2010-09-01 2022-12-28 Nec Corporation Digital filter device, digital filtering method, and control program for digital filter device
US20130216240A1 (en) * 2010-11-01 2013-08-22 Nec Corporation Coherent light receiving device, system, and method
US9294190B2 (en) * 2010-11-08 2016-03-22 Ben-Gurion University Of The Negev, Research And Development Authority Low cost direct modulation and coherent detection optical OFDM
JP5699583B2 (ja) * 2010-12-17 2015-04-15 富士通株式会社 光受信機及び光受信方法
US8693897B2 (en) * 2011-01-22 2014-04-08 Viasat, Inc. Digital demodulator architecture
CN102655432B (zh) 2011-03-04 2015-08-26 富士通株式会社 非线性损伤补偿方法和装置
CN102739256B (zh) * 2011-04-13 2015-06-24 财团法人交大思源基金会 N位数字至模拟转换装置
JP5316736B1 (ja) 2011-12-08 2013-10-16 日本電気株式会社 デジタル受信機及び波形補償方法
JP2013183455A (ja) * 2012-02-29 2013-09-12 Zte (Usa) Inc ナイキスト波長分割多重システム
JP6176238B2 (ja) 2012-03-01 2017-08-09 日本電気株式会社 デジタル信号処理装置、受信装置、及び信号送受信システム
JP5888056B2 (ja) * 2012-03-28 2016-03-16 富士通株式会社 デジタル光コヒーレント伝送装置
EP2680029A1 (de) 2012-06-27 2014-01-01 Leica Geosystems AG Distanzmessverfahren und Distanzmesser
US9626335B2 (en) * 2013-01-17 2017-04-18 Honeywell International Inc. Field device including a software configurable analog to digital converter system
US9184761B2 (en) * 2013-03-01 2015-11-10 Texas Instruments Incorporated Asynchronous to synchronous sampling using Akima algorithm
JP6212933B2 (ja) * 2013-05-02 2017-10-18 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器、光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法
US10009102B2 (en) 2013-07-11 2018-06-26 Nec Corporation Optical communication system, optical receiver, optical receiver control method, and non-transitory computer readable medium
JP6380398B2 (ja) 2013-09-04 2018-08-29 日本電気株式会社 デジタル処理装置及びデジタル処理方法
JP5871030B2 (ja) 2014-06-16 2016-03-01 沖電気工業株式会社 電気分散補償器と、電気分散補償器で用いて好適なタップ係数計算方法。
DE102016014795A1 (de) * 2016-12-12 2018-06-14 Rosenberger Hochfrequenztechnik Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zum Senden bzw. Empfangen von mindestens einem Hochfrequenzsignal mit paralleler und unterabgetasteter Basisbandsignalverarbeitung
US9979472B1 (en) * 2016-12-29 2018-05-22 Juniper Networks, Inc. Methods and apparatus for detecting and compensating power imbalance and modulation imperfection for a coherent optical transmitter
WO2018195722A1 (zh) * 2017-04-24 2018-11-01 华为技术有限公司 一种光接收机及延时估计方法
JP7007588B2 (ja) * 2018-06-18 2022-01-24 日本電信電話株式会社 信号処理装置及び光受信装置
KR102141704B1 (ko) * 2019-02-15 2020-08-05 한국과학기술원 전기 펄스를 이용하는 광 위상 검출기, 그리고 이를 포함하는 센싱 시스템
TWI730422B (zh) * 2019-09-23 2021-06-11 瑞昱半導體股份有限公司 接收器及相關的訊號處理方法

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0653906A (ja) 1992-08-03 1994-02-25 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> コヒーレント光通信用受信機及び送受信機
JPH08163027A (ja) * 1994-11-30 1996-06-21 Fujitsu Ltd 光信号受信処理回路
US5671253A (en) * 1995-07-12 1997-09-23 Thomson Consumer Electronics, Inc. Apparatus for demodulating and decoding video signals encoded in different formats
DE69735660T2 (de) * 1996-06-07 2006-08-24 Nortel Networks Ltd. Faseroptische Übertragungssysteme mit Dispersionsmessung und -kompensation
US6252692B1 (en) * 1996-06-07 2001-06-26 Nortel Networks Limited Optical fibre transmission systems
US5796358A (en) * 1996-08-01 1998-08-18 Nec Electronics, Inc. Methods and structure for combined analog and digital automatic gain control in sampled-data receivers
US5705949A (en) * 1996-09-13 1998-01-06 U.S. Robotics Access Corp. Compensation method for I/Q channel imbalance errors
US6438163B1 (en) * 1998-09-25 2002-08-20 National Semiconductor Corporation Cable length and quality indicator
DE19904252A1 (de) * 1999-02-03 2000-08-10 Alcatel Sa Methode zur Detektion von Verzerrungen sowie Empfänger für verzerrte optische Signale
US6198416B1 (en) * 1999-04-16 2001-03-06 Scott R. Velazquez Linearity error compensator
US6483447B1 (en) * 1999-07-07 2002-11-19 Genesis Microchip (Delaware) Inc. Digital display unit which adjusts the sampling phase dynamically for accurate recovery of pixel data encoded in an analog display signal
US6621862B1 (en) * 2000-01-04 2003-09-16 Alcatel Internetworking (Pe), Inc. Equalization for multichannel receiving node
US6678319B1 (en) * 2000-01-11 2004-01-13 Canon Kabushiki Kaisha Digital signal processing for high-speed communications
US6795494B1 (en) * 2000-05-12 2004-09-21 National Semiconductor Corporation Receiver architecture using mixed analog and digital signal processing and method of operation
JP2002025202A (ja) * 2000-07-06 2002-01-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd クロック抽出回路
CA2360055A1 (en) 2000-11-28 2002-05-28 At&T Corp. Method for diversity receiver for mitigating the effects of fiber dispersion by separate detection of two transmitted sidebands
US7336729B2 (en) * 2001-03-01 2008-02-26 Broadcom Corporation Digital signal processing based de-serializer
JP3798640B2 (ja) 2001-03-02 2006-07-19 富士通株式会社 受信装置及び受信信号の波形劣化補償方法並びに波形劣化検出装置及び方法並びに波形測定装置及び方法
US6941078B1 (en) * 2001-05-10 2005-09-06 Fujitsu Limited Method and system for communicating a clock signal over an optical link
DE10124177A1 (de) * 2001-05-17 2002-11-28 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Rekonstruktion von mit einer Symbolrate getakteten Daten aus einem analogen, verzerrten Signal
US7224911B2 (en) * 2001-06-07 2007-05-29 Jds Uniphase Corporation Adaptive distortion compensation in optical fiber communication networks
JP3708040B2 (ja) 2001-11-15 2005-10-19 沖電気工業株式会社 エコーキャンセラ
JP2003258606A (ja) 2002-02-27 2003-09-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 分散等化フィルタ回路
CN1192521C (zh) * 2002-03-08 2005-03-09 华为技术有限公司 数字调节光接收模块及其调节方法
JP3880906B2 (ja) 2002-08-22 2007-02-14 富士通株式会社 波形劣化補償機能を有する受信装置
DE10305972A1 (de) * 2003-02-13 2004-09-02 Micronas Gmbh Kompensationsschaltungsanordnung und Kompensationsverfahren zum Kompensieren von nicht-linearen Verzerrungen eines AD-Wandlers
EP1494413A1 (en) * 2003-07-02 2005-01-05 CoreOptics, Inc., c/o The Corporation Trust Center Channel estimation and sequence estimation for the reception of optical signal
JP3960299B2 (ja) 2003-11-21 2007-08-15 日本電気株式会社 分散補償方法、ｗｄｍ光伝送システム、光伝送システム及び光伝送装置
JPWO2005117285A1 (ja) 2004-05-28 2008-04-03 三菱電機株式会社 歪み補償等化器
WO2007132503A1 (ja) 2006-05-11 2007-11-22 Hitachi Communication Technologies, Ltd. 光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システム
JP4755690B2 (ja) 2006-09-26 2011-08-24 株式会社日立製作所 光電界受信器および光伝送システム

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103368656A (zh) * 2012-03-29 2013-10-23 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
CN103368656B (zh) * 2012-03-29 2017-03-01 丛林网络公司 在相干光通信系统内处理数据
US9967036B2 (en) 2012-03-29 2018-05-08 Juniper Networks, Inc. Processing data in a coherent optical communication system
CN106605262A (zh) * 2014-07-03 2017-04-26 飞利浦灯具控股公司 编码光符号编码
CN109247075A (zh) * 2016-03-18 2019-01-18 奥瑞恩实验室 可穿戴群组通信装置链接
CN107643705A (zh) * 2016-07-20 2018-01-30 富士通天株式会社 控制设备和模数转换控制方法
CN107643705B (zh) * 2016-07-20 2020-03-27 富士通天株式会社 控制设备和模数转换控制方法
CN106452463A (zh) * 2016-11-07 2017-02-22 北京润科通用技术有限公司 信号处理设备、旋变信号采集仿真系统及方法
CN106452463B (zh) * 2016-11-07 2019-01-25 北京润科通用技术有限公司 信号处理设备、旋变信号采集仿真系统及方法
CN110971302A (zh) * 2019-12-10 2020-04-07 北京邮电大学 一种低速延时采样估计光纤色散的装置与方法
CN110971302B (zh) * 2019-12-10 2021-01-29 北京邮电大学 一种低速延时采样估计光纤色散的装置与方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2034637B1 (en) 2011-03-09
CN102064888A (zh) 2011-05-18
US20080272943A1 (en) 2008-11-06
US20080198051A1 (en) 2008-08-21
JP2008205654A (ja) 2008-09-04
EP1959590A3 (en) 2008-08-27
CN102064888B (zh) 2013-12-11
EP2034637A1 (en) 2009-03-11
US7602322B2 (en) 2009-10-13
DE602008005801D1 (de) 2011-05-12
EP1959590B1 (en) 2011-03-30
CN101247177B (zh) 2011-06-22
DE602008005378D1 (de) 2011-04-21
JP4303760B2 (ja) 2009-07-29
EP1959590A2 (en) 2008-08-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101247177B (zh) 模数转换控制器、光接收装置和方法及波形失真补偿装置
US8477056B2 (en) Method, system, and apparatus for interpolating an output of an analog-to-digital converter
TW297978B (zh)
JP5838971B2 (ja) コヒーレント光受信装置、システムおよび方法
US20120051742A1 (en) Apparatus for self-phase modulation noise calculation, apparatus for self-phase modulation noise elimination and optical coherent receiver
CN102326343A (zh) 用于自适应色散补偿的方法和装置
US20130022351A1 (en) Optical transmitting/receiving system and timing extracting method in optical transmitting/receiving system
CN103141064A (zh) 具有异步检测和禁止信号发生器的自适应均衡器
Boiko et al. Signal processing with frequency and phase shift keying modulation in telecommunications
US20140327558A1 (en) Low complexity non-integer adaptive sample rate conversion
EP0560071B1 (en) Method of signalling
CN101807903B (zh) 一种自适应滤波器、滤波方法及直放站
JP4757323B2 (ja) 波形歪み補償装置
CN112468281B (zh) 一种高精度符号同步系统
CN102859907B (zh) 相干光接收器处的同相和正交分量的功率调整
CN102369706B (zh) 相位偏移和抖动补偿器
US7953184B2 (en) Direct sampling type wireless receiver and method using the same
CN108886464B (zh) 一种时钟恢复装置以及时钟恢复的方法
EP1094613B1 (en) Digital stereo demultiplexer
Mirkin et al. Sampled-Data H2 Smoothing with Generalized Sampling

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20110622

Termination date: 20180215