JP6454725B2 - 光信号の受信機用の装置、方法およびコンピュータプログラム - Google Patents

Description

各実施形態は、光信号の受信機のための装置、方法およびコンピュータプログラムに関し、より詳細には、光受信機におけるサンプリングレート適応化に関するが、これらには限定されない。

本項では、本発明をよりよく理解するのに有用と考えられる態様について述べる。したがって、本項の内容は、この点に鑑みて読まれるべきであり、従来の技術にあることと従来の技術にないこととに関する承認として理解されるべきではない。

従来の通信システムは、基幹部分とアクセス部分とを主に含む。例えば、無線通信ネットワークは、無線アクセスを確立し、制御する無線アクセスネットワーク（Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＲＡＮ）部と、無線通信ネットワークの他のネットワークおよび他のユーザがそれを介して接続されるコアネットワーク（Ｃｏｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＣＮ）とを含む場合がある。パケットデータまたはパケット交換通信ネットワークの別の例は、ワールドワイドウェブ（ＷＷＷ）のサーバとルータとの間に確立される通信ネットワークである。データ需要の着実な増加に伴い、増大した負荷を処理するようにインターフェースおよびネットワークが改良される。ネットワークにおける有線接続の場合、そのようなインターフェース間の回線容量を向上させるためにファイバを使用する光データ伝送が使用される。

光データ伝送、無線、電信線、または電力線通信を使用するシステムなどの通信システムでは、デジタルデータ値が光伝送信号を使用して伝送され得る。光伝送信号は、伝送されるデータ値に基づき、位相シフトキーイング（Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＰＳＫ）変調または直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）方式各々の信号空間ダイアグラムに従って、搬送周波数を有する光搬送波信号の位相および／または振幅を変調することによって生成される。顕著な例は、二位相シフトキーイング（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＢＰＳＫ）、四位相シフトキーイング（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどである。

光受信機では、例えばアナログ−デジタル（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換器、デジタルシグナルプロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）、例えばバタフライ型等化器といったフィルタ構造などの構成要素が、光−電気（Ｏｐｔｉｃａｌ−ｔｏ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ：ＯＥ）変換された信号をデジタル化するために適用されるサンプリングレートに従う。例えば、これらの構成要素には１シンボル当たり２サンプルのサンプリングレートが使用されることがある。一般に、サンプリングレートが高いほど、それぞれの処理構成要素の動作周波数が高く、それぞれの構成要素の電力消費が高い。

文献米国特許出願公開第２０１１／０２３６０２５Ａ１号には、受信機システムのＡＤＣのサンプリングレートとアナログアンチエイリアシングフィルタの帯域幅との間の相互作用を最適化するための装置および方法が記載されている。この記載の技術は、受信機システムに含まれる光学フィルタおよび電気フィルタの帯域幅を最適化することによって、分数サンプリングレートで動作する受信機システムのエイリアシングを低減するために使用され得る。

米国特許出願公開第２０１１／０２３６０２５号明細書

Ｊ．Ｃ．Ｇｅｙｅｒら、「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｏｌｍｕｘ ＱＰＳＫ−Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＯＦＣ）， ｃｏｌｌｏｃａｔｅｄ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＮＦＯＥＣ）、２０１０ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ （ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）

様々な例示の実施形態のいくつかの態様を明らかにし、簡単に述べることが意図された以下の発明の概要では、いくつかの単純化が行われることがあるが、そのような単純化は、本発明の範囲を限定することは意図されていない。当業者が本発明の概念を実施し、使用することができるようにするのに十分な好ましい例示の実施形態の詳細な説明は、その後に示す各項で行う。

様々な実施形態が、光送受信機のための装置、方法およびコンピュータプログラムを提供する。各実施形態が、改良された受信機処理を使用してより効率的な光伝送概念を可能にし得る。これは、光受信機の信号処理系統における異なる構成要素に異なるサンプリングレートが使用され得るように、サンプルを再サンプリングすることによって達成され得る。

実施形態は、光信号の受信機用の装置を提供する。この装置は、光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力するように動作可能である。さらに、装置は、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを得るために、複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能である。第２のサンプリングレートは第１のサンプリングレートとは異なる。さらに、装置は、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能である。各実施形態は、処理要求に合わせたサンプリングレートの適応化を可能にすることができ、それによって、処理要求に合わせた処理構成要素の電力消費の適応化を可能にすることができる。例えば、出力サンプリングレートは、１シンボル当たり１サンプルに対応し得る。ある実施形態では、第２のサンプリングレートは、第１のサンプリングレートより低い。ある実施形態では、第１のサンプリングレートの第２のサンプリングレートに対する比は整数とは異なってよく、１と２の間の数などの有理数または実数に対応し得る。

したがって、各実施形態は、光受信機の信号処理系統におけるサンプリングレートと処理能力と電力消費との低減を可能にすることができる。

装置は、ある実施形態では、フィルタ係数を適応的に更新するように動作可能とすることができる。各実施形態は、処理系統において、遅延、位相関係もしくは周波数関係、等化、干渉もしくは誤差低減、または任意のその他の信号特性を維持するために、フィルタ係数を適応的に更新することができる適応フィルタリングに基づく再サンプリングを可能にすることができる。例えば、装置は、コンスタントモジュラスアルゴリズムまたはマルチモジュラスアルゴリズムに基づいてフィルタ係数を適応的に更新するように動作可能とすることができる。ある実施形態では、そのようなアルゴリズムは、等化、偏波多重分離、偏波モード分散（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＰＭＤ）補償、残留色分散補償、またはリタイミングのために、フィルタ係数を適応的に更新するために適用可能である。装置は、コンスタントモジュラスアルゴリズムまたはマルチモジュラスアルゴリズムに基づいてフィルタ係数を初期化し、その後、更新アルゴリズムを適用しないか、または他の更新アルゴリズムを適用するように動作可能とすることができる。

ある実施形態では、装置は、光信号の複数の偏波および／またはモードに基づいて、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルの複数の並列ストリームを入力するように動作可能とすることができる。すなわち、入力サンプルは、光信号の複数のモードおよび／または複数の偏波を表し得る。装置は、複数のフィルタ係数を使用して光信号の異なる偏波および／またはモードのフィルタリングされたサンプルを多重分離するようにさらに動作可能とすることができる。したがって、実施形態は、複合フィルタ構造において再サンプリングおよび偏波またはモード多重分離を可能とすることができる。

ある実施形態では、装置は、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能な適応フィルタをさらに含み得る。装置は、適応フィルタの係数の更新を、適応フィルタの出力サンプルの何分のいくつかに基づかせるように動作可能とすることができる。装置は、光信号のフィルタリングされたサンプルのうちのサンプルとして適応フィルタの係数を更新するために使用されるサンプルを選択するように動作可能なデシメータをさらに含み得る。装置は、光信号のフィルタリングされたサンプルのうちの他のサンプルを決定するように動作可能な後段のデシメータと組み合わされた、１つまたは複数の補間器をさらに含み得る。ある実施形態は、第１のサンプリングレートでの適応フィルタ更新のために選択されたサンプルと、フィルタリングされた光出力信号のために選択されたサンプルとの間の相乗作用を利用することができ、その場合、そのような選択は同期されるかまたは同じサンプルに基づく。言い換えると、ある実施形態では、適応フィルタ更新のために選択される、第１のサンプリングレートによるサンプルストリームから選択されたサンプルを、第２のサンプリングレートによる出力サンプルストリームのサンプルとして使用することができる。

例えば、装置は、複数の並列フィルタからなる構造を使用して、デジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。複数の並列フィルタのそれぞれは、フィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能とすることができる。複数の並列フィルタのうちの１つのフィルタのサンプル出力レートは、第２のサンプリングレートよりも低くすることができる。したがって、各実施形態は、低減されたサンプリングレートで並列フィルタ構造を動作させるために並列化を可能とすることができる。

さらに他の実施形態では、複数の並列フィルタのうちの２つのフィルタの２つのフィルタリングされた出力サンプルが、遅延により時間シフトされてもよい。この遅延は、第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとの関係に基づく。実施形態は、再サンプリングされた出力サンプルのタイミング適応化を可能にすることができる。複数の並列フィルタは、光信号の後続デジタル化サンプルのブロックまたはグループを処理するように動作可能とすることができる。複数の並列フィルタのうちの２つのフィルタのうちの第１のフィルタは、第２のサンプリングレートを有する後続のフィルタリングされたサンプルのブロック内の第１のフィルタリングされたサンプルを出力する基準フィルタに対応し得る。後続のフィルタリングされたサンプルのブロックは、光信号の後続デジタル化サンプルの入力ブロックに対応し得る。複数の並列フィルタのうちの２つのフィルタのうちの第２のフィルタは、後続のフィルタリングされたサンプルのブロック内の第１のフィルタリングされたサンプルのｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}サンプル後に第２のフィルタリングされたサンプルを出力するフィルタに対応する。遅延は、複数の並列フィルタのうちの第２のフィルタによって使用される光信号の後続デジタル化サンプルのブロックからの最も早い入力サンプルのタイミングを基準にして決定される。このタイミングは、
ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）＝（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート−丸め（（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート）
により遅延されてよく、ここで、ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}は最も早い入力サンプルのタイミングと第２のフィルタリングされたサンプルの出力との間の遅延に対応する。再サンプリングレートは、第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとの比に対応する。各実施形態は、第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとに適応化されたタイミングで、第２のサンプリングレートでフィルタリングされた出力サンプルを供給することができる。

さらに、ある実施形態では、複数の並列フィルタのうちの第２のフィルタによって使用される後続デジタル化サンプルのブロック内の最も早い入力サンプルの位置ｔ_ｉｎは、
ｔ_ｉｎ＝丸め（（ｔ_ｏｕｔ−１）／再サンプリングレート）
に対応してよく、ここで、ｔ_ｏｕｔは、後続のフィルタリングされたサンプルのブロック内の第２のフィルタリングされたサンプルの位置に対応する。各実施形態は、フィルタ構造を、光信号からのフィルタ処理された入力サンプルが再サンプリングレートに基づいて考慮されるように適応化し、および／または、フィルタ構造の個々のフィルタにおいて考慮されるタップ数またはフィルタ係数に合わせて適応化し得る。

実施形態では、この装置は、１つまたは複数のバタフライフィルタ構造を使用して光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。装置は、１つまたは複数の有限インパルス応答フィルタ構造を使用して、光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。実施形態は、光信号のデジタル化サンプルのための効率的なフィルタ構造を可能とすることができる。さらに、装置は、第１のサンプリングレートで光信号のシンボルストリームにデジタル化サンプルを同期させるように動作可能とすることができる。装置は、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプル内においてクロック回復に基づいてデジタル化サンプルを同期させるように動作可能とすることができる。

ある実施形態では、装置は、第１のサンプリングレートで光信号のデジタル化サンプルにおける色分散を低減するように動作可能とすることができ、および／または、装置は、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルを得るために、光−電気変換されたアナログ信号をデジタル化するように動作可能とすることができる。実施形態は、光信号のベースバンド処理のための効率的な概念を提供することができる。

実施形態は、光信号の受信機のための方法を提供する。この方法は、光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力することを含む。この方法は、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを得るために、複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングすることをさらに含む。第２のサンプリングレートは、第１のサンプリングレートとは異なる。この方法は、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを出力することをさらに含む。

実施形態は、コンピュータプログラムであって、コンピュータまたはプロセッサ上で実行されると、上述の方法のうちの１つまたは複数の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムをさらに提供する。さらに他の実施形態は、コンピュータによって実行されると、本明細書に記載の方法のうちの１つをコンピュータに実施させる命令を記憶するコンピュータ可読記憶媒体である。

他のいくつかの特徴または態様について、以下の装置または方法またはコンピュータプログラムまたはコンピュータプログラム製品の非限定的実施形態を使用して、例示のみを目的として、添付図面を参照しながら説明がされる。

受信機用の装置の実施形態のブロック図を示す図である。 光信号用の受信機の実施形態のブロック図を示す図である。 光信号用の受信機の別の実施形態のブロック図を示す図である。 一実施形態の処理例を示す図である。 一実施形態におけるフィルタ構造の例を示す図である。 一実施形態の時間領域における適応フィルタを使用する処理例を示す図である。 一実施形態の周波数領域における適応フィルタを使用する処理例を示す図である。 一実施形態の時間領域における適応フィルタを使用する別の処理例を示す図である。 一実施形態におけるフィルタ構造の別の例を示す図である。 一実施形態におけるフィルタ構造の別の例を示す図である。 光信号用の受信機の別の実施形態のブロック図を示す図である。 再サンプリングレートの取り得る値の表を示す図である。 Ｑ値と光信号対雑音比との関係のシミュレーション結果を示す図である。 光信号受信機のための方法の一実施形態のブロック図を示す図である。

いくつかの例示の実施形態が示された添付図面を参照しながら、様々な例示の実施形態について、以下により詳細に説明がされる。図面中、線、層または領域の厚さはわかりやすいように誇張されている場合がある。

したがって、例示の実施形態は、様々な変更および代替形態が可能であるが、その実施形態が図面に例示として示され、本明細書で詳細に説明される。しかし、例示の実施形態を開示されている特定の形態に限定する意図はなく、例示の実施形態は、本発明の範囲に含まれるすべての変更、均等物および代替を対象とすることを理解されたい。図面の説明全体を通して、同様の参照番号は同様または類似の要素を指す。

本明細書で使用する「または（ｏｒ）」という用語は、（例えば「あるいは（ｏｒ ｅｌｓｅ）または「または代替態様では（ｏｒ ｉｎ ｔｈｅ ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ）」等）別様の記載がない限り、非排他的な「または（ｏｒ）」を指す。さらに、本明細書では、要素間の関係を説明するために使用される語は、別様の記載がない限り、直接的関係または介在要素の存在を含むものと広義に解釈されるべきものである。例えば、ある要素について別の要素に「接続されている」または「結合されている」と言う場合、その要素はその別の要素に直接、接続もしくは結合されていてよく、または介在要素が存在してもよい。一方、ある要素について別の要素に「直接接続されている」または「直接結合されている」と言う場合、介在要素は存在しない。同様に、「間」、「隣接」などの語も同様に解釈されるべきである。

本明細書で使用する用語は、特定の実施形態を説明することのみを目的としており、例示の実施形態の限定を意図していない。本明細書で使用する単数形の「ａ」、「ａｎ」および「ｔｈｅ」は、文脈が明確に別様に示していない限り、複数形も含むことが意図されている。また、本明細書で使用する「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｅｓ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」という用語は、記載されている特徴、整数、ステップ、動作、要素または構成要素の存在を規定するが、１つまたは複数の他の特徴、整数、ステップ、動作、要素、構成要素またはこれらのグループの存在または追加を排除しないことがわかるであろう。

別様に定義されていない限り、本明細書で使用されているすべての用語（技術用語および科学用語を含む）は、例示の実施形態が属する技術分野の当業者によって通例理解されるのと同じ意味を有する。また、例えば、一般的に使用されている辞書で定義されている用語は、関連する技術の文脈におけるそれらの用語の意味と一致する意味を有するものと解釈されるべきであり、本明細書で明示的に定義されていない限り、理想化された意味または過度に形式的な意味に解釈されないことはわかるであろう。

以下では、光受信機用の装置、方法およびコンピュータプログラムのいくつかの実施形態について述べられる。図１に、受信機１００用の装置１０の一実施形態のブロック図を示す。言い換えると、装置１０は受信機１００に対して適応化されるかまたは受信機１００において動作可能に構成することができる。装置は、受信機１００によって操作され得るか、または受信機に含まれ得る。実施形態は、装置１０を含む受信機１００も提供することができる。図１には、装置１０を含む受信機１００の一実施形態（破線）がさらに示されている。

装置１０は、第１のサンプリングレートで光信号のデジタル化サンプルを入力するように動作可能である。装置１０は、さらに、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを得るために、複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能である。第２のサンプリングレートは、第１のサンプリングレートとは異なる。装置１０は、さらに、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能である。各実施形態では、装置１０は、１つまたは複数の処理ユニット、１つまたは複数の処理装置、１つまたは複数の処理モジュール、任意の処理手段などとして実装可能である。ある実施形態では、装置１０はデジタル処理手段、例えばプロセッサに相当し得る。言い換えると、装置１０は、適宜に適応化されたプログラム可能ハードウェア上で実行されるソフトウェアとして実装することができる。他の実施形態では、装置１０は、本明細書に記載の処理を実行するように適応化された処理ハードウェアに相当し得る。ある実施形態では、装置１０は、プロセッサ、コントローラ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などに相当し得る。

受信機１００は、後で詳述するように、さらに他の構成要素を含み得る。なお、受信機１００は、ソフトウェアモジュールなどの様々な処理モジュールを使用してデジタル処理手段として実装され得ることに留意されたい。例えば、コヒーレント受信機１００におけるＤＳＰなどのそのような処理手段に含まれるアルゴリズムの１つは、コンスタントモジュラスアルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）によって更新される適応バタフライ等化器とすることができる。

図１に、ＣＭＡを使用するそのようなバタフライ等化器に相当し得る任意選択のフィルタ構造１２をさらに示す。各実施形態では、フィルタ構造１２は、等化、偏波多重分離、偏波モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＰＭＤ）補償、残留色分散補償、および／またはリタイミングなどの複数の機能を提供することができる。以下では、そのようなアルゴリズムが、シンボルレートよりも高いサンプリング周波数、例えば１シンボル当たり２サンプル（２Ｓｐｓ）と表される場合もある、シンボルレートの２倍のサンプリング周波数で、入力信号に対して作用するものとする。各実施形態は、例えば、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）部および色分散補償（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ：ＣＤ ｃｏｍｐ）部において、受信機１００の電力消費の低減をさらに可能にする、１シンボル当たりのサンプル数の削減を可能にし得る。したがって、ある実施形態は、例えば１．５Ｓｐｓで動作可能である。したがって、各実施形態は、削減された１シンボル当たりサンプル数用のＣＭＡも含み得る、シンボルレートを再サンプリングするための装置１０を提供することができる。

図２に、光受信機１００の処理系統において備えられ得る構成要素のうちの少なくとも一部を示すために使用される、一実施形態における光受信機１００を示す。図２の構成要素の下には、対応するサンプリングレートがＳｐｓ単位で示されている。図２は、装置１０を含む受信機１００を示す。本実施形態では、受信機１００および装置１０は、光信号のアナログベースバンド表現に対応する電気信号を受信するものとする。当技術分野で知られているように、光受信機１００は、光信号を受信するためと、光信号を電気信号に変換するための、光学素子、例えば光ダイオードまたは光トランジスタなど、さらに他の構成要素も含み得る。さらに、受信機１００、装置１０はそれぞれ、増幅器、例えば低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）、またはフィルタ回路、例えばバンドパスフィルタ、ミキサもしくはダウンコンバータなどの構成要素をさらに含み得る。図２に示すように、アナログ電気信号は、アナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する１つまたは複数のＡＤＣ１４に供給される。言い換えると、図２に示す実施形態では、装置１０はＡＤＣ１４を含む。すなわち、装置１０は、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルを得るために、光−電気変換されたアナログ信号をデジタル化するように動作可能である。

本実施形態では、第１のサンプリングレートは２Ｓｐｓであるものとする。図２にさらに示されているように、上部に１つと下部に１つの、２つの信号処理分岐がある。一般に、光信号の異なるモードまたは偏波を処理するために、複数の分岐が使用され得る。言い換えると、装置１０は、光信号の複数の偏波および／または複数のモードに基づいて、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルの複数の並列ストリームを入力するように動作可能とすることができる。ある実施形態では、装置１０は、後で詳述されるように、複数のフィルタ係数を使用して、光信号の異なる偏波および／または異なるモードのサンプルを多重分離するようにさらに動作可能とすることができる。図２に示すように、デジタル化サンプルは、ＡＤＣ１４に結合された２つの色分散補償ユニット１６ａおよび１６ｂに第１のサンプリングレートで供給される。言い換えると、２つの色分散補償ユニット１６ａおよび１６ｂは、例えば、単一モードファイバまたはマルチモードファイバなどの光ファイバを介した通信によって引き起こされる、光信号に発生している可能性がある色分散を補償するフィルタ回路またはフィルタ構成要素に相当し得る。

図２に示すように、２つのユニット１６ａおよび１６ｂは、第１のサンプリングレートで動作する。補償されたデジタルサンプルは、次に、デジタルサンプルからクロック周波数を回復し、ユニット１６ａおよび１６ｂに結合されているクロック回復ユニット１８に、やはり第１のサンプリングレートで供給される。本実施形態では、クロック回復１８は、デジタル化サンプルの搬送周波数を回復するものとする。ある実施形態では、このような搬送周波数は厳密であり得るが、光信号のデジタル化サンプルと実際のシンボルとの位相合わせはまだ実現されていなくてもよい。このような同期は、クロック回復ブロック１８において、または後段のＣＭＡブロック１２において、例えばフィルタによって生じさせられた小数遅延によって実現され得る。クロック回復１８に結合された後段のＣＭＡブロック１２では、第１のサンプリングレートから第２のサンプリングレート、本実施形態では２Ｓｐｓから１Ｓｐｓへの再サンプリングを行うことができる。後で詳述するように、ＣＭＡ１２は、複数の機能または処理機能を実行するために１つまたは複数のフィルタ構造を含むことができる。各分岐には、第２のサンプリングレートへの再サンプリングの後、搬送周波数推定および補正（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＣＦＥ）および搬送波位相修正および補正（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｈａｓｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＣＰＥ）２０ａおよび２０ｂを実行するＣＭＡ１２に結合されたブロックがある。これらの処理ブロックは、第２のサンプリング周波数（１Ｓｐｓ）で動作することができ、搬送波および位相の推定および補償または補正を行うことができる。例えば、オフセット補正が行われてもよい。

上述のように、図２に示す上記の構成要素の一部は、ＤＳＰおよび対応するソフトウェアモジュールによって実装され得る。ＣＭＡフィルタ構造１２は、サンプリングレートを第１のサンプリングレートから第２のサンプリングレートに低減する手段を含み得る。本実施形態では、第２のサンプリングレートは第１のサンプリングレートより低い。他の実施形態では、第１のサンプリングの第２のサンプリングレートに対する比は、整数ではない。言い換えると、本実施形態における比２Ｓｐｓ／１Ｓｐｓ＝２とは異なり、そのような比は整数でなくてもよく、実数または有理数、例えば１．５Ｓｐｓ／１Ｓｐｓ＝１．５に相当してもよい。

各実施形態では、ＣＭＡブロック１２は、１組のバタフライフィルタ、例えば標準ＣＭＡの単一４−有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）方式のバタフライフィルタバンクの拡張を含み得る。ＣＭＡ１２は、ＣＭＡに基づき得る一組の独立した適応的更新機能をさらに含み得る。破局的事象を避けるために、ＣＭＡ１２は、サンプルのブロックのフィルタの正しい初期化のための要素をさらに含み得る。すなわち、装置１０は、ＣＭＡ１２において適用されるフィルタ係数を適応的に更新するように動作可能とすることができる。例えば、フィルタ係数は、ＣＭＡ、ＭＭＡなどのコンスタントモジュラスまたはマルチモジュラスアルゴリズムに基づいて更新されてもよい。さらに、少なくとも一部の実施形態では、装置１０は、ＣＭＡまたはＭＭＡに基づいてフィルタ係数を初期化するように動作可能とすることができる。続いて、任意のサンプリングレートで入力信号に対して作用することができるＣＭＡブロックの処理機能を可能にするために、これらの要素がどのように操作され得るかについて説明される。例えば、フィルタの更新は、８／１６または６４ＱＡＭサンプルに対してＭＭＡによって行われ得る。

図３に、光信号用の受信機１００の一実施形態のブロック図を示す。図３の実施形態では、１．５Ｓｐｓで動作するＡＤＣ／ＤＳＰが、低減ＳＰＳ ＣＭＡ１２を使用し、１．５Ｓｐｓから１Ｓｐｓにダウンサンプリングする。図３の実施形態は、第１のサンプリングレートが１．５Ｓｐｓで第２のサンプリングレートが１Ｓｐｓである点を除き、図２の実施形態と同様の構成要素を示す。これらの構成要素の特徴または機能については、図２の説明で言及されている。図３に示す実施形態では、入力信号は第１のサンプリングレートである１．５Ｓｐｓのサンプルを含む。可能な一実装形態では、ＤＳＰは１．５Ｓｐｓで動作する。その場合、ＡＤＣ１４は、１．５Ｓｐｓでサンプリングし、色分散補償１６ａ、１６ｂと低減ＳＰＳ ＣＭＡ１２との間のその他の構成要素またはＤＳＰブロックも第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓで動作する。これらのブロック、例えば、色分散補償ブロック１６ａ、１６ｂおよびクロック回復１８の１．５Ｓｐｓでの実装は、図２で説明したサンプリングレート２Ｓｐｓの場合の実装の変形例とみなすことができる。フィルタ構造１２または低減ＳＰＳ ＣＭＡ１２は、本実施形態における再サンプリングを実行する。その入力信号は、第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓの信号であり、出力信号は第２のサンプリングレート１Ｓｐｓの信号である。ある実施形態では、装置１０の低減ＳＰＳ ＣＭＡ１２は、光信号の複数の偏波の偏波多重分離、等化、リタイミングおよびダウンサンプリングなど、さらに他の信号処理または信号操作を行うことができる。これらの動作は、再サンプリングと共に一度にまたは順次に行われ得る。

図４は、図３に示すような実施形態の処理例を示す。図４は、上部にタイムラインを示しており、奇数出力サンプル（事例１）および偶数出力サンプル（事例２）が例示されている。四角形マーカによって示されているシンボルは、第２のサンプリングレート１Ｓｐｓの光信号のフィルタリングされたサンプルを表す。四角形マーカの下には、第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓの光信号のデジタル化サンプルを表す一連のダイヤモンド形マーカがある。図４は、入力サンプル（ダイヤモンド形）と出力シンボル（四角形）との間の時間合わせを単純化して表現したものを示している。また、クロック回復１８および小数遅延に関しては、何らかの同期がすでに実現されているものとする。出力シンボルは、偶数と奇数の２つの別個の組の一部とみなされ得る。奇数出力シンボルは、入力サンプルに整列されたシンボルである。偶数出力シンボルは、図４の上部の２つの入力サンプルの中間にくるシンボルである。説明を簡単にするために、偏波多重分離等化およびリタイミングの必要を無視すると、偶数出力シンボルは、入力信号のサンプリングレート、すなわち第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓに正規化された、０．５シンボル期間分の小数遅延を必要とし得る。

この意味で、奇数と偶数の両方の出力シンボルが、便宜上端を切られたシンク関数（ｔｒｕｎｃａｔｅｄ ｓｉｎｃ−ｆｕｎｃｔｉｏｎ）に基づくことができる小数遅延フィルタを通ると想定することができる。事例１（奇数）および事例２（偶数）出力シンボルについて、これらのシンク関数が図４の下部に示されている。奇数出力シンボルのフィルタは、ｔ＝０以外のどの位置でも０である、整数値でサンプリングされたシンクとなる。したがって、奇数出力シンボルのフィルタは、単純なディラックインパルス関数またはデルタ関数ともみなせる。偶数出力シンボル（事例２）の場合、図４に示す例では出力シンボルは、
ｔ＝−３．５、−２．５、−１．５、−０．５、０．５、１．５、２．５、３．５
でサンプリングされ得る。

言い換えると、図４は、奇数と偶数のシンボルの２つの可能な事例を表したものを示している。事例１では、奇数シンボルが、入力信号の対応するサンプルと時間合わせされ、事例２では、偶数シンボルが入力信号の２つのサンプルの中間にある。タイミング補間器をシンボルの偶数と奇数の組の適切な値と共に使用することにより、出力シンボルの偶数と奇数の両方の組が必要とするリタイミング機能を実現することができる。図４に示すように、奇数シンボルと偶数シンボルに異なるフィルタリング関数を使用することができる。例えば、以降の図に示すように、奇数シンボルのためのバタフライ構造において４つのＦＩＲフィルタが使用されてよく、偶数出力シンボルのためのバタフライ構造において４つの異なるＦＩＲフィルタが使用されてもよい。

図５に、一実施形態におけるフィルタ構造１２の一例を示す。図５に示す実施形態では、光信号の複数の偏波および／または複数のモードに基づき得る、第１のサンプリングレートのデジタル化サンプルの複数の並列入力ストリームがフィルタリングされる。それに対応して、本実施形態によって、複数の出力フィルタリングされたデジタル化サンプルが供給される。図５にさらに示すように、フィルタ構造１２を備えた装置１０は、奇数出力サンプル（伝達関数ｈ_ＣＭＡ）用の複数の並列フィルタ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄと、偶数出力フィルタリングされたサンプル（伝達関数Ｈ_{ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ}＊ｈ_ＣＭＡ）用の２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄとからなる構造を使用して、デジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能である。図５に示す実施形態に示すようなフィルタは、並列ＦＩＲ構造である。

複数の並列フィルタ２２ａ−ｄおよび２４ａ−ｄのそれぞれは、着信入力サンプルに基づいてフィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能である。図５に示すように、例えば、フィルタ２ａは、入力サンプル１、２、３、４および５に基づいて出力サンプル３を決定し、フィルタ２４ｄは、入力サンプル１１、１２、１３、１４および１５に基づいて出力サンプル１０を決定するなどである。また、それぞれのフィルタ２２ａ−ｄおよび２４ａ−ｄの入力サンプルのナンバリングから、２つの連続した奇数または偶数フィルタ２２ａ−ｄおよび２４ａ−ｄの間に１．５ｘ２サンプルのシフトがあることがわかる。言い換えると、図５では、並列処理ファクタ８と５タップＣＭＡが示されている。複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄの出力が組み合わされてすべてのフィルタ全体の出力レートが第２のサンプリングレートに対応し得るため、複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの１つのフィルタのサンプル出力レートは第２のサンプリングレートよりも低い。

したがって、本実施形態では、第１のサンプリングレートが１．５Ｓｐｓに対応し、第２のサンプリングレートが１Ｓｐｓに対応するものとする。言い換えると、２出力サンプルごとに３個の入力サンプルがある。さらに、出力サンプル３がシンボル３に時間合わせまたは同期されるものとすると、図５の右側の表に示すように、シンボル５、７および９がサンプル６、９および１２に対応して合わせられるものとさらに想定することができる。また、偶数サンプルを決定するために補間が使用され、これは、対応するフィルタ伝達関数ｈ_ＣＭＡによって畳み込まれる伝達関数Ｈ_{ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ}によって示されている。偶数出力サンプルは、図５の右側の表の下部に示すように、補間およびフィルタリングに基づく。例えば、出力シンボル４は入力サンプル４および５に基づく。出力シンボル１０は、入力サンプル１３および１４に基づく、などである。図５は、本実施形態における定モジュロアルゴリズムに基づく伝達関数の計算モジュール２５をさらに示す。

以下の実施形態では、装置１０、低減ＳＰＳ ＣＭＡモジュール１２はそれぞれ、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能な適応フィルタ１２ａ、１２ｂをさらに含む。図６に、一実施形態における時間領域の適応フィルタ１２ａ、１２ｂによる処理例を示す。適応フィルタ１２ａ、１２ｂは、適応フィルタ１２ａ、ｂの係数の更新を、適応フィルタ１２ａ、ｂの出力サンプルの何分のいくつかに基づかせる、相関器１２ａと１６タップフィルタ１２ｂとを含む。１６タップを使用するフィルタ１２ｂの次元は例示の次元であり、他の実施形態では異なるタップ数を使用してよいことに留意されたい。図６に示す実施形態では、適応フィルタの出力において１．５Ｓｐｓであって、その後、１Ｓｐｓにダウンサンプリングすることを仮定している。図６に示すように、装置１０は、補間器（６タップ）１２ｃと２つのデシメータ１２ｄおよび１２ｅとを備えるダウンサンプラをさらに含む。６タップの次元は、例示の値に過ぎず、他の実施形態では他の次元または他のタップ数も使用してよいことに留意されたい。例えば、８タップ補間器は、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどのより高次の変調により有利な、より高精度を有することができる。デシメータ１２ｅは、光信号のフィルタリングされたサンプルのうちのサンプルとして、適応フィルタ１２ａ、ｂの係数の更新のために使用されるサンプルを選択するように動作可能である。装置１０は、後段のデシメータ１２ｄと（直列に）組み合わされた補間器１２ｃを含み、これらは光信号のフィルタリングされたサンプルのうちの他のサンプルを決定するように動作可能である。言い換えると、図６に示す構成要素は、一実施形態における低減サンプリングレート動作のための動作モードを例示し得る。

図６に示すように、モジュール１２（低減サンプリングレートＣＭＡ）は、適応フィルタ１２ａ、ｂとダウンサンプラ１２ｃ、ｄ、ｅとの２つの部分に分割され得る。第１の部分１２ａ、ｂは、第１のサンプリングレート（例えば１．５Ｓｐｓ）で動作し、すべてのフィルタリング部分、例えば等化、偏波多重分離、ＰＭＤ補償などを司る。第２の部分１２ｃ、ｄ、ｅは、サンプリングレートを第１のサンプリングレート（例えば１．５Ｓｐｓ）から第２のサンプリングレート（典型的には１Ｓｐｓ）に変更するダウンサンプラである。

適応フィルタ１２ａ、ｂの更新は、シンボルの中心に対応するサンプルを使用して行われる。図６に示す実施形態における１．５Ｓｐｓ動作の場合、これは入力サンプルの３分の１に対応する。これらのサンプル（またはその何分のいくつか）が、適応フィルタ１２ａ、ｂを更新するために使用される。これらのサンプルを使用して適応フィルタ１２ａ、ｂを更新することによって、適応フィルタによって計算されたサンプルの３分の１が、（適応フィルタ１２ａ、ｂが成功裏に収束したときに）自動的にシンボルの２分の１に時間合わせされる。言い換えると、入力サンプル２つおきに、シンボルの中心に等しい、より正確にはシンボル中心１つおきに等しいサンプリング時点がある。適応フィルタ１２ａ、ｂは、ＤＳＰの複雑さを低減するために、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆ＦＦＴ（ｉＦＦＴ）を使用することによって、時間領域または周波数領域で実現され得る。

図７に、別の実施形態における周波数領域の適応フィルタ１２ａ、ｂによる処理例を示す。図７は、入力サンプルを周波数領域に変換するための１６タップＦＦＴ１２ｆを示す。図７は、１６タップＦＦＴを一実施形態における例示の次元として示していることに留意されたい。他の実施形態では、ＦＦＴのサイズは、はるかにより多くてもよく、例えば３倍から８倍大きくてもよい。例えば、標準の「重量保留（ｏｖｅｒｌａｐ ａｎｄ ｓａｖｅ）方法」が使用されてもよい。１６タップフィルタを適用するために６４タップのＦＦＴが計算されてもよい。したがって、各ＦＦＴについて６４−１６＋１個のサンプルが正しく計算され得る。次に、次のまたは後続のＦＦＴが、６４−１６＋１サンプルのサンプルシフトにより、再び６４個のサンプルを計算することができる。言い換えると、１６タップＦＦＴは、１６タップが等価な「フィルタサイズ」であることを示し得、この場合、実際のフィルタまたはＦＦＴサイズは異なっていてもよい。計算を効果的にするために、ＦＦＴサイズは目的フィルタサイズよりも大幅に大きくてもよい。ＦＦＴのサイズ決定および「重畳保存方法」についてのさらなる詳細は、Ｊ．Ｃ．Ｇｅｙｅｒらの「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｏｌｍｕｘ ＱＰＳＫ−Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＯＦＣ）， ｃｏｌｌｏｃａｔｅｄ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＮＦＯＥＣ）、２０１０ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ （ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）に記載されている。

フィルタ１２ｂは、周波数領域で動作し、その出力サンプルは次に１６タップｉＦＦＴ１２ｇによって時間領域に変換し戻される。相関器１２ａは、時間領域で動作し、更新されたフィルタ係数が１６タップＦＦＴ１２ｈによって周波数領域に変換されてから、フィルタ１２ｂで使用される。図６に示す時間領域の実施形態について説明したように、ｉＦＦＴ１２ｇの出力サンプル２つおきに、１つの偶数シンボルに時間合わせされるものとする。図７に、図６について上述したようなデシメータ１２ｄおよび１２ｅと６タップ補間器１２ｃとをさらに示す。６タップ補間器１２ｃは、奇数シンボルを計算するために使用される。ある実施形態では、１．５Ｓｐｓでの出力サンプルの３分の１のみを計算するだけで済み、０．５サンプルのサンプルシフトが考慮され得るため、処理能力または乗算を節約することができる。

図６および図７の実施形態に示すように、デシメータ１２ｄおよび１２ｅにおける出力サンプルは「偶数シンボル」に対応し、後段のＤＳＰブロックによって直接使用され得る。その他のシンボルを計算するために、補間器が必要である。補間器の長さが長いほど計算の精度がよくなり得る。第１のサンプリングレートの期間の２分の１に対応する期間だけシフトされる必要がある新たなサンプルを十分な精度で計算するために、６または８タップの補間器が使用され得る。新たに計算された３個のサンプルのうちの１つが奇数シンボルに対応し、これらは次に、偶数シンボルと共に次のＤＳＰブロックに送られる。サンプルの補間と間引きは効率的に同時に行われ得、例えば、奇数シンボルに対応する適切なサンプルのみを計算すればよいことがわかる。

図８に、一実施形態における時間領域の適応フィルタによる別の処理例を示す。図８に示す実施形態は、前述の各図に示す各実施形態と類似した構成要素を含む。図８では、第１のサンプリングレート４／３Ｓｐｓおよび第２のサンプリングレート１Ｓｐｓが想定されている。したがって、ダウンサンプラは、追加の６タップ補間器１２ｈと追加のデシメータ１２ｉとを含む。前述のように、様々なサンプリングレートに類似の技術を適用することができ、これについては図１２を参照しながら後でさらに詳述される。１シンボル当たり４／３サンプルの場合、適応フィルタ１２ａ、１２ｂによって計算された４個のシンボルのうちの１つが、シンボル中心に等しいシンボルに対応するかまたはシンボル中心に等しいサンプリング時点を有する。これらのサンプル（またはこれらのサンプルの何分のいくつか）が、適応フィルタの更新に使用される。したがって、シンボルの３分の１が単純な間引き１２ｅにより適応フィルタ１２ａ、ｂから直接抽出され得る。他の３分の２は、２つの別々の補間器１２ｃ、１２ｈによって計算される。

言い換えると、実施形態が示すところでは、装置１０が、適応フィルタ１２ａ、１２ｂを更新するために、第１のサンプリングレートで出力サンプルの何分の１か（１／ｐ）を使用して動作する適応フィルタ１ａ、ｂからなる構造を使用してデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。装置１０は、フィルタ更新のために使用されるサンプルを選択する１つまたは複数のデシメータ１２ｃ、１２ｈからなるダウンサンプラをさらに含み得る。ダウンサンプラは、第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとの比に応じて、補間器１２ｃ、１２ｈおよびデシメータ１２ｄ、１２ｉからなる１つまたはいくつかの（ｑ−１）ブロック（１２ｃ＋１２ｄ、１２ｈ＋１２ｉ）をさらに含み得る。

図９に、一実施形態におけるフィルタ構造１２の例を示す。図９に示す実施形態では、光信号の複数の偏波および／または複数のモードに基づき得る第１のサンプリングレートでのデジタル化サンプルの複数の入力並列ストリームＸ_１、Ｘ_２がフィルタリングされる。これに対応して、本実施形態により、複数の出力フィルタリングされたデジタル化サンプルＹ_１、Ｙ_２が供給される。図９にさらに示すように、フィルタ構造１２を備える装置１０は、奇数出力サンプルのための複数の並列フィルタ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ（伝達関数Ｈ_{ＯＤＤ，１１}、Ｈ_{ＯＤＤ，１２}、Ｈ_{ＯＤＤ，２１}、Ｈ_{ＯＤＤ，２２}）およびフィルタリングされた偶数出力サンプルのための複数の並列フィルタ２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ（伝達関数Ｈ_{ＥＶＥＮ，１１}、Ｈ_{ＥＶＥＮ，１２}、Ｈ_{ＥＶＥＮ，２１}、Ｈ_{ＥＶＥＮ，２２}）からなる構造を使用して、デジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能である。図９に示す実施形態に示すようなフィルタは、知られているバタフライＦＩＲ構造のものである。複数の並列フィルタ２２ａ−ｄおよび２４ａ−ｄのそれぞれは、フィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能である。複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄの出力が組み合わされ、すべてのフィルタ全体の出力レートが第２のサンプリングレートに対応し得るため、複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの１つのフィルタのサンプル出力レートは、第２のサンプリングレートより低い。本構造においては、フィルタ２２ａおよび２２ｃの出力が加算器２６ａによって示されるように組み合わされてフィルタリングされた奇数出力サンプルＹ１を出力する。これに対応して、フィルタ２２ｂおよび２２ｄの出力が、加算器２６ｂによって組み合わされて、Ｙ_２のフィルタリングされた奇数出力サンプルを出力する。偶数側では、フィルタ２４ａおよび２４ｃの出力が加算器２６ｃによって組み合わされてＹ_１を出力し、フィルタ２４ｂおよび２４ｄの出力が加算器２６ｄによって組み合わされて偶数フィルタリングされた出力サンプルＹ_２を出力する。例えば、Ｙ_１およびＹ_２が光信号の異なる偏波の２つのフィルタリングされた出力に対応するものと想定することができる。図からわかるように、上部の４つの分岐は、奇数出力サンプルを出力し、下部の４つの分岐は偶数出力サンプルを出力する。言い換えると、この実施形態では、フィルタは奇数出力サンプルと偶数出力サンプルとのいずれかに作用し得るため、フィルタ構造は第２のサンプリングレートの２分の１で動作し得る。

図９に示すように、異なるバタフライフィルタ２２ａ−ｄおよび２４ａ−ｄによって奇数および偶数出力サンプルが生成される。フィルタ２２ａ−２２ｄ、２４ａ−２４ｄは、並列構造における低減クロックによって動作し得るリアルタイムＤＳＰで実装可能であることがわかるであろう。その場合、ＦＩＲフィルタ２２ａ−２２ｄおよび２４ａ−２４ｄのそれぞれのいくつかのコピーがあってもよい。例えば、並列度が必要とする数のＨ_１１フィルタ（図９の２２ａおよび２４ａ参照）があってもよい。これらの異なるフィルタは、データの同じ並列ブロックに属する異なるサンプルに対して作用することができる。説明を簡単にするために、１つの入力ストリームのみが考慮され、１つの出力ストリームのみが考慮される、そのような構造の部分的表現について考える。この単純化は、単一の偏波のみが操作される場合に対応し得る。この場合、バタフライ構造における４つのＦＩＲフィルタからなる組全体が、Ｈ_ＯＤＤ（２２ａ−２２ｄ）またはＨ_ＥＶＥＮ（２４ａ−２４ｄ）と呼ぶいずれかの単一の要素となる。

図１０に、一実施形態におけるフィルタ構造１２の別の例を示す。図１０は、図９に関して説明されたようなフィルタ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄを示す。さらに、図１０にはいくつかの入力サンプル３０およびいくつかの出力サンプル３２も示す。さらに、図１０は、どのフィルタでどの入力サンプルが考慮されるかを示す。これを、各分岐において入力サンプルにナンバリング３４ａ−ｄおよび３６ａ−ｄを付与することで示す。すなわち、フィルタ２２ａは（入力サンプルのブロック３０におけるタイミング位置１、２、３、４、５を有する）入力サンプル３４ａに対して作用し、フィルタ２２ｂは（入力サンプルのブロック３０におけるタイミング位置４、５、６、７、８を有する）入力サンプル３４ｂに対して作用する、といった具合である。フィルタ２４ａは（入力サンプルのブロック３０におけるタイミング位置２、３、４、５、６を有する）入力サンプル３６ａに基づいて作用し、フィルタ２４ｂは（入力サンプルのブロック３０におけるタイミング位置５、６、７、８、９を有する）入力サンプル３６ｂに基づいて作用する、といった具合である。図１０の分岐において直接付与されているナンバリング３２は、フィルタリングされた出力サンプルのストリーム内の後続出力シンボルのタイミングに対応する。例えば、フィルタ２２ａは出力サンプル番号３を出力し、フィルタ２４ａはフィルタリングされた出力サンプル番号４を出力し、フィルタ２２ｂは出力フィルタリングされたサンプル番号５を出力する、といった具合である。

図１０は、このようなフィルタ構造１２の並列の一例を示す。また、図１０に示す例は、５タップＦＩＲフィルタを想定しているため、並列分岐のそれぞれにおいて５個の入力サンプルが考慮され、並列度が８であるため１入力ブロックまたは１クロックタイミングあたり８個の出力シンボルが生成される。他の実施形態では、アナログ方式でより多くのタップまたはより少ないタップを有するフィルタが使用されてもよい。図１０のフィルタ構造１２は、ＤＳＰ上で実装可能である。ブロックＨ_ＯＤＤまたはＨ_ＥＶＥＮのそれぞれが、対応する出力を生成するための４個の５タップＦＩＲフィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）を含む。上述のように、入力および出力における第２の偏波の存在は、説明を簡単にするために無視されている。図１０に示す例では、入力信号は第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓであるものと想定され、この入力信号は次に、２つの独立した系統のバタフライフィルタ２２ａ−ｄおよび２４−ｄを介して第２のサンプリングレート１Ｓｐｓでフィルタリングされた出力シンボルまたはサンプルを生成するために使用される。各実施形態は、構造１２によって使用される偶数および奇数フィルタの正確で一貫した更新のための方法を提供する。ある実施形態では、奇数シンボルのみに対して実行され得るＣＭＡによって、いくつかのフィルタ係数に対応するフィルタ関数Ｈ_ＯＤＤが更新され得る。

その他のフィルタ係数Ｈ_ＥＶＥＮは、Ｈ_ＯＤＤフィルタの小数遅延によって計算され得る。このようなフィルタの実装は良好なパフォーマンスを示した。しかし、信号対雑音比（ＳＮＲ）が大きい場合に視認可能な、分数補間器に関連し得る、例えば典型的には０．５ｄＢを下回るわずかなペナルティが存在することがある。ある実施形態では、奇数シンボルについてのみ奇数フィルタ２２ａ−２２ｄ Ｈ_ＯＤＤがＣＭＡによって更新されてもよい。次に、例えば収束フェーズと呼ばれる第１のフェーズで、奇数フィルタ２２ａ−２２ｄ Ｈ_ＯＤＤの小数遅延によって偶数フィルタＨ_ＥＶＥＮが計算され得る。収束フェーズの後、偶数シンボルのみに対して実行される別のＣＭＡによって偶数フィルタ２２ａ−２２ｄ Ｈ_ＥＶＥＮが計算され得る。後者の選択肢は、同じデータの２Ｓｐｓ処理に関してペナルティがまったくない可能性がある。図４に例示するように、分数補間器の典型的な事例は、端を切られたシンク関数、ラグランジュ補間器、または、ランチョス小数遅延のような窓掛けされた端を切られたシンク関数である。２より並列度が大幅に高い場合があるＤＳＰにおいて要求される並列度のために、奇数および偶数フィルタを使用してもＤＳＰの複雑さは増さないことがあることがわかるであろう。例えば、１００Ｇのコヒーレントトランスポンダの場合、並列度は３２から２５６の範囲の場合がある。

図１１に、光信号用の受信機１００の別の実施形態のブロック図を示す。図１１に示す実施形態では、ダウンサンプラおよび低域フィルタ（ＬＰＦ）３８ａおよび３８ｂを使用するＡＤＣ１４ＤＳＰのための異なる方式が示されている。図１１のそれぞれの構成要素の下に示すサンプリングレートによって示されているように、ダウンサンプラおよびＬＰＦ３８ａおよび３８ｂによって、サンプリングレートは２Ｓｐｓから１．５Ｓｐｓに低減される。図１１に示すその他の構成要素は、上述のものと同様の機能を有する。図１１に示す実施形態では、ＡＤＣ１４は２Ｓｐｓでの動作を維持し得るのに対し、ＤＳＰは、アンチエイリアシングＬＰＦを含む初期ダウンサンプラ３８ａ、３８ｂによって可能とされる１．５Ｓｐｓで動作する。図１１は、以上のようにサンプリングレートを低減するフィルタ構造１２による代替方式を示す。

上述の各実施形態が示すように、装置１０は１つまたは複数のバタフライフィルタを使用して光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。装置１０は、他の実施形態では無限インパルス応答（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＩＩＲ）フィルタも使用可能な、１つまたは複数のＦＩＲフィルタ構造を使用して光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能とすることができる。さらに、装置１０は、デジタル化サンプルを第１のサンプリングレートの光信号のシンボルストリームに同期させるように動作可能とすることができる。これは、出力ストリームの奇数シンボルが入力ストリームのシンボルにすでに整列されている上述の実施形態によって例示される。偶数サンプルは、入力ストリームおよび上述の例の２つのサンプルの間にあるため、偶数サンプルに関してもある種の同期が存在する。各実施形態では、装置１０は、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプル内においてクロック回復１８に基づいて、デジタル化サンプルを同期させるように動作可能とすることができる。

言い換えると、同期の基礎を与えるためにクロック回復１８または回復されたクロック信号が使用されてもよく、この場合、小数遅延または位相補正がフィルタ構造または低減ＳＰＳ ＣＭＡ１２によって行われ得る。また、装置１０は、例えば上述のように色分散補償ブロック１６ａおよび１６ｂを使用して、第１のサンプリングレートの光信号のデジタル化サンプルにおける色分散を低減するように動作可能とすることができる。図１１に示す最後の実施形態では、実際には３種類のサンプリングレートがある。初期サンプリングレートは２Ｓｐｓであり、その次に第１のサンプリングレート１．５Ｓｐｓとなる。このようなダウンサンプリングは、ダウンサンプラ３８ａおよび３８ｂによって実現される。次に、色分散補償１６ａおよび１６ｂが、すでに初期サンプリングレートからダウンサンプリングされている第１のサンプリングレートで動作可能となる。また、装置１０は、例えば上述のようにＡＤＣ１４によって、第１のサンプリングレートのデジタル化サンプルを得るために、光−電気変換されたアナログ信号をデジタル化するように動作可能とすることができる。ある実施形態では、装置１０は、初期サンプリングレートのデジタルサンプルに基づいて、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルを得るために、ダウンサンプラ３８ａ、３８ｂをさらに含み得る。

以下の実施形態では、任意のサンプリングレートを使用するより一般的な場合について検討される。例えば、入力信号における１シンボル当たりＸ個のサンプルについて検討される。言い換えると、入力信号は、１出力シンボル当たりＸ個のサンプルを含む。例えば、Ｘに関連する小数遅延は、分数Ｘ＝ｐ／ｑに書き換られ得る。図１２に、入力信号または光信号のデジタル化サンプルのサンプリングレートの取り得る値とｐ／ｑ比率との関係を示す例示の表を示す。比率ｐ／ｑは、再サンプリング方法の一実施形態の実装のための重要な情報を提供し得る。より簡単に言うと、ｑ出力シンボルまたはサンプルごとにｐ個の入力サンプルがある。このことは、フィルタ構造１２においてｑ個の異なるバタフライ構造が必要であることを表し得る。各バタフライ構造は、１つまたは複数の補間器に基づく収束フェーズの後に、補間器によって、または独立したＣＭＡによって、更新され得る。最初の並びのフィルタはＣＭＡによって更新され得るため、補間器の数はｑ−１とすることができる。

一実施形態では、構造の数が多い場合は特に、バタフライ構造のそれぞれについてどの入力サンプルが必要であるかに関する明確な規則があれば有用な場合がある。さらに、各実施形態は、各補間器に正確な小数遅延を与えることを可能にしてよく、基準フィルタは、第１のバタフライ構造におけるフィルタであることを考慮してよい。言い換えると、各実施形態において、複数の並列フィルタ１２のうちの２つのフィルタの少なくとも２つのフィルタリングされた出力サンプルがあってよく、２つの複数並列フィルタのこの２つのフィルタリングされた出力サンプルが遅延によって時間シフトされてもよい。遅延は、第１と第２のサンプリングレートとの関係、例えばｐ／ｑに基づき得る。ある実施形態では、図１０において１６個の入力サンプル３０によって例示されているように、複数の並列フィルタ２２ａ−２２ｄ、２４ａ−２４ｄは、光信号の後続のデジタル化サンプルのブロックを処理するように動作可能である。図１０の実施形態では、フィルタ２２ａ−ｄの出力は出力サンプルのブロック３２である。図１０では、１６個の入力サンプルに対して８個の出力サンプルがあり、したがってｐ／ｑ＝２であることをすでに示している。この実施形態では、複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄが、光信号の後続のデジタル化サンプルのブロック３０を処理するように動作可能である。複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの２つのフィルタのうちの第１のフィルタ２２ａ、２４ａは、第２のサンプリングレートを有する、光信号３０の後続のデジタル化サンプルのブロックに対応する後続のフィルタリングされたサンプル３２のブロック内の第１のフィルタリングされたサンプルを出力する基準フィルタに対応する。

複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの２つのフィルタのうちの第２のフィルタ２２ｂ−ｄは、第２のフィルタリングされたサンプルを出力するフィルタに対応する。第２のフィルタリングされたサンプルは、後続のフィルタリングされたサンプルのブロック３２内の第１のフィルタリングされたサンプルのｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}サンプル後のサンプルであるものとする。遅延は、複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの第２のフィルタ２２ｂ−ｄ、２４ｂ−ｄによって使用される光信号の後続デジタル化サンプルのブロック３０から、最も早い入力サンプル３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄのタイミングを基準にして決定される。このタイミングは、
ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）＝（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート−丸め（（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート）
だけ遅延される。ここでｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}は最も早い入力サンプル３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄのタイミングと第２のフィルタリングされたサンプルの出力との間の遅延に対応する。再サンプリングレートは、第１と第２のサンプリングレートとの比に対応する。一般的な場合では、ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）は、出力が１Ｓｐｓである場合、レートｑ／ｐの再サンプリングにおけるｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}番目の小数遅延補間器の入力サンプリングレートに正規化された遅延に対応し得る。

フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄの各組の入力サンプルは、
ｔ_ｉｎ＝丸め（（ｔ_ｏｕｔ−１）／再サンプリングレート）
によって求められ得る。

言い換えると、複数の並列フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄのうちの第２のフィルタ２２ｂ−ｄ、２４ｂ−ｄによって使用される後続デジタルサンプルのブロック３０内の最も早い入力サンプル３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄの位置ｔ_ｉｎは、上記の式に対応し得る。ｔ_ｏｕｔは、後続のフィルタリングされたサンプルのブロック３２内の第２のフィルタリングされたサンプルの位置に対応し得る。言い換えると、ｔ_ｏｕｔは出力シンボルの指標であり得、ｔ_ｉｎは第１の入力サンプルの指標であり得る。その場合、各フィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄには、それぞれのフィルタ２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄにおけるタップ数と同数のサンプルがあり得る。ある実施形態では、ｔ_ｏｕｔ＝ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}＋１である。

例えば、１．６Ｓｐｓ入力信号（ｐ＝８、ｑ＝５）における７タップフィルタでは、各フィルタに以下の入力サンプルがある。
ｑ＝０：
０ １ ２ ３ ４ ５ ６（補間器なし、これは基準の場合である）
ｑ＝１：
２ ３ ４ ５ ６ ７ ８（小数遅延ｄ＝−０．４の補間器）
ｑ＝２：
３ ４ ５ ６ ７ ８ ９（小数遅延ｄ＝＋０．２の補間器）
ｑ＝３：
５ ６ ７ ８ ９ １０ １１（小数遅延ｄ＝−０．２の補間器）
ｑ＝４：
６ ７ ８ ９ １０ １１ １２（小数遅延ｄ＝＋０．４の補間器）
ｑ＝０（次の並列ライン）：
８ ９ １０ １１ １２ １３ １４（補間器なし、これは基準の場合である）

なお、各実施形態において、複雑度の低いものとすることができる特定の誤差関数に基づいてフィルタ係数を更新するために、ＣＭＡアルゴリズムが使用されてもよいことに留意されたい。例えば、誤差ε＝Ｍ−ａｂｓ（Ｙ）^２が使用されてもよく、ここで、Ｍは、典型的にはＭ＝１であるコンスタントモジュラスであり、Ｙはバタフライフィルタの所与の出力における出力シンボルである。上記の各実施形態は、異なる誤差関数を使用する知られているアルゴリズムであってもよいＣＭＡの変形版にも適用可能である。誤差関数中のＹに閾値を使用し、Ｙを所与の領域に関連付けることができるマルチモジュラスアルゴリズム（ＭＭＡ）のようなアルゴリズムがある。この場合、各領域ｋについて、コンスタントモジュラスＭ_ｋの特定の値があり得る。

以下では、２８ＧＢｄのＰＤＭ−８ＱＡＭ信号に基づく実験に対応する一連の波形のいくつかの処理結果について、図１３を参照しながら示される。図１３には、ｄＢ／０．１ｎｍ単位の光信号対雑音比（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：ＯＳＮＲ）に対するｄＢ単位のｑ^２値を示すシミュレーション結果を示す。ｑ^２値は、光データ検出におけるアイ開口の指標とみなされる。図１３に示すように、２Ｓｐｓで得られたシミュレーション結果は、ダイヤモンド形マーカによって示され、１．５Ｓｐｓで得られたシミュレーション結果は四角形マーカによって示されている。図１３に示す結果を得るために、それぞれ異なる信号対雑音比で２Ｍバイトのデータを使用して約１４０通りの波形を処理した。ＭＭＡアルゴリズムを使用して１シンボル当たり２サンプルを処理し、次に上記の各実施形態に従ってＭＭＡの低減サンプリングレート版を使用して１シンボル当たり１．５サンプルで処理した。図１３からわかるように、１．５Ｓｐｓと２Ｓｐｓで得られた結果は、ほぼ同じである。

各実施形態は、例えばＡＤＣ１４と色分散補償フィルタ１６ａおよび１６ｂの電力消費を削減するために、低減されたサンプリングレートで動作することを可能にしてもよい。サンプリングレートを２Ｓｐｓから１Ｓｐｓに低減する場合、２５％の範囲内の電力低減が達成され得る。例えば、４３Ｇボーの信号について、８６Ｇサンプル／秒を必要とせず、６５Ｇサンプル／秒のＡＤＣ、ＤＳＰおよびデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）が使用され得る。その結果として、電力消費が削減され、電子装置の仕様をより控えめのものとすることができる。異なるビット／シンボルレートで動作する多くの新たな変調形式が導入されるため、ボーレート向上の必要性は簡単に正当化される。各実施形態は、容量／到達範囲の点で固有の利点をもたらすことができ、１００または４００Ｇｂ／ｓに固定されることが多いクライアントビットレートに合わせるために、適応化されたシンボルレートを有し得る。

図１４に、光信号の受信機１００のための方法の一実施形態のブロック図を示す。この方法は、光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力すること５２を含む。この方法は、第２のサンプリングレートでの光信号のフィルタされたサンプルを得るために、複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングすること５４をさらに含む。第２のサンプリングレートは第１のサンプリングレートとは異なる。この方法は、第２のサンプリングレートで光信号のフィルタ化サンプルを出力すること５６をさらに含む。

さらに他の実施形態は、コンピュータによって実行されるとコンピュータに本明細書に記載の方法のうちの１つの方法を実装させる命令を記憶するコンピュータ可読記憶媒体である。他の実施形態は、コンピュータプログラムまたはコンピュータプログラム製品がプロセッサ、コンピュータまたはプログラム可能ハードウェア上で実行されると上述の方法のいずれかを実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータプログラムまたはコンピュータプログラム製品である。

当業者は、上述の様々な方法のステップは、プログラムされたコンピュータによって実行され得ることが容易にわかるであろう。本明細書において、ある実施形態は、機械可読またはコンピュータ可読であり、機械実行可能またはコンピュータ実行可能な命令のプログラムを符号化するプログラム記憶装置、例えばデジタルデータ記憶媒体であって、前記の命令が本明細書に記載の方法のステップの一部またはすべてを実行する、プログラム記憶装置を対象とすることも意図している。プログラム記憶装置は、例えば、デジタルメモリ、磁気ディスクおよび磁気テープなどの磁気記憶媒体、ハードドライブまたは光学式読み取り可能デジタルデータ記憶媒体とすることができる。実施形態は、本明細書に記載の方法の前記ステップを実行するようにプログラムされたコンピュータ、または、上述の方法の前記ステップを実行するようにプログラムされた（フィールド）プログラマブルロジックアレイ（（Ｆ）ＰＬＡ）または（フィールド）プログラマブルゲートアレイ（（Ｆ）ＰＧＡ）を対象とすることも意図している。

本説明および図面は、本発明の原理を例示するに過ぎない。したがって、当業者は、本明細書で明示的には記載または図示されていないが、本発明の原理を実施し、本発明の趣旨および範囲内に含まれる、様々な構成を考案することができることはわかるであろう。また、本明細書に記載のすべての例は、主として、本発明の原理および本発明人が当技術の進展のために与える概念を読者が理解するのを助ける教示的目的のみが明示的に意図されており、そのような具体的に記載されている例および条件に限定されないものと解釈すべきである。また、本発明の原理、態様、および実施形態とその具体例とを述べる本明細書におけるすべての記載は、それらの均等物を含むことが意図されている。

（特定の機能を実行する）「ための手段」として示されている機能ブロックは、それぞれ特定の機能を実行するために、または実行するように構成された回路を含む機能ブロックと理解すべきである。したがって、「するための手段」は、「するように構成された、または適応化された手段」と理解し得る。したがって、特定の機能を実行するようになされた手段は、そのような手段が（ある時点において）必ず前記機能を実行していることを意味しない。

図面に示されている様々な要素の機能は、「手段」、「処理するための手段」などと記載されている機能ブロックを含めて、「プロセッサ」などの専用ハードウェア、および適切なソフトウェアと連係してソフトウェアを実行することが可能なハードウェアの使用によって提供され得る。また、本明細書において「手段」と記載されている実体は、「１つまたは複数のモジュール」、「１つまたは複数の装置」、「１つまたは複数のユニット」などに対応し得るか、またはそのようなものとして実装され得る。それらの機能がプロセッサによって提供される場合、それらの機能は、単一の専用プロセッサによって、単一の共用プロセッサによって、または、一部が共用され得る複数の個別プロセッサによって提供され得る。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」という用語の明示的使用は、ソフトウェアを実行することができるハードウェアを排他的に指すものと解釈されるべきではなく、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するための読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙的に含み得るが、これらには限定されない。従来型と特製とを問わず他のハードウェアも含まれ得る。それらハードウェアの機能は、プログラムロジックの動作を介して、専用のロジックを介して、プログラム制御と専用ロジックとの相互作用を介して、または手動でも実行されてよく、特定の技術は文脈からより具体的に理解されるように実装者によって選択可能である。

本明細書のブロック図は、本発明の原理を実現する例示の回路の概念図を表していることが、当業者ならわかるはずである。同様に、フローチャート、流れ図、状態遷移図、疑似コードなどは、コンピュータ可読媒体で実質的に表現され得、したがって、コンピュータまたはプロセッサが明示的に示されているか否かを問わず、そのようなコンピュータまたはプロセッサによって実行可能である様々なプロセスを表すことが認識されよう。

また、本明細書または特許請求の範囲において開示されている方法は、これらの方法のそれぞれのステップを実行するための手段を有する装置によって実装可能であることにも留意されたい。

Claims (14)

1. 光信号の受信機（１００）用の装置（１０）であって、装置（１０）は、
   光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力し、
   複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングして、第１のサンプリングレートとは異なる第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを取得し、
   光信号のフィルタリングされたサンプルを第２のサンプリングレートで出力するように動作可能であり、
   装置（１０）はさらに、
   適応フィルタによって、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルをフィルタリングし、
   適応フィルタの出力サンプルの何分の１かを使用して、適応フィルタの係数を更新し、
   光信号のフィルタリングされたサンプルのうちのサンプルとして適応フィルタの係数を更新するために使用されるサンプルを選択し、
   光信号のフィルタリングされたサンプルのうちの他のサンプルを決定するように動作可能な、装置（１０）。
2. 第２のサンプリングレートが第１のサンプリングレートより低い、および／または、第１のサンプリングレートの第２のサンプリングレートに対する比が整数とは異なる、請求項１に記載の装置（１０）。
3. 光信号の複数の偏波および／またはモードに基づいて第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルの複数の並列ストリームを入力するように動作可能であり、複数のフィルタ係数を使用して光信号の異なる偏波および／またはモードのフィルタリングされたサンプルを多重分離するようにさらに動作可能な、請求項１に記載の装置（１０）。
4. 光信号の受信機（１００）用の装置（１０）であって、装置（１０）は、
   光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力し、
   複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングして、第１のサンプリングレートとは異なる第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを取得し、
   光信号のフィルタリングされたサンプルを第２のサンプリングレートで出力するように動作可能であり、
   第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能な適応フィルタをさらに含み、適応フィルタの出力サンプルの何分の１かを使用して、適応フィルタの係数を更新するように動作可能であり、光信号のフィルタリングされたサンプルのうちのサンプルとして適応フィルタの係数を更新するために使用されるサンプルを選択するように動作可能なデシメータをさらに含み、光信号のフィルタリングされたサンプルのうちの他のサンプルを決定するように動作可能な後段のデシメータと組み合わされた１つまたは複数の補間器をさらに含む、装置（１０）。
5. 光信号の受信機（１００）用の装置（１０）であって、装置（１０）は、
   光信号のデジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで入力し、
   複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングして、第１のサンプリングレートとは異なる第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを取得し、
   光信号のフィルタリングされたサンプルを第２のサンプリングレートで出力し、
   複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のそれぞれがフィルタリングされたサンプルを出力するように動作可能な複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）からなる構造を使用してデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能であり、複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの１つのフィルタのサンプル出力レートが第２のサンプリングレートより低く、
   複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの２つのフィルタの２つのフィルタリングされた出力サンプルが遅延により時間シフトされ、遅延が第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとの関係に基づく、装置（１０）。
6. フィルタ係数を適応的に更新するように動作可能な、請求項５に記載の装置（１０）。
7. コンスタントモジュラスアルゴリズムまたはマルチモジュラスアルゴリズムに基づいてフィルタ係数を適応的に更新または初期化するように動作可能な、請求項５に記載の装置（１０）。
8. 複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）が、光信号の後続デジタル化サンプルのブロック（３０）を処理するように動作可能であり、
   複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの２つのフィルタのうちの第１のフィルタ（２２ａ、２４ａ）が、第２のサンプリングレートを有して光信号の後続デジタル化サンプルのブロック（３０）に対応する後続のフィルタリングされたサンプル（３２）のブロック内の第１のフィルタリングされたサンプルを出力する基準フィルタに対応し、
   複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの２つのフィルタのうちの第２のフィルタ（２２ｂ−ｄ）が、後続のフィルタリングされたサンプルのブロック（３２）内の第１のフィルタリングされたサンプルのｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}サンプル後に、第２のフィルタリングされたサンプルを出力するフィルタに対応し、
   遅延が、複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの第２のフィルタ（２２ｂ−ｄ、２４ｂ−ｄ）によって使用される光信号の後続デジタル化サンプルのブロック（３０）から、最も早い入力サンプル（３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄ）のタイミングを基準にして決定され、前記タイミングが、
   ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）＝（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート−ｒｏｕｎｄ（（ｋ_{ｉｎｔｅｒｐ}）／再サンプリングレート）
   によって遅延され、
   ｄ_{ｉｎｔｅｒｐ}が最も早い入力サンプル（３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄ）のタイミングと第２のフィルタリングされたサンプルの出力との間の遅延に対応し、再サンプリングレートが第１のサンプリングレートと第２のサンプリングレートとの比に対応する、請求項５に記載の装置（１０）。
9. 複数の並列フィルタ（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）のうちの第２のフィルタ（２２ｂ−ｄ、２４ｂ−ｄ）によって使用される後続デジタル化サンプルのブロック（３０）内の最も早い入力サンプル（３４ａ−ｄ、３６ａ−ｄ）の位置ｔ_ｉｎが
   ｔ_ｉｎ＝ｒｏｕｎｄ（（ｔ_ｏｕｔ−１）／再サンプリングレート）
   に対応し、ｔ_ｏｕｔが後続のフィルタリングされたサンプルのブロック（３２）内の第２のフィルタリングされたサンプルの位置に対応する、請求項８に記載の装置（１０）。
10. １つまたは複数のバタフライフィルタ構造（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）を使用して光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能であり、および／または、１つまたは複数の有限インパルス応答フィルタ構造（２２ａ−ｄ、２４ａ−ｄ）を使用して光信号のデジタル化サンプルをフィルタリングするように動作可能である、請求項５に記載の装置（１０）。
11. デジタル化サンプルを第１のサンプリングレートで光信号のシンボルストリームに同期させるように動作可能であり、および／または、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプル内においてクロック回復（１８）に基づいてデジタル化サンプルを同期させるように動作可能である、請求項１に記載の装置（１０）。
12. 第１のサンプリングレートで光信号のデジタル化サンプルにおける色分散を低減するように動作可能であり、および／または、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルを得るために光−電気変換されたアナログ信号をデジタル化（１４）するように動作可能である、請求項１に記載の装置（１０）。
13. 光信号の受信機（１００）のための方法であって、
    第１のサンプリングレートで光信号のデジタル化サンプルを入力すること（５２）と、
    複数のフィルタ係数に基づいてデジタル化サンプルをフィルタリングして、第１のサンプリングレートとは異なる第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを取得すること（５４）と、
    第２のサンプリングレートで光信号のフィルタリングされたサンプルを出力すること（５６）と、
    適応フィルタによって、第１のサンプリングレートでデジタル化サンプルをフィルタリングすることと、
    適応フィルタの出力サンプルの何分の１かを使用して、適応フィルタの係数を更新することと、
    光信号のフィルタリングされたサンプルのうちのサンプルとして適応フィルタの係数を更新するために使用されるサンプルを選択することと、
    光信号のフィルタリングされたサンプルのうちの他のサンプルを決定することとを含む、方法。
14. コンピュータプログラムであって、コンピュータ、プロセッサ、またはプログラム可能ハードウェア構成要素上で実行されると請求項１３に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータプログラム。

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