CN110535461B - 一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，包括偏振跟踪段、外差检测段和下变频段，外差检测段包含注入锁定段、相干检测段和光锁相反馈环；注入锁定段包括第一保偏光分路器、光移相器、保偏环形器、本地激光器和第二保偏光分路器；相干检测段包括保偏2x2 3dB耦合器、平衡光探测器对、低噪声跨阻放大器和第一分功器；光锁相反馈环包括第一放大器和环路滤波器；下变频段包括超窄带通滤波器、第二放大器、第二分功器、移相器、π/2分功器、第三放大器、第三分功器、第一混频器、第二混频器、第一低通滤波器和第二低通滤波器。本发明采用外差检测，LO光波与主控光波的频率同步，接收机实现了频率偏移为零、相位噪声小，输出信号稳定。
Description
技术领域
本发明涉及光接收机领域，尤其涉及一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置。
背景技术
现有光接入网应用的光检测技术都是直接检测(包络检测)。光相干检测技术的思想发源于无线电的外差检测技术。借助于本机振荡强大功率的倍乘作用，即使外来信号十分微弱，在检波电路中仍能产生足够大的输出信号，从而实现高的接收机灵敏度。利用本机振荡频率的调谐，用户又可以在各种信号和许多频道中选择接收自己需要的信息。因此高的接收灵敏度和强的频率选择性是相干检测技术的根本优点。自上一世纪70年代光纤通信技术出现以后，由于光包络检测技术的简单性(及光频率和光相位检测的复杂性)，长期以来光通信停留在强度调制和直接检测阶段。然而，进入新世纪以后，世界通信容量的腾飞导致单靠光波包络(电场幅度)的检测已不足以解决信息承载问题，人们开始设想利用光波的相位、频率甚至偏振态来携带信息。这样光相干检测又被提上了议程。但由于硬件、软件复杂又昂贵，迄今光相干通信系统只应用于超长的陆上和海缆干线，未能在光接入网中得到商用。
现在光接入网正在进入单波长25G/s以上速率的领域，过大的接收带宽使噪声变得很大，为维持误码率所需的信噪比，接收光功率必须变大，于是光链路预算成了问题。例如国际电信联盟(ITU-T)制定的下一代无源光网(NG-PON2)标准就要求链路损耗达到(33-39)dB量级。在这样的背景下，光相干检测又被考虑能否和如何进入超宽带接入网的领域，期望接收机灵敏度达到-(30-35)dBm量级。
但是传统的光相干接收机都采用光内差检测(Intradyne Detection)制式，发送端的激光源与接收端的本地(LO)激光器独立运行，即使采用同一牌号的激光器、同样的电流和温度控制，LO光波在频率和相位上都与信号光波不同，加上信号光波在长距离外线中的偏振态起伏，信号光波电场要实现与LO光波电场的相乘，就必须首先采用90°偏振混合器和四个平衡光探测器对构成的偏振分集光接收机。然后对接收机输出在A/D转换后做复杂的数字信号处理，其中先做载波频偏估计和补偿，再做相位估计和抑制，还要进行色散补偿、信道均衡，对OFDM信号则还要做特定的FFT变换和数据解调等等，需要的功耗值、软件复杂度和系统成本是相当高的，而光接入网涉及千家万户，不容许光接收机复杂和昂贵，正是这些原因，传统的光相干接收机不适合用在PON中。
正交频分复用(OFDM)系统是一种多频子载波的并行传输系统，由于各个子载波之间正交而不相互干扰，所以频谱可以密集；加之对每个子载波用数据序列进行多电平调制，使总的数据吞吐量可以很大，这是OFDM系统的主要优点。例如系统用4比特(bit)串行数据形成一个符号(symbol)，该符号有16种比特图案，从0000，1001到1111。把16种图案用正交调幅/调相(16QAM)的制式调制一个子载波，若有64个子载波，则在一个符号周期内一次可同时传输4x64比特原始数据(256比特数据形成一帧)。由于多子载波正交密集，加上对每一子载波进行多电平调制，OFDM信号的调制和解调硬件是比较复杂的，发送端依靠反快速傅里叶变换(IFFT)模块把频域数据变成时域信号，然后在接收端依靠快速傅里叶变换(FFT)模块把时域信号还原为频域数据。加上对光纤色散所造成的符号间干扰的防卫和接收端帧同步、符号同步的恢复(它们是FFT运算的前奏)，以及对信道频域失真的补偿，整个OFDM传输系统在很大程度上依赖于发送端的任意波形发生和接收端的后续数字信号处理，相当多的工作是靠离线软件来完成的，因此传输的实时性差。十年来世界上很多研发活动是放在实时数字信号处理方面。当把光相干检测技术用到OFDM信号传输领域。发送端与接收端自由运行的激光器造成接收机输出信号中的频率漂移和光相位噪声，使数字信号处理的担子更加加重，必须增加子载波的频偏估计、补偿的模块，否者每个子载波所载送的符号矢量星座图会出现角向的旋转；还必须增加光相位噪声的估计和抑制，否则星座图的矢量点会比直接检测时更加模糊，并且引起子载波间的相互干扰。因此传统相干检测OFDM系统所需的数字信号处理软件更复杂、功耗更大、实时性更差。
本发明通过光偏振跟踪技术取代光偏振分集接收技术，使接收机硬件大大简化；通过基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置消除接收机输出的频率漂移，并大大降低光相位噪声，使数字信号处理软件能取消频偏估计模块，简化相位估计模块。降低相干检测OFDM系统的成本、功耗，提高其实时性。从而能把相干检测OFDM系统应用于下一代高速光接入网。
发明内容
有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是现有光相干接收机的频率偏移大、相位噪声大、功耗值大、软件复杂度和系统成本高的问题，通过设计本发明，采用光注入锁定，让LO光波与主控光波的频率同步，光接收机实现了频率偏移为零、相位噪声很小，输出信号稳定。由于实行外差检测，在中频到基带的下变频过程中进一步实现了剩余相位噪声的抵消。与传统内差检测光接收机所依赖的数字信号处理(DSP)的过程和算法不同，不需要子载波的频偏估计和补偿，相位噪声估计与压抑也可以大大简化。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，包括偏振跟踪段、外差检测段和下变频段：所述偏振跟踪段包括检波与对数放大器和压电调节偏振跟踪；所述外差检测段包含注入锁定段、相干检测段和光锁相反馈环，所述注入锁定段包括第一保偏光分路器、光移相器、保偏环形器、本地激光器和第二保偏光分路器；所述相干检测段包括保偏2x2 3dB耦合器、平衡光探测器对、低噪声跨阻放大器和第一分功器；所述光锁相反馈环包括第一放大器和环路滤波器；所述下变频段包括超窄带通滤波器、第二放大器、第二分功器、移相器、π/2分功器、第三放大器、第三分功器、第一混频器、第二混频器、第一低通滤波器和第二低通滤波器器。
进一步地，所述第一保偏光分路器形成信号光支路和本振光支路，所述信号光支路经过光移相器后输出信号光电场；所述本振光支路把主控光输入保偏环形器的第一端口；所述本地激光器产生的受控光输入保偏环形器的第二端口；所述保偏环形器的第三端口输出受控光至第二保偏光分路器，所述第二保偏光分路器输出本振光电场。
进一步地，所述保偏2x2 3dB耦合器接收注入锁定段产生的信号光电场和本振光电场后输出合成光信号至平衡光探测器对，所述平衡光探测器对输出生成的合成光电流至低噪声跨阻放大器，所述低噪声跨阻放大器输出中频电信号至第一分功器，所述第一分功器输出第一路输出信号、第二路输出信号和第三路输出信号。
进一步地，所述第一分功器输出的第一路输出信号，经过第一放大器取出光相位噪声成分，经环路滤波器滤波，再加到本地激光器的电流驱动端，形成光锁相反馈环。
进一步地，所述超窄带通滤波器从所述第一分功器输出的第二路输出信号中提取中频载波；所述中频载波经第二放大器放大后输入第二分功器，所述第二分功器输出中频载波至移相器，所述移相器将中频载波的相位移动π/4后再输出至π/2分功器，所述π/2分功器输出余弦载波和正弦载波；所述正弦载波作为第一混频器的本振载波，所述余弦载波作为第二混频器的本振载波。
进一步地，所述第三路输出信号经第三放大器放大后，经第三分功器等分成两路，分别输入第一混频器和第二混频器；所述第一混频器的输出信号经第一低通滤波器后输出正交频分复用信号的余弦分量，所述第二混频器的输出信号经第二低通滤波器后输出OFDM信号的正弦分量。
进一步地，还包括光耦合器，所述光耦合器完成两个波长接收光波的合波，输出合成的光信号至压电调节偏振跟踪器。
进一步地，所述第二保偏光分路器还输出一路波长与受控光相同的光波，作为上行光载波，用于上行信号的调制。
以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
图1运用光注入锁定和光锁相环技术的低成本外差检测光接收机架构。
图2发送的单边带OFDM信号光谱。
图3外差光接收机输出电频谱。
图4改进的OPILL模型框图。
图5原始的OPILL模型框图。
图6比例积分控制器(PIC)电路。
图7比例积分控制器(PIC)的传递函数。
图8环路滤波器增益频率特性。
图9发送的已调信号光波光谱。
图10接收的信号光波与连续光波的合成光谱。
图11注入锁定后本振激光器的输出光谱。
图12自由运行本地激光器的输出光谱。
图13平衡光探测器的输入光谱。
图14外差光接收机的输出信号频谱。
图15经超窄带通滤波和放大后供给混频器的中频载波频谱。
图16恢复的基带2.5GHz OFDM信号的频谱。
图17反馈给环路滤波器的光相位噪声谱。
图18无注入锁定时反馈给环路滤波器的光相位噪声谱。
附图标号：光耦合器101；第一保偏光分路器102；光移相器103；保偏环行器104、本地激光器105；第二保偏光分路器106；保偏2x2 3dB光耦合器107；平衡光探测器对1081、1082；低噪声跨阻放大器(TIA)109；第一放大器(0-15MHz)
110；环路滤波器(PIC)111；第一分功器201；超窄带通滤波器202；第二放大器203；第二分功器204；移相器205；π/2分功器206；第三放大器207；第三分功器208；第一混频器209；第一低通滤波器210；第二混频器211；第二低通滤波器212；检波与对数放大器301；压电调节偏振跟踪器(PT)302。
具体实施方式
首先通过激光器的光注入锁定过程让发送端的激光器去注入锁定接收端的本地(LO)激光器。实现发、收两端光波同步，频率完全相同。发送局端对每一用户端采用两个波长的光波，一个承载下行信号，另一个注入锁定用户端相干接收机的本地激光器，实现对下行信号光波的外差检测，同时作为上行信号光源，承载上行信号。所述两个波长由一个窄线宽激光器与铌酸锂光调制器(MZM)构成的多波长光梳发生器(Optical Comb Generator)提供，其余波长则供给其他用户端。注入锁定通过保偏环形器连接受控激光器实现。锁定后受控激光器输出光波的波长取决于主控光波的波长，但输出光波的相位存在与主控光波的偏差(剩余相位误差)，输出光波的功率则由受控激光器自己决定，可以比注入光波高许多，所以可以收发两用。
为了缩小受控激光器的剩余相位误差。构造了光锁相环(OPLL)，包括：一个光移相器、一个2x2 3dB光耦合器、一个平衡光探测器对、一个低噪声跨阻放大器、一个低频放大器、一个环路滤波器。将本地激光器作为电锁相环中的压控振荡器(VCO)的对应物，将2x23dB耦合器加光探测器作为锁相环的鉴相器(相位误差检测器)。环路滤波器与电锁相环中的二阶比例积分有源滤波器基本相同。相位误差信号经过环路滤波器传输后反馈给本地激光器。利用激光腔中的电流调频效果到相位增量的转换，让本地激光的相位逼近注入激光的相位，实现相位误差的最小化。
对分支光纤(Drop Fiber)施加光波偏振态的外反馈跟踪，使信号光波的偏振态处于与本振光波匹配的状态，否则相干接收机的输出电压会减小，把该输出电压变化检波后做负反馈放大，加到偏振跟踪器上就会自动锁定光波的偏振态到最佳状态。有了偏振态跟踪，就可以放弃传统的由90°偏振混合器、四个平衡光探测器对和四个跨阻放大器构成的偏振分集相干光接收机(该种接收机的合波插入损耗大、硬件成本高，又增加数字信号处理单元的偏振分集处理负担)，改为采用一个平衡光探测器对的简易型相干光接收机。外差检测光接收机输出中频信号，中频就是发送端发送的两个波长光波的频率差。从中频电信号到基带电信号的下变频过程需要中频载波，该中频载波用超窄带通滤波器从光接收机输出电信号中提出，其中含有与中频电信号相同的光相位噪声。这样，呈现在混频器的射频信号输入端和中频载波输入端的光相位噪声会在混频过程中相消，在混频器的差频输出端将恢复不含光相位噪声的原始发送信号。
图1所示为本发明的外差光接收机在光正交频分复用无源光网(OFDM-PON)的光网络单元(ONU)中的连接框图。在PON的远距节点(Remote Node)，光耦合器通过分支光纤(Drop Fiber)将两个波长相邻的光波连接到本发明的外差检测光接收机，其中一个波长的光波已经通过发送端的光调制器承载了电信号，而另一个波长的光波保持连续。本发明为一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，包括偏振跟踪段、外差检测段和下变频段。
偏振跟踪段包括检波对数放大器301和压电调节偏振跟踪器302。检波对数放大器301获取中频载波信号，检波成直流电压并放大至最大4.6V，用来驱动压电调节偏振跟踪器302。只有当压电调节偏振跟踪器302的输出光偏振态匹配到外差检测段的要求时，下变频段的输出才最大。偏振跟踪段前还有光耦合器101，它完成两波长(λ1与λ2)光信号的合波，送至压电调节偏振跟踪器302。
外差检测段包含注入锁定段、相干检测段和光锁相反馈环。
注入锁定段包括第一保偏光分路器102、光移相器103、保偏环形器104、本地激光器105和第二保偏光分路器106。第一保偏光分路器102形成信号光支路和注入光支路，信号光支路经过光移相器103后产生信号光电场ES，其波长为λ1与λ2，其中λ1承载发送信号；注入光支路连接到保偏环形器104的第一端口，原始调谐在λ2附近的本地激光器105产生光谱准确定位于λ2的激光，输入保偏环形器104的第二端口；保偏环形器104通过第三端口输出受控光至第二保偏光分路器106，第二保偏光分路器106输出本振光电场EL。第二保偏光分路器106还输出一路光载波，用于上行信号调制。
相干检测段包括保偏2x2 3dB耦合器107、平衡光探测器对1081、1082、低噪声跨阻放大器(TIA)109和第一分功器201。保偏2x2 3dB耦合器107接收注入锁定段产生的信号光电场ES和本振光电场EL后输出合成光电场至平衡光探测器对1081、1082，平衡光探测器对1081、1082的合成光电流送至低噪声跨阻放大器(TIA)109，低噪声跨阻放大器109输出电信号至第一分功器201。第一分功器201输出三路电信号，其中第一路输出信号经第一放大器110(0-15MHz低频放大器)输出光相位噪声电压到环路滤波器(PIC)111，环路滤波器111输出光相位噪声电压至激光器104，形成对本地激光器的反馈控制；其中第二路、第三路输出信号进入下变频段。
下变频段包括超窄带通滤波器202、第二放大器203、第二分功器204、移相器205、π/2分功器206、第三放大器207、第三分功器208、第一混频器209、第二混频器211、第一低通滤波器210和第二低通滤波器212。第一分功器201输出的第二路输出电压经超窄带通滤波器202提取后输出中频载波，再经第二放大器203功率放大Go倍后输入第二分功器204，第二分功器204输出放大的中频载波至移相器205，移相器205将中频载波的相位移动π/4后输出至π/2分功器206。π/2分功器分别输出余弦载波和正弦载波，正弦载波作为第一混频器209的本振载波，余弦载波作为第二混频器211的本振载波。第一分功器201输出的第三路输出电压经第三放大器207功率放大Gs倍后，经第三分功器208等分成两路，分别输入第一混频器209和第二混频器211。第一混频器209的输出信号经第一低通滤波器210后成为OFDM信号的余弦分量I(t)，第二混频器211的输出信号经第二低通滤波器212后成为OFDM信号的正弦分量Q(t)。余弦分量I(t)和正弦分量Q(t)用于数字信号处理器解调基带数据。第二分功器204还输出另一路中频载波，被检波对数放大器301获取。
对图1中外差检测段和下变频段的工作原理做具体理论证明如下：
发送局端产生2.5GHz OFDM信号，它由60个有效子载波组成，若采用16QAM制式调制子载波，则下行发送的总数据率为9.375Gb/s。光源采用C波段窄线宽激光器产生波长间隔0.1nm的16波长光梳，线宽为100kHz。波长为λ1的光波通过一个双电极铌酸锂光调制器来承载OFDM信号的余弦分量和正弦分量，形成如图2所示的输出单边带光谱。
保偏2×2 3dB耦合器的传递矩阵为
信号光波电场es(t)和LO光波电场eL(t)的偏振方向相同，把两者分别加到保偏2×2 3dB耦合器的两个输入端，则在它的两个输出端得到两种电场的两种组合如下：
把这两种电场组合分别加到平衡光探测器对的PD1和PD2就产生光电流i1(t)、i2(t)
及两者之差：
式中R为光探测器的响应度，
为电磁场的波阻抗，n为光纤纤芯折射率，Ae为纤芯有效截面积。
接收端的信号光电场为
注入锁定后本振光电场为
其中Ec是发送端光调制器的输入光电场振幅；L是光链路功率损耗系数(含光调制器的插入损耗)；r是分光系数；角频率ωc对应光波长λ1，角频率ωc-ωo对应光波长λ2，ωo＝2πΔf，Δf＝12.5GHz；Vi、ωi和φi分别为OFDM信号中第i个子载波的振幅、角频率和相位。
光接收机输出电压为
式中已代入信号光波平均功率Ps＝KLEc 2/2，本振光波功率PL＝KEL 2/2。
光接收机输出电压包含三部分：与sin[θc(t)-θL(t)]成正比的光相位噪声、含光相位噪声的中频电压、含光相位噪声的OFDM下边带信号。用三路分功器分路，第一路经低通(0～15MHz)放大器取出光相位噪声，馈送给比例积分滤波器(PIC)，再反馈给IIL，构成光锁相环路，以压制光相位噪声。这样做的好处是是在获得中频信号的同时，又产生了光锁相环必需的反馈信号sin[θc(t)-θL(t)]，但反馈装置比以往文献中的简洁，器件少，时延少。后两路中频信号的频谱在频谱仪上的显示如图3所示。
第二、第三路输出中频信号进入下变频电路，还原OFDM基带信号。下变频过程如下：先用一个12.5GHz超窄带通滤波器从第二路信号中提取中频载波，功率放大Go倍，再经过π/4移相器和π/2分功器生成sin和cos两路中频载波，分送给两个混频器。同时把第三路信号功率放大Gs倍，也分送给两个混频器。
I支路混频器输出功率为
在隔直和去除倍频成分后，在Go>>Gs条件下，得I支路输出功率为
Q支路混频器输出功率为
在隔直和去除倍频成分后，在Go>>Gs条件下，得Q支路输出功率为
光频锁相环(OPLL)用来压抑光注入锁定(OIL)过程中LO光与主控光间的剩余相位噪声。如图4光锁相环模型所示的那样，主控光与受控LO光通过保偏环形器发生耦合，在LO光中出现了相对于主控光的剩余相位误差。这个剩余相位误差同时在光电流中的OFDM信号部分，以
形式出现。过去文献中的补偿办法如图5所示，是另外产生一个不含剩余相位误差的参考信号A sin[(ωo-ωi)t-φi]，将两者用一个射频混频器混频，产生出相位噪声因子sin[θc-θL]，然后通过环路滤波器，反馈给LO激光器。这样的光锁相环是在注入锁定段中相干接收机之前构筑，硬件比较多。我们研究发现：相位误差信号实际上在相干接收机的光电流基带成分中已经存在，没有必要去产生无相位误差的中频电信号，再与光电流进行电混频。因此图4中把光信号的光探测器同时作为相位误差检测器。应用图4的概念本发明在图1中把相干接收机输出电压中的基带成分用第一放大器取出，直接通过PCI反馈给本地激光器，简洁地实现了光锁相环，比图5的锁相环简单得多，这是本发明的关键改革措施。
图4中LSIG，LIL分别表示主控激光器到光探测器的光程长度和主控激光器到LO激光器，再到光探测器的光程长度。入射到光探测器的两支路光波的相位差θ既取决于注入时刻主控激光器与受控激光器的剩余相位误差θc-θL，又包含两支路的光程长度差所造成的相位差2πn(LSIG-LIL)/λ2，必须使后者为零。遗憾的是光波的波长在微米量级，即使采用光纤延迟线也很难调节。因此在图4的LSIG支路中加入了一个压电光移相器，它的移相灵敏度在0.1～0.2rad/V量级，这样就可以精确微调光波的相位Δθ，以满足：
在一个如图4的光注入锁定锁相环(OIPLL)系统中，受控激光器的输出相位的速率方程为：
其中θL(t)是受控激光器的输出相位；k是OPLL的环路增益；θ(t)是主控激光器与受控激光器的相位误差；f(t)是环路滤波器的冲激响应。右侧第一项表征OPLL的速率方程。第二项表示IL过程的速率方程，是一个一阶锁相环路，其环路增益等于注入速率ρ，定义为
τi是有效激光腔往复时间，Pin是注入功率，P是受控激光器输出功率。注入比定义为Pin/P。微分相位θdiff表征从主控激光器到光探测器与从主控激光器到受控激光器，再到光探测器这两个路径的任意长度差所引起的可能的相位失配。失配可能导致两个过程(OIL与OPLL)之间的竞争和系统不稳定性。
假定主控激光器的任何频率变化以小的增量出现，结果的相位误差足够小，允许对(9)中的三角函数做一阶台劳逼近，然后对它做拉普拉斯变换，就得到光注入锁定锁相环(OIPLL)系统的传递函数为
这里，
表示总环路时延的效果，时延Td越小越好。
F(s)是环路滤波器的传递函数，通常为高增益二阶低通型，具有形式：
一个OIPLL的相位误差频谱，在电路热噪声限制检测，又包含光信号的相位噪声的前提下获得如下：
其中Δfms是主控激光器和受控激光器的组合线宽(FWHM)，R是光探测器响应度，k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，Pm和Ps分别是主控激光器和受控激光器送达光探测器的光功率，RL是负载电阻。相位误差方差靠在需要的频率范围(0,B)内积分(13)式获得：
从(13)可以看出，OIPLL系统的传递函数H(s)越接近于1，则光相位误差方差越接近于相干接收机由本振和信号光功率决定的散弹噪声的方差。而从(11)看出，要想H(s)接近于1，则要在三方面努力：(1)减小锁相环路的闭环时延Td；(2)消除从主控激光器到光探测器与从主控激光器到受控激光器、再到光探测器这两个路径的任意长度差所引起的可能的相位失配θdiff；(3)取较高的注入比Pin/P。但过高的注入比可能将主控激光器的噪声带给受控激光器，所以注入比不是越高越好，而是有最佳值。按以上三原则来设计和选取锁相环路的各器件参数。
比例积分控制器(PIC)电路是以低频运算放大器为核心的反相型有源环路滤波器，如图6所示。其传递函数见图7。
电容C1和电阻R1把输入信号平滑为一个连续的电压时间波形。在R2C2零点频率以下，放大器和R1C2形成一个积分器。在R2C2零点和R2C3极点之间的频率范围内，增益是常数值R2/R1。在R2C3极点之上的频率放大器是一个积分器，直到R1C3围绕放大器形成一个前馈非反相零点通路。电阻R3和电容C4在环路滤波器信号通路中附加了另一个极点。把R3C4极点频率设置在R2C3极点频率之下缩减了R1C3前馈零点的效果。
环路增益在R2C2零点以上，R2C3和R3C4极点以下通过0dB，锁相环是稳定的，如图8所示。
对应图6，设计公式为
取R2C3极点频率为f2，有
把R3C4极点频率设置为f1，有
把R1C1极点频率设置为f3，有
采用外反馈偏振跟踪(Polarization Tracker)的办法。LO激光器的注入锁定依赖于由保偏环形器保证的注入光与受控光的偏振方向相同。信号光与LO光的相干也依赖于两者的偏振方向相同。整个光注入系统(第一保偏光分路的输入端到保偏2x23dB耦合器的输入端)是一个保偏的光波系统。如果接收的光波的偏振方向不能符合第一保偏光分路的慢轴方向，注入光会变弱，则受控光和LO光会不稳，则相干接收机的输出将会跌落，依靠这个原理，以接收机的中频输出作为判据。当中频输出电压减小时，表示信号光偏振方向不对，通过负反馈运算放大器放大跌落的趋势，转换为偏振跟踪器的驱动电压，使接收光波的偏振态得到调整。偏振匹配问题解决后后续相干光接收机只需一个平衡光探测器对，不再需要传统的有四个平衡光探测器对的偏振分集相干光接收机。这对于相干检测技术到PON的应用有利。
本发明的另一个实施例是在一个OFDM-PON下行传输系统中的应用。该系统的发送局端用一个C波段线宽100kHz的主控激光器生成16个波长的等幅光梳，中心波长1550.116nm，相邻波长间隔0.1nm(频差12.5GHz)。将λ＝1549.796nm的光波通过一个铌酸锂双电极光调制器(Vπ＝4.6V)承载2.5GHz的OFDM I、Q信号(OFDM子载波数64，低端和高端各2个子载波的幅度关闭，其余以16QAM调制方式承载基带数据，符号率39.0625MS/s，总比特率9.375Gb/s)。恰当设置直流偏置电压，发送的已调光信号具有载波不抑制的单边带光谱，光载波波长1549.796nm，如图9所示，其中包含光梳的密集波分复用器(DWDM)输出的残留邻波道光谱。通过光耦合器101接收的双波长光谱如图10，其中连续光波的波长比信号光波高100pm。该连续光波通过保偏环形器104注入本地激光器105后，本地激光器的输出光谱在注入比为-40dB时如图11所示，其中除主模外，其余边模(包括信号光载波及其信号边带)都被压抑了40dB，获得了干净的本振光波。对比没有注入锁定时自由运行本地激光器的输出光谱图12，显然注入锁定至少把纯净部分的光谱功率范围增大了10dB。
将信号光波与本振光波用保偏2x2 3dB光耦合器107合成后，加到平衡光探测器对1081/1082的光谱见图13。其中本振光功率比信号光功率高近30dB。外差光接收机在主放大器207后的输出电谱见图14，它包含12.5GHz的中频载波和2.5GHz的OFDM信号下边带。用超窄带通滤波器202提取和第二放大器203放大后的中频载波频谱见图15。
混频器输出的基带2.5GHz OFDM信号的频谱见图16。经数字示波器A/D转换后的OFDM信号将供给数字信号处理软件解调基带数据。
光锁相环用于压抑光相位噪声。图17显示由第一放大器110反馈给环路滤波器111的0-10MHz光相位噪声谱。对比图18本地激光器未注入锁定时外差光接收机输出的光相位噪声谱，证明注入锁定光锁相环起了压抑光相位噪声的作用。
本实施例子所述的基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置与第一个实施例中的相同，在此不赘述。
以上详细描述了本发明的具体实施例子。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域的技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆在由权利要求书所确定的保护范围内。
Claims (7)
1.一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，其特征在于，包括偏振跟踪段、外差检测段和下变频段：
所述偏振跟踪段包括检波与对数放大器(301)和压电调节偏振跟踪器(302)；检波对数放大器(301)获取中频载波信号，检波成直流电压并放大至最大4.6V，用来驱动压电调节偏振跟踪器(302)；偏振跟踪段前还有光耦合器(101)，它完成两波长光信号的合波，送至压电调节偏振跟踪器(302)；
所述外差检测段包含注入锁定段、相干检测段和光锁相反馈环，所述注入锁定段包括第一保偏光分路器(102)、光移相器(103)、保偏环形器(104)、本地激光器(105)和第二保偏光分路器(106)；所述相干检测段包括保偏2x2 3dB耦合器(107)、平衡光探测器对(1081、1082)、低噪声跨阻放大器(109)和第一分功器(201)；所述光锁相反馈环包括第一放大器(110)和环路滤波器(111)；所述第一保偏光分路器(102)形成信号光支路和注入光支路，所述信号光支路经过光移相器(103)后产生信号光电场ES；所述保偏2x2 3dB耦合器(107)接收注入锁定段产生的信号光电场ES和本振光电场EL后输出合成光电场至平衡光探测器对(1081)、(1082)，平衡光探测器对(1081)、(1082)的合成光电流送至低噪声跨阻放大器(109)，所述低噪声跨阻放大器(109)输出电信号至第一分功器(201)；所述第一分功器(201)输出第一路输出信号、第二路输出信号和第三路输出信号，其中第一路输出信号经第一放大器(110)输出光相位噪声电压到环路滤波器(111)，环路滤波器(111)输出光相位噪声电压至激光器(105)，形成对本地激光器的反馈控制；其中第二路、第三路输出信号进入下变频段；
所述下变频段包括超窄带通滤波器(202)、第二放大器(203)、第二分功器(204)、移相器(205)、π/2分功器(206)、第三放大器(207)、第三分功器(208)、第一混频器(209)、第二混频器(211)、第一低通滤波器(210)和第二低通滤波器(212)；第一分功器(201)输出的第二路输出电压经超窄带通滤波器(202)提取后输出中频载波，再经第二放大器(203)功率放大Go倍后输入第二分功器(204)，第二分功器(204)输出放大的中频载波至移相器(205)，移相器(205)将中频载波的相位移动π/4后输出至π/2分功器(206)；第一分功器(201)输出的第三路输出电压经第三放大器(207)功率放大Gs倍后，经第三分功器(208)等分成两路，分别输入第一混频器(209)和第二混频器(211)。
2.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，所述本振光支路把主控光输入保偏环形器(104)的第一端口；所述本地激光器(105)产生的受控光输入保偏环形器(104)的第二端口；所述保偏环形器(104)的第三端口输出受控光至第二保偏光分路器(106)，所述第二保偏光分路器(106)输出本振光电场(EL)。
3.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，所述第一分功器(201)输出的第一路输出信号，经过第一放大器(110)取出光相位噪声成分，经环路滤波器(111)滤波，再加到本地激光器(105)的电流驱动端，形成光锁相反馈环。
4.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，所述π/2分功器(206)输出余弦载波(cos分量)和正弦载波(sin分量)；所述正弦载波(sin分量)作为第一混频器(209)的本振载波，所述余弦载波(cos分量)作为第二混频器(211)的本振载波。
5.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，所述第三路输出信号经第三放大器(207)放大后，经第三分功器(208)等分成两路，分别输入第一混频器(209)和第二混频器(211)；所述第一混频器(209)的输出信号经第一低通滤波器(210)后输出正交频分复用(OFDM)信号的余弦分量I(t)，所述第二混频器(211)的输出信号经第二低通滤波器(212)后输出OFDM信号的正弦分量Q(t)。
6.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，还包括光耦合器(101)，所述光耦合器(101)完成两个波长接收光波的合波，输出合成的光信号至压电调节偏振跟踪器(302)。
7.根据权利要求1所述的一种基于光注入锁定和光锁相环的外差检测装置，所述第二保偏光分路器(106)还输出一路波长与受控光相同的光波，作为上行光载波，用于上行信号的调制。
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