JP6714095B2

JP6714095B2 - 光受信機、光受信方法、及び光通信システム

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Publication number: JP6714095B2
Application number: JP2018547716A
Authority: JP
Inventors: 福太郎濱岡; 聖司岡本; 政則中村; 建吾堀越; 木坂　由明; 由明木坂
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2016-10-28
Filing date: 2017-10-25
Publication date: 2020-06-24
Anticipated expiration: 2037-10-25
Also published as: US10826620B2; JPWO2018079598A1; EP3512125A4; EP3512125B1; EP3512125A1; CN109845144B; US20200052793A1; WO2018079598A1; CN109845144A

Description

本発明は、光受信機、光受信方法、及び光通信システムに関する。
本願は、２０１６年１０月２８日に日本に出願された特願２０１６−２１１７９３号と、２０１７年８月１日に日本に出願された特願２０１７−１４９２６４号とに基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

近年の光伝送を行う光通信システムでは、コヒーレント光通信技術とデジタル信号処理技術とを組み合わせたデジタルコヒーレント技術が用いられている。図１７は、デジタルコヒーレント技術を用いた光受信機８１０の例を示す。光受信機８１０は、光コヒーレント受信部８１１と、アナログデジタル変換器８１２（ＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）ともいう）と、デジタル信号処理部８１３とを備える。光送信機８５０が送信する偏波多重光変調信号は、光ファイバ伝送路８６０によって伝送され、光受信機８１０に受信される。光受信機８１０の光コヒーレント受信部８１１は、内部にレーザモジュールと光電変換器とを備える。光コヒーレント受信部８１１は、受信した偏波多重光変調信号と、レーザモジュールが出力する局発光とを干渉させた光信号を、光電変換器により電気信号に変換してベースバンド信号に復調する。

アナログデジタル変換器８１２は、光コヒーレント受信部８１１が出力するベースバンド信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号をデジタル信号処理部８１３に出力する。デジタル信号処理部８１３は、波長分散補償器９００、適応等化器９０２、キャリア位相補償器９０３、及び、復号器９０４を備える。図１７の光受信機８１０において、通常、アナログデジタル変換器８１２は、光コヒーレント受信部８１１が出力するベースバンド信号を、シンボルあたりのサンプル数がＬ（sample/symbol）（Ｌは、正の整数）となるようにデジタル信号へ変換する。適応等化器９０２は、アナログデジタル変換器８１２から出力されるデジタル信号が１（sample/symbol）のデジタル信号となるように等化を行う。光通信システム８００の光受信機８１０におけるデジタル信号処理部８１３では、動作速度と等化性能との観点から、通常、適応等化器９０２に２（sample/symbol）のデジタル信号を与えることにより等化が行われる（例えば、非特許文献１参照）。

E. Yamazaki et. al., "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP" OPTICS EXPRESS, Vol. 19, No. 14, pp. 13179-13184 (2011). C. Malouin et. al., "Sub-Rate Sampling in 100 Gb/s Coherent Optical Receivers" OSA/OFC/NFOEC 2010, OThT3 (2010).

図１８に示す光通信システム８００ａのように、光受信機８１０ａの消費電力の低減を図るために、アナログデジタル変換器８１２が、光コヒーレント受信部８１１が出力するベースバンド信号を、シンボルあたりのサンプル数がＭ（sample）/Ｎ（symbol）（以下、Ｍ／Ｎ（sample/symbol）という）のデジタル信号に変換することがある。ここで、Ｍ及びＮは、正の整数であり、１＜Ｍ／Ｎ＜２を満たす。

しかしながら、図１８に示す光受信機８１０ａにおいても、適応等化器９０２には２（sample/symbol）のデジタル信号を与えるために、適応等化器９０２の前段までにサンプルレート変換器９０１を備える必要がある。このサンプルレート変換器９０１が、Ｍ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号を、２（sample/symbol）のデジタル信号にアップサンプリングして適応等化器９０２に出力する（例えば、非特許文献２参照）。適応等化器９０２が、２（sample/symbol）のデジタル信号を等化して１（sample/symbol）のデジタル信号を出力するため、結果として、消費電力を削減できないという問題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、デジタル信号の適応等化器を用いた受信側の処理において消費電力の削減を行うことができる技術の提供を目的としている。

本発明の第１の態様における光受信機は、光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機であって、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、任意のサンプル周期で値が更新される、信号の等化に用いられる所定のタップ係数とに基づいて、予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、を備える。

本発明の第２の態様によれば、第１の態様の光受信機において、前記所定のタップ係数は、Ｋ×Ｍサンプル周期（Ｋは、正の整数）で値が更新される。

本発明の第３の態様によれば、第１又は第２の態様の光受信機において、前記適応等化処理部は、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記所定のタップ係数とに基づいて、前記等化演算を行ってシンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の等化信号を算出する適応等化器と、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記等化信号をダウンサンプリングして前記受信シンボルを出力するサンプルレート変換器と、を備える。

本発明の第４の態様によれば、第１の態様の光受信機において、前記所定のタップ係数は、デジタル信号等化用タップ係数であり、前記適応等化処理部は、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、Ｎ系列の前記デジタル信号等化用タップ係数とに基づいて、前記等化演算を行って１（sample/symbol）の等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する適応等化器を備える。

本発明の第５の態様によれば、第１の態様の光受信機において、前記所定のタップ係数は、デジタル信号等化用タップ係数であり、前記適応等化処理部は、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記デジタル信号等化用タップ係数と、予め定められるＮ系列の位相シフト用タップ係数とに基づいて、前記等化演算を行って１（sample/symbol）の等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する適応等化器を備える。

本発明の第６の態様によれば、第５の態様の光受信機において、前記デジタル信号等化用タップ係数は、タップ更新演算時に、前記デジタル信号に前記位相シフト用タップ係数を畳み込み演算することにより、任意のサンプル周期で値が更新される。

本発明の第７の態様によれば、第５の態様の光受信機において、前記適応等化器は、Ｍサンプル周期ごとに、前記等化演算をＮ回行うことにより前記受信シンボルを出力する。

本発明の第８の態様によれば、第７の態様の光受信機において、前記適応等化器は、前記Ｍサンプル周期ごとの初回の前記等化演算おいて、前記位相シフト用タップ係数を前記等化演算に適用せずに、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記デジタル信号等化用タップ係数とに基づいて、前記等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する。

本発明の第９の態様における光受信方法は、光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信方法であって、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換し、シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、任意のサンプル周期で値が更新される、信号の等化に用いられる所定のタップ係数とに基づいて、予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する。

本発明の第１０の態様における光通信システムは、光変調信号を送信する光送信機と、前記光変調信号を受信して電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機とを備える光通信システムであって、前記光受信機は、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、任意のサンプル周期で値が更新される、信号の等化に用いられる所定のタップ係数とに基づいて、予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、を備える。

この発明によれば、デジタル信号の適応等化器を用いた受信側の処理において消費電力の削減を行うことが可能となる。

第１実施形態における光通信システムの構成を示す図である。第１実施形態における適応等化器の構成を示す図である。第１実施形態における適応等化処理部による処理を示す図である。第１実施形態における他の構成例（その１）を示す図である。第１実施形態における他の構成例（その２）を示す図である。第２実施形態における光通信システムの構成を示す図である。第２実施形態における適応等化器の構成を示す図である。第２実施形態における適応等化処理部による処理を示す図である。第２実施形態における適応等化器のオフ状態の構成を示す図である。第２実施形態における適応等化器の他の構成例を示す図（その１）である。第２実施形態における適応等化器の他の構成例を示す図（その２）である。第２実施形態における他の構成例（その１）を示す図である。第２実施形態における他の構成例（その２）を示す図である。第３実施形態の適応等化器の構成を示すブロック図である。第３実施形態における適応等化処理部による処理を示す図である。第３実施形態の他の構成例における適応等化器の構成を示すブロック図である。従来の光通信システムの構成を示す図（その１）である。従来の光通信システムの構成を示す図（その２）である。

（第１実施形態）
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、第１実施形態における光通信システム１の構成を示すブロック図である。光通信システム１は、光送信機２、光ファイバ伝送路３、及び、光受信機１０を備える。光送信機２は、送信信号を符号化して光変調信号に変調し、光変調信号を光ファイバ伝送路３に送出する。光ファイバ伝送路３は、光送信機２が送出する光変調信号を光受信機１０に伝送する。光受信機１０は、光コヒーレント受信部１１、アナログデジタル変換器１２、及び、デジタル信号処理部１３を備える。

光受信機１０において、光コヒーレント受信部１１は、光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調する。光コヒーレント受信部１１は、内部にレーザモジュールと光電変換器とを備える。光コヒーレント受信部１１は、光ファイバ伝送路３を通じて受信した光変調信号と、レーザモジュールからの局発光とを干渉させる。光コヒーレント受信部１１は、光変調信号に局発光を干渉させた光信号を光電変換器により電気信号に変換し、電気信号をベースバンド信号として出力する。アナログデジタル変換器１２は、光コヒーレント受信部１１が出力するベースバンド信号を、シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号に変換して出力する。換言すると、アナログデジタル変換器１２は、Ｎ個のシンボルがベースバンド信号に含まれる期間において、ベースバンド信号をＭ回サンプリングすることにより、Ｍ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号を生成する。ここで、Ｍ及びＮは、正の整数であり、Ｍ／Ｎが整数とはならず、かつＭ＞Ｎを満たす値である。第１実施形態では、Ｍ＝４、Ｎ＝３の場合について説明する。

デジタル信号処理部１３は、波長分散補償器２０、適応等化処理部２１、キャリア位相補償器２２、及び、復号器２３を備える。波長分散補償器２０は、アナログデジタル変換器１２が出力するデジタル信号に対して波長分散による波形歪を補償する。適応等化処理部２１は、適応等化器２００と、サンプルレート変換器４００とを備える。適応等化器２００は、波長分散補償器２０が出力するシンボルあたりのサンプル数が４／３（sample/symbol）のデジタル信号に対して、予め定められる等化演算を行うことにより、デジタル信号の波形歪みを補償する。適応等化器２００は、波形歪みが補償された４／３（sample/symbol）のデジタル信号を出力する。ここで、予め定められる等化演算とは、例えば、波長分散補償器２０が出力する受信デジタル信号に対して等化用のタップ係数を適用する畳み込み演算である。

サンプルレート変換器４００は、適応等化器２００が出力する４／３（sample/symbol）のデジタル信号をダウンサンプリングして１（sample/symbol）のデジタル信号、すなわち受信シンボルを出力する。キャリア位相補償器２２は、サンプルレート変換器４００から出力される受信シンボルの位相を補償する。キャリア位相補償器２２は、光送信機２のレーザモジュールと、光受信機１０の光コヒーレント受信部１１が備えるレーザモジュールとが出力するレーザの周波数誤差の補償、及び、各々のレーザモジュールが有する線幅による位相雑音の補償を行う。復号器２３は、キャリア位相補償器２２により位相が補償された受信シンボルを復号して送信信号を出力する。

図２は、適応等化器２００の構成を示すブロック図である。適応等化器２００は、前述したように畳み込み演算を行う構成を有しており、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ部２０１とタップ係数更新部９０を備える。タップ係数更新部９０は、乗算器４０〜４４の各々に与える予め定められるデジタル信号等化用タップ係数の初期値であるｈ_１１，ｈ_１２，…ｈ_１Ｒを出力する。ここで、Ｒは、タップ数であり、ＦＩＲフィルタ部２０１が備える乗算器４０〜４４の数に相当し、図２に示す例では、Ｒ＝５となる。また、タップ係数更新部９０は、ＦＩＲフィルタ部２０１が出力する等化信号Ｓ’’_ｉに基づいて、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×４となり、Ｋは、正の整数である）サンプル周期に一回、予め定められる更新演算を行い、当該更新演算により算出した更新後のデジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑ１，ｈ_ｑ２，…ｈ_ｑＲを出力する。ここで、添え字ｑは、タップ係数の更新回数を示しており、初期値の場合は、ｑ＝１となり、更新が行われるごとに１ずつ加算される。図２には、タップ係数の更新が１回行われた例（ｑ＝２）が示されている。

ここで、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑ１，ｈ_ｑ２，…ｈ_ｑＲは、式（１）のように示すことができる。式（１）において、左辺は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒであり、右辺は、複数のデジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑｒからなる系列である。式（１）では、左辺のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒについては、ベクトル量を示す太字で示している。また、以下の説明において、ベクトル量を示す場合、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒのように「ベクトル」の文字を加えて記載する。

式（１）において、ｒは、タップ番号であり、１から始まる正の整数であり、最大値はＲとなる。図２に示す例では、ｒ＝１は、乗算器４０、ｒ＝２は、乗算器４１、ｒ＝３は、乗算器４２、ｒ＝４は、乗算器４３、ｒ＝５は、乗算器４４に対応する。例えば、図２に示す乗算器４２に与えられているｈ_２３は、ｑ＝２及びｒ＝３であるため、タップ係数更新部９０によって１度更新されており、３番目のタップである乗算器４２に与えられるデジタル信号等化用タップ係数を意味する。

ＦＩＲフィルタ部２０１は、遅延器３１〜３４、乗算器４０〜４４、及び、加算器５０〜５３を備える。ＦＩＲフィルタ部２０１には、以下の式（２）で表される時系列に連続したデジタル信号の系列ベクトルＳ’が与えられる。なお、式（２）においても、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’と、各々の受信デジタル信号Ｓ’とを区別するため、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’については、ベクトル量を示す太字で示している。

式（２）において、ｉは、受信デジタル信号の時系列において個々の受信デジタル信号を示す１から始まる正の整数である。ｊは、ｉと同様に個々の受信デジタル信号を示す値であり、ｉより小さい正の整数である。式（２）において、タップ数Ｒ＝５を用いてｊ＝ｉ−Ｒ＋１と定めた場合、式（２）の右辺は、（Ｓ’_ｉ−４，Ｓ’_ｉ−３，Ｓ’_ｉ−２，Ｓ’_ｉ−１，Ｓ’_ｉ）となる。図２に示すように、ｉ＝５の場合、式（２）の右辺は、（Ｓ’_１，Ｓ’_２，Ｓ’_３，Ｓ’_４，Ｓ’_５）となる。

遅延器３１は、ｚ^−１分遅延したデジタル信号、すなわち時系列に連続したデジタル信号系列の中でＳ’_ｉより１サンプル分遅れたＳ’_ｉ−１を出力する。同様に、遅延器３２は、ｚ^−２分遅延したＳ’_ｉ−２を出力し、遅延器３３は、ｚ^−３分遅延したＳ’_ｉ−３を出力し、遅延器３４は、ｚ^−４分遅延したＳ’_ｉ−４を出力する。なお、図２ではｉ＝５の例を示しており、各々の遅延器３１〜３４は、それぞれＳ’_４，Ｓ’_３，Ｓ’_２，Ｓ’_１を出力する。なお、遅延器３１〜３４に接続されていない乗算器４０には、Ｓ’_５が与えられる。

乗算器４０〜４４の各々は、タップ係数更新部９０から与えられるデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒの各々の要素であるタップ係数ｈ_ｑｒと、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’の各々の要素である受信デジタル信号Ｓ’_ｉとを乗算して積を算出する。加算器５０〜５３は、乗算器４０〜４４が算出した積を加算して等化信号Ｓ’’_ｉを出力する。ＦＩＲフィルタ部２０１による畳み込み演算を一般化した数式として示すと、以下の式（３）となる。

式（３）において、左辺のＳ’’は、畳み込み演算により得られる等化信号系列ベクトルＳ’’である。ここで、等化信号系列ベクトルＳ’’は、等化信号Ｓ’’_ｉを要素にもつベクトルである。右辺のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’とは、それぞれ、式（１）と式（２）とに示す通りであり、「＊」は畳み込み演算子である。

次に、図２と図３とを参照しつつ、第１実施形態による適応等化処理部２１が行う処理について説明する。図３は、Ｍ＝４、Ｎ＝３、Ｒ＝５（ｒ＝１，２，…，５）の例が示されている。受信デジタル信号Ｓ’_ｉは４／３（sample/symbol）のデジタル信号である。等化信号Ｓ’’_ｉ（＝ｈ_ｒｑ＊Ｓ’）は４／３（sample/symbol）の信号である。黒い矢印は、等化信号と受信シンボルとが一致することを示す。白抜きの矢印は、受信シンボルが等化信号を４／３（sample/symbol）から１（sample/symbol）へダウンサンプリングすることにより得られることを示す。

（サンプル周期がｉ＝１、図３のＳ’_１の列）
タップ係数更新部９０は、初期値となるデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒ＝（ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_１３，ｈ_１４，ｈ_１５）の各々を乗算器４０〜４４に出力する。波長分散補償器２０は、ｉ＝１の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_−３，Ｓ’_−２，Ｓ’_−１，Ｓ’_０，Ｓ’_１）を出力する。乗算器４０には、デジタル信号Ｓ’_１が与えられ、乗算器４１〜４４には、それぞれ遅延器３１〜３４を通じてＳ’_０，Ｓ’_−１，Ｓ’_−２，Ｓ’_−３が与えられる。これにより、ＦＩＲフィルタ部２０１は、式（３）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_１を算出して出力する。

（サンプル周期がｉ＝２〜４、図３のＳ’_２，Ｓ’_３，Ｓ’_４の列）
ＦＩＲフィルタ部２０１は、ｉ＝２〜４までの受信デジタル信号系列ベクトルＳ’に対して、同一のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒを適用して、式（３）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_２，Ｓ’’_３，Ｓ’’_４を出力する。

（サンプル周期がｉ＝５、図３のＳ’_５の列）
前述したように、Ｍ＝４であるため、ｉ＝５は、４サンプル周期の２周期目となる。タップ係数更新部９０は、ＦＩＲフィルタ部２０１が出力する等化信号Ｓ’’_ｊに基づいて、予め定められる更新演算を行い、更新したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_２ｒ＝（ｈ_２１，ｈ_２２，ｈ_２３，ｈ_２４，ｈ_２５）を乗算器４０〜４４に出力する。

波長分散補償器２０は、ｉ＝５の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’、すなわち図２及び図３に示す系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_１，Ｓ’_２，Ｓ’_３，Ｓ’_４，Ｓ’_５）を出力する。ＦＩＲフィルタ部２０１は、式（３）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_５を出力する。

以下、Ｋ×４サンプル周期ごとにタップ係数更新部９０によるデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒに含まれるタップ係数値の更新が行われつつ、上記のサンプル周期がｉ＝２〜４における処理、及びサンプル周期がｉ＝５における処理が繰り返し行われることになる。２つの処理を繰り返すことにより、適応等化器２００は、波長分散補償器２０から受信デジタル信号系列ベクトルＳ’を受けて、シンボルあたりのサンプル数が４／３（sample/symbol）等化信号Ｓ’’_ｉを逐次出力する。

サンプルレート変換器４００は、等化信号Ｓ’’_ｉをダウンサンプリングして、１（sample/symbol）のデジタル信号である受信シンボルＳ_ｊ（ｊは、１から始まる正の整数であり、時系列における受信シンボルを示す）を出力する。ダウンサンプリングは、例えば、Ｎオーバーサンプリング後にＭ周期で間引いてダウンサンプリングする。すなわち、第１実施形態では、３オーバーサンプリングして４周期で間引くことにより、４つの等化信号から３つの受信シンボルが得られることになる。

このとき、Ｍサンプル周期ごとの等化信号Ｓ’’_ｉ、例えば、図３の例では、黒色の矢印で示される４サンプル周期ごとのＳ’’_１，Ｓ’’_５，Ｓ’’_９，Ｓ’’_１３は、そのまま受信シンボルＳ_１，Ｓ_４，Ｓ_７，Ｓ_１０となる。これに対して、白色の矢印で示される時系列における他の等化信号Ｓ’’_ｉ、例えば、Ｓ’’_２，Ｓ’’_３，Ｓ’’_４，Ｓ’’_６，Ｓ’’_７，Ｓ’’_８，Ｓ’’_１０，Ｓ’’_１１，Ｓ’’_１２は、受信シンボルＳ_ｊの間の遷移情報となる。したがって、４／３（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｊを１（sample/symbol）にダウンサンプリングすることにより、等化信号Ｓ’’_ｊに含まれる全ての受信シンボルＳ_ｊを求めることができる。

上記の第１実施形態の構成により、適応等化器２００は、波長分散補償器２０から与えられたシンボルあたりのサンプル数が４／３の受信デジタル信号に対して、等化演算を行いシンボルあたりのサンプル数が４／３の等化信号を算出することができる。そのため、光受信機１０は、適応等化器２００にデジタル信号を与える前に、アップサンプリングをして２（sample/symbol）のデジタル信号にする必要がない。適応等化器２００は、サンプルレートを変換することなく、４／３（sample/symbol）のデジタル信号に対して処理を行えばよいことになる。これにより、適応等化器２００において、消費電力の削減を図ることが可能となる。

（第１実施形態の他の構成例（その１））
図４は、第１実施形態の他の構成例における適応等化器２００ａの構成を示すブロック図である。デジタル信号の適応等化処理に適用される実際のＤＳＰ（Digital Signal Processor）では、動作クロックレートを緩和するために、通常、適応等化器２００ａのような構成によりパイプライン処理が行われる。パイプライン段数は、Ｋ×Ｍ（Ｋは、正の整数）を満たす段数であればどのような段数でもよい。図４では、一例として、Ｋ＝２、Ｍ＝４の場合、すなわちパイプライン段数が８段の構成を示す。また、図４においても適応等化器２００の場合と同じく、Ｎ＝３であるとする。

適応等化器２００ａは、ＦＩＲフィルタ部２０１−１〜２０１−８と、タップ係数更新部９０ａとを備えている。ＦＩＲフィルタ部２０１−１〜２０１−８の各々は、図２に示すＦＩＲフィルタ部２０１と同様の構成を有している。例えば、ＦＩＲフィルタ部２０１−１は、ＦＩＲフィルタ部２０１が有する構成の符号に「−１」を付した、４つの遅延器３１−１〜３４−１、５つの乗算器４０−１〜４４−１、及び４つの加算器５０−１〜５３−１を有する。

タップ係数更新部９０ａは、パイプラインの段数であるＫ×Ｍ（ここでは、Ｋ×Ｍ＝８）サンプル周期ごとに、等化信号Ｓ’’_ｊに基づいて予め定められる更新演算を行ってデジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑｒを算出する。タップ係数更新部９０ａは、算出したデジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑｒの各々をＦＩＲフィルタ部２０１−１〜２０１−８の各々が有する乗算器４０−１〜４４−１，４０−２〜４４−２，４０−３〜４４−３，４０−４〜４４−４，４０−５〜４４−５，４０−６〜４４−６，４０−７〜４４−７，４０−８〜４４−８に与えて、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑｒを更新する。適応等化器２００ａが出力する等化信号Ｓ’’_ｊは、サンプルレート変換器４００により、ダウンサンプリングされて１（sample/symbol）の受信シンボルとなる。

上記の適応等化器２００ａを適用することにより、適応等化器２００によって得られた消費電力の削減効果に加えて、畳み込み演算等の等化演算を並列に行うことによる演算時間削減の効果も得られることになる。例えば、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×Ｍ＝８）段のパイプライン段数を設けることで、Ｋ×Ｍ回の畳み込み演算が１工程で行われ、Ｋ×Ｍ個の受信シンボルが得られることになる。

（第１実施形態の他の構成例（その２））
図５は、第１実施形態の他の構成例における適応等化器２００ｂの構成を示すブロック図である。図５に示す適応等化器２００ｂは、光変調信号が偏波多重光変調信号の場合に適用される、いわゆるバタフライ構成のＦＩＲフィルタの構成を有しており、偏波変動や偏波モード分散等による波形歪みを補償する。適応等化器２００ｂが適用される場合、図１に示す光送信機２が、Ｘ偏波とＹ偏波との２つの偏波を含む偏波多重光変調信号を送信し、光ファイバ伝送路３によって当該偏波多重光変調信号が伝送される。

光受信機１０の光コヒーレント受信部１１は、Ｘ偏波とＹ偏波との２つの偏波のベースバンド信号を復調してアナログデジタル変換器１２に出力する。アナログデジタル変換器１２は、Ｘ偏波のベースバンド信号とＹ偏波のベースバンド信号との各々をＭ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号に変換する。なお、図５に示す例においてもＭ＝４、Ｎ＝３である。

波長分散補償器２０は、Ｘ偏波の４／３（sample/symbol）のデジタル信号について補償処理を行い、Ｘ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘを出力する。波長分散補償器２０は、Ｙ偏波の４／３（sample/symbol）のデジタル信号について補償処理を行い、Ｙ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙを出力する。Ｘ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘ及びＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙの２つのデジタル信号系列ベクトルは、複素デジタル信号系列ベクトルである。適応等化器２００ｂに入力される２つのデジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘ，Ｓ’_ｙは、４／３（sample/symbol）のデジタル信号によりそれぞれ構成される。

適応等化器２００ｂは、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘ，２０１ｘｙ，２０１ｙｘ，２０１ｙｙと、タップ係数更新部９０ｂｘ，９０ｂｙと、加算器１００ｘ，１００ｙとを備える。ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘ，２０１ｘｙ，２０１ｙｘ，２０１ｙｙの各々は、図２に示すＦＩＲフィルタ部２０１に対応する構成を有している。例えば、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘにおいて、遅延器３１ｘｘ〜３４ｘｘの各々は、ＦＩＲフィルタ部２０１の遅延器３１〜３４に対応し、乗算器４０ｈｘｘ〜４４ｈｘｘは、ＦＩＲフィルタ部２０１の乗算器４０〜４４に対応する。

図５では、図２の乗算器４０〜４４に対応する線図として、乗算器４０ｈｘｘ〜４４ｈｘｘの各々に与えられるデジタル信号等化用タップ係数ｈ_{ｘｘ，ｑ１}，ｈ_{ｘｘ，ｑ２}，ｈ_{ｘｘ，ｑ３}，ｈ_{ｘｘ，ｑ４}，ｈ_{ｘｘ，ｑ５}を付した四辺形のブロックとして示している。例えば、Ｘ偏波のデジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘは、Ｒ＝５の場合（Ｓ’_{ｘ，ｉ−４}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−３}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−２}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−１}，Ｓ’_ｘ，ｉ）で表される。ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘの乗算器４０ｈｘｘは、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_{ｘｘ，ｑ１}と、デジタル信号Ｓ’_ｘ，ｉとの乗算を行い積の値を算出して出力する。乗算器４０ｈｘｘと同様に、乗算器４１ｈｘｘ〜４４ｈｘｘは、それぞれ、ｈ_{ｘｘ，ｑ２}とＳ’_{ｘ，ｉ−１}，ｈ_{ｘｘ，ｑ３}とＳ’_{ｘ，ｉ−２}，ｈ_{ｘｘ，ｑ４}とＳ’_{ｘ，ｉ−３}，ｈ_{ｘｘ，ｑ５}とＳ’_{ｘ，ｉ−４}の乗算を行う。これにより、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘにおいて、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｘ，ｑｒ}とＸ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘとの畳み込み演算が行われる。

ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｙ，２０１ｙｘ，２０１ｙｙにおいても、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘと同様に、ＦＩＲフィルタ部２０１と同様の構成が備えられる。ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｙは、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｙ，ｑｒ}とＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙとの畳み込み演算を行う。ＦＩＲフィルタ部２０１ｙｘは、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｙｘ，ｑｒ}とＸ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘとの畳み込み演算を行う。ＦＩＲフィルタ部２０１ｙｙは、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｙｙ，ｑｒ}とＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙとの畳み込み演算を行う。

加算器１００ｘは、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘ及びＦＩＲフィルタ部２０１ｘｙが有する各々の乗算器４０ｈｘｘ〜４４ｈｘｘ及び乗算器４０ｈｘｙ〜４４ｈｘｙが出力する積の値を加算して４／３（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｘを算出する。加算器１００ｙは、ＦＩＲフィルタ部２０１ｙｘ及びＦＩＲフィルタ部２０１ｙｙが有する各々の乗算器４０ｈｙｘ〜４４ｈｙｘ及び乗算器４０ｈｙｙ〜４４ｈｙｙが出力する積の値を加算して４／３（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｙを算出する。

サンプルレート変換器４００は、適応等化器２００ｂが出力する４／３（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｘ及び等化信号Ｓ’’_ｙの各々を１（sample/symbol）のデジタル信号にダウンサンプリングし、受信シンボルＳ_ｊを得る。

タップ係数更新部９０ｂｘは、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×４となる）サンプル周期ごとに一回、等化信号Ｓ’’_ｘに基づいて、予め定められる更新演算により、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｘ，ｑｒ}とｈ_{ｙｘ，ｑｒ}とを算出する。タップ係数更新部９０ｂｘは、算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｘ，ｑｒ}とｈ_{ｙｘ，ｑｒ}とを、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘ，２０１ｙｘにそれぞれ出力する。

タップ係数更新部９０ｂｙは、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×４となる）サンプル周期ごとに一回、等化信号Ｓ’’_ｙに基づいて、予め定められる更新演算により、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｙ，ｑｒ}とｈ_{ｙｙ，ｑｒ}とを算出する。タップ係数更新部９０ｂｙは、算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｙ，ｑｒ}とｈ_{ｙｙ，ｑｒ}とを、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｙ，２０１ｙｙにそれぞれ出力する。

上記の適応等化器２００ｂを適用することにより、光受信機１０は、偏波多重光変調信号に含まれるＸ偏波とＹ偏波との各々において、シンボルあたりのサンプル数が４／３のデジタル信号を復調して、等化演算を行い、シンボルあたりのサンプル数が４／３の等化信号Ｓ’’_ｘ，Ｓ’’_ｙを出力することができる。そのため、光受信機１０は、適応等化器２００ｂにデジタル信号を与える前に、アップサンプリングをして２（sample/symbol）のデジタル信号にする必要がないため、適応等化器２００ｂおける消費電力の削減を図ることが可能となる。

図５に示す適応等化器２００ｂは、ＦＩＲフィルタ部２０１の加算器５０〜５３に対応する構成を有しておらず、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘの乗算器４０ｈｘｘ〜４４ｈｘｘが出力する値、及び、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｙの乗算器４０ｈｘｙ〜４４ｈｘｙが出力する値を加算器１００ｘが加算する構成を有している。また、適応等化器２００ｂは、ＦＩＲフィルタ部２０１ｙｘの乗算器４０ｈｙｘ〜４４ｈｙｘが出力する値、及び、ＦＩＲフィルタ部２０１ｙｙの乗算器４０ｈｙｙ〜４４ｈｙｙが出力する値を加算器１００ｙが加算する構成を有している。しかしながら、本発明の構成は、当該実施の形態に限られず、適応等化器２００ｂは、ＦＩＲフィルタ部２０１の加算器５０〜５３のように、ＦＩＲフィルタ部２０１ｘｘの乗算器４１ｈｘｘ〜４４ｈｘｘの出力端に加算器を備えて、乗算器４０ｈｘｘ〜４４ｈｘｘが出力する積を加算した上で、加算結果を加算器１００ｘに出力するようにしてもよい。

（第２実施形態）
図６は、第２実施形態における光通信システム１ｃの構成を示すブロック図である。第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。光通信システム１ｃは、光送信機２、光ファイバ伝送路３、及び、光受信機１０ｃを備える。光受信機１０ｃは、光コヒーレント受信部１１、アナログデジタル変換器１２、及び、デジタル信号処理部１３ｃを備える。デジタル信号処理部１３ｃは、波長分散補償器２０、適応等化処理部２１ｃ、キャリア位相補償器２２、及び、復号器２３を備える。適応等化処理部２１ｃは、適応等化器３００を備える。

第１実施形態と同様に、アナログデジタル変換器１２は、光コヒーレント受信部１１が出力するベースバンド信号を、シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号に変換して出力する。ここで、Ｍ及びＮは、正の整数であり、Ｍ／Ｎが整数とはならず、かつＭ＞Ｎを満たす値である。第１実施形態と同様に第２実施形態においても、Ｍ＝４、Ｎ＝３として説明する。

波長分散補償器２０は、４／３（sample/symbol）のデジタル信号に対して補償を行い、４／３（sample/symbol）のデジタル信号を適応等化処理部２１ｃに出力する。適応等化器３００は、波長分散補償器２０が出力するシンボルあたりのサンプル数が４／３（sample/symbol）のデジタル信号に対して、予め定められる等化演算を行って、波形歪みを補償して４／３（sample/symbol）のデジタル信号を出力する。ここで、予め定められる等化演算とは、例えば、波長分散補償器２０が出力する受信デジタル信号に対して等化用のタップ係数を適用する畳み込み演算である。

図７は、適応等化器３００の構成を示すブロック図である。適応等化器３００は、ＦＩＲフィルタ部３０１と、タップ係数更新部９５とを備える。ＦＩＲフィルタ部３０１は、第１実施形態のＦＩＲフィルタ部２０１と同様に、遅延器３１〜３４、乗算器４０〜４４、及び、加算器５０〜５３を備えており、更に、スイッチ７０〜７４を備える。適応等化器３００において、タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕとを畳み込み演算してデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを算出する。ここで、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕは、以下の式（４）で示される。

式（４）において、ｎとｕとは、正の整数であり、ｎ＝１，２，…，Ｎであり、ｕ＝１，２，…，Ｕである。第２実施形態では、Ｎ＝３であるため、ｎ＝１，２，３となる。Ｕは、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕとを畳み込み演算をする際のタップ数であり、図７は、Ｕ＝５、Ｒ＝５、ｉ＝５、タップ係数の更新が１回行われた場合（ｑ＝２）の例を示している。位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕに含まれる個々のＮ系列の位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕは、受信デジタル信号と受信シンボルとのサンプリング点の差異を考慮して予め設計された係数値である。例えば、等化演算の対象である各受信デジタル信号のサンプリングタイミングと、算出される受信シンボルのシンボルタイミングとの差に基づいて、Ｎ系列の位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕの係数値が定められる。また、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎは、以下の式（５）で示される。

タップ係数更新部９５は、初期値であるデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒと、予め定められる位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕとを、畳み込み演算してデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ１を算出する。タップ係数更新部９５は、初期値であるデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒに対して、次回と、次々回のサンプル周期において、それぞれ位相シフト用タップ係数Ｐ_２ｕ，Ｐ_３ｕを畳み込む畳み込み演算を行い、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ２，Ｈ_１ｒ３を算出する。タップ係数更新部９５は、初期値のデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ１，Ｈ_１ｒ２，Ｈ_１ｒ３に含まれる係数値の各々を、それぞれに対応するサンプル周期に乗算器４０〜４４に出力する。すなわち、タップ係数更新部９５は、Ｍサンプル周期において入力されるＭ個の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’に対して、Ｎ個のデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを算出する。Ｎ個のデジタル信号化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎは、Ｍ個の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’から算出されるＮ個の受信シンボルにそれぞれ対応する。

タップ係数更新部９５は、ＦＩＲフィルタ部３０１が出力する受信シンボルＳ_ｊに基づいて、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×４となる）サンプル周期（Ｋは、正の整数）に一回、予め定められる更新演算を行って更新後のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを算出する。タップ係数更新部９５は、当該更新演算により算出した更新後のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、予め定められる位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕ，Ｐ_２ｕ，Ｐ_３ｕの各々とを、それぞれに対応するサンプル周期に畳み込み演算を行いデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒ１，Ｈ_ｑｒ２，Ｈ_ｑｒ３を算出する。タップ係数更新部９５は、算出したデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒ１，Ｈ_ｑｒ２，Ｈ_ｑｒ３に含まれる係数値の各々を、それぞれに対応するサンプル周期に乗算器４０〜４４に出力する。

乗算器４０〜４４の各々は、タップ係数更新部９５から与えられるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎの各々の要素であるタップ係数Ｈ_ｑｒｎと、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’の各々の要素である受信デジタル信号Ｓ’_ｉとを乗算して積を算出する。これにより、ＦＩＲフィルタ部３０１において、以下の式（６）に示す畳み込み演算が行われる。

式（６）において、Ｓは、受信シンボル系列ベクトルであり、Ｓ’’は、等化信号系列ベクトルである。ここで、受信シンボル系列ベクトルＳは、受信シンボルＳ_ｊを要素にもつベクトルである。適応等化器３００は、式（６）の畳み込み演算に加えて、スイッチ７０〜７４全てを４サンプル周期に１度オフ状態に切り替えることにより、１（sample/symbol）のデジタル信号へのダウンサンプリングを行う。式（６）の畳み込み演算とスイッチ７０〜７４の切り替えとにより、等化信号系列ベクトルＳ’’が、受信シンボル系列ベクトルＳとなる。

式（６）に示すように、タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒに予め位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕを畳み込む畳み込み演算の処理を行っている。したがって、ＦＩＲフィルタ部３０１において、Ｍサンプル周期ごとに、ＭとＮとの差分値（Ｍ−Ｎ）の回数、式（６）に示す畳み込み演算を省略することができる。換言すると、ＦＩＲフィルタ部３０１がＭサンプル周期ごとに式（６）に示す畳み込み演算をＮ回行うことで、Ｎ個の受信シンボルを得ることができる。ここでは、Ｍ＝４、Ｎ＝３であり、差分値、すなわち４−３＝１となるため、４サンプル周期に１度、畳み込み演算を省略することができる。ＦＩＲフィルタ部３０１において、スイッチ７０〜７４は、例えば、光受信機１０ｃが備えるクロック信号で制御されており、４サンプル周期に１度、オフ状態に切り替えられ、それ以外の状態ではオン状態となる。

次に、図７と図８とを参照しつつ、第２実施形態による適応等化処理部２１ｃの適応等化器３００が行う処理について説明する。図８は、Ｍ＝４、Ｎ＝３、Ｒ＝５（ｒ＝１，２，…，５）の例が示されている。受信デジタル信号Ｓ’_ｉは４／３（sample/symbol）のデジタル信号である。等化信号Ｓ’’_ｉ（＝ｈ_ｒｑ＊Ｓ’）は４／３（sample/symbol）の信号である。後述するように、等化信号Ｓ’’_ｊと受信シンボルＳ_ｊとが一致するため、位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕとデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒとの畳み込み演算は省略可能である。４サンプル周期ごとに、１（＝４−３）回畳み込み演算が省略される。

（サンプル周期がｉ＝１、図８におけるＳ’_１の列）
タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒの初期値と、予め定められる位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕとに基づいて、式（５）に示す畳み込み演算を行う。式（５）で示される畳み込み演算により、タップ係数更新部９５は、初期値のデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ１＝（Ｈ_１１１，Ｈ_１２１，Ｈ_１３１，Ｈ_１４１，Ｈ_１５１）を算出する。なお、Ｈ_１１１＝ｈ_１１＊Ｐ_１１であり、Ｈ_１２１＝ｈ_１２＊Ｐ_１２であり、Ｈ_１３１＝ｈ_１３＊Ｐ_１３であり、Ｈ_１４１＝ｈ_１４＊Ｐ_１４であり、Ｈ_１５１＝ｈ_１５＊Ｐ_１５である。
Ｒ個の要素を有するデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、Ｕ個の要素を有する位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕとの畳み込み演算を行うと、（Ｒ＋Ｕ−１）個の要素を有するベクトルが得られる。タップ係数更新部９５は、畳み込み演算において算出される（Ｒ＋Ｕ−１）個の要素のうち、中央の要素を含み連続する５（Ｒ＝５）個の要素をデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎの要素としている。例えば、中央の要素はｃｅｉｌ（（Ｒ＋Ｕ−１）／２）番目の要素とする。ｃｅｉｌは天井関数であり、小数点以下を切り上げる。また、（Ｒ＋Ｕ−１）／２が偶数の場合は、中央の要素をｆｌｏｏｒ（（Ｒ＋Ｕ−１）／２）番目の要素としてもよい。ｆｌｏｏｒは床関数であり、小数点以下を切り捨てる。
タップ係数更新部９５は、畳み込み演算において算出される（Ｒ＋Ｕ−１）個の要素のうち、４個以下又は６個以上の要素をデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルの要素としてもよい。適応等化器３００は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕとの畳み込み演算により算出される（Ｒ＋Ｕ−１）個の要素全てを、ＦＩＲフィルタ部３０１のタップ係数として用いてもよい。あるいは、適応等化器３００は、畳み込み演算により算出される（Ｒ＋Ｕ−１）個の要素のうち、ＦＩＲフィルタ部３０１の演算能力に応じた数の要素を、ＦＩＲフィルタ部３０１のタップ係数として用いてもよい。畳み込み演算において算出される要素のうち、中央の要素を含み連続する中央の一部分の要素をデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルに用いてもよい。中央の一部分の要素をデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルに用いることにより、適応等化器３００の回路構成を簡易化できる。

タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ１＝（Ｈ_１１１，Ｈ_１２１，Ｈ_１３１，Ｈ_１４１，Ｈ_１５１）を乗算器４０〜４４に出力する。波長分散補償器２０は、ｉ＝１の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_−３，Ｓ’_−２，Ｓ’_−１，Ｓ’_０，Ｓ’_１）を出力する。乗算器４０には、デジタル信号Ｓ’_１が与えられ、乗算器４１〜４４には、それぞれ遅延器３１〜３４を通じてＳ’_０，Ｓ’_−１，Ｓ’_−２，Ｓ’_−３が与えられる。これにより、ＦＩＲフィルタ部３０１は、式（６）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_１を出力する。この等化信号Ｓ’’_１は、１（sample/symbol）のデジタル信号、すなわち受信シンボルＳ_１となる。

（サンプル周期がｉ＝２、図８におけるＳ’_２の列）
タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒの初期値と、予め定められる位相シフト用タップ係数Ｐ_２ｕとに基づいて、式（５）に示す畳み込み演算を行い初期値のデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ２＝（Ｈ_１１２，Ｈ_１２２，Ｈ_１３２，Ｈ_１４２，Ｈ_１５２）を算出する。タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ２を乗算器４０〜４４に出力する。波長分散補償器２０は、ｉ＝２の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_−２，Ｓ’_−１，Ｓ’_０，Ｓ’_１，Ｓ’_２）を出力する。これにより、ＦＩＲフィルタ部３０１は、式（６）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_２、すなわち受信シンボルＳ_２を出力する。

（サンプル周期がｉ＝３、図８におけるＳ’_３の列）
タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_１ｒの初期値と、予め定められる位相シフト用タップ係数Ｐ_３ｕとに基づいて、式（５）に示す畳み込み演算を行い初期値のデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ３＝（Ｈ_１１３，Ｈ_１２３，Ｈ_１３３，Ｈ_１４３，Ｈ_１５３）を算出する。タップ係数更新部９５は、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ３を乗算器４０〜４４に出力する。波長分散補償器２０は、ｉ＝３の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_−１，Ｓ’_０，Ｓ’_１，Ｓ’_２，Ｓ’_３）を出力する。これにより、ＦＩＲフィルタ部３０１は、式（６）に示す畳み込み演算を行い、等化信号Ｓ’’_３、すなわち受信シンボルＳ_３を出力する。

（サンプル周期がｉ＝４、図８におけるＳ’_４の列）
前述したように、４サンプル周期に一度、式（６）の畳み込み演算の省略を行うことができるため、適応等化器３００は、図９に示すようにスイッチ７０〜７４をオフ状態にする。なお、図９では、タップ係数更新部９５は、サンプル周期（ｉ＝３）と同様にデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ３を出力するように示しているが、乗算器４０〜４４には、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’が与えられないため、乗算処理が行われない。そのため、タップ係数更新部９５が、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ３を乗算器４０〜４４へ出力しないようにしてもよい。
図９に示すｑ＝１、ｎ＝３の例におけるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_１ｒ３の要素は、次のようになる。Ｈ_１１３＝ｈ_１１＊Ｐ_３１、Ｈ_１２３＝ｈ_１２＊Ｐ_３２、Ｈ_１３３＝ｈ_１３＊Ｐ_３３、Ｈ_１４３＝ｈ_１４＊Ｐ_３４、Ｈ_１５３＝ｈ_１５＊Ｐ_３５。

（サンプル周期がｉ＝５、図８におけるＳ’_５の列）
タップ係数更新部９５は、ＦＩＲフィルタ部３０１が出力する受信シンボルＳ_ｊに基づいて、予め定められる更新演算を行い、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_２ｒを算出する。タップ係数更新部９５は、当該更新演算により算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_２ｒと、位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕとに基づいて、式（５）に示す畳み込み演算を行い、図７に示すように、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_２ｒ１＝（Ｈ_２１１，Ｈ_２２１，Ｈ_２３１，Ｈ_２４１，Ｈ_２５１）を算出する。なお、Ｈ_２１１＝ｈ_２１＊Ｐ_１１であり、Ｈ_２２１＝ｈ_２２＊Ｐ_１２であり、Ｈ_２３１＝ｈ_２３＊Ｐ_１３であり、Ｈ_２４１＝ｈ_２４＊Ｐ_１４であり、Ｈ_２５１＝ｈ_２５＊Ｐ_１５である。

タップ係数更新部９５は、算出したデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_２ｒ１＝（Ｈ_２１１，Ｈ_２２１，Ｈ_２３１，Ｈ_２４１，Ｈ_２５１）の各々を乗算器４０〜４４に出力する。波長分散補償器２０は、ｉ＝５の場合の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’、すなわち図７及び図８に示す系列ベクトルＳ’＝（Ｓ’_１，Ｓ’_２，Ｓ’_３，Ｓ’_４，Ｓ’_５）を出力する。ＦＩＲフィルタ部３０１は、式（６）に示す畳み込み演算が行い、等化信号Ｓ’’_４、すなわち受信シンボルＳ_４を出力する。

以下、Ｋ×４サンプル周期ごとにタップ係数更新部９５によるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎに含まれるタップ係数値の更新が行われつつ、上記のサンプル周期がｉ＝２〜４における処理、及びサンプル周期がｉ＝５における処理が繰り返される。２つの処理を繰り返すことにより、適応等化器３００は、波長分散補償器２０から受信デジタル信号系列ベクトルＳ’を受けて、１（sample/symbol）の受信シンボルＳ_ｊを逐次出力する。

上記の第２実施形態においては、ｉ＝４×Ｔ（Ｔは、正の整数）のサンプル周期に式（６）に示す畳み込み演算を省略するようにしているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。畳み込み演算の省略は、Ｍサンプル周期内の任意のタイミングで行われてもよい。適応等化器３００は、図８の例では、ｉ＝２、すなわちデジタル信号Ｓ’_２のタイミング又は、ｉ＝３、すなわちデジタル信号Ｓ’_３のタイミングにおいて式（６）の畳み込み演算を省略してもよい。

Ｍサンプル周期の初めの位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕ（ｎ＝１の場合）を用いる畳み込み演算においては、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’とを畳み込み演算することによって得られる等化信号Ｓ’’_ｊが、そのまま受信シンボルＳ_ｊになる。すなわち、受信デジタル信号Ｓ’_ｉのサンプリングタイミングと、受信シンボルＳ_ｊのシンボルタイミングとが一致する。そのため、適応等化器３００は、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕを畳み込む式（６）の演算を行わず、第１実施形態と同じ式（３）の畳み込み演算だけをするようにしてもよい。これにより、適応等化器３００は、演算量の削減を行うことができる。

スイッチ７０〜７４に代えて、図１０及び図１１に示す適応等化器３００ａのＦＩＲフィルタ部３０１ａのように、適応等化器３００は、加算器５０の出力側にスイッチ８０を備えるようにしてもよい。このように構成することで、スイッチ７０〜７４の個数を削減することができる。図１０は、図７と同じサンプル周期がｉ＝５の場合を示している。
図１０に示すｑ＝２、ｎ＝１の例におけるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_２ｒ１の要素は、次のようになる。Ｈ_２１１＝ｈ_２１＊Ｐ_１１、Ｈ_２２１＝ｈ_２３＊Ｐ_１２、Ｈ_２３１＝ｈ_２３＊Ｐ_１３、Ｈ_２４１＝ｈ_２４＊Ｐ_１４、Ｈ_２５１＝ｈ_２５＊Ｐ_１５。
図１１は、ｉ＝５の３サンプル周期後にスイッチ８０がオフ状態となるサンプル周期がｉ＝８の場合を示している。図１１に示すｑ＝２、ｎ＝３の例におけるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_２ｒ１の要素は、位相シフト用タップ係数との畳み込み演算が省略されているため、次のようになる。Ｈ_２１３＝ｈ_２１＊Ｐ_３１、Ｈ_２２３＝ｈ_２２＊Ｐ_３２、Ｈ_２３３＝ｈ_２３＊Ｐ_３３、Ｈ_２４３＝ｈ_２４＊Ｐ_３４、Ｈ_２５３＝ｈ_２５＊Ｐ_３５。

上記の第２実施形態の適応等化器３００は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒに、予め位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを畳み込んだ、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数Ｈ_ｑｒｎを用いて等化演算を行う。当該等化演算により、適応等化器３００は、シンボルあたりのサンプル数が、４／３のデジタル信号から、１（sample/symbol）の等化信号、すなわち受信シンボルを算出して出力することができる。そのため、光受信機１０ｃは、適応等化器３００にデジタル信号を与える前に、アップサンプリングをして２（sample/symbol）のデジタル信号にする必要がなくなる。これにより、光受信機１０ｃは、適応等化器３００おける消費電力の削減を図ることが可能となる。

（第２実施形態の他の構成例（その１））
図１２は、第２実施形態の他の構成例による適応等化器３００ｂの構成を示すブロック図である。第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。適応等化器３００ｂは、図４を参照して説明した第１実施形態の適応等化器２００ａと同様にパイプライン処理を行う構成を有している。パイプライン段数は、Ｋ×Ｍ（Ｋは、正の整数）を満たす段数であればどのような段数でもよい。図１２は、一例として、Ｋ＝２、Ｍ＝４の場合、すなわちパイプライン段数が８段の構成を示す。第２実施形態では、前述したようにＭサンプル周期内で、（Ｍ−Ｎ）回、畳み込み演算を省略することができるため、実際に備える必要がある段数は、Ｋ×Ｍ−Ｋ×（Ｍ−Ｎ）の段数となる。したがって、図１２の例では、Ｋ×（Ｍ−Ｎ）は、２×（４−３）＝２となるため、適応等化器３００ｂは、８段から２段減らした、６つのＦＩＲフィルタ部３０１−１〜３０１−６を備える構成となる。

適応等化器３００ｂは、ＦＩＲフィルタ部３０１−１〜２０１−６とタップ係数更新部９５ｂとを備えている。ＦＩＲフィルタ部３０１−１〜３０１−６の各々は、図７に示すＦＩＲフィルタ部３０１に対応する構成を有しており、例えば、ＦＩＲフィルタ部３０１−１は、ＦＩＲフィルタ部３０１が有する構成の符号に「−１」を付した、４つの遅延器３１−１〜３４−１、５つの乗算器４０−１〜４４−１、及び４つの加算器５０−１〜５３−１を有する。適応等化器３００ｂでは、上記したように、パイプラインの段数を減らすことにより、畳み込み演算の省略を行っているため、ＦＩＲフィルタ部３０１−１〜３０１−６はスイッチ７０〜７４に対応する構成を備えなくてもよい。ＦＩＲフィルタ部３０１−１及びＦＩＲフィルタ部３０１−４は、位相シフト用タップ係数ベクトルＰ_ｎｕを用いた畳み込みを行わなくてもよい。

タップ係数更新部９５ｂは、パイプラインの段数であるＫ×Ｍ（ここでは、Ｋ×Ｍ＝８となる）に応じて８サンプル周期ごとに、等化信号Ｓ’’_ｊに基づいて予め定められる更新演算を行ってデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを算出する。タップ係数更新部９５ｂは、算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕとの式（５）による畳み込み演算を行ってデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを算出する。タップ係数更新部９５ｂは、算出したデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎをＦＩＲフィルタ部３０１−１〜３０１−６の各々が有する乗算器４０−１〜４４−１，４０−２〜４４−２，４０−３〜４４−３，４０−４〜４４−４，４０−５〜４４−５，４０−６〜４４−６に出力する。

上記の適応等化器３００ｂを適用することにより、適応等化器３００によって得られた消費電力の削減効果に加えて、畳み込み演算等の等化演算を並列に行うことによる演算時間削減の効果も得られることになる。例えば、適応等化器３００ｂでは、例えば、８段のパイプライン段数を設けることで、６回の畳み込み演算が１工程で行われ、６個の受信シンボルが得られることになる。
位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを最適化するために、タップ係数更新部９５は、位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕに窓関数を掛けてもよい。位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを定める際に、窓関数の機能や、ローパスフィスタの機能、光ファイバ伝送路３における歪みを等化する機能などを含む係数を位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕに用いてもよい。

（第２実施形態の他の構成例（その２））
図１３は、第２実施形態の他の構成例による適応等化器３００ｃの構成を示すブロック図である。第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。図１３に示す適応等化器３００ｃは、光変調信号が偏波多重光変調信号の場合に適用される、いわゆるバタフライ構成のＦＩＲフィルタの構成を有している。適応等化器３００ｃが適用される場合、図６に示す光送信機２が、Ｘ偏波とＹ偏波との２つの偏波を含む偏波多重光変調信号を送信し、光ファイバ伝送路３によって当該偏波多重光変調信号が伝送される。

光受信機１０ｃの光コヒーレント受信部１１は、Ｘ偏波とＹ偏波との２つの偏波のベースバンド信号を復調してアナログデジタル変換器１２に出力する。アナログデジタル変換器１２は、Ｘ偏波のベースバンド信号とＹ偏波のベースバンド信号との各々をＭ／Ｎ（sample/symbol）のデジタル信号に変換する。図１３においてもＭ＝４、Ｎ＝３であるとする。

波長分散補償器２０は、Ｘ偏波の４／３（sample/symbol）のデジタル信号について補償処理を行い、Ｘ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘを出力する。波長分散補償器２０は、Ｙ偏波の４／３（sample/symbol）のデジタル信号について補償処理を行い、Ｙ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙを出力する。Ｘ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘ及びＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙの２つのデジタル信号系列ベクトルは、複素デジタル信号系列ベクトルである。適応等化器３００ｃに入力される２つのデジタル信号系列ベクトルは、４／３（sample/symbol）のデジタル信号によりそれぞれ構成される。

適応等化器３００ｃは、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｘ，３０１ｙｙと、タップ係数更新部９５ｃｘ，９５ｃｙと、加算器１００ｘ，１００ｙとを備える。ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｘ，３０１ｙｙの各々は、図７に示すＦＩＲフィルタ部３０１に対応する構成を有している。遅延器３１ｘｘ〜３４ｘｘ，３１ｘｙ〜３４ｘｙ，３１ｙｘ〜３４ｙｘ，３１ｙｙ〜３４ｙｙの各々は、ＦＩＲフィルタ部３０１の遅延器３１〜３４に対応する。

ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｘ，３０１ｙｙの各々は、ＦＩＲフィルタ部３０１のスイッチ７０〜７４及び乗算器４０〜４４に対応する構成を含むタップ係数演算部６０Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｘ，６０Ｈｘｙ〜６４Ｈｘｙ，６０Ｈｙｘ〜６４Ｈｙｘ，６０Ｈｙｙ〜６４Ｈｙｙを備えている。図１３に、一例として、タップ係数演算部６０Ｈｘｘの構成を示している。図１３に示すように、タップ係数演算部６０Ｈｘｘは、ＦＩＲフィルタ部３０１のスイッチ７０に対応するスイッチ７０Ｈｘｘと、乗算器４０に対応する乗算器４０Ｈｘｘとを備えている。

図１３において、タップ係数演算部６０Ｈｘｘの四角形の線図内に示すＨ_{ｘｘ，ｑ１ｎ}は、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘの乗算器４０Ｈｘｘに与えられるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数を意味する。同様に、タップ係数演算部６１Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｘの四角形の線図内に示すＨ_{ｘｘ，ｑ２ｎ}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ３ｎ}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ４ｎ}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ５ｎ}の各々は、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘの乗算器４１Ｈｘｘ〜４４Ｈｘｘに与えられるデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数である。

例えば、Ｘ偏波のデジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘは、Ｒ＝５の場合（Ｓ’_{ｘ，ｉ−４}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−３}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−２}，Ｓ’_{ｘ，ｉ−１}，Ｓ’_ｘ，ｉ）で表される。ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘの乗算器４０Ｈｘｘは、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数Ｈ_{ｘｘ，ｑ１ｎ}と、デジタル信号Ｓ’_ｘ，ｉとの乗算を行い積の値を算出して出力する。乗算器４０Ｈｘｘと同様に、乗算器４１Ｈｘｘ〜４４Ｈｘｘは、それぞれ、Ｈ_{ｘｘ，ｑ２ｎ}とＳ’_{ｘ，ｉ−１}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ３ｎ}とＳ’_{ｘ，ｉ−２}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ４ｎ}とＳ’_{ｘ，ｉ−３}，Ｈ_{ｘｘ，ｑ５ｎ}とＳ’_{ｘ，ｉ−４}の乗算を行う。これらの乗算により、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘにおいて、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｘ，ｑｒｎ}とＸ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘとの畳み込み演算が行われることになる。

ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘと同様に、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｙは、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｙ，ｑｒｎ}とＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙとの畳み込み演算を行う。ＦＩＲフィルタ部３０１ｙｘは、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｙｘ，ｑｒｎ}とＸ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｘとの畳み込み演算を行う。ＦＩＲフィルタ部３０１ｙｙは、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｙｙ，ｑｒｎ}とＹ偏波の受信デジタル信号系列ベクトルＳ’_ｙとの畳み込み演算を行う。

加算器１００ｘは、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ及びＦＩＲフィルタ部３０１ｘｙが有する各々の乗算器４０Ｈｘｘ〜４４Ｈｘｘ及び乗算器４０Ｈｘｙ〜４４Ｈｘｙが出力する積の値を加算して１（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｘ、すなわち受信シンボルＳ_ｘを算出する。加算器１００ｙは、ＦＩＲフィルタ部３０１ｙｘ及びＦＩＲフィルタ部３０１ｙｙが有する各々の乗算器４０Ｈｙｘ〜４４Ｈｙｘ及び乗算器４０Ｈｙｙ〜４４Ｈｙｙが出力する積の値を加算して１（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｙ、すなわち受信シンボルＳ_ｙを算出する。

タップ係数更新部９５ｃｘ，９５ｃｙの各々は、Ｋ×Ｍ（ここでは、Ｋ×４となる）サンプル周期（Ｋは、正の整数）ごとに一回、それぞれ等化信号Ｓ’’_ｘ及び等化信号Ｓ’’_ｙを用いた予め定められる更新演算に基づいて、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_{ｘｘ，ｑｒ}とｈ_{ｙｘ，ｑｒ}及び、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_{ｘｙ，ｑｒ}とｈ_{ｙｙ，ｑｒ}を算出する。

タップ係数更新部９５ｃｘは、算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｘ，ｑｒ}，ｈ_{ｙｘ，ｑｒ}のそれぞれと、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕとにより式（５）に示す畳み込み演算を行い、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｘ，ｑｒｎ}，Ｈ_{ｙｘ，ｑｒｎ}を算出する。タップ係数更新部９５ｃｘは、算出したデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｘ，ｑｒｎ}，Ｈ_{ｙｘ，ｑｒｎ}のそれぞれをＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｙｘの乗算器４０Ｈｘｘ〜４４Ｈｘｘ，４０Ｈｙｘ〜４４Ｈｙｘに出力する。

タップ係数更新部９５ｃｘと同様に、タップ係数更新部９５ｃｙは、算出したデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_{ｘｙ，ｑｒ}，ｈ_{ｙｙ，ｑｒ}のそれぞれと、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕとにより式（５）に示す畳み込み演算を行い、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｙ，ｑｒｎ}，Ｈ_{ｙｙ，ｑｒｎ}を算出する。タップ係数更新部９５ｃｙは、算出したデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_{ｘｙ，ｑｒｎ}，Ｈ_{ｙｙ，ｑｒｎ}のそれぞれをＦＩＲフィルタ部３０１ｘｙ，３０１ｙｙの乗算器４０Ｈｘｙ〜４４Ｈｘｙ，４０Ｈｙｙ〜４４Ｈｙｙに出力する。

適応等化器３００ｃは、適応等化器３００と同様に、Ｍサンプル周期ごとに、ＭとＮとの差分値（Ｍ−Ｎ）の回数、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｘ，３０１ｙｙによる畳み込み演算を省略することができる。ここでは、Ｍ＝４、Ｎ＝３であり、剰余の値、すなわち（４ｍｏｄ３）＝１となるため、適応等化器３００ｃは、４サンプル周期に１度、畳み込み演算を省略することができる。各々のＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｙｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｙにおいて、タップ係数演算部６０Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｙ，６０Ｈｘｙ〜６４Ｈｘｙ，６０Ｈｙｘ〜６４Ｈｙｘ，６０Ｈｙｙ〜６４Ｈｙｙが備えるスイッチ７０Ｈｘｘ〜７４Ｈｘｘ，７０Ｈｙｘ〜７４Ｈｙｘ，７０Ｈｘｙ〜７４Ｈｘｙ，７０Ｈｙｙ〜７４Ｈｙｙが、畳み込み演算を省略するタイミングでオフ状態となる。

適応等化器３００ｃは、適応等化器３００と同様に、Ｍサンプル周期内の任意のタイミングで、畳み込み演算を省略してもよい。Ｍサンプル周期の初めの位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕ（ｎ＝１の場合）においては、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｘｘ，_ｑｒ，ｈ_ｙｘ，_ｑｒ，ｈ_ｘｙ，_ｑｒ，ｈ_ｙｙ，_ｑｒと、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’とを畳み込み演算することによって得られる等化信号Ｓ’’_ｊが、そのまま受信シンボルＳ_ｊになる。すなわち、受信デジタル信号Ｓ’_ｉのサンプリングタイミングと、受信シンボルＳ_ｊのシンボルタイミングとが一致する。そのため、適応等化器３００ｃは、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕを畳み込む式（６）の演算を行わず、第１実施形態と同じ式（３）の畳み込み演算だけをするようにしてもよい。これにより、適応等化器３００ｃは、演算量の削減を行うことができる。

上記の適応等化器３００ｃを適用することにより、偏波多重光変調信号に対して、予め位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを畳み込んだデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを用いて、等化演算を行うことができる。この等化演算により、適応等化器３００ｃは、Ｘ偏波とＹ偏波との各々において、シンボルあたりのサンプル数が４／３のデジタル信号から、１（sample/symbol）の等化信号Ｓ’’_ｘ，Ｓ’’_ｙ、すなわち受信シンボルＳ_ｘ，Ｓ_ｙを求めることができる。そのため、光受信機は、適応等化器３００ｃにデジタル信号を与える前に、アップサンプリングをして２（sample/symbol）のデジタル信号にする必要がないため、光受信機は、適応等化器３００ｃおける消費電力の削減を図ることが可能となる。

図１３に示す適応等化器３００ｃは、ＦＩＲフィルタ部３０１の加算器５０〜５３に対応する構成を有しておらず、タップ係数演算部６０Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｘ、及びタップ係数演算部６０Ｈｘｙ〜６４Ｈｘｙから出力される積の値が全て加算器１００ｘで加算される構成を有している。適応等化器３００ｃは、タップ係数演算部６０Ｈｙｘ〜６４Ｈｙｘ、及びタップ係数演算部６０Ｈｙｙ〜６４Ｈｙｙから出力される積の値が全て加算器１００ｙで加算される構成を有している。しかしながら、本発明の構成は、当該実施の形態に限られず、ＦＩＲフィルタ部３０１の加算器５０〜５３のように、例えば、適応等化器３００ｃが、ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘのタップ係数演算部６０Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｘの出力端に加算器を備えてもよい。当該加算器が、タップ係数演算部６０Ｈｘｘ〜６４Ｈｘｘが出力する積を加算し、加算結果を加算器１００ｘに出力するようにしてもよい。

ＦＩＲフィルタ部３０１ｘｘ，３０１ｙｘ，３０１ｘｙ，３０１ｙｙに対して図７に示すＦＩＲフィルタ部３０１ではなく、図１０に示すＦＩＲフィルタ部３０１ａを適応するようにしてもよい。

上記の第１及び第２実施形態において、Ｍ＝４、Ｎ＝３の例について説明しているが、前述したように、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。Ｍ及びＮが、正の整数であり、Ｍ／Ｎが整数とはならず、かつＭ＞Ｎを満たす値であれば、ＭとＮについては、どのような値の組み合わせであってもよい。

上記の第１実施形態において、サンプルレート変換器４００により、Ｎ（ここでは、Ｎ＝３となる）オーバーサンプリング後にＭ（ここでは、Ｍ＝４となる）周期で間引く手法によりダウンサンプリングを行っている。しかし、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。当該手法以外に、任意の手法による補完処理でダウンサンプリングしてもよい。例えば、多項式による補完処理や、第２実施形態において適用した位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕを適用したＦＩＲフィルタを等化信号Ｓ’’_ｉに適用するようにしてもよい。

上記の第１及び第２実施形態において、タップ係数更新部９０，９０ａ，９０ｂｘ，９０ｂｙ，９５，９５ｂ，９５ｃｘ，９５ｃｙがデジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑｒ，ｈ_{ｘｘ，ｑｒ}，ｈ_{ｘｙ，ｑｒ}，ｈ_{ｙｘ，ｑｒ}，ｈ_{ｙｙ，ｑｒ}に対して行う予め定められる更新演算は、例えば、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）やＤＤ−ＬＭＳ（decision directed least mean square）等のアルゴリズムを適用した演算であり、また、これら以外の任意のアルゴリズムを適用した演算でもよい。

上記の第１及び第２実施形態において、適応等化器２００，２００ａ，２００ｂ，３００，３００ａ，３００ｂ，３００ｃにおいて行われる等化演算の構成として、畳み込み演算を適用して説明した。しかしながら、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。時間領域の畳み込み演算は、周波数領域での掛け算となるため、受信デジタル信号をＦＦＴ（First Fourier Transform）した値と、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒやデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎをＦＦＴした値とを掛け合わせるような等化演算を行う構成であってもよい。

上記の第１実施形態の適応等化器２００ｂ及び第２実施形態の適応等化器３００ｃは、偏波多重光変調信号を対象としている。適応等化器２００ｂ，３００ｃは、２入力の複素デジタル信号に対して、２出力の複素デジタル信号を得る構成、すなわち図５や図１３に示す２×２のバタフライフィルタ構成を備えるものとしている。しかしながら、本発明の構成は、当該実施の形態に限られず、更に多重数が多い空間多重信号に対しても、適応等化器２００ｂ，３００ｃを拡張した構成を適用してもよい。例えば、複素デジタル信号のＩＱレーンを独立に等化したり、マルチキャリア信号や空間多重信号等を等化するために、任意の段数のバタフライフィルタにしたりする構成を適応等化器２００ｂ，３００ｃに適用してもよい。

また、上記の第１及び第２実施形態におけるデジタル信号処理部１３，１３ｃの構成は、一例を示した構成であり、非線形光学効果補償器等、任意の補償器を備えるようにしてもよい。

（第３実施形態）
第１実施形態及び第２実施形態では、Ｋ×Ｍサンプル周期のように一定のサンプル周期で値が更新されるデジタル信号等化用タップ係数を用いて等化演算を行うことにより、サンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）のまま等化演算を行う構成を示した。第３実施形態では、一定のサンプル周期ではなく、任意のサンプル周期でデジタル信号等化用タップ係数を更新する構成について説明する。

図１４は、第３実施形態の適応等化器２００ｃの構成を示すブロック図である。適応等化器２００ｃは、畳み込み演算を行う構成を有しており、ＦＩＲフィルタ部２０１とタップ係数更新部９０ｃとを備える。ＦＩＲフィルタ部２０１は、例えば図２に示す同名の機能部と同様の処理を行う。タップ係数更新部９０ｃは、デジタル信号等化用タップ係数ｈ_ｑ１，ｈ_ｑ２，…ｈ_ｑＲの更新時に、デジタル信号に位相シフト用タップ係数を畳み込み演算することによって、任意のサンプル周期でデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新する。タップ係数更新部９０ｃは、位相シフト用タップ係数Ｐ_１ｕを用いる場合には畳み込み演算を省略してもよい。

タップ係数更新部９０ｃは、複素共役信号出力部９１１、ＦＩＲフィルタ部９１２、エラー計算部９１３、乗算器９１４、乗算器９１５、及び、加算器９１６を備える。複素共役信号出力部９１１には、時系列に連続したデジタル信号を含む受信デジタル信号系列ベクトルＳ’が与えられる。複素共役信号出力部９１１は、入力された各デジタル信号の複素共役を出力する。複素共役信号出力部９１１は、取得した各デジタル信号の複素共役をＦＩＲフィルタ部９１２に出力する。ＦＩＲフィルタ部９１２は、複素共役信号出力部９１１によって取得された各デジタル信号の複素共役に対して、位相シフト用タップ係数系列ベクトルＰ_ｎｕを畳み込み演算することによって（Ｓ’^＊＊Ｐ_ｎｕ）を算出する。ＦＩＲフィルタ部９１２は、畳み込み演算により得られたデジタル信号（Ｓ’^＊＊Ｐ_ｎｕ）を乗算器９１５に出力する。

エラー計算部９１３は、ＦＩＲフィルタ部２０１が出力する等化信号Ｓ’’_ｉを入力する。エラー計算部９１３は、等化信号Ｓ’’_ｉに対して、コスト関数ε（Ｓ）を用いた任意のタップ更新アルゴリズムを適用してエラー計算を行う。例えば、エラー計算部９１３は、ＣＭＡやＤＤ−ＬＭＳ等のアルゴリズムを用いてエラー計算を行う。
乗算器９１４は、所定の係数μと、エラー計算部９１３が出力するエラーε（Ｓ）とを乗算する。乗算器９１４は、乗算結果の値με（Ｓ）を乗算器９１５に出力する。乗算器９１５は、乗算器９１４から出力された乗算結果の値με（Ｓ）と、ＦＩＲフィルタ部９１２から出力された畳み込み演算後のデジタル信号（Ｓ’^＊＊Ｐ_ｎｕ）とを乗算する。乗算器９１５は、乗算結果の値με（Ｓ）（Ｓ’^＊＊Ｐ_ｎｕ）を加算器９１６に出力する。加算器９１６は、乗算器９１５から出力されたデジタル信号με（Ｓ）（Ｓ’^＊＊Ｐ_ｎｕ）と、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒとを加算することにより、更新後のデジタル信号等化用タップ係数ｈ_{（ｑ＋１）ｒ}を算出する。このように、加算器９０６は、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新する。加算器９１６は、更新後のデジタル信号等化用タップ係数ｈ_{（ｑ＋１）ｒ}をＦＩＲフィルタ部２０１に出力する。

第３実施形態による適応等化器２００ｃが行う処理の流れについて図１５に示す。第３実施形態による適応等化器２００ｃは、図１５に示すように、任意のサンプル周期でデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新する。

上記のように、第３実施形態における適応等化器２００ｃは、入力する受信デジタル信号系列ベクトルＳ’に対して位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを畳み込み演算を行う。受信デジタル信号系列ベクトルＳ’に対して位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを畳み込み演算することにより、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒと受信シンボルＳ_ｊとのタイミングが異なっている場合においても、適切な等化信号を得ることができる。そのため、適応等化器２００ｃは、任意のタイミングでデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒの更新を行うことができる。したがって、光受信機は、光変調信号、ベースバンド信号、又は受信デジタル信号の状態に応じて素早くタップ更新を行うことが可能となり、全ての時間において適切なデジタル信号等化用タップ係数を用いた高精度の信号受信が可能になる。

第１及び第２実施形態では、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒをＭサンプル周期における初回のサンプルで更新する方法であったため、１サンプル目の処理を省略することができなかった。これに対し、第３実施形態における適応等化器２００ｃは、任意のタイミングでデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新するため、１サンプル目の処理を省略して残りのサンプルの処理で受信シンボルを算出するといった処理も可能になる。これにより、適応等化器２００ｃは、演算量を削減することができる。

（第３実施形態の他の構成例）
図１６は、第３実施形態の他の構成例における適応等化器２００ｄの構成を示すブロック図である。図１６に示す適応等化器２００ｄが、図１４における適応等化器２００ｃと異なる点は、タップ係数更新部９０ｃに代えてタップ係数更新部９０ｄを備える点である。タップ係数更新部９０ｄは、複素共役信号出力部９１１ｄ、エラー計算部９１３、乗算器９１４、９１５ｄ及び加算器９１６を備える。図１６に示すように、タップ係数更新部９０ｄは、ＦＩＲフィルタ部９１２を備えない点、複素共役信号出力部９１１及び乗算器９１５に代えて複素共役信号出力部９１１ｄ及び乗算器９１５ｄを備える点でタップ係数更新部９０ｃと構成が異なる。以下、図１４における適応等化器２００ｃと異なる点についてのみ説明する。

複素共役信号出力部９１１ｄには、時系列に連続したデジタル信号を含む受信デジタル信号系列ベクトルＳ’が与えられる。複素共役信号出力部９１１ｄは、入力された各デジタル信号の複素共役を取得する。複素共役信号出力部９１１ｄは、取得した各デジタル信号の複素共役を乗算器９１５ｄに出力する。乗算器９１５ｄは、乗算器９１４から出力された乗算結果の値με（Ｓ）と、複素共役信号出力部９１１ｄから出力されたデジタル信号の複素共役とを乗算する。乗算器９１５ｄは、乗算結果の値με（Ｓ）（Ｓ’^＊ _ｋ＋ａｎ）を加算器９１６に出力する。

上記のように、第３実施形態における適応等化器２００ｄでは共通のデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新後に、位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを畳み込み演算を行うことによってデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎの更新を行っているのに対し、上記の第３実施形態の他の構成例では、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを直接更新している。この構成を用いることにより、適応等化器２００ｄは、畳み込み演算（Ｈ_ｑｒｎ＝ｈ_ｑｒ＊Ｐ_ｎｕ）を行わずとも、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを直接更新して、信号等化に用いることができる。

Ｍサンプル周期の初回（サンプルとシンボルとの周期が一致する場合）でデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新すると、各周期でデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを更新できるタイミングが限定される。しかし、任意のタイミングでデジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎを直接更新する場合は、毎回更新することも可能となるので、信号の状態に応じて素早く適切なデジタル信号等化用タップ係数に更新することができる。

第３実施形態及び第３実施形態の他の構成例では、適応等化器２００ｃ内のＦＩＲフィルタ部２０１の構成が図２に示すＦＩＲフィルタ部の構成と同じである場合を例に説明したが、これに限定される必要はない。例えば、第３実施形態及び第３実施形態の他の構成例におけるタップ係数更新部９０ｃ及びタップ係数更新部９０ｄに対して、図４、図５、図７、図９〜図１３に示すＦＩＲフィルタ部が適用されてもよい。
位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを最適化するために、タップ係数更新部９０ｃ、９０ｄは、位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕに窓関数を掛けてもよい。位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕを定める際に、窓関数の機能や、ローパスフィスタの機能、光ファイバ伝送路３における歪みを等化する機能などを含む係数を位相シフト用タップ係数Ｐ_ｎｕに用いてもよい。
図１６に示すタップ係数更新部９０ｄを用いて、第１及び第２実施形態のタップ更新を行うように構成されてもよい。これは、Ｍサンプル周期の初回でデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒを更新する方法の場合、デジタル信号等化兼位相シフト用タップ係数系列ベクトルＨ_ｑｒｎと、デジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒとは一致するため、受信デジタル信号系列ベクトルＳ’にＰ_ｎｕを畳み込まなくても適切にデジタル信号等化用タップ係数系列ベクトルｈ_ｑｒが更新できるためである。

上述した第１、第２及び第３実施形態における光受信機１０，１０ｃをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

本発明は、デジタル信号の適応等化器を用いた受信側の処理において、消費電力の削減が必要な用途に適用できる。

１…光通信システム，２…光送信機，３…光ファイバ伝送路，１０…光受信機，１１…光コヒーレント受信部，１２…アナログデジタル変換器，１３…デジタル信号処理部，２０…波長分散補償器，２１…適応等化処理部，２２…キャリア位相補償器，２３…復号器，２００…適応等化器，４００…サンプルレート変換器

Claims

光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機であって、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号を並列に設けられたＫ×Ｍ個（Ｋは、正の整数）のフィルタそれぞれに入力し、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタで用いられ、Ｋ×Ｍサンプル周期で値が更新される所定のタップ係数と、入力した前記デジタル信号とに基づいて、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタそれぞれにおいて予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、
を備える光受信機。
前記適応等化処理部は、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記所定のタップ係数とに基づいて、前記等化演算を行ってシンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の等化信号を算出する適応等化器と、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記等化信号をダウンサンプリングして前記受信シンボルを出力するサンプルレート変換器と、
を備える、請求項１に記載の光受信機。
光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機であって、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、Ｍサンプル周期内の任意のサンプル周期で値が更新される、信号の等化に用いられる所定のタップ係数とに基づいて、予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、
を備え、
前記所定のタップ係数は、デジタル信号等化用タップ係数であり、
前記適応等化処理部は、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、Ｎ系列の前記デジタル信号等化用タップ係数とに基づいて、前記等化演算を行って１（sample/symbol）の等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する適応等化器を備える光受信機。
光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機であって、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、Ｍサンプル周期内の任意のサンプル周期で値が更新される、信号の等化に用いられる所定のタップ係数とに基づいて、予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、
を備え、
前記所定のタップ係数は、デジタル信号等化用タップ係数であり、
前記適応等化処理部は、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記デジタル信号等化用タップ係数と、予め定められるＮ系列の位相シフト用タップ係数とに基づいて、前記等化演算を行って１（sample/symbol）の等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する適応等化器を備える光受信機。
前記適応等化処理部は、タップ更新演算時に、前記デジタル信号に前記位相シフト用タップ係数を畳み込み演算することにより、前記デジタル信号等化用タップ係数を前記Ｍサンプル周期内の任意のサンプル周期で更新する、請求項４に記載の光受信機。
前記適応等化器は、
Ｍサンプル周期ごとに、前記等化演算をＮ回行うことにより前記受信シンボルを出力する、請求項４に記載の光受信機。
前記適応等化器は、
前記Ｍサンプル周期ごとの初回の前記等化演算おいて、前記位相シフト用タップ係数を前記等化演算に適用せずに、前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号と、前記デジタル信号等化用タップ係数とに基づいて、前記等化信号を算出し、算出した前記等化信号を前記受信シンボルとして出力する、請求項６に記載の光受信機。
光変調信号を電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信方法であって、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換し、
シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号を並列に設けられたＫ×Ｍ個（Ｋは、正の整数）のフィルタそれぞれに入力し、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタで用いられ、Ｋ×Ｍサンプル周期で値が更新される所定のタップ係数と、入力した前記デジタル信号とに基づいて、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタそれぞれにおいて予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する光受信方法。
光変調信号を送信する光送信機と、前記光変調信号を受信して電気信号のベースバンド信号に復調し、前記ベースバンド信号を変換して得られる受信シンボルの復号を行う光受信機とを備える光通信システムであって、
前記光受信機は、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）（Ｍ及びＮは、正の整数）であって、かつＭ／Ｎが整数とならず、かつＭ＞Ｎを満たすＭ／Ｎ（sample/symbol）となるように前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記受信シンボルあたりのサンプル数がＭ／Ｎ（sample/symbol）の前記デジタル信号を並列に設けられたＫ×Ｍ個（Ｋは、正の整数）のフィルタそれぞれに入力し、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタで用いられ、Ｋ×Ｍサンプル周期で値が更新される所定のタップ係数と、入力した前記デジタル信号とに基づいて、前記Ｋ×Ｍ個のフィルタそれぞれにおいて予め定められる等化演算を行うことにより前記受信シンボルを出力する適応等化処理部と、
を備える、光通信システム。