CN109845144A - 光接收机、光接收方法和光通信系统 - Google Patents

Abstract

光接收机是，一种光接收机，将光调制信号解调为电信号的基带信号，进行对基带信号进行变换而得到的接收符号的解码，其中，所述光接收机具备：模拟数字变换器，将基带信号变换为数字信号，以使每接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号）；以及自适应均衡处理部，基于每接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数数字信号均衡用抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出接收符号。

Description

光接收机、光接收方法和光通信系统

技术领域

本发明涉及光接收机、光接收方法和光通信系统。

本申请基于在2016年10月28日向日本申请的日本特愿2016-211793号和在2017年8月1日向日本申请的日本特愿2017-149264号要求优先权，将其内容引用于此。

背景技术

在近年的进行光传输的光通信系统中，使用组合了相干光通信技术和数字信号处理技术的数字相干技术。图17示出使用了数字相干技术的光接收机810的例子。光接收机810具备光相干接收部811、模拟数字变换器812（也称为ADC（Analog-to-DigitalConverter，模拟数字转换器））、以及数字信号处理部813。光发送机850发送的偏振复用光调制信号被光纤传输路径860传输，被光接收机810接收。光接收机810的光相干接收部811在内部具备激光模块和光电变换器。光相干接收部811通过光电变换器将使接收到的偏振复用光调制信号与激光模块输出的本振光干涉后的光信号变换为电信号并将其解调为基带信号。

模拟数字变换器812将光相干接收部811输出的基带信号变换为数字信号，将数字信号输出到数字信号处理部813。数字信号处理部813具备波长色散补偿器900、自适应均衡器902、载波相位补偿器903和解码器904。在图17的光接收机810中，通常，模拟数字变换器812将光相干接收部811输出的基带信号向数字信号变换，以使每符号的采样数为L（采样/符号）（L为正的整数）。自适应均衡器902进行均衡，以使从模拟数字变换器812输出的数字信号变为1（采样/符号）的数字信号。在光通信系统800的光接收机810中的数字信号处理部813中，从工作速度和均衡性能的观点出发，通常，向自适应均衡器902提供2（采样/符号）的数字信号，由此，进行均衡（例如，参照非专利文献1）。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：E. Yamazaki et. al., "Fast optical channel recovery in fielddemonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP" OPTICSEXPRESS, Vol. 19, No. 14, pp. 13179-13184 (2011)；

非专利文献2：C. Malouin et. al., "Sub-Rate Sampling in 100 Gb/s CoherentOptical Receivers" OSA/OFC/NFOEC 2010, OThT3 (2010)。

发明内容

发明要解决的课题

如图18所示的光通信系统800a那样，为了谋求光接收机810a的功耗的减少，存在以下情况：模拟数字变换器812将光相干接收部811输出的基带信号变换为每符号的采样数为M（采样）/N（符号）（以下，称为M/N（采样/符号））的数字信号。在此，M和N是正的整数，满足1＜M/N＜2。

然而，在图18所示的光接收机810a中，为了向自适应均衡器902提供2（采样/符号）的数字信号，需要在自适应均衡器902的前级之前具备采样率变换器901。该采样率变换器901将M/N（采样/符号）的数字信号上采样为2（采样/符号）的数字信号并输出到自适应均衡器902（例如，参照非专利文献2）。自适应均衡器902对2（采样/符号）的数字信号进行均衡来输出1（采样/符号）的数字信号，所以作为结果，存在不能削减功耗这样的问题。

鉴于上述事情，本发明的目的在于提供能够在数字信号的使用了自适应均衡器的接收侧的处理中进行功耗的削减的技术。

用于解决课题的方案

本发明的第1方式中的光接收机是，一种光接收机，将光调制信号解调为电信号的基带信号，进行对所述基带信号进行变换而得到的接收符号的解码，其中，所述光接收机具备：模拟数字变换器，将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号）；以及自适应均衡处理部，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。

根据本发明的第2方式，在第1方式的光接收机中，关于所述规定的抽头系数，按K×M个采样周期（K为正的整数）更新值。

根据本发明的第3方式，在第1或第2方式的光接收机中，所述自适应均衡处理部具备：自适应均衡器，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和所述规定的抽头系数来进行所述均衡运算，计算每符号的采样数为M/N（采样/符号）的均衡信号；以及采样率变换器，对每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述均衡信号进行下采样来输出所述接收符号。

根据本发明的第4方式，在第1方式的光接收机中，所述规定的抽头系数是数字信号均衡用抽头系数，所述自适应均衡处理部具备自适应均衡器，所述自适应均衡器基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和N序列的所述数字信号均衡用抽头系数来进行所述均衡运算而计算1（采样/符号）的均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

根据本发明的第5方式，在第1方式的光接收机中，所述规定的抽头系数是数字信号均衡用抽头系数，所述自适应均衡处理部具备自适应均衡器，所述自适应均衡器基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号、所述数字信号均衡用抽头系数和预先确定的N序列的相移用抽头系数来进行所述均衡运算而计算1（采样/符号）的均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

根据本发明的第6方式，在第5方式的光接收机中，所述自适应均衡处理部在抽头更新运算时将所述相移用抽头系数与所述数字信号卷积运算，由此，按任意的采样周期更新所述数字信号均衡用抽头系数。

根据本发明的第7方式，在第5方式的光接收机中，所述自适应均衡器按每M个采样周期进行N次所述均衡运算，由此，输出所述接收符号。

根据本发明的第8方式，在第7方式的光接收机中，所述自适应均衡器在所述每M个采样周期的初次所述均衡运算中，在不将所述相移用抽头系数应用于所述均衡运算的情况下基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和所述数字信号均衡用抽头系数来计算所述均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

本发明的第9方式中的光接收方法是，一种光接收方法，将光调制信号解调为电信号的基带信号，进行对所述基带信号进行变换而得到的接收符号的解码，其中，将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号），基于每符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。

本发明的第10的方式中的光通信系统具备：光发送机，发送光调制信号；以及光接收机，接收所述光调制信号并将其解调为电信号的基带信号，进行将所述基带信号变换而得到的接收符号的解码，其中，所述光接收机具备：模拟数字变换器，将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号）；以及自适应均衡处理部，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。

发明效果

根据本发明，能够在数字信号的使用了自适应均衡器的接收侧的处理中进行功耗的削减。

附图说明

图1是示出第1实施方式中的光通信系统的结构的图。

图2是示出第1实施方式中的自适应均衡器（adaptive equalizer）的结构的图。

图3是示出由第1实施方式中的自适应均衡处理部进行的处理的图。

图4是示出第1实施方式中的另一结构例（其1）的图。

图5是示出第1实施方式中的另一结构例（其2）的图。

图6是示出第2实施方式中的光通信系统的结构的图。

图7是示出第2实施方式中的自适应均衡器的结构的图。

图8是示出由第2实施方式中的自适应均衡处理部进行的处理的图。

图9是示出第2实施方式中的自适应均衡器的关闭状态的结构的图。

图10是示出第2实施方式中的自适应均衡器的另一结构例的图（其1）。

图11是示出第2实施方式中的自适应均衡器的另一结构例的图（其2）。

图12是示出第2实施方式中的另一结构例（其1）的图。

图13是示出第2实施方式中的另一结构例（其2）的图。

图14是示出第3实施方式的自适应均衡器的结构的框图。

图15是示出由第3实施方式中的自适应均衡处理部进行的处理的图。

图16是示出第3实施方式的另一结构例中的自适应均衡器的结构的框图。

图17是示出以往的光通信系统的结构的图（其1）。

图18是示出以往的光通信系统的结构的图（其2）。

具体实施方式

（第1实施方式）

以下，参照附图来对本发明的实施方式进行说明。图1是示出第1实施方式中的光通信系统1的结构的框图。光通信系统1具备光发送机2、光纤传输路径3和光接收机10。光发送机2对发送信号进行编码而将其调制为光调制信号，将光调制信号向光纤传输路径3送出。光纤传输路径3将光发送机2送出的光调制信号向光接收机10传输。光接收机10具备光相干接收部11、模拟数字变换器12和数字信号处理部13。

在光接收机10中，光相干接收部11将光调制信号解调为电信号的基带信号。光相干接收部11在内部具备激光模块和光电变换器。光相干接收部11使通过光纤传输路径3接收到的光调制信号和来自激光模块的本振光（local oscillation light）干涉。光相干接收部11利用光电变换器将使本振光与光调制信号干涉后的光信号变换为电信号，将电信号作为基带信号输出。模拟数字变换器12将光相干接收部11输出的基带信号变换为每符号的采样数为M/N（采样/符号（sample/symbol））的数字信号并输出。换言之，模拟数字变换器12在基带信号中包括N个符号的期间对基带信号进行M次采样，由此，生成M/N（采样/符号）的数字信号。在此，M和N是正的整数，是M/N不为整数且满足M＞N的值。在第1实施方式中，对M=4、N=3的情况进行说明。

数字信号处理部13具备波长色散补偿器20、自适应均衡处理部21、载波相位补偿器22和解码器23。波长色散补偿器20对模拟数字变换器12输出的数字信号补偿由波长色散造成的波形失真。自适应均衡处理部21具备自适应均衡器200和采样率变换器400。自适应均衡器200对波长色散补偿器20输出的每符号的采样数为4/3（采样/符号）的数字信号进行预先确定的均衡运算，由此，补偿数字信号的波形失真。自适应均衡器200输出波形失真被补偿后的4/3（采样/符号）的数字信号。在此，预先确定的均衡运算是指例如对波长色散补偿器20输出的接收数字信号应用均衡用的抽头系数的卷积运算。

采样率变换器400对自适应均衡器200输出的4/3（采样/符号）的数字信号进行下采样，输出1（采样/符号）的数字信号即接收符号。载波相位补偿器22补偿从采样率变换器400输出的接收符号的相位。载波相位补偿器22进行光发送机2的激光模块和光接收机10的光相干接收部11具备的激光模块所输出的激光的频率误差的补偿、以及由各个激光模块具有的线宽造成的相位噪声的补偿。解码器23对由载波相位补偿器22补偿相位后的接收符号进行解码来输出发送信号。

图2是示出自适应均衡器200的结构的框图。自适应均衡器200具有如前述那样进行卷积运算的结构，具备FIR（Finite Impulse Response，有限冲激响应）滤波器部201和抽头系数更新部90。抽头系数更新部90输出向乘法运算器40~44的各个提供的预先确定的数字信号均衡用抽头系数的初始值即h₁₁、h₁₂、…h_1R。在此，R为抽头数，相当于FIR滤波器部201具备的乘法运算器40~44的数量，在图2所示的例子中，R=5。此外，抽头系数更新部90基于FIR滤波器部201输出的均衡信号S’’_i，按K×M个（在此为K×4，K为正的整数）采样周期进行一次预先确定的更新运算，输出利用该更新运算而计算出的更新后的数字信号均衡用抽头系数h_q1、h_q2、…h_qR。在此，下标q示出了抽头系数的更新次数，在初始值的情况下，q=1，每当进行更新时进行每次加上1的加法运算。在图2中示出了进行1次抽头系数的更新后的例子（q=2）。

在此，数字信号均衡用抽头系数h_q1、h_q2、…h_qR能够如式（1）那样示出。在式（1）中，左边是数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr，右边是由多个数字信号均衡用抽头系数h_qr构成的序列。在式（1）中，关于左边的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr由示出向量的粗字示出。此外，在以下的说明中示出向量（vector quantity）的情况下，如数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr那样附加“向量”的字符来进行记载。

[数式1]

。

在式（1）中，r是抽头号码，是从1开始的正的整数，最大值为R。在图2所示的例子中，r=1对应于乘法运算器40，r=2对应于乘法运算器41，r=3对应于乘法运算器42，r=4对应于乘法运算器43，r=5对应于乘法运算器44。例如，提供给图2所示的乘法运算器42的h₂₃由于是q=2和r=3所以被抽头系数更新部90更新了1次，意味着向作为第3个抽头的乘法运算器42提供的数字信号均衡用抽头系数。

FIR滤波器部201具备延迟器31~34、乘法运算器40~44和加法运算器50~53。向FIR滤波器部201提供由以下的式（2）表示的在时间序列中连续的数字信号的序列向量S’。再有，在式（2）中，也为了区别接收数字信号序列向量S’和各个接收数字信号S’，而关于接收数字信号序列向量S’由示出向量的粗字示出。

[数式2]

。

在式（2）中，i是在接收数字信号的时间序列中示出各个接收数字信号的从1开始的正的整数。j是与i同样地示出各个接收数字信号的值，是比i小的正的整数。在式（2）中使用抽头数R=5而确定为j=i-R+1的情况下，式（2）的右边为（S’_i-4，S’_i-3，S’_i-2，S’_i-1，S’_i）。如图2所示，在i=5的情况下，式（2）的右边为（S’₁，S’₂，S’₃，S’₄，S’₅）。

延迟器31输出延迟z^-1的量后的数字信号即在时间序列中连续的数字信号序列之中比S’_i延迟1采样的量后的S’_i-1。同样地，延迟器32输出延迟z^-2的量后的S’_i-2，延迟器33输出延迟z^-3的量后的S’_i-3，延迟器34输出延迟z^-4的量后的S’_i-4。再有，在图2中示出了i=5的例子，各个延迟器31~34分别输出S’₄、S’₃、S’₂、S’₁。再有，向未与延迟器31~34连接的乘法运算器40提供S’₅。

乘法运算器40~44的各个将从抽头系数更新部90提供的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr的各个的要素即抽头系数h_qr与接收数字信号序列向量S’的各个的要素即接收数字信号S’_i相乘来计算积。加法运算器50~53将乘法运算器40~44计算出的积相加，输出均衡信号S’’_i。当将由FIR滤波器部201进行的卷积运算示出为通常化后的数式时，为以下的式（3）。

[数式3]

。

在式（3）中，左边的S’’为通过卷积运算得到的均衡信号序列向量S’’。在此，均衡信号序列向量S’’为将均衡信号S’’_i具有为要素的向量。右边的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr和接收数字信号序列向量S’分别如式（1）和式（2）所示那样，“*”是卷积运算符。

接着，参照图2和图3并对根据第1实施方式的自适应均衡处理部21进行的处理进行说明。图3示出了M=4、N=3、R=5（r=1、2、…、5）的例子。接收数字信号S’_i是4/3（采样/符号）的数字信号。均衡信号S’’_i（=h_rq*S’）是4/3（采样/符号）的信号。黑色的箭头示出均衡信号与接收符号一致。空白的箭头示出接收符号通过将均衡信号从4/3（采样/符号）向1（采样/符号）下采样来得到。

（采样周期为i=1、图3的S’₁的列）

抽头系数更新部90将成为初始值的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r=（h₁₁，h₁₂，h₁₃，h₁₄，h₁₅）的各个向乘法运算器40~44输出。波长色散补偿器20输出i=1的情况下的接收数字信号序列向量S’=（S’_-3，S’_-2，S’_-1，S’₀，S’₁）。向乘法运算器40提供数字信号S’₁，向乘法运算器41~44分别通过延迟器31~34提供S’₀、S’_-1、S’_-2、S’_-3。由此，FIR滤波器部201进行式（3）所示的卷积运算，计算并输出均衡信号S’’₁。

（采样周期为i=2~4、图3的S’₂、S’₃、S’₄的列）

FIR滤波器部201对在i=2~4之前的接收数字信号序列向量S’应用同一数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r，进行式（3）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₂、S’’₃、S’’₄。

（采样周期为i=5、图3的S’₅的列）

如前述那样，M=4，因此，i=5是4个采样周期的第2周期。抽头系数更新部90基于FIR滤波器部201输出的均衡信号S’’_j来进行预先确定的更新运算，将更新后的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_2r=（h₂₁，h₂₂，h₂₃，h₂₄，h₂₅）向乘法运算器40~44输出。

波长色散补偿器20输出i=5的情况下的接收数字信号序列向量S’即图2和图3所示的序列向量S’=（S’₁，S’₂，S’₃，S’₄，S’₅）。FIR滤波器部201进行式（3）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₅。

以下，按每K×4个采样周期进行利用抽头系数更新部90的、数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr所包括的抽头系数值的更新，并重复进行上述的采样周期为i=2~4下的处理和采样周期为i=5下的处理。通过重复2个处理，从而自适应均衡器200从波长色散补偿器20接收接收数字信号序列向量S’，依次输出每符号的采样数为4/3（采样/符号）均衡信号S’’_i。

采样率变换器400对均衡信号S’’_i进行下采样，输出1（采样/符号）的数字信号即接收符号S_j（j为从1开始的正的整数，示出时间序列中的接收符号）。关于下采样，例如在N过采样后以M个周期细化来进行下采样。即，在第1实施方式中，进行3过采样并以4个周期细化，由此，根据4个均衡信号得到3个接收符号。

此时，每M个采样周期的均衡信号S’’_i例如在图3的例子中由黑色的箭头示出的每4个采样周期的S’’₁、S’’₅、S’’₉、S’’₁₃直接为接收符号S₁、S₄、S₇、S₁₀。相对于此，由白色的箭头示出的时间序列中的其他的均衡信号S’’_i例如S’’₂、S’’₃、S’’₄、S’’₆、S’’₇、S’’₈、S’’₁₀、S’’₁₁、S’’₁₂为接收符号S_j之间的转变信息。因此，通过将4/3（采样/符号）的均衡信号S’’_j下采样为1（采样/符号），从而能够求取均衡信号S’’_j所包括的全部接收符号S_j。

根据上述的第1实施方式的结构，自适应均衡器200能够对从波长色散补偿器20提供的每符号的采样数为4/3的接收数字信号进行均衡运算来计算每符号的采样数为4/3的均衡信号。因此，光接收机10不需要在向自适应均衡器200提供数字信号之前进行上采样来做成2（采样/符号）的数字信号。只要自适应均衡器200在不变换采样率的情况下对4/3（采样/符号）的数字信号进行处理即可。由此，在自适应均衡器200中，能够谋求功耗的削减。

（第1实施方式的另一结构例（其1））

图4是示出第1实施方式的另一结构例中的自适应均衡器200a的结构的框图。在应用于数字信号的自适应均衡处理的实际的DSP（Digital Signal Processor，数字信号处理器）中，为了缓和工作时钟频率（operation clock rate），通常通过自适应均衡器200a那样的结构进行流水线（pipeline）处理。流水线级数只要为满足K×M（K为正的整数）的级数，则是怎样的级数都可以。在图4中，作为一个例子，示出K=2、M=4的情况即流水线级数为8级的结构。此外，在图4中也与自适应均衡器200的情况同样，假设为N=3。

自适应均衡器200a具备FIR滤波器部201-1~201-8和抽头系数更新部90a。FIR滤波器部201-1~201-8的各个具有与图2所示的FIR滤波器部201同样的结构。例如，FIR滤波器部201-1具有向FIR滤波器部201具有的结构的符号标注“-1”后的、4个延迟器31-1~34-1、5个乘法运算器40-1~44-1和4个加法运算器50-1~53-1。

抽头系数更新部90a按作为流水线的级数的每K×M（在此为K×M=8）个采样周期基于均衡信号S’’_j进行预先确定的更新运算来计算数字信号均衡用抽头系数h_qr。抽头系数更新部90a将计算出的数字信号均衡用抽头系数h_qr的各个向FIR滤波器部201-1~201-8的各个所具有的乘法运算器40-1~44-1、40-2~44-2、40-3~44-3、40-4~44-4、40-5~44-5、40-6~44-6、40-7~44-7、40-8~44-8提供，更新数字信号均衡用抽头系数h_qr。自适应均衡器200a输出的均衡信号S’’_j被采样率变换器400下采样而变为1（采样/符号）的接收符号。

通过应用上述的自适应均衡器200a，除了利用自适应均衡器200得到的功耗的削减效果之外，还得到由并列进行卷积运算等均衡运算得到的运算时间削减的效果。例如，通过设置K×M（在此为K×M=8）级流水线级数，从而在1个工序中进行K×M次卷积运算，得到K×M个接收符号。

（第1实施方式的另一结构例（其2））

图5是示出第1实施方式的另一结构例中的自适应均衡器200b的结构的框图。图5所示的自适应均衡器200b具有在光调制信号为偏振复用光调制信号的情况下应用的所谓蝴蝶结构的FIR滤波器的结构，补偿由偏振变动或偏振模式色散等造成的波形失真。在应用了自适应均衡器200b的情况下，图1所示的光发送机2发送包括X偏振波和Y偏振波这2个偏振波的偏振复用光调制信号，利用光纤传输路径3传输该偏振复用光调制信号。

光接收机10的光相干接收部11对X偏振波和Y偏振波这2个偏振波的基带信号进行解调并将其向模拟数字变换器12输出。模拟数字变换器12将X偏振波的基带信号和Y偏振波的基带信号的各个变换为M/N（采样/符号）的数字信号。再有，在图5所示的例子中，也为M=4、N=3。

波长色散补偿器20对X偏振波的4/3（采样/符号）的数字信号进行补偿处理，输出X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x。波长色散补偿器20对Y偏振波的4/3（采样/符号）的数字信号进行补偿处理，输出Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y。X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x和Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y这2个数字信号序列向量是复数数字信号序列向量。输入到自适应均衡器200b的2个数字信号序列向量S’_x、S’_y分别由4/3（采样/符号）的数字信号构成。

自适应均衡器200b具备FIR滤波器部201xx、201xy、201yx、201yy、抽头系数更新部90bx、90by、以及加法运算器100x、100y。FIR滤波器部201xx、201xy、201yx、201yy的各个具有与图2所示的FIR滤波器部201对应的结构。例如，在FIR滤波器部201xx中，延迟器31xx~34xx的各个对应于FIR滤波器部201的延迟器31~34，乘法运算器40hxx~44hxx对应于FIR滤波器部201的乘法运算器40~44。

在图5中，作为与图2的乘法运算器40~44对应的线图，示出为标注了向乘法运算器40hxx~44hxx的各个提供的数字信号均衡用抽头系数h_xx，q1、h_xx，q2、h_xx，q3、h_xx，q4、h_xx，q5后的四边形的框。例如，X偏振波的数字信号序列向量S’_x在R=5的情况下由（S’_x，i-4，S’_x，i-3，S’_x，i-2，S’_x，i-1，S’_x，i）表示。FIR滤波器部201xx的乘法运算器40hxx进行数字信号均衡用抽头系数h_xx，q1与数字信号S’_x，i的乘法运算，计算积的值并输出。与乘法运算器40hxx同样地，乘法运算器41hxx~44hxx分别进行h_xx，q2与S’_x，i-1、h_xx，q3与S’_x，i-2、h_xx，q4与S’_x，i-3、h_xx，q5与S’_x，i-4的乘法运算。由此，在FIR滤波器部201xx中，进行数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xx，qr与X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x的卷积运算。

在FIR滤波器部201xy、201yx、201yy中，也与FIR滤波器部201xx同样地具备与FIR滤波器部201同样的结构。FIR滤波器部201xy进行数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xy，qr与Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y的卷积运算。FIR滤波器部201yx进行数字信号均衡用抽头系数序列向量h_yx，qr与X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x的卷积运算。FIR滤波器部201yy进行数字信号均衡用抽头系数序列向量h_yy，qr与Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y的卷积运算。

加法运算器100x将FIR滤波器部201xx和FIR滤波器部201xy所具有的各个乘法运算器40hxx~44hxx和乘法运算器40hxy~44hxy所输出的积的值相加来计算4/3（采样/符号）的均衡信号S’’_x。加法运算器100y将FIR滤波器部201yx和FIR滤波器部201yy所具有的各个乘法运算器40hyx~44hyx和乘法运算器40hyy~44hyy所输出的积的值相加来计算4/3（采样/符号）的均衡信号S’’_y。

采样率变换器400将自适应均衡器200b输出的4/3（采样/符号）的均衡信号S’’_x和均衡信号S’’_y的各个下采样为1（采样/符号）的数字信号，得到接收符号S_j。

抽头系数更新部90bx按每K×M（在此为K×4）个采样周期基于均衡信号S’’_x通过预先确定的更新运算来计算一次数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xx，qr和h_yx，qr。抽头系数更新部90bx将计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xx，qr和h_yx，qr向FIR滤波器部201xx、201yx分别输出。

抽头系数更新部90by按每K×M（在此为K×4）个采样周期基于均衡信号S’’_y通过预先确定的更新运算来计算一次数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xy，qr和h_yy，qr。抽头系数更新部90by将计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xy，qr和h_yy，qr向FIR滤波器部201xy、201yy分别输出。

通过应用上述的自适应均衡器200b，光接收机10能够在偏振复用光调制信号所包括的X偏振波和Y偏振波的各个中对每符号的采样数为4/3的数字信号进行解调并进行均衡运算，输出每符号的采样数为4/3的均衡信号S’’_x、S’’_y。因此，光接收机10不需要在向自适应均衡器200b提供数字信号之前进行上采样来做成2（采样/符号）的数字信号，因此，能够谋求自适应均衡器200b中的功耗的削减。

图5所示的自适应均衡器200b不具有与FIR滤波器部201的加法运算器50~53对应的结构，而具有加法运算器100x将FIR滤波器部201xx的乘法运算器40hxx~44hxx所输出的值和FIR滤波器部201xy的乘法运算器40hxy~44hxy所输出的值相加的结构。此外，自适应均衡器200b具有加法运算器100y将FIR滤波器部201yx的乘法运算器40hyx~44hyx所输出的值和FIR滤波器部201yy的乘法运算器40hyy~44hyy所输出的值相加的结构。然而，本发明的结构不限于该实施方式，自适应均衡器200b如FIR滤波器部201的加法运算器50~53那样在FIR滤波器部201xx的乘法运算器41hxx~44hxx的输出端具备加法运算器，在将乘法运算器40hxx~44hxx所输出的积相加之后，将加法运算结果向加法运算器100x输出也可。

（第2实施方式）

图6是示出第2实施方式中的光通信系统1c的结构的框图。对与第1实施方式相同的结构标注相同的附图标记，以下，对不同的结构进行说明。光通信系统1c具备光发送机2、光纤传输路径3和光接收机10c。光接收机10c具备光相干接收部11、模拟数字变换器12和数字信号处理部13c。数字信号处理部13c具备波长色散补偿器20、自适应均衡处理部21c、载波相位补偿器22和解码器23。自适应均衡处理部21c具备自适应均衡器300。

与第1实施方式同样地，模拟数字变换器12将光相干接收部11输出的基带信号变换为每符号的采样数为M/N（采样/符号）的数字信号并输出。在此，M和N是正的整数，是M/N不为整数且满足M＞N的值。与第1实施方式同样地，在第2实施方式中，也假设M=4、N=3来进行说明。

波长色散补偿器20对4/3（采样/符号）的数字信号进行补偿，将4/3（采样/符号）的数字信号向自适应均衡处理部21c输出。自适应均衡器300对波长色散补偿器20输出的每符号的采样数为4/3（采样/符号）的数字信号进行预先确定的均衡运算，补偿波形失真，输出4/3（采样/符号）的数字信号。在此，预先确定的均衡运算是指例如对波长色散补偿器20输出的接收数字信号应用均衡用的抽头系数的卷积运算。

图7是示出自适应均衡器300的结构的框图。自适应均衡器300具备FIR滤波器部301和抽头系数更新部95。FIR滤波器部301与第1实施方式的FIR滤波器部201同样地具备延迟器31~34、乘法运算器40~44和加法运算器50~53，并且，还具备开关70~74。在自适应均衡器300中，抽头系数更新部95对数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr和相移（phase shift）用抽头系数序列向量P_nu进行卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn。在此，相移用抽头系数序列向量P_nu由以下的式（4）示出。

[数式4]

。

在式（4）中，n和u是正的整数，n=1、2、…、N，u=1、2、…、U。在第2实施方式中，N=3，因此，n=1、2、3。U是对数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr和相移用抽头系数序列向量P_nu进行卷积运算时的抽头数，图7示出了U=5、R=5、i=5、进行了1次抽头系数的更新的情况下（q=2）的例子。相移用抽头系数序列向量P_nu所包括的各个N序列的相移用抽头系数P_nu是考虑了接收数字信号与接收符号的采样点的差异而预先设计的系数值。例如，基于均衡运算的对象即各接收数字信号的采样定时与计算出的接收符号的符号定时的差来确定N序列的相移用抽头系数P_nu的系数值。此外，数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn由以下的式（5）示出。

[数式5]

。

抽头系数更新部95对作为初始值的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r和预先确定的相移用抽头系数P_1u进行卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r1。抽头系数更新部95进行卷积运算，计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r2、H_1r3，在所述卷积运算中对作为初始值的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r在下次和下下次的采样周期中分别卷积相移用抽头系数P_2u、P_3u。抽头系数更新部95将初始值的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r1、H_1r2、H_1r3所包括的系数值的各个按分别对应的采样周期向乘法运算器40~44输出。即，抽头系数更新部95针对在M个采样周期中输入的M个接收数字信号序列向量S’计算N个数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn。N个数字信号化兼相移用抽头系数序列向量H_qrn分别对应于根据M个接收数字信号序列向量S’计算出的N个接收符号。

抽头系数更新部95基于FIR滤波器部301输出的接收符号S_j，按K×M（在此为K×4）个采样周期（K为正的整数）进行一次预先确定的更新运算来计算更新后的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。抽头系数更新部95按分别对应的采样周期对由该更新运算计算出的更新后的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr和预先确定的相移用抽头系数P_1u、P_2u、P_3u的各个进行卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qr1、H_qr2、H_qr3。抽头系数更新部95将计算出的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qr1、H_qr2、H_qr3所包括的系数值的各个按分别对应的采样周期向乘法运算器40~44输出。

乘法运算器40~44的各个将从抽头系数更新部95提供的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn的各个的要素即抽头系数H_qrn与接收数字信号序列向量S’的各个的要素即接收数字信号S’_i相乘来计算积。由此，在FIR滤波器部301中，进行以下的式（6）所示的卷积运算。

[数式6]

。

在式（6）中，S是接收符号序列向量，S’’是均衡信号序列向量。在此，接收符号序列向量S是将接收符号S_j具有为要素的向量。自适应均衡器300除了式（6）的卷积运算之外还通过将开关70~74全部按4个采样周期1次切换为关断状态，进行向1（采样/符号）的数字信号的下采样。通过式（6）的卷积运算和开关70~74的切换，均衡信号序列向量S’’为接收符号序列向量S。

如式（6）所示，抽头系数更新部95进行预先将相移用抽头系数序列向量P_nu与数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr卷积的卷积运算的处理。因此，能够在FIR滤波器部301中按每M个采样周期省略M与N的差分值（M-N）的次数的式（6）所示的卷积运算。换言之，FIR滤波器部301按每M个采样周期进行N次式（6）所示的卷积运算，由此，能够得到N个接收符号。在此，M=4，N=3，差分值即4-3=1，因此，能够按4个采样周期省略1次卷积运算。在FIR滤波器部301中，开关70~74例如被光接收机10c具备的时钟信号控制，按4个采样周期1次被切换为关断状态，在其以外的状态下为接通状态。

接着，参照图7和图8并对根据第2实施方式的自适应均衡处理部21c的自适应均衡器300进行的处理进行说明。图8示出了M=4、N=3、R=5（r=1、2、…、5）的例子。接收数字信号S’_i是4/3（采样/符号）的数字信号。均衡信号S’’_i（=h_rq*S’）是4/3（采样/符号）的信号。如后述那样，均衡信号S’’_j与接收符号S_j一致，因此，能够省略相移用抽头系数P_1u与数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr的卷积运算。按每4个采样周期省略1（=4-3）次卷积运算。

（采样周期为i=1、图8中的S’₁的列）

抽头系数更新部95基于数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r的初始值和预先确定的相移用抽头系数P_1u来进行式（5）所示的卷积运算。通过由式（5）示出的卷积运算，抽头系数更新部95计算初始值的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r1=（H₁₁₁，H₁₂₁，H₁₃₁，H₁₄₁，H₁₅₁）。再有，H₁₁₁=h₁₁*P₁₁，H₁₂₁=h₁₂*P₁₂，H₁₃₁=h₁₃*P₁₃，H₁₄₁=h₁₄*P₁₄，H₁₅₁=h₁₅*P₁₅。

当进行具有R个要素的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr与具有U个要素的相移用抽头系数P_nu的卷积运算时，得到具有（R+U-1）个要素的向量。抽头系数更新部95将在卷积运算中计算出的（R+U-1）个要素之中包括中央的要素并连续的5（R=5）个要素作为数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn的要素。例如，使中央的要素为第ceil（（R+U-1）/2）个要素。ceil为上取整函数（ceiling function），将小数点以下进位。此外，在（R+U-1）/2为偶数的情况下，也可以使中央的要素为第floor（（R+U-1）/2）个要素。floor为下取整函数（floor function），舍去小数点以下。

抽头系数更新部95也可以将在卷积运算中计算出的（R+U-1）个要素之中的、4个以下或6个以上的要素作为数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量的要素。自适应均衡器300也可以将通过数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr与相移用抽头系数P_nu的卷积运算而计算出的（R+U-1）个要素全部用作FIR滤波器部301的抽头系数。或者，自适应均衡器300也可以将通过卷积运算而计算出的（R+U-1）个要素之中的、与FIR滤波器部301的运算能力对应的数量的要素用作FIR滤波器部301的抽头系数。也可以将在卷积运算中计算出的要素之中的包括中央的要素并连续的中央的一部分的要素用于数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量。通过将中央的一部分的要素用于数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量，从而能够将自适应均衡器300的电路结构简易化。

抽头系数更新部95将数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r1=（H₁₁₁，H₁₂₁，H₁₃₁，H₁₄₁，H₁₅₁）向乘法运算器40~44输出。波长色散补偿器20输出i=1的情况下的接收数字信号序列向量S’=（S’_-3，S’_-2，S’_-1，S’₀，S’₁）。向乘法运算器40提供数字信号S’₁，向乘法运算器41~44分别通过延迟器31~34提供S’₀、S’_-1、S’_-2、S’_-3。由此，FIR滤波器部301进行式（6）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₁。该均衡信号S’’₁成为1（采样/符号）的数字信号即接收符号S₁。

（采样周期为i=2、图8中的S’₂的列）

抽头系数更新部95基于数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r的初始值和预先确定的相移用抽头系数P_2u进行式（5）所示的卷积运算来计算初始值的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r2=（H₁₁₂，H₁₂₂，H₁₃₂，H₁₄₂，H₁₅₂）。抽头系数更新部95将数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r2向乘法运算器40~44输出。波长色散补偿器20输出i=2的情况下的接收数字信号序列向量S’=（S’_-2，S’_-1，S’₀，S’₁，S’₂）。由此，FIR滤波器部301进行式（6）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₂即接收符号S₂。

（采样周期为i=3、图8中的S’₃的列）

抽头系数更新部95基于数字信号均衡用抽头系数序列向量h_1r的初始值和预先确定的相移用抽头系数P_3u进行式（5）所示的卷积运算来计算初始值的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r3=（H₁₁₃，H₁₂₃，H₁₃₃，H₁₄₃，H₁₅₃）。抽头系数更新部95将数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r3向乘法运算器40~44输出。波长色散补偿器20输出i=3的情况下的接收数字信号序列向量S’=（S’_-1，S’₀，S’₁，S’₂，S’₃）。由此，FIR滤波器部301进行式（6）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₃即接收符号S₃。

（采样周期为i=4、图8中的S’₄的列）

如前述那样，能够按4个采样周期进行一次式（6）的卷积运算的省略，因此，自适应均衡器300如图9所示那样使开关70~74为关断状态。再有，在图9中示出为抽头系数更新部95与采样周期（i=3）同样地输出数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r3，但是，未向乘法运算器40~44提供接收数字信号序列向量S’，因此，不进行乘法运算处理。因此，抽头系数更新部95也可以不向乘法运算器40~44输出数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r3。

图9所示的q=1、n=3的例子中的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_1r3的要素如以下那样。H₁₁₃=h₁₁*P₃₁，H₁₂₃=h₁₂*P₃₂，H₁₃₃=h₁₃*P₃₃，H₁₄₃=h₁₄*P₃₄，H₁₅₃=h₁₅*P₃₅。

（采样周期为i=5、图8中的S’₅的列）

抽头系数更新部95基于FIR滤波器部301输出的接收符号S_j进行预先确定的更新运算来计算数字信号均衡用抽头系数序列向量h_2r。抽头系数更新部95基于通过该更新运算而计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_2r和相移用抽头系数P_1u来进行式（5）所示的卷积运算，如图7所示那样计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_2r1=（H₂₁₁，H₂₂₁，H₂₃₁，H₂₄₁，H₂₅₁）。再有，H₂₁₁=h₂₁*P₁₁，H₂₂₁=h₂₂*P₁₂，H₂₃₁=h₂₃*P₁₃，H₂₄₁=h₂₄*P₁₄，H₂₅₁=h₂₅*P₁₅。

抽头系数更新部95将计算出的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_2r1=（H₂₁₁，H₂₂₁，H₂₃₁，H₂₄₁，H₂₅₁）的各个向乘法运算器40~44输出。波长色散补偿器20输出i=5的情况下的接收数字信号序列向量S’即图7和图8所示的序列向量S’=（S’₁，S’₂，S’₃，S’₄，S’₅）。FIR滤波器部301进行式（6）所示的卷积运算，输出均衡信号S’’₄即接收符号S₄。

以下，按每K×4个采样周期进行利用抽头系数更新部95的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn所包括的抽头系数值的更新，并重复上述的采样周期为i=2~4下的处理和采样周期为i=5下的处理。通过重复2个处理，从而自适应均衡器300从波长色散补偿器20接收接收数字信号序列向量S’，依次输出1（采样/符号）的接收符号S_j。

在上述的第2实施方式中，按i=4×T（T为正的整数）个采样周期省略式（6）所示的卷积运算，但是，本发明的结构不限于该实施方式。也可以在M个采样周期内的任意的定时进行卷积运算的省略。自适应均衡器300在图8的例子中在i=2即数字信号S’₂的定时或i=3即数字信号S’₃的定时省略式（6）的卷积运算也可。

在使用M个采样周期的开始的相移用抽头系数P_1u（n=1的情况）的卷积运算中，通过将数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr和接收数字信号序列向量S’卷积运算而得到的均衡信号S’’_j直接成为接收符号S_j。即，接收数字信号S’_i的采样定时与接收符号S_j的符号定时一致。因此，自适应均衡器300也可以不进行将相移用抽头系数序列向量P_nu卷积的式（6）的运算而仅进行与第1实施方式相同的式（3）的卷积运算。由此，自适应均衡器300能够进行运算量的削减。

如图10和图11所示的自适应均衡器300a的FIR滤波器部301a那样，自适应均衡器300也可以在加法运算器50的输出侧具备开关80来代替开关70~74。通过像这样构成，从而能够削减开关70~74的个数。图10示出了与图7相同的采样周期为i=5的情况。

图10所示的q=2、n=1的例子中的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_2r1的要素如以下那样。H₂₁₁=h₂₁*P₁₁，H₂₂₁=h₂₃*P₁₂，H₂₃₁=h₂₃*P₁₃，H₂₄₁=h₂₄*P₁₄，H₂₅₁=h₂₅*P₁₅。

图11示出了在i=5的3个采样周期后开关80为关断状态的采样周期为i=8的情况。由于省略了与相移用抽头系数的卷积运算，所以图11所示的q=2、n=3的例子中的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_2r1的要素如以下那样。H₂₁₃=h₂₁*P₃₁，H₂₂₃=h₂₂*P₃₂，H₂₃₃=h₂₃*P₃₃，H₂₄₃=h₂₄*P₃₄，H₂₅₃=h₂₅*P₃₅。

上述的第2实施方式的自适应均衡器300使用预先将相移用抽头系数P_nu与数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr卷积后的、数字信号均衡兼相移用抽头系数H_qrn来进行均衡运算。通过该均衡运算，自适应均衡器300能够根据每符号的采样数为4/3的数字信号计算1（采样/符号）的均衡信号即接收符号并输出。因此，光接收机10c不需要在向自适应均衡器300提供数字信号之前进行上采样来做成2（采样/符号）的数字信号。由此，光接收机10c能够谋求自适应均衡器300中的功耗的削减。

（第2实施方式的另一结构例（其1））

图12是示出根据第2实施方式的另一结构例的自适应均衡器300b的结构的框图。对与第1实施方式相同的结构标注相同的附图标记，以下，对不同的结构进行说明。自适应均衡器300b具有与参照图4说明的第1实施方式的自适应均衡器200a同样地进行流水线处理的结构。流水线级数只要为满足K×M（K为正的整数）的级数，则是怎样的级数都可以。图12示出K=2、M=4的情况即流水线级数为8级的结构来作为一个例子。在第2实施方式中，能够如前述那样在M个采样周期内省略（M-N）次卷积运算，因此，实际上需要具备的级数为K×M-K×（M-N）的级数。因此，在图12的例子中，K×（M-N）为2×（4-3）=2，因此，自适应均衡器300b为从8级减少2级后的、具备6个FIR滤波器部301-1~301-6的结构。

自适应均衡器300b具备FIR滤波器部301-1~201-6和抽头系数更新部95b。FIR滤波器部301-1~301-6的各个具有与图7所示的FIR滤波器部301对应的结构，例如，FIR滤波器部301-1具有：向FIR滤波器部301具有的结构的附图标记标注“-1”后的4个延迟器31-1~34-1、5个乘法运算器40-1~44-1、以及4个加法运算器50-1~53-1。在自适应均衡器300b中，如上述那样，通过减少流水线的级数来进行卷积运算的省略，因此，FIR滤波器部301-1~301-6也可以不具备与开关70~74对应的结构。FIR滤波器部301-1和FIR滤波器部301-4也可以不进行使用了相移用抽头系数向量P_nu的卷积。

抽头系数更新部95b根据作为流水线的级数的K×M（在此为K×M=8）按每8个采样周期基于均衡信号S’’_j进行预先确定的更新运算来计算数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。抽头系数更新部95b进行计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr与相移用抽头系数序列向量P_nu的根据式（5）的卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn。抽头系数更新部95b将计算出的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn向FIR滤波器部301-1~301-6的各个所具有的乘法运算器40-1~44-1、40-2~44-2、40-3~44-3、40-4~44-4、40-5~44-5、40-6~44-6输出。

通过应用上述的自适应均衡器300b，从而除了利用自适应均衡器300得到的功耗的削减效果之外还得到由并列进行卷积运算等均衡运算得到的运算时间削减的效果。例如，在自适应均衡器300b中，例如，设置8级流水线级数，由此，在1个工序中进行6次卷积运算，得到6个接收符号。

为了将相移用抽头系数P_nu最佳化，抽头系数更新部95对相移用抽头系数P_nu乘以窗函数也可。在确定相移用抽头系数P_nu时，也可以将包括窗函数的功能或低通滤波器的功能、均衡光纤传输路径3中的失真的功能等的系数用于相移用抽头系数P_nu。

（第2实施方式的另一结构例（其2））

图13是示出根据第2实施方式的另一结构例的自适应均衡器300c的结构的框图。对与第1实施方式相同的结构标注相同的附图标记，以下，对不同的结构进行说明。图13所示的自适应均衡器300c具有在光调制信号为偏振复用光调制信号的情况下应用的、所谓蝴蝶结构的FIR滤波器的结构。在应用了自适应均衡器300c的情况下，图6所示的光发送机2发送包括X偏振波和Y偏振波这2个偏振波的偏振复用光调制信号，利用光纤传输路径3传输该偏振复用光调制信号。

光接收机10c的光相干接收部11对X偏振波和Y偏振波这2个偏振波的基带信号进行解调并将其向模拟数字变换器12输出。模拟数字变换器12将X偏振波的基带信号和Y偏振波的基带信号的各个变换为M/N（采样/符号）的数字信号。在图13中也假设M=4、N=3。

波长色散补偿器20对X偏振波的4/3（采样/符号）的数字信号进行补偿处理，输出X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x。波长色散补偿器20对Y偏振波的4/3（采样/符号）的数字信号进行补偿处理，输出Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y。X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x和Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y这2个数字信号序列向量是复数字信号序列向量。输入到自适应均衡器300c的2个数字信号序列向量分别由4/3（采样/符号）的数字信号构成。

自适应均衡器300c具备FIR滤波器部301xx、301xy、301yx、301yy、抽头系数更新部95cx、95cy、以及加法运算器100x、100y。FIR滤波器部301xx、301xy、301yx、301yy的各个具有与图7所示的FIR滤波器部301对应的结构。延迟器31xx~34xx、31xy~34xy、31yx~34yx、31yy~34yy的各个对应于FIR滤波器部301的延迟器31~34。

FIR滤波器部301xx、301xy、301yx、301yy的各个具备包括与FIR滤波器部301的开关70~74和乘法运算器40~44对应的结构的、抽头系数运算部60Hxx~64Hxx、60Hxy~64Hxy、60Hyx~64Hyx、60Hyy~64Hyy。在图13中示出抽头系数运算部60Hxx的结构来作为一个例子。如图13所示，抽头系数运算部60Hxx具备与FIR滤波器部301的开关70对应的开关70Hxx和与乘法运算器40对应的乘法运算器40Hxx。

在图13中，抽头系数运算部60Hxx的四边形的线图内所示的H_xx，q1n意味着向FIR滤波器部301xx的乘法运算器40Hxx提供的数字信号均衡兼相移用抽头系数。同样地，抽头系数运算部61Hxx~64Hxx的四边形的线图内所示的H_xx，q2n、H_xx，q3n、H_xx，q4n、H_xx，q5n的各个是向FIR滤波器部301xx的乘法运算器41Hxx~44Hxx提供的数字信号均衡兼相移用抽头系数。

例如，X偏振波的数字信号序列向量S’_x由R=5的情况（S’_x，i-4，S’_x，i-3，S’_x，i-2，S’_x，i-1，S’_x，i）表示。FIR滤波器部301xx的乘法运算器40Hxx进行数字信号均衡兼相移用抽头系数H_xx，q1n与数字信号S’_x，i的乘法运算来计算积的值并输出。与乘法运算器40Hxx同样地，乘法运算器41Hxx~44Hxx分别进行H_xx，q2n与S’_x，i-1、H_xx，q3n与S’_x，i-2、H_xx，q4n与S’_x，i-3、H_xx，q5n与S’_x，i-4的乘法运算。通过这些乘法运算，在FIR滤波器部301xx中，进行数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xx，qrn与X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x的卷积运算。

与FIR滤波器部301xx同样地，FIR滤波器部301xy进行数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xy，qrn与Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y的卷积运算。FIR滤波器部301yx进行数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_yx，qrn与X偏振波的接收数字信号序列向量S’_x的卷积运算。FIR滤波器部301yy进行数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_yy，qrn与Y偏振波的接收数字信号序列向量S’_y的卷积运算。

加法运算器100x将FIR滤波器部301xx和FIR滤波器部301xy所具有的各个乘法运算器40Hxx~44Hxx和乘法运算器40Hxy~44Hxy所输出的积的值相加来计算1（采样/符号）的均衡信号S’’_x即接收符号S_x。加法运算器100y将FIR滤波器部301yx和FIR滤波器部301yy所具有的各个乘法运算器40Hyx~44Hyx和乘法运算器40Hyy~44Hyy所输出的积的值相加来计算1（采样/符号）的均衡信号S’’_y即接收符号S_y。

抽头系数更新部95cx、95cy的各个按每K×M（在此为K×4）个采样周期（K为正的整数）分别基于使用了均衡信号S’’_x和均衡信号S’’_y的预先确定的更新运算来计算一次数字信号均衡用抽头系数h_xx，qr和h_yx，qr以及数字信号均衡用抽头系数h_xy，qr和h_yy，qr。

抽头系数更新部95cx利用计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xx，qr、h_yx，qr的各个和相移用抽头系数序列向量P_nu进行式（5）所示的卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xx，qrn、H_yx，qrn。抽头系数更新部95cx将计算出的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xx，qrn、H_yx，qrn的各个向FIR滤波器部301xx、301yx的乘法运算器40Hxx~44Hxx、40Hyx~44Hyx输出。

与抽头系数更新部95cx同样地，抽头系数更新部95cy利用计算出的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xy，qr、h_yy，qr的各个和相移用抽头系数序列向量P_nu进行式（5）所示的卷积运算来计算数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xy，qrn、H_yy，qrn。抽头系数更新部95cy将计算出的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_xy，qrn、H_yy，qrn的各个向FIR滤波器部301xy、301yy的乘法运算器40Hxy~44Hxy、40Hyy~44Hyy输出。

自适应均衡器300c与自适应均衡器300同样地能够按每M个采样周期省略M与N的差分值（M-N）的次数的由FIR滤波器部301xx、301xy、301yx、301yy进行的卷积运算。在此，M=4，N=3，剩余的值即（4 mod 3）=1，因此，自适应均衡器300c能够按4个采样周期省略1次卷积运算。在各个FIR滤波器部301xx、301yx、301xy、301yy中，抽头系数运算部60Hxx~64Hxy、60Hxy~64Hxy、60Hyx~64Hyx、60Hyy~64Hyy所具备的开关70Hxx~74Hxx、70Hyx~74Hyx、70Hxy~74Hxy、70Hyy~74Hyy在省略卷积运算的定时变为关断状态。

自适应均衡器300c与自适应均衡器300同样地在M个采样周期内的任意的定时省略卷积运算也可。在M个采样周期的开始的相移用抽头系数P_1u（n=1的情况），通过对数字信号均衡用抽头系数序列向量h_xx，qr、h_yx，qr、h_xy，qr、h_yy，qr和接收数字信号序列向量S’进行卷积运算而得到的均衡信号S’’_j直接成为接收符号S_j。即，接收数字信号S’_i的采样定时与接收符号S_j的符号定时一致。因此，自适应均衡器300c也可以不进行将相移用抽头系数序列向量P_nu卷积的式（6）的运算而仅进行与第1实施方式相同的式（3）的卷积运算。由此，自适应均衡器300c能够进行运算量的削减。

通过应用上述的自适应均衡器300c，能够使用对偏振复用光调制信号预先卷积相移用抽头系数P_nu后的数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn来进行均衡运算。通过该均衡运算，自适应均衡器300c能够在X偏振波和Y偏振波的各个根据每符号的采样数为4/3的数字信号求取1（采样/符号）的均衡信号S’’_x、S’’_y即接收符号S_x、S_y。因此，光接收机不需要在向自适应均衡器300c提供数字信号之前进行上采样来做成2（采样/符号）的数字信号，因此，光接收机能够谋求自适应均衡器300c中的功耗的削减。

图13所示的自适应均衡器300c不具有与FIR滤波器部301的加法运算器50~53对应的结构，而具有从抽头系数运算部60Hxx~64Hxx和抽头系数运算部60Hxy~64Hxy输出的积的值全部被加法运算器100x相加的结构。自适应均衡器300c具有从抽头系数运算部60Hyx~64Hyx和抽头系数运算部60Hyy~64Hyy输出的积的值全部被加法运算器100y相加的结构。然而，本发明的结构不限于该实施方式，也可以如FIR滤波器部301的加法运算器50~53那样，例如，自适应均衡器300c在FIR滤波器部301xx的抽头系数运算部60Hxx~64Hxx的输出端具备加法运算器。该加法运算器也可以将抽头系数运算部60Hxx~64Hxx所输出的积相加并将加法运算结果向加法运算器100x输出。

针对FIR滤波器部301xx、301yx、301xy、301yy，也可以适应图10所示的FIR滤波器部301a而不是适应图7所示的FIR滤波器部301。

在上述的第1和第2实施方式中，说明了M=4、N=3的例子，但是，如前述那样，本发明的结构不限于该实施方式。只要M和N是正的整数，是M/N不为整数且满足M＞N的值，则关于M和N，是怎样的值的组合都可以。

在上述的第1实施方式中，通过在利用采样率变换器400进行N（在此为N=3）过采样后以M（在此为M=4）个周期细化的手法来进行下采样。可是，本发明的结构不限于该实施方式。在该手法以外，也可以通过利用任意的手法的补充处理来进行下采样。例如，也可以将利用多项式的补充处理或应用了在第2实施方式中应用的相移用抽头系数序列向量P_nu后的FIR滤波器应用于均衡信号S’’_i。

在上述的第1和第2实施方式中，抽头系数更新部90、90a、90bx、90by、95、95b、95cx、95cy对数字信号均衡用抽头系数h_qr、h_xx，qr、h_xy，qr、h_yx，qr、h_yy，qr进行的预先确定的更新运算例如是应用了CMA（Constant Modulus Algorithm，恒模算法）或DD-LMS（decisiondirected least mean square，判决导引最小均方）等算法的运算，此外，也可以为应用了这些以外的任意的算法的运算。

在上述的第1和第2实施方式中，作为在自适应均衡器200、200a、200b、300、300a、300b、300c中进行的均衡运算的结构，应用卷积运算来进行了说明。然而，本发明的结构不限于该实施方式。时域的卷积运算为频域中的乘法，因此，也可以为以下结构，所述结构进行将对接收数字信号进行FFT（First Fourier Transform，第一傅里叶变换）后的值与对数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr或数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn进行FFT后的值相乘那样的均衡运算。

上述的第1实施方式的自适应均衡器200b和第2实施方式的自适应均衡器300c将偏振复用光调制信号作为对象。自适应均衡器200b、300c具备针对2输入的复数字信号得到2输出的复数字信号的结构即图5或图13所示的2×2的蝴蝶滤波器结构。然而，本发明的结构不限于该实施方式，进而还可以对复用数多的空间复用信号也应用将自适应均衡器200b、300c扩展后的结构。例如，为了独立地均衡复数字信号的IQ通道（lane）或者均衡多载波信号或空间复用信号等，也可以将做成任意的级数的蝴蝶滤波器的结构应用于自适应均衡器200b、300c。

此外，上述的第1和第2实施方式中的数字信号处理部13、13c的结构是示出了一个例子的结构，也可以具备非线性光学效果补偿器等任意的补偿器。

（第3实施方式）

在第1实施方式和第2实施方式中，示出了以下结构：使用按如K×M个采样周期那样固定的采样周期更新值的数字信号均衡用抽头系数来进行均衡运算，由此，在采样数为M/N（采样/符号）的情况下进行均衡运算。在第3实施方式中，说明了不是按固定的采样周期而是按任意的采样周期更新数字信号均衡用抽头系数的结构。

图14是示出第3实施方式的自适应均衡器200c的结构的框图。自适应均衡器200c具有进行卷积运算的结构，具备FIR滤波器部201和抽头系数更新部90c。FIR滤波器部201进行与例如图2所示的同名的功能部同样的处理。抽头系数更新部90c在数字信号均衡用抽头系数h_q1、h_q2、…h_qR的更新时将相移用抽头系数与数字信号卷积运算，由此，按任意的采样周期更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。抽头系数更新部90c在使用相移用抽头系数P_1u的情况下省略卷积运算也可。

抽头系数更新部90c具备复共轭信号输出部911、FIR滤波器部912、错误计算部913、乘法运算器914、乘法运算器915和加法运算器916。向复共轭信号输出部911提供包括在时间序列中连续的数字信号的、接收数字信号序列向量S’。复共轭信号输出部911输出所输入的各数字信号的复共轭。复共轭信号输出部911将取得的各数字信号的复共轭向FIR滤波器部912输出。FIR滤波器部912将相移用抽头系数序列向量P_nu与由复共轭信号输出部911取得的各数字信号的复共轭卷积运算，由此，计算（S’^**P_nu）。FIR滤波器部912将通过卷积运算而得到的数字信号（S’^**P_nu）向乘法运算器915输出。

错误计算部913输入FIR滤波器部201输出的均衡信号S’’_i。错误计算部913对均衡信号S’’_i应用使用了成本函数ε（S）的任意的抽头更新算法来进行错误计算。例如，错误计算部913使用CMA或DD-LMS等算法来进行错误计算。

乘法运算器914将规定的系数μ与错误计算部913输出的错误ε（S）相乘。乘法运算器914将乘法运算结果的值με（S）向乘法运算器915输出。乘法运算器915将从乘法运算器914输出的乘法运算结果的值με（S）与从FIR滤波器部912输出的卷积运算后的数字信号（S’^**P_nu）相乘。乘法运算器915将乘法运算结果的值με（S）（S’^**P_nu）向加法运算器916输出。加法运算器916将从乘法运算器915输出的数字信号με（S）（S’^**P_nu）与数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr相加，由此，计算更新后的数字信号均衡用抽头系数h_（q+1）r。像这样，加法运算器906更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。加法运算器916将更新后的数字信号均衡用抽头系数h_（q+1）r向FIR滤波器部201输出。

在图15中示出了根据第3实施方式的自适应均衡器200c进行的处理的流程。如图15所示，根据第3实施方式的自适应均衡器200c按任意的采样周期更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。

如上述那样，第3实施方式中的自适应均衡器200c进行将相移用抽头系数P_nu与输入的接收数字信号序列向量S’卷积运算。通过将相移用抽头系数P_nu与接收数字信号序列向量S’卷积运算，从而即使在数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr与接收符号S_j的定时不同的情况下，也能够得到适当的均衡信号。因此，自适应均衡器200c能够在任意的定时进行数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr的更新。因此，光接收机能够根据光调制信号、基带信号或接收数字信号的状态快速地进行抽头更新，能够进行在全部时间使用了适当的数字信号均衡用抽头系数的高精度的信号接收。

在第1和第2实施方式中，为在M个采样周期中的初次采样中更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr的方法，因此，不能省略第1个采样的处理。相对于此，第3实施方式中的自适应均衡器200c在任意的定时更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr，因此，也能够进行省略第1个采样的处理而在剩下的采样的处理中计算接收符号等处理。由此，自适应均衡器200c能够削减运算量。

（第3实施方式的另一结构例）

图16是示出第3实施方式的另一结构例中的自适应均衡器200d的结构的框图。图16所示的自适应均衡器200d与图14中的自适应均衡器200c的不同之处在于代替抽头系数更新部90c而具备抽头系数更新部90d。抽头系数更新部90d具备复共轭信号输出部911d、错误计算部913、乘法运算器914、915d和加法运算器916。如图16所示，抽头系数更新部90d在不具备FIR滤波器部912的方面、代替复共轭信号输出部911和乘法运算器915而具备复共轭信号输出部911d和乘法运算器915d的方面与抽头系数更新部90c结构不同。以下，仅说明与图14中的自适应均衡器200c不同的方面。

向复共轭信号输出部911d提供包括在时间序列中连续的数字信号的、接收数字信号序列向量S’。复共轭信号输出部911d取得所输入的各数字信号的复共轭。复共轭信号输出部911d将取得的各数字信号的复共轭向乘法运算器915d输出。乘法运算器915d将从乘法运算器914输出的乘法运算结果的值με（S）与从复共轭信号输出部911d输出的数字信号的复共轭相乘。乘法运算器915d将乘法运算结果的值με（S）（S’^* _k+an）向加法运算器916输出。

如上述那样，在第3实施方式中的自适应均衡器200d中更新共同的数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr后，对相移用抽头系数P_nu进行卷积运算，由此，进行数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn的更新，相对于此，在上述的第3实施方式的另一结构例中，直接更新数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn。通过使用该结构，自适应均衡器200d即使不进行卷积运算（H_qrn=h_qr*P_nu）也能够直接更新数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn来用于信号均衡。

当在M个采样周期的初次（采样与符号的周期一致的情况）更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr时，限定能够在各周期更新数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn的定时。可是，在任意的定时直接更新数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn的情况下，也能够每次进行更新，因此，能够根据信号的状态快速地更新为适当的数字信号均衡用抽头系数。

在第3实施方式和第3实施方式的另一结构例中，以自适应均衡器200c内的FIR滤波器部201的结构与图2所示的FIR滤波器部的结构相同的情况为例进行了说明，但是，不需要限定于此。例如，也可以对第3实施方式和第3实施方式的另一结构例中的抽头系数更新部90c和抽头系数更新部90d应用图4、图5、图7、图9~图13所示的FIR滤波器部。

为了将相移用抽头系数P_nu最佳化，抽头系数更新部90c、90d也可以对相移用抽头系数P_nu乘以窗函数。在确定相移用抽头系数P_nu时，也可以将包括窗函数的功能或低通滤波器的功能、均衡光纤传输路径3中的失真的功能等的系数用于相移用抽头系数P_nu。

也可以构成为使用图16所示的抽头系数更新部90d来进行第1和第2实施方式的抽头更新。这是因为：在M个采样周期的初次更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr的方法的情况下，数字信号均衡兼相移用抽头系数序列向量H_qrn与数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr一致，因此，即使不将P_nu与接收数字信号序列向量S’卷积，也能够适当地更新数字信号均衡用抽头系数序列向量h_qr。

可以用计算机来实现上述的第1、第2和第3实施方式中的光接收机10、10c。在该情况下，可以在计算机可读记录介质中记录用于实现该功能的程序，将记录在该记录介质中的程序读入到计算机系统来执行，由此实现。再有，在此所说的“计算机系统”包括OS、周边设备等硬件。“计算机可读记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。“计算机可读记录介质”可以包括如在经由因特网等网络、电话线路等通信线路发送程序的情况下的通信线那样在短时间期间动态地保持程序的介质、如成为该情况下的服务器、客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样保持程序一定时间的介质。此外上述程序可以为用于实现前述的功能的一部分的程序，也可以为能够通过与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述的功能的程序、还可以为使用FPGA（Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列）等可编程逻辑器件来实现的程序。

以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但是，具体的结构不限于该实施方式，还包括不脱离本发明的主旨的范围的设计等。

产业上的可利用性

本发明能够应用于在数字信号的使用了自适应均衡器的接收侧的处理中需要功耗的削减的用途。

附图标记的说明

1…光通信系统，2…光发送机，3…光纤传输路径，10…光接收机，11…光相干接收部，12…模拟数字变换器，13…数字信号处理部，20…波长色散补偿器，21…自适应均衡处理部，22…载波相位补偿器，23…解码器，200…自适应均衡器，400…采样率变换器。

Claims (10)

1.一种光接收机，将光调制信号解调为电信号的基带信号，进行对所述基带信号进行变换而得到的接收符号的解码，其中，所述光接收机具备：

模拟数字变换器，将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号）；以及

自适应均衡处理部，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。

2.根据权利要求1所述的光接收机，其中，关于所述规定的抽头系数，按K×M个采样周期（K为正的整数）更新值。

3.根据权利要求1或2所述的光接收机，其中，

所述自适应均衡处理部具备：

自适应均衡器，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和所述规定的抽头系数来进行所述均衡运算，计算每符号的采样数为M/N（采样/符号）的均衡信号；以及

采样率变换器，对每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述均衡信号进行下采样来输出所述接收符号。

4.根据权利要求1所述的光接收机，其中，

所述规定的抽头系数是数字信号均衡用抽头系数，

所述自适应均衡处理部具备自适应均衡器，所述自适应均衡器基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和N序列的所述数字信号均衡用抽头系数来进行所述均衡运算而计算1（采样/符号）的均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

5.根据权利要求1所述的光接收机，其中，

所述规定的抽头系数是数字信号均衡用抽头系数，

所述自适应均衡处理部具备自适应均衡器，所述自适应均衡器基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号、所述数字信号均衡用抽头系数和预先确定的N序列的相移用抽头系数来进行所述均衡运算而计算1（采样/符号）的均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

6.根据权利要求5所述的光接收机，其中，所述自适应均衡处理部在抽头更新运算时将所述相移用抽头系数与所述数字信号卷积运算，由此，按任意的采样周期更新所述数字信号均衡用抽头系数。

7.根据权利要求5所述的光接收机，其中，

所述自适应均衡器按每M个采样周期进行N次所述均衡运算，由此，输出所述接收符号。

8.根据权利要求7所述的光接收机，其中，

所述自适应均衡器在所述每M个采样周期的初次所述均衡运算中，在不将所述相移用抽头系数应用于所述均衡运算的情况下基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和所述数字信号均衡用抽头系数来计算所述均衡信号，将计算出的所述均衡信号作为所述接收符号输出。

9.一种光接收方法，将光调制信号解调为电信号的基带信号，进行对所述基带信号进行变换而得到的接收符号的解码，其中，

将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号），

基于每符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。

10.一种光通信系统，具备：

光发送机，发送光调制信号；以及

光接收机，接收所述光调制信号并将其解调为电信号的基带信号，进行将所述基带信号变换而得到的接收符号的解码，

其中，

所述光接收机具备：

模拟数字变换器，将所述基带信号变换为数字信号，以使每所述接收符号的采样数是M/N（采样/符号）（M和N为正的整数）并且是M/N不为整数且满足M＞N的M/N（采样/符号）；以及

自适应均衡处理部，基于每所述接收符号的采样数为M/N（采样/符号）的所述数字信号和按任意的采样周期更新值的在信号的均衡中使用的规定的抽头系数，进行预先确定的均衡运算，由此，输出所述接收符号。