JPWO2005117285A1 - 歪み補償等化器 - Google Patents

Abstract

本発明にかかる歪み補償等化器は、ディジタル受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整する手段（基準値算出部（２）、基準値処理部（３）に相当）と、直列に接続されたタップ数分の遅延素子が入力信号に対して順に特定の遅延を付加し、各遅延素子から出力される遅延付加後の信号に対してそれぞれ対応するタップ係数を乗算し、乗算後の全信号を加算し、その加算結果を出力するディジタルフィルタ部（４）と、ディジタルフィルタ部（４）の入力信号と出力信号に基づいてＣＭＡを用いたタップ係数の推定処理を行うＣＭＡタップ係数推定部（５）と、を備え、ディジタルフィルタ部（４）およびＣＭＡタップ係数推定部（５）の処理を繰り返し実行することによって前記調整後の受信信号の波形歪みを補償する。

Description

本発明は、既知系列を用いることなく受信信号の歪みを補償する歪み補償等化器に関するものであり、特に、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いた歪み補償等化器に関するものである。

以下、従来の等化器について説明する。たとえば、受信信号波形は、多重伝搬路または個別の波源により、時間的に遅延した波形が存在する。すなわち、受信点での合成信号は、包絡線一定の性質を失い、歪みが生ずる。このような歪みは、適応等化器により補償可能である。

一般に、適応等化器は、適応フィルタとタップ係数推定器を利用している。適応フィルタは、トランスバーサルフィルタまたは移動平均フィルタと称し、遅延素子の連鎖から構成される。そして、各遅延素子の出力にはタップ係数との乗算器が配置され、さらに、その乗算器の出力を全て加算し、適応フィルタの出力としている。また、タップ係数推定器は、適応フィルタ出力と対応する参照信号との二乗平均エラーの評価関数を持ち、その評価関数を最小とするように更新する。参照信号とは、既知信号系列や適応フィルタ出力後の信号を判定した信号をいう。

また、ブラインド等化は、既知系列信号を用いることなく歪みを補正するタップ係数推定器を持つ。この場合、上述の二乗平均エラーとは異なる評価関数を持つ。従来のブラインド等化器におけるタップ係数の推定アルゴリズムとしては、たとえば、ＣＭＡがある。

上記ＣＭＡは、たとえば、周波数変調や位相変調が施された定包絡線送信信号において、多重伝搬路または個別の波源により時間的な遅延が生じ、受信点で合成信号の包絡線一定の性質を失い、歪んだ波形に特に有効である（下記非特許文献１参照）。

ここで、従来のブラインド等化器が、たとえば、下記非特許文献１に記載の周波数変調（Frequency Modulation：FM）信号を受信する場合の動作を説明する。なお、歪みを持たないＦＭ送信信号は、振幅もしくは電力が正負均等に分布した定包絡線波形の信号となる。

たとえば、従来のブラインド等化器は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器が受信したＦＭ信号に対してアナログ／ディジタル変換を行い、その結果をディジタルフィルタに入力する。

ディジタルフィルタは、トランスバーサルフィルタまたは移動平均フィルタであり、遅延素子の連鎖から構成される。そして、各遅延素子の出力にはタップ係数との乗算器が置かれ、さらにそれらの乗算器の出力を全て加算し、その加算結果がディジタルフィルタの出力となる。ディジタルフィルタの出力は、たとえば、ＣＭＡタップ係数推定器とＦＭ復調部に出力される。

ＣＭＡタップ係数推定器では、Ａ／Ｄ変換器の出力信号およびディジタルフィルタの出力信号を受け取り、ＣＭＡを用いてタップ係数を推定し、更新する。そして、ＣＭＡタップ係数推定器の出力であるタップ係数値が上記ディジタルフィルタに入力され、上記乗算器のタップ係数として用いられる。ＣＭＡタップ係数推定器により推定されたタップ係数を用いたディジタルフィルタの出力は、歪みが補償された波形となる。

ＦＭ復調部では、ディジタルフィルタの出力信号を受け取り、歪みが補償されたＦＭ受信信号に対してＦＭ復調を行うので、高精度なＦＭ復調信号を得ることができる。

J.R.Treichler and B.G.Agee:"A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals," IEEE Trans.,vol.ASSP-31,No2,pp.459-472,1983

しかしながら、上記従来のＣＭＡを用いたブラインド等化器は、無線信号処理における移動体通信に広く適用されているが、送信信号は、周波数変調や位相変調を施された極性を持つ定包絡線送信信号（振幅が正負均等に分布した波形）が等化の条件となっている。一方、光ファイバを用いた光通信システムにおいては、主にＮＲＺ（Non Return to Zero），ＲＺ（Return to Zero）信号が用いられ、受信側において光信号から電気信号に変換する際に、フォトダイオード（Photo Diode：PD）で検波を行うので、単一極性という性質を持つ。そのため、上記ＣＭＡを用いたブラインド等化器は、光ファイバを用いた光通信システムにおいては等化の条件を満たしていない、という問題があった。

また、超高速光通信システムの光ファイバケーブルにおいては、比較的大きな偏波モード分散（Polarization Mode Dispersion；ＰＭＤ）が生じ、これが伝送速度または伝送距離の制限要因となる、という問題があった。なお、ＰＭＤは、光ファイバ中を伝送する光信号の直交偏波モードに伝搬速度の違いが生じる現象であり、波形に時間的な遅延が生じる。よって、受信点での波形は主波と様々な遅延波が合成した形状となり、歪みを持つＮＲＺまたはＲＺ信号となる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、上記ＮＲＺ信号，ＲＺ信号の歪みを補償する、ＣＭＡを用いた歪み補償等化器（ブラインド等化器）を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる歪み補償等化器は、ＣＭＡを用いた歪み補償等化器であって、たとえば、ディジタルの受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整する受信信号調整手段（後述する実施の形態の基準値算出部２、基準値処理部３に相当）と、直列に接続されたタップ数分の遅延素子が入力信号に対して順に特定の遅延を付加し、各遅延素子から出力される遅延付加後の信号に対してそれぞれ対応するタップ係数を乗算し、乗算後の全信号を加算し、その加算結果を出力するディジタルフィルタ部と、当該ディジタルフィルタ部の出力信号および受信信号調整手段の出力信号に基づいてＣＭＡを用いたタップ係数の推定処理を行うＣＭＡタップ係数推定部と、を含み、前記ディジタルフィルタ部および前記ＣＭＡタップ係数推定部の処理を繰り返し実行することによって前記調整後の受信信号の波形歪みを補償する等化手段（ディジタルフィルタ部４、ＣＭＡタップ係数推定部５に相当）と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、受信信号の振幅成分が正負均等に分布するような調整処理を行い、調整処理後の受信信号に対して等化処理を行うこととした。

この発明によれば、受信信号の振幅成分が正負均等に分布するような調整処理を行い、調整処理後の受信信号に対して等化処理を行うこととしたので、たとえば、ＮＲＺ信号またはＲＺ信号や、単一極性の性質を持つ受信信号や、さらには振幅が正負均等に分布していない受信信号、の歪みを補償することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１の構成を示す図である。 図２は、基準値処理前後のＮＲＺ信号の一例を示す図である。 図３は、ディジタルフィルタ部の構成例を示す図である。 図４は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態２の構成を示す図である。 図５は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態３の構成を示す図である。 図６は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態４の構成を示す図である。 図７は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態５の構成を示す図である。 図８は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態６の構成を示す図である。 図９は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態７の構成を示す図である。 図１０は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態８の構成を示す図である。 図１１は、判定基準値算出部の構成例を示す図である。 図１２は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態９の構成を示す図である。 図１３は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１０の構成を示す図である。 図１４は、判定後ディジタルフィルタ部の構成例を示す図である。 図１５は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１１の構成を示す図である。

符号の説明

１ Ａ／Ｄ変換部
２，２ｄ 基準値算出部
３ 基準値処理部
４ ディジタルフィルタ部
５，５ａ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｇ ＣＭＡタップ係数推定部
６，６ｅ，６ｆ，６ｇ 判定部
１１，１１ｂ ０近傍点検出部
１２ ０近傍点回避部
２１，２１ｃ タイミング調整部
３１ 誤差しきい値判定部
４１ アナログ基準値処理部
４２ Ｄ／Ａ変換部
４３ アナログフィルタ部
５１ アナログ基準値処理部
６１，６１ｇ 判定基準値算出部
６２，６２ｇ 収束しきい値判定部
６３ しきい値変換部
７１ 判定後ディジタルフィルタ部
７２ 遅延調整部
７３ 歪み除去部
８１ 判定後アナログフィルタ部
８２ 遅延調整部
８３ 歪み除去部
８４ Ｄ／Ａ変換部
１０１−１，１０１−２，１０１−（Ｎ−１） 遅延素子
１０２−０，１０２−１，１０２−２，１０２−（Ｎ−１） 乗算器
１０３ 加算器
２０１ 信号分岐部
２０２，２０３ 統計値算出部
２０４ しきい値算出部
２０５ しきい値設定部
３０１−０，３０１−１，３０１−２，３０１−（ＮＮ−１） 遅延素子
３０２−０，３０２−１，３０２−２，３０２−（ＮＮ−１） 乗算器
３０３ 加算器

以下に、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５と、判定部６と、を備えている。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、ＮＲＺ信号を用いた処理について説明するが、これに限らず、ＲＺ信号についても同様に適用可能である。

ここで、上記のように構成される実施の形態１の歪み補償等化器の動作を説明する。なお、図２は、基準値処理前後のＮＲＺ信号を示す図であり、詳細には、（ａ）はＡ／Ｄ変換部１が出力する歪みのないＮＲＺ信号ｕ´_nを表し、（ｂ）は基準値処理部３の出力信号ｕ_nを表す。また、図３は、上記ディジタルフィルタ部４の構成例を示す図であり、遅延素子（Ｄ）１０１−１，１０１−２，…１０１−（Ｎ−１）と、各遅延素子の出力と対応するタップ係数とを乗算する乗算器１０２−０，１０２−１，１０２−２，…，１０２−（Ｎ−１）と、各乗算器の出力を加算する加算器１０３と、を備えている。

図１において、まず、Ａ／Ｄ変換部１では、アナログ電気信号（アナログＮＲＺ信号）をディジタル電気信号に変換する。たとえば、Ａ／Ｄ変換部１では、正の入力信号であるアナログＮＲＺ信号ｕ´（ｔ）を、送信データビット速度１／Ｔに対し、毎秒１／Ｔ´個の速度でサンプリングし、出力信号としてＮＲＺ信号ｕ´（ｎＴ´）を基準値算出部２と基準値処理部３に対して出力する。なお、ｔは時間を表し、Ｔは送信データ周期を表し、Ｔ´はＡ／Ｄ変換部１のサンプリング周期を表し、ｎは整数値を表す。ここで、Ｌ＝Ｔ／Ｔ´とすると、Ｌは正の整数となる。以降、「ｎＴ´」を単に「ｎ」｛ｕ´_n＝ｕ´（ｎＴ´）｝と略記する。

つぎに、基準値算出部２では、Ａ／Ｄ変換部１の出力信号ｕ´_nに基づいて基準値αを算出する。ここでは、基準値αとして、たとえば、過去数サンプル分のｕ´_nの平均値を算出する。

一方、基準値処理部３では、上記基準値αに基づいて、上記Ａ／Ｄ変換部１の出力信号ｕ´_nを調整し（アナログ信号の電圧に相当するディジタル値（振幅値）を調整し）、たとえば、図２（ｂ）に示すように、振幅値が正負均等に分布した波形を生成する。一例として、基準値処理部３では、下記（１）式のように、Ａ／Ｄ変換部１の出力信号ｕ´_nから基準値αを減算し、その結果を、振幅値が正負均等に分布した信号ｕ_nとしてディジタルフィルタ部４およびＣＭＡタップ係数推定部５に対して出力する。
ｕ_n＝ｕ´_n−α …（１）

つぎに、ディジタルフィルタ部４では、たとえば、タップ数をＮ個とし、後述するＣＭＡタップ係数推定部５から出力されるタップ係数をｈ（０）〜ｈ（Ｎ−１）とした場合、入力信号ｕ_nに対してＮ−１個の遅延素子（１０１−１〜１０１−（Ｎ−１）に相当）がそれぞれ遅延を付加し、各遅延素子が遅延付加後の信号を出力する。なお、各遅延素子による遅延量はビット周期Ｔ、Ｔ／２、Ｔ／Ｌのどれかを設定する。その後、各乗算器（１０２−０〜１０２−（Ｎ−１）に相当）が、各遅延素子の出力信号に対して、それぞれ対応するタップ係数（ｈ（０）〜ｈ（Ｎ−１）に相当）を乗算する。そして、加算器１０３が、各乗算器にて乗算後の信号を加算し、その加算結果を歪み補償後の波形ｙ_nとして、ＣＭＡタップ係数推定部５と判定部６に対して出力する。

上記ディジタルフィルタ部４の処理を一般式（ベクトル表記：→）で表現すると、まず、ディジタルフィルタ部４の入力信号ｕ_n、およびＣＭＡタップ係数推定部５の出力信号であるタップ係数ｈ（ｋ）（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１）は、下記（２）式にて表すことができる。

そして、ディジタルフィルタ部４の出力信号ｙ_nは、下記（３）式にて表すことができる。

なお、上記上付きのＴはベクトル転置を表し、下付きのｎは周期ｎＴ´を表す。

つぎに、ＣＭＡタップ係数推定部５は、ビット周期Ｔで動作する。そして、基準値処理部３の出力信号ｕ_nと出力信号ｙ_nに基づいて、タップ係数をｈ_m（実数ベクトル表記）からｈ_m+1へ更新する。ここで、添え字ｍはビット周期Ｔでのサンプル時間であり、ビット周期時刻でのディジタルフィルタ部４のＮ個の乗算器（１０２−０〜１０２−（Ｎ−１）に相当）の入力系列ｕ_m（実数ベクトル）、出力信号をｙ_mとすると、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）の評価関数Ｑは、下記（４）式のように表す。なお、サンプル周期Ｔ´でのサンプル時間ｎと、ビット周期Ｔでのサンプル時間ｍは前記のＬ＝Ｔ／Ｔ´（Ｌは正の整数）より、ｍ＝ｎＬである。

ただし、上記Ｒには送信信号の理想的な包絡線値を表す定数を設定する。また、上記Ｒ^Pは、歪みのない送信信号ｓ_nを用いて、下記（５）式を計算し、その計算結果を定数として設定することとしてもよい。Ｅ[・]は、期待値を表す。

たとえば、図２（ｂ）に示すＮＲＺ信号ｕ_nの場合（歪みを持たない場合）は、０（α＝０．５の場合）を中心に振幅が±０．５の波形になるので、定数Ｒ＝０．５と設定する。

そして、たとえば、上記（３）式および（４）式を前提として、ＣＭＡタップ係数推定部５では、評価関数Ｑを最小とするように、タップ係数ｈ_m（実数ベクトル表記）を更新し、更新後のタップ係数ｈ_m+1（実数ベクトル表記）をディジタルフィルタ部４に対して出力する。下記（６）式に、ビット周期時刻でのディジタルフィルタ部４のＮ個の乗算器（１０２−０〜１０２−（Ｎ−１）に相当）入力系列ｕ_m（実数ベクトル）、出力信号ｙ_mを基としたＣＭＡによるタップ係数の推定／更新式を示す。

具体的には、ＣＭＡタップ係数推定部５では、まず、ｐ，ｑを１または２とし、上記（３）式を上記（４）式へ代入し、勾配をとる。

なお、非特許文献１においては、ｕ_m ^*（複素ベクトル表記）に相当する変数はｕ_m（複素ベクトル表記）の複素共役であるが、図２に示すＮＲＺ信号に対しては実数成分のみを取り扱い、基準値処理部３の出力信号であるｕ_m（実数ベクトル表記）を使用する。また、ｓｇｎは実変数シグナムであり、下記（１１）式のように定義する。また、（４）式にて前述したＲを用いて（１１）´式のように定義することも可能である。

また、上記（６）式において、μはタップ係数の更新速度を調整するパラメータであり、適切な値を設定する。そして、ＣＭＡタップ係数推定部５は、上記（６）式に上記（７）式，（８）式，（９）式，（１０）式を適用することにより、上記（４）式の評価関数Ｑを最小にするようなタップ係数ｈ_m+1（実数ベクトル表記）を計算する。ただし、タップ係数ｈ_m（実数ベクトル表記）の初期値は、下記（１２）式とならないように、適当な値を設定する。たとえば、下記（１３）式に示すように、Δに適当な値（たとえばΔ＝１．０）を設定する。

その後、ディジタルフィルタ部４では、ビット周期で更新したｈ_m+1（実数ベクトル表記）と、新たに入力される信号ｕ_n+1（実数ベクトル表記）を用いて、上記（３）式を計算し、その計算結果を出力信号ｙ_n+1として判定部６に対して出力する。本実施の形態では、ディジタルフィルタ部４およびＣＭＡタップ係数推定部５の処理を繰り返し実行することによって波形歪みを補償する。

最後に、判定部６では、上記処理によって歪みが補正された波形に対して判定処理を行う。

このように、本実施の形態においては、受信信号の振幅成分が正負均等に分布するような調整処理を行い、調整処理後の受信信号に対して等化処理を行うこととした。これにより、ＮＲＺ信号またはＲＺ信号の歪みを補償可能なＣＭＡを用いた歪み補償等化器を得ることができる。

なお、本実施の形態においては、ＮＲＺ信号またはＲＺ信号の歪みを補償する場合について説明したが、これに限らず、たとえば、定包絡線信号であれば、単一極性の性質を持つ信号の歪みについても同様に補償することができる。さらに、定包絡線信号であれば、振幅が正負均等に分布していない受信信号の歪みについても同様に補償することができる。

実施の形態２．
図４は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態２の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ａと、判定部６と、０近傍点検出部１１と、０近傍点回避部１２と、を備えている。なお、前述の実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる処理についてのみ説明する。

まず、基準値処理部３では、前述した出力信号ｕ_nを、近傍点検出部１１とディジタルフィルタ部４に対して出力する。

０近傍点検出部１１では、特定のしきい値εを設定しておき、基準値処理部３の出力信号ｕ_nの絶対値がε未満になると、その信号を検出する。０近傍点回避部１２では、検出された信号を、δまたは−δとなるように補正し、補正後の信号をＣＭＡタップ係数推定部５ａに対して出力する。なお、δまたは−δは、絶対値がε以上の値である。また、０近傍点検出部１１にて検出されない信号は、現在の信号を保持した常態で、０近傍点回避部１２から、ＣＭＡタップ係数推定部５ａに出力する。なお、０近傍点回避部１２の出力をｇ_nとし、ベクトル表記を下記（１４）式にて定義する。

通常、Ａ／Ｄ変換部１でサンプル処理を行った受信信号に０近傍点が頻繁に存在すると、タップ係数の推定が正しく行われないが、上記０近傍点検出部１１および０点近傍回避部１２の処理により、０近傍点データを回避することができる。

ＣＭＡタップ係数推定部５ａでは、ビット周期でのディジタルフィルタ部４の出力信号ｙ_mおよび上記補正後の信号ｇ_mに基づいて、（６）式、（７）式〜（１０）式の処理を行い、タップ係数を推定する。ここで、（７）式〜（１０）式におけるｕ_m ^*（複素ベクトル表記）を上記補正後の信号であるｇ_m（実数ベクトル表記）に置き換えて、更新処理を行う。

このように、本実施の形態においては、基準値処理部の出力信号ｕ_nの絶対値が特定のしきい値以下になる部分を検出し、検出された信号を当該しきい値以上の値に補正することとした。これにより、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、Ａ／Ｄ変換部でサンプル処理を行った受信信号に０近傍点が頻繁に存在する場合であっても、タップ係数を正しく推定することができる。

なお、本実施の形態においては、０近傍点検出部１１，０近傍点回避部１２を、実施の形態１の図１の構成に対して適用したが、これに限らず、後述する実施の形態１０の図１３の構成、または、後述する実施の形態１１の図１５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
図５は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態３の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ａと、判定部６と、０近傍点検出部１１と、０近傍点回避部１２と、を備えている。なお、前述の実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１または２と異なる処理についてのみ説明する。

まず、０近傍点回避部１２では、前述した補正後の信号を、ディジタルフィルタ部４とＣＭＡタップ係数推定部５ａに対して出力する。なお、０近傍点検出部１１にて検出されない信号は、現在の信号を保持した常態で、ディジタルフィルタ部４とＣＭＡタップ係数推定部５ａに対して出力される。

ディジタルフィルタ部４では、０近傍点回避部１２からの出力信号とＣＭＡタップ係数推定部５ａから出力されるタップ係数に基づいて、前述した（３）式を計算し、その結果である信号ｙ_nを、ＣＭＡタップ係数推定部５ａと判定部６に対して出力する。

このように、本実施の形態においては、実施の形態２と同様の処理で、出力信号ｕ_nの絶対値が特定のしきい値以下になる部分を検出し、検出された信号を当該しきい値以上の値に補正することとした。さらに、補正後の信号を、ディジタルフィルタ部とＣＭＡタップ係数推定部に対して出力することとした。これにより、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、前述の実施の形態２よりもさらに精度よくタップ係数を推定することができる。

なお、本実施の形態においては、０近傍点検出部１１，０近傍点回避部１２を、実施の形態１の図１の構成に対して適用したが、これに限らず、後述する実施の形態１０の図１３の構成、または、後述する実施の形態１１の図１５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態４．
図６は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態４の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ａと、判定部６と、０近傍点検出部１１ｂと、０近傍点回避部１２と、タイミング調整部２１と、を備えている。なお、前述の実施の形態１、２または３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１、２または３と異なる処理についてのみ説明する。

まず、０近傍点検出部１１ｂでは、前述同様、０近傍点の検出結果を０近傍点回避部１２に対して出力し、さらに、０近傍点を検出したことを示す信号（検出信号）をタイミング調整部２１に対して出力する。

タイミング調整部２１では、０近傍点検出部１１ｂにて０近傍点の検出信号を頻繁に検出した場合、Ａ／Ｄ変換部１における受信信号のサンプルタイミングをオフセットさせる。これにより、０近傍点の信号をサンプルしないようにする。

ここで、タイミング調整部２１の動作の一例を具体的に説明する。たとえば、タイミング調整部２１の内部にカウンタを設け、特定のカウンタ値としてしきい値βを設定しておく。そして、このカウンタは、連続して０近傍点を検出した場合に検出数をカウントアップし、検出しなかった場合はカウンタ値を０にリセットする。その結果、タイミング調整部２１は、カウンタ値がしきい値βを超えた場合に、タイミングをτサンプル分だけオフセットする信号をＡ／Ｄ変換部１に対して出力する。ただし、サンプル周期Ｔ´は変化させない。また、歪みの大きさにより、カウントアップの条件やしきい値βを変更することとしてもよい。

このように、本実施の形態においては、０近傍点の検出信号を頻繁に検出した場合に、０近傍点の信号をサンプルしないこととした。これにより、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、Ａ／Ｄ変換部でサンプル処理を行った受信信号に０近傍点が存在しなくなるので、タップ係数を正しく推定することができる。

なお、本実施の形態においては、タイミング調整部２１を、実施の形態２の図４の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態３の図５の構成、後述する実施の形態１０の図１３の構成、または、後述する実施の形態１１の図１５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
図７は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態５の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｃと、判定部６と、０近傍点検出部１１ｂと、０近傍点回避部１２と、タイミング調整部２１ｃと、誤差しきい値判定部３１と、を備えている。なお、前述の実施の形態１〜４と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜４と異なる処理についてのみ説明する。

ＣＭＡタップ係数推定部５ｃでは、前述したＣＭＡタップ係数推定部５ａと同様の処理でタップ係数を推定し、さらに、前述した（４）式の評価関数Ｑの｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pの値を誤差しきい値判定部３１に対して出力する。

誤差しきい値判定部３１では、予め一定のしきい値γを設定しておき、このしきい値γと上記｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pとを比較し、その比較結果（大小を示す信号）をタイミング調整部２１ｃに対して出力する。

タイミング調整部２１ｃでは、０近傍点検出部１１ｂから出力される検出信号と、誤差しきい値判定部３１から出力される上記比較結果（大小信号）と、に基づいて、サンプルタイミングを調整する。一例として、誤差しきい値判定部３１から出力する信号をζとした場合、このζが「１」であれば上記｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pがしきい値γより大きいと判断し、ζが「０」であれば上記｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pがしきい値γより小さいと判断する。

ここで、タイミング調整部２１ｃの動作の一例を具体的に説明する。たとえば、タイミング調整部２１ｃの内部にカウンタを設け、特定のカウンタ値としてしきい値βを設定しておく。そして、このカウンタは、連続して０近傍点を検出した場合に検出数をカウントアップし、検出しなかった場合はカウンタ値を０にリセットする。その結果、タイミング調整部２１ｃは、カウンタ値がしきい値βを超えた場合に、ζを参照し、ζが「１」であれば、タイミングをτサンプル分だけオフセットする信号をＡ／Ｄ変換部１に対して出力する。ただし、サンプル周期Ｔ´は変化させない。一方で、カウンタ値がしきい値βを超えた場合であっても、ζを参照し、ζが「０」であればζ、タイミングオフセット信号を出力しない。なお、歪みの大きさにより、カウントアップの条件やしきい値βやしきい値γを変更することとしてもよい。

このように、本実施の形態においては、０近傍点検出部から出力される０近傍点の検出信号と、誤差しきい値判定部から出力されるしきい値γと｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pとの比較結果と、に基づいて、サンプルタイミングを調整することとした。これにより、前述した実施の形態４と同様の効果が得られるとともに、さらに、｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pの値が０に収束するようなＡ／Ｄ変換部のサンプルタイミングを探すことができる。

なお、本実施の形態においては、タイミング調整部２１ｃおよび誤差しきい値判定部３１を、実施の形態２の図４の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態３の図５の構成、後述する実施の形態１０の図１３の構成、または、後述する実施の形態１１の図１５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態６．
図８は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態６の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２ｄと、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｄと、判定部６と、０近傍点検出部１１ｂと、０近傍点回避部１２と、タイミング調整部２１ｃと、誤差しきい値判定部３１と、アナログ基準値処理部４１と、Ｄ／Ａ変換部４２と、アナログフィルタ部４３と、を備えている。なお、前述の実施の形態１〜５と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜５と異なる処理についてのみ説明する。

まず、受信したアナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号ｕ´（ｔ）は、前述同様、Ａ／Ｄ変換部１に入力されるとともに、本実施の形態ではさらにアナログ基準値処理部４１へも入力される。また、基準値算出部２ｄでは、前述した基準値算出部２と同様の処理で算出した基準値αを、基準値処理部３とアナログ基準値処理部４１に対して出力する。

アナログ基準値処理部４１では、基準値算出部２ｄで算出した基準値に基づいて、上記アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号ｕ´（ｔ）を調整し、振幅値が正負均等に分布した波形を生成する。一例として、アナログ基準値処理部４１では、基準値αをアナログ電圧信号に変換し、その電圧値に基づいて、受信したアナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号に対してバイアスをかけるなどの処理を行う。

また、ＣＭＡタップ係数推定部５ｄでは、前述したＣＭＡタップ係数推定部５ｃと同様の処理で、タップ係数を推定し、さらに、前述した（４）式の評価関数Ｑの｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pの値を誤差しきい値判定部３１に対して出力する。さらに、ＣＭＡタップ係数推定部５ｄでは、上記タップ係数（サンプル周期Ｔ´のディジタル信号）を、Ｄ／Ａ変換部４２に対して出力する。

Ｄ／Ａ変換部４２では、上記サンプル周期Ｔ´のディジタル信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をアナログフィルタ部４３に対して出力する。Ｄ／Ａ変換部４２のサンプルタイミングは、一例として、Ａ／Ｄ変換部１と同一とする。

アナログフィルタ部４３では、前述したディジタルフィルタ部４と同様の処理を、ディジタル処理ではなく、アナログ処理で実現する。このとき、図３に示す遅延素子，乗算器，加算器は全てアナログ素子で構成することとし、さらに、遅延素子の遅延量はディジタルフィルタの遅延素子と等しい量を設定し、ビット周期Ｔ、Ｔ／２、Ｔ／Ｌのどれかに設定する。

最後に、判定部６では、上記処理によって歪みが補正された波形に対して判定処理を行う。

このように、本実施の形態においては、アナログ受信信号の振幅成分が正負均等に分布するような調整処理を行い、調整処理後のアナログ受信信号に対して等化処理を行うこととした。これにより、アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号の歪みを補償する、ＣＭＡを用いたブラインド適応等化器を得ることができる。

なお、本実施の形態においては、タイミング調整部２１ｃ，誤差しきい値判定部３１，アナログ基準値処理部４１，Ｄ／Ａ変換部４２およびアナログフィルタ部４３を、実施の形態２の図４の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態３の図５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態７．
図９は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態７の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２ｄと、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｄと、判定部６と、０近傍点検出部１１ｂと、０近傍点回避部１２と、タイミング調整部２１ｃと、誤差しきい値判定部３１と、アナログ基準値処理部４１と、Ｄ／Ａ変換部４２と、アナログフィルタ部４３と、アナログ基準値処理部５１と、を備えている。なお、前述の実施の形態１〜６と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜６と異なる処理についてのみ説明する。

本実施の形態では、まず、受信したアナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号がアナログ基準値処理部１へ入力される。そして、アナログ基準値処理部５１では、アナログ電気信号処理にて、受信信号の電圧がある程度正負均等に分布するように（たとえば、単一極性の性質を持つアナログ受信信号が両方の極性を持つように）波形を粗調整し、調整後の受信信号をＡ／Ｄ変換部１とアナログ基準値処理部４１に対して出力する。

このように、本実施の形態においては、アナログ基準値処理部５１が、受信信号の電圧がある程度正負均等に分布するように予め粗調整しているので、たとえば、Ａ／Ｄ変換部１出力の平均値から基準値αを算出する場合に、平均値算出のためのサンプル数を減少させることができ、結果として、基準値αの算出を高速に行うことができる。さらに、ＣＭＡにおけるタップ係数推定の収束（推定）速度を速くすることもできる。すなわち、前述した実施の形態６を比較して、高速にアナログ波形の歪みを補償することができる。

なお、本実施の形態においては、タイミング調整部２１ｃ，誤差しきい値判定部３１，アナログ基準値処理部４１，Ｄ／Ａ変換部４２，アナログフィルタ部４３およびアナログ基準値処理部５１を、実施の形態２の図４の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態３の図５の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態８．
図１０は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態８の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅと、判定部６ｅと、判定基準値算出部６１と、収束しきい値判定部６２と、を備えている。なお、前述の実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる処理についてのみ説明する。

まず、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅでは、前述した実施の形態１でのＣＭＡタップ係数推定部５と同様の処理でタップ係数を推定し、さらに、前述した（４）式の評価関数Ｑの｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pを収束しきい値判定部６２に対して出力する。

また、ディジタルフィルタ部４では、前述した出力信号ｙ_nを、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅと判定部６ｅと判定基準値算出部６１に対して出力する。

収束しきい値判定部６２は、ビット周期Ｔで動作し、予め一定のしきい値ηを設定し、上記｜ｙ_m｜^P−Ｒ^Pをある一定区間ＣＬにわたって平均化する。そして、しきい値ηと上記で求めた平均値との大小を比較し、その結果としてＳ_Eを判定基準値算出部６１に対して出力する。たとえば、平均値がηより小さい場合はＳ_E＝１となり、平均値がηより大きい場合はＳ_E＝０となる。

判定基準値算出部６１は、ビット周期Ｔで動作し、後述する処理で、ディジタルフィルタ部４の出力信号ｙ_nの信号分布，分散，平均値などの統計値に基づいて最適な判定しきい値Ｓ_Dを算出し、その結果を判定部６ｅへ出力する。

また、判定基準値算出部６１では、収束しきい値判定部６２の出力値であるＳ_Eに基づいて動作の基準を決定する。たとえば、Ｓ_E＝０であれば、動作を行わずに、Ｓ_D＝０を判定部６ｅへ出力する。一方、Ｓ_E＝１であれば、動作を開始し、算出した最適な判定しきい値Ｓ_Dを判定部６ｅへ出力する。

判定部６ｅは、ビット周期Ｔで動作し、判定基準値算出部６１の出力信号であるＳ_Dを２値判定のしきい値とし、このしきい値に基づいてディジタルフィルタ部４の出力信号ｙ_nを判定する。なお、２値判定では、しきい値Ｓ_Dを基準として、ディジタルフィルタ部４の出力信号ｙ_nがしきい値Ｓ_Dよりも大きい場合は１またはＲと判定し、しきい値Ｓ_Dよりも小さい場合は０（または−１）または−Ｒと判定する。

つづいて、上記判定基準値算出部６１の動作例を、図面を用いて具体的に説明する。図１１は、判定基準値算出部６１の構成例を示す図であり、信号分岐部２０１と統計値算出部２０２，２０３としきい値算出部２０４としきい値設定部２０５と、を備えている。

まず、しきい値設定部２０５では、前述した一定時間ＣＬ毎にＳ_Eを参照し、Ｓ_E＝１であれば、信号分岐部２０１と統計値算出部２０２と統計値算出部２０３としきい値算出部２０４に対して、一定時間ＣＬだけ動作を行うように動作信号を出力する。そして、後述するしきい値算出部２０４による計算結果の出力値ＴＨを判定しきい値Ｓ_Dとして設定し、その判定しきい値Ｓ_Dを出力する。

一方、Ｓ_E＝０であれば、しきい値設定部２０５では、信号分岐部２０１と統計値算出部２０２と統計値算出部２０３としきい値算出部２０４に対して、動作を行わないように信号を出力する。そして、Ｓ_D＝０を判定基準値算出部６１の出力値として設定する。なお、Ｓ_Dの初期値についてはＳ_D＝０とする。すなわち、しきい値設定部２０５が初めてＳ_E＝１を検知した場合に、信号分岐部２０１と統計値算出部２０２と統計値算出部２０３としきい値算出部２０４に対して、一定時間ＣＬにわたって動作を行うように動作信号を出力し、Ｓ_D＝０を信号分岐部２０１に出力する。

信号分岐部２０１では、しきい値設定部２０５の出力値であるＳ_Dをしきい値として、ディジタルフィルタ部４の出力値ｙ_nを分岐する。たとえば、しきい値Ｓ_Dよりもディジタルフィルタ部４の出力値ｙ_nの方が大きければ、信号分岐部２０１は、ｙ_nを統計値算出部２０２へ出力する。また、しきい値Ｓ_Dよりもディジタルフィルタ部４の出力値ｙ_nの方が小さければ、信号分岐部２０１は、ｙ_nを統計値算出部２０３へ出力する。

統計値算出部２０２では、一定時間ＣＬの間に入力されるｙ_nに基づいて、たとえば、平均値ＭＡ，標準偏差値ＭＳＤを算出する。一方、統計値算出部２０３では、たとえば、平均値ＳＡ，標準偏差値ＳＳＤを算出する。

しきい値算出部２０４では、統計値算出部２０２および２０３において算出された平均値ＭＡ，標準偏差値ＭＳＤ，平均値ＳＡ，標準偏差値ＳＳＤに基づいて、下記（１５）式のようにしきい値を算出する。そして、しきい値設定部２０５に対して、下記（１５）式の算出結果ＴＨを出力する。

以上、判定基準値算出部６１では、一定時間ＣＬ毎に、収束しきい値判定部６２の出力信号Ｓ_Eを参照し、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅがタップ係数を精度良く推定し、収束していればＳ_E＝１を一定時間ＣＬ毎に出力し続けるので、最適なしきい値をＣＬ時間毎に継続的に更新する。一方で、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅがタップ係数を精度良く推定できていない場合はＳ_E＝０となるので、判定基準算出部６１では、しきい値を算出せずにＳ_D＝０を出力する。このとき、判定部６ｅでは極性（正負）で判定処理を行う。

このように、本実施の形態においては、判定基準値算出部６１が最適な判定しきい値を求めることとした。また、収束しきい値判定部６２を設け、歪みを抑制した後の信号に対して適応的な制御を行うことによって、最適なしきい値を更新することとした。これにより、判定部６ｅが最適なしきい値で判定を行えるので、判定誤りを抑制することができる。

なお、本実施の形態においては、ＣＭＡタップ係数推定部５ｅと判定部６ｅと判定基準値算出部６１と収束しきい値判定部６２を、実施の形態１の図１の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態２の図４、実施の形態３の図５、実施の形態４の図６、実施の形態５の図７の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態９．
図１２は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態９の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２ｄと、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｄと、判定部６ｆと、０近傍点検出部１１ｂと、０近傍点回避部１２と、タイミング調整部２１ｃと、誤差しきい値判定部３１と、アナログ基準値処理部４１と、Ｄ／Ａ変換部４２と、アナログフィルタ部４３と、判定基準値算出部６１と、収束しきい値判定部６２と、しきい値変換部６３と、を備えている。なお、前述の実施の形態６または８と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態６および８と異なる処理についてのみ説明する。

しきい値変換部６３では、判定基準値算出部６１において算出した最適しきい値Ｓ_Dをアナログ値の電圧Ｖ_Dに変換し、判定部６ｆへ出力する。

判定部６ｆでは、アナログフィルタ部４３からのアナログ出力信号を、実施の形態８で説明した判定部６ｅと同様の処理で、アナログ処理にて判定する。このとき、判定部６ｆは、アナログ素子で構成し、しきい値変換部６３が出力するアナログ電圧しきい値Ｖ_Dを基準として２値判定を行う。

このように、本実施の形態においては、前述した実施の形態６と同様の、アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号の歪みを補償する方式に、前述した実施の形態８の、最適しきい値を算出する手法を適用することとした。これにより、アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号における判定誤りを抑制することができる。

なお、本実施の形態においては、判定基準値算出部６１と収束しきい値判定部６２としきい値変換部６３と判定部６ｆを、実施の形態６の図８の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態７の図９の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態１０．
図１３は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１０の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇと、判定部６ｇと、判定基準値算出部６１ｇと、収束しきい値判定部６２ｇと、判定後ディジタルフィルタ部７１と、遅延調整部７２と、歪み除去部７３と、を備えている。なお、前述の実施の形態１と、同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる処理についてのみ説明する。

まず、ディジタルフィルタ部４の出力信号であるｙ_nを歪み除去部７３に出力する。歪み除去部７３では、後述する判定後ディジタルフィルタ部７１の出力信号Ｄ_mに基づいて、下記（１６）式の処理を行う。そして、歪み除去部７３の出力信号であるＺ_nを、判定基準値算出部６１ｇと判定部６ｇとＣＭＡタップ係数推定部５ｇに出力する。なお、添え字ｍは実施の形態１と同様にビット周期時間の信号を表す。

判定部６ｇは、ビット周期Ｔで動作し、歪み除去部７３の出力信号Ｚ_nに対して、極性（Ｓ_D＝０の場合）での判定処理、または、判定基準値算出部６１ｇの出力信号Ｓ_Dに基づいて前述の実施の形態８におけるしきい値制御を利用した判定処理、を行う。そして、しきい値Ｓ_Dを基準とし、歪み除去部７３の出力信号Ｚ_nがしきい値Ｓ_Dよりも大きい場合は１またはＲと判定し、しきい値Ｓ_Dよりも小さい場合は−１または−Ｒと判定する。判定部６ｇの出力信号ＺＺ_mは、歪み補償等化器の最終的な出力であるとともに、遅延調整部７２に対して出力される。

遅延調整部７２では、遅延素子を用いて判定部６ｇの出力信号ＺＺ_mに対して遅延を付加する。遅延素子の遅延量は、たとえば、判定部６ｇの回路遅延も含めて、Ｔ／２となるように調整する。遅延調整部７２の出力信号ＺＤ_mは、判定後ディジタルフィルタ部７１とＣＭＡタップ係数推定部５ｇに対して出力される。

また、収束しきい値判定部６２ｇは、ビット周期Ｔで動作し、予め一定のしきい値ηを設定し、後述するＣＭＡタップ係数推定部５ｇの出力値である｜Ｚ_m｜^P−Ｒ^Pをある一定時間ＣＬにわたって平均化する。そして、しきい値ηと平均値との大小を比較し、たとえば、平均値がηより小さい場合はＳ_E＝１を出力し、平均値がηより大きい場合はＳ_E＝０を出力する。

また、判定基準算出部６１ｇは、収束しきい値判定部６２ｇの出力値であるＳ_Eに基づいて動作の基準を決定する。たとえば、Ｓ_E＝０であれば動作を行わず、０（Ｓ_D＝０）を判定部６ｇへ出力する。一方、Ｓ_E＝１であれば動作を開始し、前述した実施の形態８に記載の方法で、最適な判定しきい値Ｓ_Dを判定部６ｇへ出力する。

また、判定後ディジタルフィルタ部７１は、ビット周期Ｔで動作し、たとえば、図１４に示すように動作する。図１４は、判定後ディジタルフィルタ部７１の構成例を示す図である。判定後ディジタルフィルタ部７１では、たとえば、タップ数をＮＮ個とし、後述するＣＭＡタップ係数推定部５ｇから出力されるタップ係数をｗ（０）〜ｗ（ＮＮ−１）とした場合、入力信号ＺＤ_mに対してＮＮ個の遅延素子（３０１−０〜３０１−（ＮＮ−１）に相当）がそれぞれ遅延を付加し、各遅延素子が遅延付加後の信号を出力する。なお、各遅延素子による遅延量はビット周期Ｔとする。その後、各乗算器（３０２−０〜３０２−（ＮＮ−１）に相当）が、各遅延素子の出力信号に対してそれぞれ対応するタップ係数（ｗ（０）〜ｗ（ＮＮ−１）に相当）を乗算する。そして、加算器３０３が、各乗算器にて乗算後の信号を加算し、その加算結果を歪み補償後の波形Ｄ_mとして遅延調整部７２に対して出力する。

上記判定後ディジタルフィルタ部７１の処理を一般式（ベクトル表記：→）で表現すると、まず、判定後ディジタルフィルタ部７１のＮＮ個の乗算器の入力系列ＺＤ_m-1、およびＣＭＡタップ係数推定部５ｇの出力信号であるタップ係数ｗ（ｋ）は、下記（１７）式にて表すことができる（ｋ＝０，１，２，…，ＮＮ−１）。

そして、判定後ディジタルフィルタ部７１の出力信号Ｄ_mは、下記（１８）式にて表すことができる。

また、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇは、ビット周期Ｔで動作し、基準値処理部３の出力信号ｕ_nと、歪み除去部７３の出力信号Ｚ_nと、遅延調整部７２の出力信号ＺＤ_mに基づいて、ディジタルフィルタ部４のタップ係数ｈ_m（実数ベクトル表記）と、判定後ディジタルフィルタ部７１のタップ係数ｗ_m（実数ベクトル表記）と、を求める。ここでは、（４）式のｙ_mをＺ_mに置き換え、前述した実施の形態１と同様に、評価関数Ｑを最小とするように、タップ係数ｈ_m（実数ベクトル表記）とｗ_m（実数ベクトル表記）を更新する。なお、下記（１９）式において、ビット周期時刻でのディジタルフィルタ部４の入力信号系列によるＮ個の遅延素子の出力系列ｕ_m（実数ベクトル）、歪み除去部７３の出力信号Ｚ_m、判定後ディジタルフィルタ部７１のＮＮ個の遅乗算器の入力系列ＺＤ_m-1、遅延調整部７２の出力信号ＺＤ_mに基づく、ＣＭＡによるタップ係数の推定／更新式を示す。

具体的には、（４）式のｙ_mをＺ_mに置き換え、評価関数Ｑのｐ，ｑを１または２とした場合、右辺第２項∇_hＱおよび∇_wＱは、下記（２０）式，（２１）式，（２２）式，（２３）式のように表す。

なお、実施の形態１と同様に、ｕ^* _m（複素ベクトル表記），ＺＺ^* _m（複素ベクトル表記）は、それぞれｕ_m（実数ベクトル表記），ＺＺ_m（実数ベクトル表記）を使用する。ただし、μ₁、μ₂はタップ係数の更新速度を調整するパラメータであり、適切な値を設定する。また、タップ係数ｗ_m（実数ベクトル表記）の初期値については全て０を設定しておく。

さらに、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇでは、｜Ｚ_m｜^P−Ｒ^Pを収束しきい値判定部６２ｇに対して出力する。

その後、ディジタルフィルタ部４と歪み除去部７３と判定部６ｇと遅延調整部７２と判定後ディジタルフィルタ部７１とＣＭＡタップ係数推定部５ｇにおいては、新たに入力される信号ｕ_n+1（実数ベクトル表記）に対してそれぞれ上記処理を繰り返し実行することによって波形歪みを補償する。

このように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１の処理に加え、さらに判定後の信号を利用してＮＲＺ信号またはＲＺ信号の歪みを補償することとした。これにより、実施の形態１において補償できないような大きな信号歪みについても補償可能となる。

なお、本実施の形態においては、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇと判定部６ｇと判定後ディジタルフィルタ部７１と遅延調整部７２と歪み除去部７３を、実施の形態１の図１の構成に対して適用したが、これに限らず、実施の形態２の図４、実施の形態３の図５、実施の形態４の図６、実施の形態５の図７の構成に対して適用した場合であっても同様の効果を得ることができる。

実施の形態１１．
図１５は、本発明にかかる歪み補償等化器の実施の形態１１の構成を示す図であり、この歪み補償等化器は、Ａ／Ｄ変換部１と、基準値算出部２と、基準値処理部３と、ディジタルフィルタ部４と、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇと、判定部６ｇと、判定部６ｆと、アナログ基準値処理部４１と、Ｄ／Ａ変換部４２と、アナログフィルタ部４３と、アナログ基準値処理部５１と、判定基準値算出部６１ｇと、収束しきい値判定部６２ｇと、しきい値変換部６３と、判定後ディジタルフィルタ部７１と、遅延調整部７２と、歪み除去部７３と、判定後アナログフィルタ部８１と、遅延調整部８２と、歪み除去部８３と、Ｄ／Ａ変換部８４と、を備えている。なお、前述の実施の形態６〜１０と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態６〜１０と異なる処理についてのみ説明する。

ＣＭＡタップ係数推定部５ｇでは、前述した実施の形態１０と同様に、ディジタルフィルタ部４および判定後ディジタルフィルタ部７１のタップ係数を推定する。また、前述した実施の形態７と同様に、ディジタルフィルタ部４のタップ係数をＤ／Ａ変換部４２へ出力する。同様に、ＣＭＡタップ係数推定部５ｇにて推定した判定後ディジタルフィルタ部７１のタップ係数をＤ／Ａ変換部８４へ出力する。その後、Ｄ／Ａ変換部８４が、アナログ電圧信号に変換し、判定後アナログフィルタ部８１のタップ係数を生成する。

また、遅延調整部８２では、前述の実施の形態１０における遅延調整部７２と同様の処理を、後述する判定部６ｆの出力信号に対してアナログ処理にて実行する。このとき、遅延素子はアナログ素子を用い、遅延量は、判定部６ｆのアナログ回路遅延を考慮し、Ｔ／２となるように調整する。

また、判定後アナログフィルタ部８１では、前述の実施の形態１０における判定後ディジタルフィルタ部７１と同様の処理を、判定部６ｆの出力信号に対してアナログ処理にて実行する。このとき、図１４に示す、遅延素子，乗算器，加算器は、全てアナログ素子で構成することとし、さらに、遅延素子の遅延量は、ディジタルフィルタの遅延素子と等しい量であるビット周期Ｔに設定する。

また、歪み除去部８３では、前述した実施の形態１０における歪み除去部７３と同様の処理を、判定後アナログフィルタ部８１の出力信号およびアナログフィルタ部４３の出力信号に基づいてアナログ処理にて実行する。なお、（１６）式を実現する減算回路は、アナログ素子で構成する。

そして、判定部６ｆでは、前述した実施の形態９と同様の処理を行い、その出力値は、歪み補償等化器の最終的な出力値であるとともに、アナログ遅延調整部８２へも出力される。

このように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１０における歪み補償方式を、アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号に対しても実行することとした。また、前述の実施の形態９と同様に、アナログＮＲＺ信号またはアナログＲＺ信号における判定誤りを抑制することができる。

以上のように、本発明にかかる歪み補償等化器は、既知系列を用いることなく受信信号の歪みを補償するブラインド適応等化器として有用であり、特に、ＣＭＡを用いた等化器として適している。

Claims (13)

1. ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いた歪み補償等化器において、
   ディジタルの受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整する受信信号調整手段と、
   直列に接続されたタップ数分の遅延素子が入力信号に対して順に特定の遅延を付加し、各遅延素子から出力される遅延付加後の信号に対してそれぞれ対応するタップ係数を乗算し、乗算後の全信号を加算し、その加算結果を出力するディジタルフィルタ部と、当該ディジタルフィルタ部の出力信号と前記受信信号調整手段の出力信号に基づいてＣＭＡを用いたタップ係数の推定処理を行うＣＭＡタップ係数推定部と、を含み、前記ディジタルフィルタ部および前記ＣＭＡタップ係数推定部の処理を繰り返し実行することによって前記調整後の受信信号の波形歪みを補償する等化手段と、
   を備えることを特徴とする歪み補償等化器。
2. 前記受信信号調整手段は、
   前記ディジタル受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整するための基準値を算出する基準値算出手段と、
   前記ディジタル受信信号から前記基準値を減算し、当該減算結果を前記調整後の受信信号として出力する基準値処理手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の歪み補償等化器。
3. さらに、前記調整後の受信信号の絶対値が特定のしきい値未満となる部分を、０近傍点として検出する０近傍点検出手段と、
   前記検出された０近傍点を、前記調整後の受信信号の絶対値が前記しきい値以上となるように補正して出力し、一方で、前記０近傍点検出手段にて検出されなかった信号点については、その値を保持した状態で出力する０近傍点補正手段と、
   を備え、
   前記等化手段内のＣＭＡタップ係数推定部では、前記ディジタルフィルタ部の出力信号および前記０近傍点補正手段の出力信号を用いてタップ係数を推定することを特徴とする請求項１に記載の歪み補償等化器。
4. 前記等化手段内のディジタルフィルタ部は、前記調整後の受信信号または前記０近傍点補正手段の出力信号を前記入力信号とすることを特徴とする請求項３に記載の歪み補償等化器。
5. さらに、アナログ受信信号を前記ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記０近傍点を所定回数にわたって連続して検出した場合に、それらの０近傍点の信号をサンプルしないように前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプルタイミングを調整可能とするタイミング調整手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の歪み補償等化器。
6. さらに、前記等化手段内のＣＭＡタップ係数推定部から得られる、前記ディジタルフィルタ部の出力信号と理想包絡線値との誤差または二乗誤差（ＣＭＡの評価関数）に基づいて、誤差の大きさを判定する判定手段、
   を備え、
   前記タイミング調整手段は、前記０近傍点を所定回数にわたって連続して検出した場合に、前記誤差の大きさの判定結果に応じて、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプルタイミングを調整することを特徴とする請求項５に記載の歪み補償等化器。
7. さらに、前記アナログ受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整するアナログ受信信号調整手段と、
   前記等化手段内のＣＭＡタップ係数推定部にて推定されたタップ係数（ディジタル値）をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   前記調整後のアナログ受信信号と前記アナログ値に変換後のタップ係数とを用いて、前記等化手段内のディジタルフィルタ部と同様の処理をアナログ処理で実現するアナログフィルタ手段と、
   を備え、
   前記等化手段、前記Ｄ／Ａ変換手段および前記アナログフィルタ手段の処理を繰り返し実行することによって前記調整後のアナログ受信信号の波形歪みを補償することを特徴とする請求項６に記載の歪み補償等化器。
8. 単一極性の性質を持つアナログ受信信号が両方の極性を持つように波形を粗調整し、当該粗調整後のアナログ受信信号を前記Ａ／Ｄ変換手段および前記アナログ受信信号調整手段への入力とすることを特徴とする請求項７に記載の歪み補償等化器。
9. さらに、前記ＣＭＡタップ係数推定部においてタップ係数を推定するためのＣＭＡの評価関数に基づいて、タップ係数の推定精度を判定するタップ係数判定手段と、
   前記タップ係数の推定精度の判定結果に基づいて、前記歪み補償後の信号に対する判定しきい値を算出する判定基準値算出手段と、
   前記判定しきい値に基づいて前記歪み補償後の信号を判定する歪み補償後信号判定手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の歪み補償等化器。
10. 前記判定基準値算出手段は、
    前記タップ係数の推定精度の判定結果に基づいて前記判定しきい値を出力値として設定するしきい値設定手段と、
    前記出力設定値に基づいて前記ディジタルフィルタ部の出力信号を二つに分岐する信号分岐手段と、
    前記分岐後の信号に対してそれぞれ一定区間における平均および標準偏差（統計値）を算出する統計値算出手段と、
    前記統計値に基づいて、前記しきい値設定手段において設定する判定しきい値を算出するしきい値算出手段と、
    を備え、
    前記信号分岐手段、統計値算出手段およびしきい値算出手段の処理を、一定間隔毎に繰り返し行うことを特徴とする請求項９に記載の歪み補償等化器。
11. さらに、前記ＣＭＡタップ係数推定部においてタップ係数を推定するためのＣＭＡの評価関数に基づいて、タップ係数の推定精度を判定するタップ係数判定手段と、
    前記タップ係数の推定精度の判定結果に基づいて、前記ディジタルフィルタ部の出力信号である前記歪み補償後の信号に対する判定しきい値（ディジタル値）を算出する判定基準値算出手段と、
    前記判定しきい値をアナログ値（アナログ判定しきい値）に変換するしきい値変換手段と、
    前記アナログ判定しきい値に基づいて、前記アナログフィルタ手段の出力信号である歪み補償後のアナログ信号を判定する歪み補償後アナログ信号判定手段と、
    を備えることを特徴とする請求項７に記載の歪み補償等化器。
12. さらに、前記タップ係数を推定するためのＣＭＡの評価関数に基づいてタップ係数の推定精度を判定するタップ係数判定手段と、
    前記タップ係数の推定精度の判定結果および歪み除去後の信号に基づいて、当該歪み除去後の信号に対する判定しきい値を算出する判定基準値算出手段と、
    前記判定しきい値に基づいて歪み除去後の信号を判定する歪み除去後信号判定手段と、
    を備え、
    前記等化手段においては、
    さらに、前記歪み除去後信号判定手段にて判定後の信号に対して一定時間の遅延を与える遅延調整部と、
    直列に接続されたタップ数分の遅延素子が前記遅延調整部の出力信号に対して順に特定の遅延を付加し、各遅延素子から出力される遅延付加後の信号に対してそれぞれ対応するタップ係数を乗算し、乗算後の全信号を加算し、その加算結果を出力する判定後ディジタルフィルタ部と、
    前記判定後ディジタルフィルタ部の出力信号を用いて前記ディジタルフィルタ部の出力信号の歪みを除去し、当該歪み除去後の信号を前記判定基準値算出手段および前記歪み除去後信号判定手段に対して出力する歪み除去部と、
    を備え、
    前記ＣＭＡタップ係数推定部が、前記歪み除去部の出力信号と前記受信信号調整手段の出力信号と前記遅延調整部の出力信号に基づいて、前記ディジタルフィルタ部および前記判定後ディジタルフィルタ部のタップ係数を推定することとし、
    前記ディジタルフィルタ部の出力信号に対して、前記歪み除去部、前記歪み除去後信号判定手段、前記遅延調整部、前記判定後ディジタルフィルタ部および前記ＣＭＡタップ係数推定部の処理を繰り返し実行することによって前記調整後の受信信号の波形歪みを補償することを特徴とする請求項１に記載の歪み補償等化器。
13. さらに、アナログ受信信号の振幅値が正負均等に分布した波形となるように調整するアナログ受信信号調整手段と、
    前記ＣＭＡタップ係数推定部にて推定された前記ディジタルフィルタ部のタップ係数（ディジタル値）をアナログ値に変換するアナログフィルタ用Ｄ／Ａ変換手段と、
    前記調整後のアナログ受信信号と前記アナログ値に変換後のタップ係数とを用いて、前記等化手段内のディジタルフィルタ部と同様の処理をアナログ処理で実現するアナログフィルタ手段と、
    前記判定しきい値をアナログ値（アナログ判定しきい値）に変換するしきい値変換手段と、
    前記アナログ判定しきい値に基づいて歪み除去後のアナログ信号を判定する歪み除去後アナログ信号判定手段と、
    前記歪み除去後アナログ信号判定手段にて判定後の信号に対して一定時間の遅延を与える遅延調整手段と、
    前記ＣＭＡタップ係数推定部にて推定された前記判定後ディジタルフィルタ部のタップ係数（ディジタル値）をアナログ値に変換する判定後アナログフィルタ用Ｄ／Ａ変換手段と、
    前記遅延調整手段の出力信号と前記アナログ値に変換後の判定後アナログフィルタ用タップ係数とを用いて、前記等化手段内の判定後ディジタルフィルタ部と同様の処理をアナログ処理で実現する判定後アナログフィルタ手段と、
    前記判定後アナログフィルタ手段の出力信号を用いて前記アナログフィルタ手段の出力信号の歪みを除去し、当該歪み除去後のアナログ信号を前記歪み除去後アナログ信号判定手段に対して出力するアナログ歪み除去手段と、
    を備え、
    前記アナログフィルタ用Ｄ／Ａ変換手段、前記判定後アナログフィルタ用Ｄ／Ａ変換手段、前記アナログフィルタ手段、前記判定後アナログフィルタ手段の処理を繰り返し実行することによって前記調整後のアナログ受信信号の波形歪みを補償することを特徴とする請求項１２に記載の歪み補償等化器。

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