JP2018157475A - コヒーレント検波器 - Google Patents

Abstract

【課題】光源由来の位相雑音を相殺する。【解決手段】連続光光源と、光位相比較部と、光ＶＣＯと、可変光遅延器とを備えて構成される。連続光光源は、周波数ｆ０の連続光を生成する。光位相比較部は、搬送波周波数ｆ０＋Δｆの光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ０＋Δｆから一定の周波数だけずれた周波数ｆ０＋２Δｆを持つ第１の局発光との位相誤差を示す第１位相誤差信号、及び、光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ０＋Δｆと同一の周波数を持つ第２の局発光との位相誤差を示す第２位相誤差信号を生成する。光ＶＣＯは、第１位相誤差信号と連続光から、第１の局発光及び第２の局発光を生成する。可変光遅延器は、第１位相誤差信号の強度に応じた遅延を第２の局発光に与える。【選択図】図１

Description

この発明は、コヒーレント光通信の受信側で用いられる、コヒーレント検波器に関する。

昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて、多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。

コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された光位相変調信号の搬送波と、周波数及び位相が一致した局発光を受信端で生成し、光位相変調信号の搬送波と、局発光とを干渉させて復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された光位相変調信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局発光とを干渉させて、ダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、光位相変調信号と局発光の位相同期を用いて実現可能である。

図６を参照して、光位相変調信号と局発光の位相同期を行うコヒーレント検波器の典型的な構成を説明する。図６は、コヒーレント検波器の典型的な構成を説明するための模式図である。

９０°光ハイブリッド１１２は、光位相変調信号と局発光とを合波することにより、第１干渉信号を生成する。また、９０°光ハイブリッド１１２は、光位相変調信号と局発光をπ／２（９０°）だけ移相した信号を合波することにより、第２干渉信号を生成する（例えば、非特許文献１参照）。

第１のバランス検波器１１４−１は、第１干渉信号をバランス検波することにより、第１の変調電気信号を生成する。また、第２のバランス検波器１１４−２は、第２干渉信号をバランス検波することにより、第２の変調電気信号を生成する。

第１の増幅器１１６−１は、第１の変調電気信号を増幅する。第１の増幅器１１６−１の出力は２分岐され、一方は変調成分除去手段１２０に送られ、他方は復調信号として出力される。また、第２の増幅器１１６−２は、第２の変調信号を増幅する。第２の増幅器１１６−２の出力は２分岐され、一方は変調成分除去手段１２０に送られ、他方は復調信号として出力される。

変調成分除去手段１２０は、第１及び第２の変調電気信号から変調成分を除去し、位相誤差成分を抽出することにより位相誤差信号を生成する。ループフィルタ１５０は、位相誤差信号を平滑化して、光電圧制御発振器（光ＶＣＯ）１６０に送る。

光ＶＣＯ１６０は、位相誤差成分に応じた局発光を生成し、９０°光ハイブリッド１２０に送る。

図７及び図８を参照して、光ＶＣＯ１６０の典型的な構成を説明する。図７は、光ＶＣＯ１６０の典型的な構成を説明するための模式図である。図８は、光スペクトルを示す模式図である。

光ＶＣＯ１６０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６２、増幅器１７４、マッハツェンダ型強度変調器(以下、単に、強度変調器とも称する。)１７６、及び、光バンドパスフィルタ１７８を備えて構成される。ＶＣＯ１６２は、位相誤差成分Δｆに応じて、自己の発振周波数を変更する。ＶＣＯ１６２が生成した発振信号は、増幅器１７４で強度変調器１７６の駆動に必要な振幅に増幅されて、強度変調器１７６に送られる。

強度変調器１７６は、連続光光源１４４が生成した周波数（連続光周波数とも称する。）ｆ_０の連続光（図８（Ａ））を変調する(図８（Ｂ）)。強度変調器１７６の出力には、連続光周波数ｆ_０の両側に、ＶＣＯ１６２の出力と同じ周波数Δｆだけシフトした周波成分ｆ_０±Δｆが現れる。

光バンドパスフィルタ１７８は、強度変調器１７６の出力の２つの周波数成分の一方（ここでは、ｆ_０＋Δｆ）を、局発光として透過させる。

コヒーレント検波器は、光位相変調信号と局発光とが同期するように動作する（図８（Ｃ））。

Takahide Sakamoto, Akito Chiba, Atsushi Kanno, Isao Morohashi, Tetsuya Kawanishi, "Real-Time Homodyne Reception of 40-Gb/s BPSK Signal by Digital Optical Phase-Locked Loop," ECOC 2010, 19-23 September, 2010, Torino, Italy. L.G.Kazonovsky,"Performance Analysis and Laser Linewidth Requirements for Optical PSK Heterodyne Communications Systems", J. Lightwave Technology, LT-4,415-425 (1986). S.Norimatsu, "Linewidth Requirements for Optical Synchronous Detection Systems with Nonnegligible Loop Delay Time",J. Lightwave Technology, Vol. 10, No. 3, MARCH 1992.

コヒーレント検波器における大きな課題として、フィードバック制御に要するループ伝播遅延時間の増加に伴い、位相同期された信号の位相雑音が悪化することが挙げられる。

この位相雑音は、局発光を生成するのに用いる連続光光源、及び、送信側の光位相変調信号搬送波の光源が有限の線幅を持つことに起因する。有限の線幅に応じて生ずる位相変化が、互いに無相関であるため、フィードバック制御に要するループ伝播遅延時間が長い場合には、この伝播遅延時間の間に位相変動揺らぎが大きくなる（例えば、非特許文献２又は３参照）。

結果として、同期状態における局発光及び光位相変調信号の位相差の揺らぎが大きくなり、復調性能が悪化する。

位相雑音の悪化を抑制するには、コヒーレント検波器でのフィードバック制御に要するループ伝播時間を短くするか、又は、局発光及び光位相変調信号の線幅を小さくする必要があり、回路規模や光源に対する大きな制約となっている。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、光源由来の位相雑音を相殺するコヒーレント検波器を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明のコヒーレント検波器は、連続光光源と、光位相比較部と、光ＶＣＯと、可変光遅延器とを備えて構成される。連続光光源は、周波数ｆ_０の連続光を生成する。光位相比較部は、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆの光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆから一定の周波数だけずれた周波数ｆ_０＋２Δｆを持つ第１の局発光との位相誤差を示す第１位相誤差信号、及び、光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆと同一の周波数を持つ第２の局発光との位相誤差を示す第２位相誤差信号を生成する。光ＶＣＯは、第１位相誤差信号と連続光から、第１の局発光及び第２の局発光を生成する。可変光遅延器は、第１位相誤差信号の強度に応じた遅延を第２の局発光に与える。

このコヒーレント検波器は、光位相変調信号と第２の局発光の干渉信号を復調信号として出力する。

なお、可変光遅延器が、第１位相誤差信号及び第２の位相誤差信号の強度に応じた遅延を第２の局発光に与える構成にしても良い。

この発明のコヒーレント検波器によれば、位相同期が確立したヘテロダイン検波による第１位相誤差信号の強度に応じた遅延を第２の局発光に与える。これにより、第２の局発光と光位相変調信号の間に存在する位相雑音を相殺することができる。

この発明のコヒーレント検波器の実施形態を説明するための模式図である。 コヒーレント検波器が備える光位相比較部の模式図である。 コヒーレント検波器が備える変調成分除去手段の模式図である。 コヒーレント検波器が備える光ＶＣＯの模式図である。 光スペクトルを示す模式図（１）である。 コヒーレント検波器の典型的な構成を説明するための模式図である。 光ＶＣＯの典型的な構成を説明するための模式図である。 光スペクトルを示す模式図（２）である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

図１〜５を参照して、この発明の、光位相変調信号と局発光の位相同期を行うコヒーレント検波器の実施形態を説明する。図１は、この発明のコヒーレント検波器の実施形態を説明するための模式図である。図２は、コヒーレント検波器が備える光位相比較部の模式図である。図３は、コヒーレント検波器が備える変調成分除去手段の模式図であり、ＱＰＳＫ信号の場合の変調成分除去手段を示している。図４は、コヒーレント検波器が備える光ＶＣＯの模式図である。図５は、光スペクトルを示す模式図である。

コヒーレント検波器は、光位相比較部１０、乗算器４０、高周波発振器４２、連続光光源４４、第１ループフィルタ５０、光ＶＣＯ６０、分波器８０、可変光遅延器８２、合波器８４、第２ループフィルタ９０、遅延器９２、増幅器９４及び加算器９６を備えて構成される。

光位相比較部１０には、光位相変調信号と、局発光が入力される。局発光には、第１の局発光Ｘと、第２の局発光Ｙが含まれる。第１の局発光Ｘは、光位相変調信号の搬送波周波数ｆ_０＋Δｆから一定の周波数だけずれた周波数ｆ_０＋２Δｆを持つ。また、第２の局発光Ｙは、光位相変調信号の搬送波周波数ｆ_０＋Δｆと同一の周波数ｆ_０＋Δｆを持つ。

図２に示すように、光位相比較部１０は、例えば、９０°光ハイブリッド１２、第１及び第２のバランス検波器１４−１及び１４−２、第１及び第２の増幅器１６−１及び１６−２、第１及び第２のバンドパスフィルタ１８−１及び１８−２、第１及び第２のローパスフィルタ２２−１及び２２−２、並びに、第１及び第２の変調成分除去手段２０及び２４を備えて構成される。

９０°光ハイブリッド１２は、光位相変調信号と局発光とを合波することにより、第１干渉信号を生成する。また、９０°光ハイブリッド１２は、光位相変調信号と局発光をπ／２（９０°）だけ移相した信号を合波することにより、第２干渉信号を生成する。

第１のバランス検波器１４−１は、第１干渉信号をバランス検波することにより、第１の変調電気信号を生成する。また、第２のバランス検波器１４−２は、第２干渉信号をバランス検波することにより、第２の変調電気信号を生成する。

第１の増幅器１６−１は、第１の変調電気信号を増幅する。第１の増幅器１６−１の出力は２分岐され、一方が第１のバンドパスフィルタ１８−１に送られ、他方が第１のローパスフィルタ２２−１に送られる。

第２の増幅器１６−２は、第２の変調電気信号を増幅する。第２の増幅器１６−２の出力は２分岐され、一方が第２のバンドパスフィルタ１８−２に送られ、他方が第２のローパスフィルタ２２−２に送られる。

第１及び第２のバンドパスフィルタ１８−１及び１８−２は、光位相変調信号と、第１の局発光Ｘとから得られる、周波数Δｆの近傍に現れるビート成分を透過し、透過する成分を第１の変調成分除去手段２０に送る。

第１の変調成分除去手段２０は、第１及び第２の変調電気信号から変調成分を除去し、第１位相誤差信号を生成する。例えば、光位相変調信号がＱＰＳＫの場合、第１位相誤差信号は、第１の局発光Ｘと光位相変調信号の位相差の４倍の位相誤差成分を含む。

図３に示すように、第１の変調成分除去手段２０は、例えば、加算処理部２６、減算処理部２８、第１〜３の乗算処理部３０、３２及び３４を備えて構成される。第１の変調成分除去手段２０に入力された第１の変調電気信号（図中、矢印Ｓ１３０−１で示す。）は３分岐されて（図中、矢印Ｓ１３１、Ｓ１３２及びＳ１３３で示す）、それぞれ加算処理部２６、減算処理部２８及び第１の乗算処理部３０に送られる。同様に、第１の変調成分除去手段２０に入力された第２の変調電気信号（図中、矢印Ｓ１３０−２で示す。）はそれぞれ３分岐されて（図中、矢印Ｓ１３４、Ｓ１３５及びＳ１３６で示す）、それぞれ加算処理部２６、減算処理部２８及び第１の乗算処理部３０に送られる。

加算処理部２６は、第１の変調電気信号Ｓ１３１と第２の変調電気信号Ｓ１３４を加算して、加算信号Ｓ１６２を生成する。第１の変調電気信号Ｓ１３１は、Ｉ軸信号（ｓｉｎ（θ＋ｄ））であり、第２の変調電気信号Ｓ１３４は、Ｑ軸信号（−ｃｏｓ（θ＋ｄ））である。従って、加算信号Ｓ１６２はｓｉｎ（θ＋ｄ）−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。

減算処理部２８は、第１の変調電気信号Ｓ１３２と第２の変調電気信号Ｓ１３５との減算を行って、減算信号Ｓ１６４を生成する。このとき、減算信号Ｓ１６４は、ｓｉｎ（θ＋ｄ）＋ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。

第１の乗算処理部３０は、第１の変調電気信号Ｓ１３３と第２の変調電気信号Ｓ１３６を乗算して、乗算信号Ｓ１６６を生成する。このとき、乗算信号Ｓ１６６は、−ｃｏｓ（θ＋ｄ）・ｓｉｎ（θ＋ｄ）＝−１／２ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）となる。

第２の乗算処理部３２は、加算処理部２６で生成された加算信号Ｓ１６２と、減算処理部２８で生成された減算信号Ｓ１６４とを乗算する。このとき、第２の乗算処理部３２での乗算信号Ｓ１６８は、｛ｓｉｎ（θ＋ｄ）−ｃｏｓ（θ＋ｄ）｝・｛ｓｉｎ（θ＋ｄ）＋ｃｏｓ（θ＋ｄ）｝＝ｓｉｎ^２（θ＋ｄ）−ｃｏｓ^２（θ＋ｄ）＝−ｃｏｓ（２θ＋２ｄ）となる。

第３の乗算処理部３４は、第１の乗算処理部３０で生成された乗算信号Ｓ１６６と、第２の乗算処理部３２で生成された乗算信号Ｓ１６８とを乗算して、位相誤差信号Ｓ１００を生成する。このとき、位相誤差信号Ｓ１００は、｛−１／２ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）｝・｛−ｃｏｓ（２θ＋２ｄ）｝＝−１／４ｓｉｎ（４θ＋４ｄ）となる。

ＱＰＳＫ信号の場合、データ列ｄは、ｄ＝ｋπ／２（ｋ＝０、１、２、３）となる。従って、位相誤差信号Ｓ１００はｓｉｎ４θとなり、位相誤差の４倍が抽出される。

第１及び第２のローパスフィルタ２２−１及び２２−２は、光位相変調信号と、第２の局発光Ｙとから得られる、直流近傍に現れるビート成分を透過する。第１及び第２のローパスフィルタ２２−１及び２を透過する成分はそれぞれ２分岐され、一方は第２の変調成分除去手段２４に送られ、他方は、復調信号としてコヒーレント検波器から出力される。

第２の変調成分除去手段２４は、第１及び第２の変調電気信号から変調成分を除去し、第２位相誤差信号を生成する。例えば、光位相変調信号がＱＰＳＫの場合、第２位相誤差信号は、第２の局発光Ｙと光位相変調信号の位相差の４倍の位相誤差成分を含む。

第２の変調成分除去手段２４は、第１の変調成分除去手段２０と同様に構成することができるので説明を省略する。

第１の変調成分除去手段２０が生成した第１位相誤差信号は、乗算器４０に送られる。

乗算器４０は、第１の位相誤差信号と高周波発振器４２の出力である高周波信号をミキシングする。この高周波発振器４２は、連続光光源４４の発振周波数ｆ_０と、光位相変調信号の搬送波周波数との差Δｆの４倍の発振周波数４Δｆを有する。このため、第１の位相誤差信号と高周波信号をミキシングすると、第１の位相誤差信号の周波数が４Δｆシフトした信号が取得できる。この乗算器４０の出力は、２分岐され、第１ループフィルタ５０と遅延器９２に送られる。

第１ループフィルタ５０は、乗算器４０の出力を平滑化して、光ＶＣＯ６０に送る。

図４に示すように、光ＶＣＯ６０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６２、増幅器７４、マッハツェンダ型強度変調器７６、及び、光バンドパスフィルタ７８を備えて構成される従来構成に加えて、デバイダ６４、乗算器６８、遅延器６６、コンバイナ７２、１／４分周器７０を備えて構成される。

ＶＣＯ６２は、第１ループフィルタ５０から受け取る信号に含まれる第１位相誤差信号に起因する位相誤差成分Δｆに応じて、自己の発振周波数を変更する。ＶＣＯ６２が生成した発振信号は、デバイダ６４に送られる。デバイダ６４は、発振信号を２分岐する。２分岐された一方は、遅延器６６を経てコンバイナ７２に送られる。また、２分岐された他方は乗算器６８を経てコンバイナ７２に送られる。

１／４分周器７０には、高周波発振器４２が生成した周波数４Δｆの高周波信号が入力される。１／４分周器７０は、高周波信号を１／４分周することにより、高周波信号の周波数の１／４の周波数Δｆをもつ信号を生成する。

乗算器６８は、１／４分周器７０から送られる周波数Δｆの信号と、ＶＣＯ６２からデバイダ６４を経て送られるΔｆの信号をミキシングして、周波数が２Δｆである信号を生成する。

コンバイナ７２は、乗算器６８を経て送られる２Δｆの信号と、遅延器６６で位相のタイミングが調整されたΔｆの信号を加算する。これにより、コンバイナ７２の出力は、Δｆと２Δｆの２つの周波数成分を有する信号となる。コンバイナ７２の出力は、増幅器７４で所定の強度に増幅されたのち、強度変調器７６に入力される。このとき、乗算器６８で生成される周波数が２Δｆの信号は、ＶＣＯ６２の位相θを持っている。また、乗算器６８でのミキシングの結果出てくる直流（ＤＣ）近傍の成分は、増幅器７４での増幅の際に除去される。

強度変調器７６は、連続光光源４４が生成した周波数ｆ_０の連続光を、増幅器７４の出力で強度変調する。その結果、強度変調器７６の出力には、連続光周波数ｆ_０の両側に、ＶＣＯの出力と同じ周波数Δｆだけシフトした周波成分ｆ_０±Δｆと、周波数２Δｆだけシフトした周波成分ｆ_０±２Δｆが現れる。

光バンドパスフィルタ７８は、強度変調器７６の出力の周波数成分のうち、連続光周波数ｆ_０の片側の成分（ｆ_０＋Δｆ、ｆ_０＋２Δｆ）を、局発光として透過させて、分波器８０に送る。

光ＶＣＯ６０から出力された局発光Ｘ、Ｙは、それぞれ分波器８０で第１の方路及び第２の方路にそれぞれ出力される。ここでは、第１の局発光Ｘの周波数がｆ_０＋２Δｆであり、第２の局発光Ｙの周波数がｆ_０＋Δｆである。第１の方路に出力される第１の局発光Ｘは、合波器８４に送られる。また、第２の方路に出力される第２の局発光Ｙは、可変光遅延器８２を経て合波器８４に送られる。可変光遅延器８２は、例えば、光ファイバストレッチャーのように外部信号により導通する光の位相を外部信号に従い変化させる機能を有する。

合波器８４は、二つの方路からの局発光Ｘ、Ｙを合波して、光位相比較部１０に送る。

光位相比較部１０、乗算器４０、第１ループフィルタ５０及び光ＶＣＯ６０を含んで構成される第１ループにより、光位相変調信号の第１の局発光Ｘを用いたヘテロダイン検波が可能となる。

しかし、この状態において、位相誤差成分には、連続光光源４４の線幅、及び送信側の光位相変調信号の光源の線幅の和と、第１ループにおけるループ伝播遅延時間の積に比例した位相雑音とが付加されている。

一方、第１ループで位相同期が確立されている場合、第２の局発光Ｙと光位相変調信号も位相同期がなされ、ホモダイン検波が実現されている。この状態では、光位相比較部１０におけるローパスフィルタ２２−１及び２で直流近傍の成分のみが抽出され、位相雑音を含んだ状態で復調がなされている。

さらに、第１の局発光Ｘが導通する第１の方路と第２の局発光Ｙが導通する第２の方路は異なるため、この部分で第１の局発光Ｘと第２の局発光Ｙの間には温度変化等により光路長が変動することにより生ずる位相揺らぎが生じる。よって、この位相揺らぎも含まれていることとなる。

ここで、第１の局発光Ｘと光位相変調信号との間に存在する位相雑音は、すでに述べた第２の局発光Ｙと光位相変調信号との間の位相雑音と同じである。そこで、この位相雑音と前述した位相揺らぎを相殺するために、第２ループを用いる。第２ループは、光位相比較部１０、第２ループフィルタ９０及び可変光遅延器８２を含んで構成される。

第２の位相誤差信号は、第１の局発光Ｘと第２の局発光Ｙにより生ずる位相誤差と、第１の局発光Ｘと光位相変調信号の間の位相雑音の和となる。

そこで、まず、位相雑音を相殺するために、すでに位相同期が確立した第１ループから位相雑音に比例した信号成分を分離し、遅延器９２で適切にタイミングを調整し、増幅器９４で信号強度を適切に調整した後に、加算器９６で第２ループに加算する。これにより、第２の局発光Ｙと光位相変調信号の間に存在する位相雑音は相殺可能である。

すなわち、光位相変調信号と第１の局発光Ｘの間に存在する位相雑音を相殺するように、可変光遅延器８２の遅延量を変更すれば、光位相変調信号と第２の局発光Ｙの間の位相雑音も相殺される。

さらに、第１の局発光Ｘと第２の局発光Ｙとの間の光路差の揺らぎに起因する位相揺らぎは、第２ループにおけるフィードバック制御により、可変光遅延器８２を制御することにより相殺可能である。以上により、通常の光位相同期同路に比べ格段に小さい位相雑音で光位相変調信号の復調が可能となる。

なお、第１の局発光Ｘが導通する第１の方路と第２の局発光Ｙが導通する第２の方路との光路長差の変動が無視できる場合は、第２ループフィルタ９０及び加算器９６を備えずに、増幅器９４の出力を可変光遅延器８２に入力しても良い。

ここでは、光位相変調信号がＱＰＳＫ信号の場合を説明したが、これに限定されず、ＢＰＳＫ信号などにも適用できる。光位相変調信号がＢＰＳＫ信号の場合は、高周波発振器４２が、連続光光源４４の発振周波数ｆ_０と、光位相変調信号の搬送波周波数との差Δｆの２倍の発振周波数２Δｆを有する構成にし、１／４分周器７０に換えて、１／２分周器を用いればよい。

１０ 光位相比較部
１２、１１２ ９０°光ハイブリッド
１４、１１４ バランス検波器
１６、７４、９４、１１６、１７４ 増幅器
１８ バンドパスフィルタ
２０、２４、１２０ 変調成分除去手段
２２ ローパスフィルタ
２６ 加算処理部
２８ 減算処理部
３０、３２、３４ 乗算処理部
４０、６８ 乗算器
４２ 高周波発振器
４４、１４４ 連続光光源
５０ 第１ループフィルタ
６０、１６０ 光ＶＣＯ
６２、１６２ ＶＣＯ
６４ デバイダ
６６、９２ 遅延器
７０ １／４分周器
７２ コンバイナ
７６、１７６ 強度変調器
７８、１７８ 光バンドパスフィルタ
８０ 分波器
８２ 可変光遅延器
８４ 合波器
９０ 第２ループフィルタ
９４ 増幅器
９６ 加算器
１５０ ループフィルタ

上述した目的を達成するために、この発明のコヒーレント検波器は、連続光光源と、光位相比較部と、光ＶＣＯと、可変光遅延器とを備えて構成される。連続光光源は、周波数ｆ_０の連続光を生成する。光位相比較部は、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆの光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆから一定の周波数だけずれた周波数ｆ_０＋２Δｆを持つ第１の局発光との位相誤差を示す第１位相誤差信号、及び、光位相変調信号と、搬送波周波数ｆ_０＋Δｆと同一の周波数を持つ第２の局発光との位相誤差を示す第２位相誤差信号を生成する。光ＶＣＯは、第１位相誤差信号を高周波信号とミキシングして取得された信号と連続光から、第１の局発光及び第２の局発光を生成する。可変光遅延器は、第１位相誤差信号の強度に応じた遅延を第２の局発光に与える。

Claims (2)

1. 周波数ｆ_０の連続光を生成する連続光光源と、
   搬送波周波数ｆ_０＋Δｆの光位相変調信号と、前記搬送波周波数ｆ_０＋Δｆから一定の周波数だけずれた周波数ｆ_０＋２Δｆを持つ第１の局発光との位相誤差を示す第１位相誤差信号、及び、前記光位相変調信号と、前記搬送波周波数ｆ_０＋Δｆと同一の周波数を持つ第２の局発光との位相誤差を示す第２位相誤差信号を生成する光位相比較部と、
   前記第１位相誤差信号と前記連続光から、前記第１の局発光及び前記第２の局発光を生成する光電圧制御発振器と、
   前記第１位相誤差信号の強度に応じた遅延を前記第２の局発光に与える可変光遅延器と
   を備え、
   前記光位相変調信号と前記第２の局発光の干渉信号を復調信号として出力する
   ことを特徴とするコヒーレント検波器。
2. 前記可変光遅延器は、前記第１位相誤差信号及び前記第２位相誤差信号の強度に応じた遅延を前記第２の局発光に与える
   ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント検波器。

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