JP5867551B2 - 光位相同期ループ回路 - Google Patents

Description

この発明は、コヒーレント光通信で用いて好適な、光位相同期ループ回路に関するものである。

昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。

コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と周波数及び位相が一致した局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることにより復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることによりダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、受信信号と局部発振光の位相同期回路を用いて実現可能である。

このような位相同期技術を用いて位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調するには、ＰＳＫ信号に搬送波のスペクトル成分が含まれないため、ＰＳＫ信号である受信信号の搬送波と局部発振光の位相誤差を抽出する手段が必要である。この位相誤差を抽出する手段として、逓倍法やコスタスループが知られている。

例えば、２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号では、搬送波に対して位相がπだけずれた２値で位相変調が施されている。搬送波を単純に逓倍する逓倍法を用いると、例えば２逓倍の場合、搬送波の位相０又はπが２逓倍されて、０又は２πとなって現れる。三角関数の周期性により、それぞれのタイムスロットでの波形は同形になるので、結果的に搬送波の２逓倍の周波数を持つ信号の抽出が可能になる。しかしながら、光信号を直接逓倍する手法が確立されていないため、逓倍法を光信号に適用することは困難である。

非特許文献１に開示されているコスタスループの場合、搬送波と局部発振光の位相誤差の２倍を抽出することが可能となる。このコスタスループでは、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。ここで、θは受信信号の搬送波と局部発振光との位相誤差を表す。また、ｄは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列ｄの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θが出力される。このため、この乗算信号を位相同期ループの制御信号とすることができる。この場合θが０になるようにフィードバック制御が施される。

非特許文献２又は３には、位相誤差を抽出した後に、位相誤差を示す位相誤差信号をＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｃｓｉｌｌａｔｏｒ）に入力し、ＶＣＯの出力により光位相変調器で周波数変調を施す技術が開示されている。

また、局部発振光に直接位相誤差をフィードバックさせることにより、搬送波周波数を制御し、周波数変調を施す技術も提案されている（例えば、非特許文献４参照）。

非特許文献２又は３に開示されている技術では、ＶＣＯの動作帯域が比較的大きいため、ランダムに変動する信号搬送波及び局部発振光の差周波数に対して、最適なループ設計を行えば、位相同期の維持が可能になる。

非特許文献４に開示されている技術は、半導体レーザに対して位相誤差信号の電流帰還により周波数変調を施す技術である。この技術は、広い周波数に対して一定かつ高い変調動作帯域を見込むことが難しい。このため、信号搬送波の大きな周波数ドリフトに対して、一定の特性で追従することが原理的に難しいと考えられる。

そこで、ここでは非特許文献２又は３に開示されている技術を前提に検討する。非特許文献２又は３に開示されている技術では、位相同期が確立された後、信号搬送波及び局部発振光の差周波数のランダムな変動に追従するためには、その変動を伴う位相誤差信号に対してＶＣＯは発振周波数を変動させる必要がある。ここで、光源に半導体レーザを用いる場合、長期的に５ＧＨｚ程度の周波数変動が生じるとの報告もある（例えば、非特許文献５参照）。

これにより、両者の差周波は長期的にみると最大で１０ＧＨｚ程度にも及ぶことになる。この周波数変動に追従する方法として、発振周波数範囲が１０ＧＨｚ程度の超広帯域なＶＣＯを適用することが考えられる。

Ｙ．Ｃｈｉｏｕ ａｎｄ Ｌ．Ｗａｎｇ，"Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｎｏｉｓｅ ｏｎ Ｌａｓｅｒ Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｉｎ Ｌｏｎｇ Ｈａｕｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｓｔａｓ ＰＬＬ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６） Ｔａｋａｈｉｄｅ Ｓａｋａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，"Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ４０−Ｇｂ／ｓ ＢＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ ｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ" ＥＣＯＣ２０１０、１９−２３ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ， ２０１０， Ｔｏｒｉｎｏ， Ｉｔａｌｙ Ｔａｋａｈｉｄｅ Ｓａｋａｍｏｔｏ ｅｔ ａｌ．，"Ｄｅｇｉｔａｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ｆｏｒ Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ＰＳＫ／ＱＡＭ"、 ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ ２０１０ ＯＭＳ５．ｐｄｆ Ａｋｉｒａ Ｍｉｚｕｔｏｒｉ ｅｔ ａｌ．，"１２．５−Ｇｂｉｔ／ｓ ＢＰＳＫ Ｓｔａｂｌｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ ３−ｋＨｚ Ｓｐｅｃｔｒａｌｌ Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ Ｅｘｔｅｒｎａｌ−Ｃａｖｉｔｙ Ｌａｓｅｒ Ｄｉｏｄｅ"、 ＥＣＯＣ ２０１２、１９ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ， ２０１２， Ａｍｓｔｅｒｄａｍ， ｔｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ 鈴木扇太 他，"光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発"、電気情報通信学会誌 ｖｏｌ．９５、Ｎｏ．１２， ２０１２

しかしながら、超広帯域のＶＣＯを用いる場合、ループフィルタがアナログで構成される場合に用いられるオペアンプによる雑音や、ループフィルタがデジタルで構成される場合に用いられるＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）による雑音に対して過度の応答をするため、結果的に位相誤差の揺らぎを大きくする恐れがある。位相誤差の揺らぎが大きくなると、復調信号の品質が大幅に劣化すると考えられる。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものである。この発明の目的は、超広帯域のＶＣＯを用いることなく、信号搬送波及び局部発振光の差周波数の変動を抑圧する光位相同期ループ回路を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の光位相同期ループ回路は、干渉信号生成手段と、第１の変調電気信号生成手段と、第２の変調電気信号生成手段と、アナログ演算手段と、ループフィルタと、周波数追従機能付き光電圧制御発振器とを備える。また、周波数追従機能付き光電圧制御発振器は、局部発振制御信号を２分岐した一方が入力され、局部発振制御信号に応じて、自己の発振周波数を変更して発振信号を生成する電圧制御発振器と、局部発振制御信号を２分岐した他方と、発振信号とに基づいて周波数追従発振信号を生成する周波数追従手段と、周波数追従発振信号を用いて連続光を変調して、局部発振光を生成する局部発振光生成手段を備える。
また、周波数追従手段は、位相誤差信号を監視して位相同期が確立しているか否かを判定する位相同期監視手段と、位相誤差信号をサンプリングするアナログ−デジタル変換器と、位相同期が確立している場合に、サンプリングされた位相誤差信号にデジタルフィルタリングを施す計算手段と、デジタルフィルタリングされた位相誤差信号の周波数をステップ状に変更する周波数シンセサイザーと、ステップ状に変更された位相誤差信号と、局部発振制御信号とを乗算するミキサーとを備える。
ここで、周波数追従発振信号は、ミキサーの出力から抽出されて得られる。

この発明の光位相同期ループ回路によれば、局部発振制御信号の出力である発振信号に対し、局部発振制御信号とは周波数の異なるシンセサイザー出力信号とのミキシングを行う。ループフィルタの出力信号は、位相同期確立後は、直流成分近傍のみを含み、極めて緩慢な変化をたどる。従って、これらの成分を低速でサンプリングし、フィードバック制御することで、出力信号の周波数変動を良好な制度で追跡することができる。

光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。 光ＶＣＯの模式図である。 各信号の周波数を説明するための模式図である。 位相同期時と位相非同期時の離散フーリエ変換の結果と閾値を示す模式図である。 計算手段を説明するための模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各図は、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。なお、各図において光信号を太線で示し、電気信号を細線で示してある。

（光位相同期ループ回路の概略）
図１〜５を参照して、この発明の光位相同期ループ回路の概略について説明する。図１は、光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。

光位相同期ループ回路１０は、９０°ハイブリッドカプラ２０、第１及び第２のバランス検波器２２−１及び２２−２、乗算器４２、ループフィルタ２４、周波数追従機能付き光電圧制御発振器（以下、単に光ＶＣＯとも称する。）５０を備えて構成される。

光位相同期ループ回路１０には、光位相変調信号（図中、矢印ｏ１２で示す。）として、例えば、２値位相変調（ＢＰＳＫ）信号が入力される。

干渉信号生成手段である９０°ハイブリッドカプラ２０は、非特許文献２と同様に構成でき、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器とを備えている。なお、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器の図示を省略している。

受信信号として入力されたＢＰＳＫ信号ｏ１２は、９０°ハイブリッドカプラ２０に送られる。ＢＰＳＫ信号ｏ１２と、光ＶＣＯ５０で生成された局部発振光ｏ１６は、偏波面が一致した状態で、９０°ハイブリッドカプラ２０に入力される。９０°ハイブリッドカプラ２０は、ＢＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６とを干渉させて、両信号の位相差を反映した第１の干渉信号ｏ１８及び第２の干渉信号ｏ２０を生成する。なお、９０°ハイブリッドカプラ２０に入力されるＢＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６の偏波面を一致させるために、従来周知の偏波面コントローラを用いることができるが、ここでは、説明及び図示を省略する。

第１のビームコンバイナは、ＢＰＳＫ信号ｏ１２と局部発振光ｏ１６とを合波することにより、第１の干渉信号ｏ１８として、これらの和成分と差成分を得る。また、第２のビームコンバイナは、ＢＰＳＫ信号ｏ１２と、局部発振光ｏ１６をπ／２（９０°）だけ移相した光信号とを合波することにより、第２の干渉信号ｏ２０として、これらの和成分と差成分を得る。

９０°ハイブリッドカプラ２０で生成された第１の干渉信号ｏ１８及び第２の干渉信号ｏ２０は、それぞれ、第１及び第２のバランス検波器２２−１及び２２−２に送られる。

第１の変調電気信号生成手段としての第１のバランス検波器２２−１は、第１の干渉信号ｏ１８から第１の変調電気信号ｅ３０を生成する。第１のバランス検波器２２−１は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器２２−１は、第１の干渉信号ｏ１８に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第１の変調電気信号ｅ３０として生成する。

第２の変調電気信号生成手段としての第２のバランス検波器２２−２は、第２の干渉信号ｏ２０から第２の変調電気信号ｅ３６を生成する。第２のバランス検波器２２−２は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第２のバランス検波器２２−２は、第２の干渉信号ｏ２０に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第２の変調電気信号ｅ３６として生成する。

以下の説明では、第１の変調電気信号ｅ３０をＩ軸信号と称し、第２の変調電気信号ｅ３６をＱ軸信号と称することもある。ここでは、Ｉ軸信号ｅ３０は２分岐され、その一方が復調信号ｅ３２として、光位相同期ループ回路１０から出力される。

Ｉ軸信号ｅ３０が２分岐された他方は、乗算器４２に送られる。また、Ｑ軸信号ｅ３６も、乗算器４２に送られる。

アナログ演算手段としての乗算器４２は、Ｉ軸信号ｅ３０とＱ軸信号ｅ３６を乗算した信号を、位相誤差信号ｅ４２として生成する。乗算器４２で生成された位相誤差信号ｅ４２は、ループフィルタ２４に送られる。ループフィルタ２４は、位相誤差信号ｅ４２から局部発振制御信号ｅ４４を生成する。

図２を参照して光ＶＣＯについて説明する。図２は、光ＶＣＯの模式図である。光ＶＣＯ５０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５２、周波数追従手段６０、高周波増幅器９０及び局部発振光生成手段９１を備えて構成される。周波数追従手段６０は、さらに、ＤＦＴ（Ｄｉｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆａｒｍａｔｉｏｎ）手段６８、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）７０、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７２、計算手段８０、周波数シンセサイザー６６、ミキサー６２及びＢＰＦ（Ｂａｎｄ−ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６４を備えている。局部発振光生成手段９１は、連続光光源９２、マッハツェンダ型強度変調器９４及び光バンドパスフィルタ９６を備えている。

ループフィルタ２４の出力である局部発振制御信号ｅ４４は２分岐される。２分岐された一方はＶＣＯ５２に送られ、ＶＣＯ５２の出力は周波数追従手段６０に送られる。ＶＣＯ５２は局部発振制御信号ｅ４４に応じて、自己の発振周波数を変更して発振信号を生成する。周波数追従手段６０は、局部発振制御信号ｅ４４が２分岐された他方と、ＶＣＯ５２が生成した発振信号とに基づいて周波数追従発振信号を生成する。ミキサー６２には、ＶＣＯ５２の出力に加えて、周波数シンセサイザー６６の出力が入力される。この周波数シンセサイザー６６については後述する。ミキサー６２は、ＶＣＯ５２と周波数シンセサイザー６６の出力を乗算して出力する。ミキサー６２の出力はＢＰＦ６４に送られる。ミキサー６２での乗算の結果、ミキサー６２の出力信号には、ＶＣＯ５２の出力と周波数シンセサイザー６６の出力の和周波及び差周波が含まれている。これら和周波及び差周波のいずれか一方を抽出するためにＢＰＦ６４が用いられる。

ＢＰＦ６４の出力である周波数追従発振信号は、高周波増幅器９０で増幅された後、マッハツェンダ型強度変調器９４に送られる。マッハツェンダ型強度変調器９４は、連続光光源９２から出力された連続光を、高周波増幅器９０の出力で変調する。マッハツェンダ型強度変調器９４の出力は光バンドパスフィルタ９６を経て局部発振光として９０°ハイブリッドカプラ２０に送られる。この、連続光光源９２、マッハツェンダ型強度変調器９４及び光バンドパスフィルタ９６で構成される局部発振光生成手段９１は、従来公知のＰＬＬ回路と同様に構成できるので、ここでは、詳細な説明を省略する。

図３を参照して、各信号の周波数について説明する。図３は、各信号の周波数を説明するための模式図である。

図３（Ａ）は、ＶＣＯ５２の出力周波数ｆ_０と周波数シンセサイザー６６の出力周波数ｆ_１を示している。図３（Ｂ）は、ミキサー６２の出力を示している。上述のようにミキサー６２の出力信号には、ＶＣＯ５２の出力と周波数シンセサイザー６６の出力の和周波ｆ_０＋ｆ_１及び差周波ｆ_０−ｆ_１の成分が出力される。ここでは、ＢＰＦ６４において、和周波ｆ_０＋ｆ_１の成分を抽出するものとする。図３（Ｃ）は、マッハツェンダ型強度変調器９４の出力を示している。ミキサー６２の出力信号の和周波成分で連続光を周波数変調すると、局部発振光の周波数ｆ_ＬＯに対し、ｆ_ＬＯ＋ｆ_０＋ｆ_１とｆ_ＬＯ−ｆ_０−ｆ_１の２つの成分が出力される。この構成例では、光バンドパスフィルタ９６はｆ_ＬＯ＋ｆ_０＋ｆ_１を光ＶＣＯ５０の出力信号として出力する。このｆ_ＬＯ＋ｆ_０＋ｆ_１は、搬送波周波数ｆｓと一致する。

ここで、ミキサーのない従来の構成では、ｆｓ及びｆ_ＬＯの変動に追従するようにｆ_０が制御され、ｆ_ＬＯ＋ｆ_０がｆｓに一致するように制御される。この場合、ｆｓ及びｆ_ＬＯの変動が発振周波数ｆ_０の制御可能範囲を超えてしまった場合は、制御不能となる。そこで、ｆｓ及びｆ_ＬＯの変動量を打ち消すようにｆ_１を制御し、ｆ_０が制御可能範囲を逸脱しないようにしている。

位相同期監視手段であるＤＦＴ手段６８は、位相誤差信号を監視して位相同期が確立しているか否かを判定する、すなわち位相同期を検出する機能を有する。ＤＦＴ手段６８は、ループフィルタ２４からの出力信号を周期的に監視し、位相同期の確立を検出する。一般に、位相同期が実現されていない場合、ループフィルタ２４のカットオフ周波数より低周波の部分に干渉雑音の影響により複数の周波数成分が存在する。一方、位相同期が実現されている場合は、直流成分近傍の成分しか存在せず、余分な成分は抑圧される。従って、ループフィルタ２４の出力信号を用いて、カットオフ周波数より低周波の部分に複数の周波数成分が存在するか否かを識別することにより、位相同期を検出することができる。

具体的には、ループフィルタ２４の出力を適当なサンプリング周波数により離散化し、離散フーリエ変換を施し、各成分の強度が有る閾値を超えたか否かを監視し、閾値を超えていない場合に、位相同期を検出することが可能である。図４は、離散フーリエ変換の結果と閾値を示している。図４（Ａ）は位相非同期時を示し、図４（Ｂ）は位相同期時を示している。

このＤＦＴ手段６８として、例えば、市販されている電気信号用スペクトルアナライザを用いることができる。あるいは、ＡＤＣを用いてサンプリングを行い、ソフトウェアかハードウェアの何れかにより離散フーリエ変換を施しても良い。

アナログ―デジタル変換器であるＡＤＣ７２は、デジタル演算を施すための前処理となる離散化を実施する。ＡＤＣ７２は位相誤差信号を低速サンプリングする。サンプリング周波数は例えば、５０Ｈｚ程度とする。なお、このサンプリング周波数は、計算手段８０のコントローラのカットオフ周波数に依存する。

また、このカットオフ周波数は、周波数シンセサイザー６６の周波数を変更した際の、出力が安定するまでに要する整定時間に依存する。

例えば、市販の可変周波数シンセサイザーには、周波数を変更した際の整定時間が１０ｍｓｅｃ程度のものがある。この場合、周波数シンセサイザーの周波数変更を１０ｍｓｅｃよりも短い時間で実施することは無意味であるので、例えば、整定時間の２倍の２０ｍｓｅｃごとに周波数可変命令を送出するとする。このことから、サンプリング周期は２０ｍｓｅｃとなり、サンプリング周波数は５０Ｈｚとなるので、コントローラのカットオフ周波数は、５０Ｈｚよりも十分小さく設定する必要がある。例えば、サンプリング周波数の１／１０の５Ｈｚを制御部のカットオフ周波数として設定することができる。

このカットオフ周波数を大きくすると安定しないため、カットオフ周波数は小さくする必要がある。

なお、ＡＤＣ７２のサンプリング周波数よりも高周波の成分は、ＡＤＣ７２の前段に設けられたＬＰＦ７０で除去される。このＬＰＦ７０は、任意好適な従来公知のもので実現できる。

次に、図５を参照して、デジタル演算を行う計算手段８０について説明する。図５（Ａ）及び（Ｂ）は、計算手段８０を説明するための模式図である。図５（Ａ）は、計算手段を示し、図５（Ｂ）は、コントローラ８４を示している。計算手段８０は、データ受信部８１、同期判定部８２、信号判定部８３、コントローラ８４、データ変換部８８を備えている。

データ受信部８１は、ＤＦＴ手段６８から離散フーリエ変換の結果を周期的に受信する。同期判定部８２は、離散フーリエ変換の結果から上述した閾値判定を行い、位相同期の確立を検出する。位相同期が検出された場合は、信号判定部８３に対して、後段への信号の出力を指示する。

信号判定部８３には、ＡＤＣ７２の出力が入力され、同期判定部８２の指示に従い、ＡＤＣ７２の出力をコントローラ８４に送る。すなわち、位相同期が確立している場合は、ＡＤＣ７２の出力がコントローラ８４に送られ、位相同期が確立していない場合は、ＡＤＣ７２の出力はコントローラ８４に送られない。

コントローラ８４は、いわゆるデジタルフィルタとしての機能を有している。コントローラのパラメータであるαやβは、コントローラのカットオフ周波数、フィードバックに対する遅延時間などから好適な値に設定すればよい。コントローラとして、ＰＩＤ（Proportional Integral Derivative）コントローラを用いることができる。

コントローラ８４の出力は、データ変換部８８に送られる。データ変換部８８は、周波数シンセサイザー６６で設定可能な周波数のうち、コントローラ８４から送られた数値に最も近い周波数を選択する。すなわち、データ変換部８８は、コントローラ８４の出力を所定のフォーマットに変換し、周波数シンセサイザー６６に合わせて値を丸めて、その結果を周波数シンセサイザー６６に送る。周波数シンセサイザー６６はデジタルフィルタリングされた位相誤差信号の周波数をステップ状に変更する。例えば、分解能が１０ｋＨｚで、１０ＧＨｚの設定範囲を持つ場合は、コントローラ８４から得られた値を、１００００で割り、最も近い値に周波数を設定することが可能である。

上述した構成によれば、ＶＣＯ５２の出力に対し、ミキサー６２を設置し、周波数シンセサイザー６６の出力とのミキシングを行う。ループフィルタの出力信号は、位相同期確立後は、直流成分近傍のみを含み、極めて緩慢な変化をたどる。従って、これらの成分を低速でサンプリングし、フィードバック制御することで、出力信号の周波数変動を良好な制度で追跡することができる。

ここでは、ＢＰＳＫ信号に対する光位相同期を説明したが、これに限定されない。例えば乗算器４２をアナログ演算手段として、ｓｉｎ４θを抽出する構成にすればＱＰＳＫ信号に対しても適用可能である。

１０ 光位相同期ループ回路
２０ ９０°ハイブリッドカプラ
２２ バランス検波器
２４ ループフィルタ
４２ 乗算器
５０ 光ＶＣＯ
５２ ＶＣＯ
６０ 周波数追従手段
６２ ミキサー
６４ ＢＰＦ
６６ 周波数シンセサイザー
６８ ＤＦＴ手段
７０ ＬＰＦ
７２ ＡＤＣ
８０ 計算手段
８１ データ受信部
８２ 同期判定部
８３ 信号判定部
８４ コントローラ
８８ データ変換部
９０ 高周波増幅器
９１ 局部発振光生成手段
９２ 連続光光源
９４ マッハツェンダ型強度変調器
９６ 光バンドパスフィルタ

Claims (3)

1. 入力された光位相変調信号と局部発振光を干渉させて、両信号の位相差を反映した第１及び第２の干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、
   前記第１の干渉信号から、第１の変調電気信号を生成する第１の変調電気信号生成手段と、
   前記第２の干渉信号から、第２の変調電気信号を生成する第２の変調電気信号生成手段と、
   前記第１及び第２の変調電気信号から、位相誤差信号を生成するアナログ演算手段と、
   前記位相誤差信号から局部発振制御信号を生成するループフィルタと、
   前記局部発振制御信号から局部発振光を生成する、周波数追従機能付き光電圧制御発振器と
   を備え、
   前記周波数追従機能付き光電圧制御発振器は、
   前記局部発振制御信号を２分岐した一方が入力され、前記局部発振制御信号に応じて、自己の発振周波数を変更して発振信号を生成する電圧制御発振器と、
   前記局部発振制御信号を２分岐した他方と、前記発振信号とに基づいて周波数追従発振信号を生成する周波数追従手段と、
   前記周波数追従発振信号を用いて連続光を変調して、前記局部発振光を生成する局部発振光生成手段
   を備え、
   前記周波数追従手段は、
   前記位相誤差信号を監視して位相同期が確立しているか否かを判定する位相同期監視手段と、
   前記位相誤差信号をサンプリングするアナログ−デジタル変換器と、
   位相同期が確立している場合に、前記サンプリングされた位相誤差信号にデジタルフィルタリングを施す計算手段と、
   前記デジタルフィルタリングされた位相誤差信号の周波数をステップ状に変更する周波数シンセサイザーと、
   前記ステップ状に変更された位相誤差信号と、前記発振信号とを乗算するミキサーと
   を備え、
   前記周波数追従発振信号は、前記ミキサーの出力から抽出されて得られる
   ことを特徴とする光位相同期ループ回路。
2. 前記サンプリングは、前記周波数シンセサイザーの整定時間に依存するサンプリング周波数で行われる
   ことを特徴とする請求項１に記載の光位相同期ループ回路。
3. 前記サンプリングは、前記周波数シンセサイザーの整定時間の２倍の周期で与えられるサンプリング周波数で行われる
   ことを特徴とする請求項１に記載の光位相同期ループ回路。

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