JP2014514890A - 振幅変調信号用光受信器 - Google Patents

Abstract

振幅変調光入力信号を、自走光局部発振源の使用を可能にするように復調するために、コヒーレント光直交検波方式を使用する光受信器。光受信器は、光入力信号の直交検波の結果として生成される同相及び直交位相電気信号を電気出力信号中に結合する信号コンバイナを用いる。局部発振器信号と入力信号の間の周波数オフセットに応じて、信号コンバイナによって生成される電気出力信号は、所望のベースバンド信号又は中間周波数信号であってよい。中間周波数信号は、比較的簡単な方法で、例えば、信号コンバイナに結合された従来の中間周波数電気復調器を使用して、ベースバンド信号を復元するために復調されてよい。

Description

本発明は、光通信装置に関し、より詳細には、しかし排他的にではなく、抑圧搬送波振幅変調信号用光受信器に関する。

本節では、本発明（複数可）のより良い理解を促進させることができる態様を紹介する。したがって、本節の記述は、この観点から読まれるべきであり、何が先行技術であるか、又は何が先行技術ではないかについての承認として理解されるべきではない。

抑圧搬送波振幅変調（ＳＣ−ＡＭ）は、伝送される信号が、搬送周波数で比較的低い振幅を有する伝送フォーマットであり、例えば、信号は、搬送周波数で実質的に抑圧されてよい。抑圧搬送波振幅変調は、例えば、信号の光パワーの大部分が、周波数側波帯（複数可）と搬送周波数成分との間で分散されているのとは対照的に、情報搬送周波数側波帯（複数可）に含まれるため、他の振幅変調（ＡＭ）フォーマットより有利である可能性がある。抑圧搬送波信号のこの特性は、例えば、関連する信号電力及び／又は伝送距離を、他の振幅変調信号のものと比較して増加させるために使用され得る。

米国特許第７，５７４，１３９号 米国特許第７，３７９，６７１号 米国特許第７，１４９，４３４号 米国特許第６，５２５，８５７号 米国特許第６，１１５，１６２号 米国特許出願公開第２０１０／０１５８５２１号 米国特許出願公開第２０１１／００３８６３１号 国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ０９／３７７４６号 米国特許出願公開第２０１０／００５４７６１号 米国特許第７，９１６，８１３号 米国特許第７，７９６，９６４号 米国特許第７，５４１，９６６号 米国特許第７，３７６，４４８号 米国特許第６，７９１，６２７号 米国特許第７，７５０，７４０号 米国特許第６，０１８，２８０号 米国特許第５，８７２，４９１号

Ｃ．Ｍｉｄｄｌｅｔｏｎ及びＲ．ＤｅＳａｌｖｏ、「Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｌｉｎｋｓ」、２００９ ＩＥＥＥ Ａｖｉｏｎｉｃｓ、Ｆｉｂｅｒ−Ｏｐｔｉｃｓ， ａｎｄ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＡＶＦＯＰ’０９）、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｂｊｅｃｔ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ：１０．１１０９ｌＡＶＦＯＰ．２００９．５３４２７２５、１５〜１６頁 Ａ．Ｓｉａｈｍａｋｏｕｎ、Ｓ．Ｇｒａｎｉｅｒｉ、及びＫ．Ｊｏｈｎｓｏｎ、「Ｄｏｕｂｌｅ ａｎｄ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ ａｔ １３２０ｎｍ Ｕｓｉｎｇ ＬｉＮｂＯ３ Ｃｒｙｓｔａｌｓ ａｎｄ Ｂｕｌｋ Ｏｐｔｉｃｓ」 Ｓ．Ｘｉａｏ及びＡ．Ｍ．Ｗｅｉｎｅｒ、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ （Ｏ−ＣＳＳＳＢ） Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｈｙｐｅｒｆｉｎｅ Ｂｌｏｃｋｉｎｇ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａ Ｖｉｒｔｕａｌｌｙ Ｉｍａｇｅｄ Ｐｈａｓｅｄ−Ａｒｒａｙ （ＶＩＰＡ）」、ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００５、ｖ．１７、Ｎｏ．７、１５２２〜１５２４頁 Ａ．Ｇｒｅｂｅｎｎｉｋｏｖ、「Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉｎｅｒｓ， Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ ａｎｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｃｏｕｐｌｅｒｓ： Ｐａｒｔ ＩＩ」、Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、２００８年１月、４２〜５３頁 Ｒ．Ｈ． Ｃｈａｔｉｍ、「Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉｎｅｒ ｆｏｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｔｈｅ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｒａｎｇｅ」、修士論文、２００５年、カッセル大学、ドイツ

受信されたＳＣ−ＡＭ信号を復調するために、典型的には、搬送波信号（例えば、ＣＷレーザビーム）との混合が、光受信器で行われる。典型的な光受信器は、受信されたＳＣ−ＡＭ信号を、光局部発振器（ＯＬＯ）信号と混合するために、方向性結合器（例えば、２×２光信号混合器）を使用し、光局部発振器（ＯＬＯ）信号は、受信された信号の（抑圧された）光搬送波とおよそ同じ周波数を有する。不都合なことに、例えば、位相ノイズによって生じる任意の位相変動、及び／又は、ＯＬＯと搬送波信号の間の周波数オフセットの変動は、結果として生じるベースバンド信号のパワーを低下させ、及び／又は、対応するメッセージ信号を完全に復号不可能にさえする可能性がある。しかしながら、ＯＬＯ源を光搬送波に位相及び周波数ロックさせることができる回路は、比較的複雑且つ高価である。

光受信器の様々な実施形態は、振幅変調光入力信号を、自走光局部発振源の使用を可能にするように復調するために、コヒーレント光直交検波方式を使用する。光受信器は、光入力信号の直交検波の結果として生成される同相及び直交位相電気信号を電気出力信号中に結合する信号コンバイナを用いる。局部発振器信号と入力信号の間の周波数オフセットに応じて、信号コンバイナによって生成される電気出力信号は、所望のベースバンド信号又は中間周波数信号であってよい。中間周波数信号は、比較的簡単な方法で、例えば、信号コンバイナに結合された従来の中間周波数電気復調器を使用して、ベースバンド信号を復元するために復調されてよい。有利には、信号コンバイナによって生成される電気出力信号のパワーは、多くの場合比較的安定し、光局所発振源の自走構成によって生じる位相及び／又は周波数変動に鈍感である。

一実施形態によれば、光ハイブリッドを有する光受信器が提供され、光ハイブリッドは、第１、第２、第３、及び第４の混合された光信号を、それぞれ、その第１、第２、第３、及び第４の光出力ポートに生成するために、その第１の光入力ポートで受信された光信号を、その第２の光入力ポートで受信された光局部発振器信号と混合するように構成されている。光受信器は、さらに、それぞれ第１及び第２の光出力ポートから光信号を受信するように接続された第１及び第２の光検出器を含む第１の光−電気（Ｏ／Ｅ）変換器を有し、第１のＯ／Ｅ変換器は、それぞれ第１及び第２の光検出器によって生成された電気信号間の差を表す第１の電気信号を出力する第１の電気的ポートを有し、光受信器は、さらに、それぞれ第３及び第４の光出力ポートから光信号を受信するように接続された第３及び第４の光検出器を含む第２のＯ／Ｅ変換器を有し、第２のＯ／Ｅ変換器は、それぞれ第３及び第４の光検出器によって生成された電気信号間の差を表す第２の電気信号を出力する第２の電気的ポートを有する。光受信器は、さらに、第１及び第２の電気信号の組み合わせである第３の電気信号を出力するように接続された信号コンバイナを有する。

別の実施形態によれば、信号処理方法が提供され、信号処理方法は、光入力信号と光局部発振器信号を光学的に混合して、第１、第２、第３、及び第４の混合された光信号を生成するステップと、差分検出用に接続された第１及び第２の光検出器のそれぞれでの第１及び第２の混合された光信号の受信に応じて第１の電気信号を生成するステップと、差分検出用に接続された第３及び第４の光検出器のそれぞれでの第３及び第４の混合された光信号に基づいて第２の電気信号を生成するステップと、第１の電気信号と第２の電気信号を結合して第３の電気信号を生成するステップと、を有する。光入力信号は、その振幅がアナログ又はデジタル・メッセージ信号によって変調された光抑圧搬送波信号であってよい。結果として生じる第３の電気信号は、メッセージ信号に比例するベースバンド信号、又は、その振幅がメッセージ信号によって変調された中間周波数信号のいずれかであってよい。

本発明の様々な実施形態の他の態様、特徴、及び利点は、以下の詳細な説明及び添付図面から、例として、より完全に明らかになるであろう。

本発明の一実施形態による光受信器のブロック図を示す。 本発明の一実施形態による図１の光受信器で使用することができる信号コンバイナのブロック図を示す。

抑圧搬送波信号の一例は、両側波帯抑圧搬送波（ＤＳＢ−ＳＣ）信号である。ＤＳＢ−ＳＣ信号の振幅Ａ（ｔ）（例えば、電界又は磁界の振幅）は、しばしば、式（１）によってほぼ表されるように、メッセージ信号ｍ（ｔ）及び光搬送波信号の振幅Ａ_ｃに関連する。
Ａ（ｔ）＝Ａ_ｃ｜ｍ（ｔ）｜ （１）
本明細書で使用するとき、「振幅」という用語は、対応する光搬送波周波数での各発振によって変化し得る発振の変化の大きさを指す。したがって、振幅Ａ（ｔ）は、光波の周期と比較して遅い時間スケールで経時的に変化し得る実質的に瞬間的な値である。典型的には、メッセージ信号ｍ（ｔ）は、帯域制限されたアナログの無線周波数（ＲＦ）又は可聴周波数信号である。光搬送波周波数の典型的な値は、１００ＴＨｚ程度であるため、メッセージ信号ｍ（ｔ）の帯域幅は、光搬送波周波数よりはるかに小さい。理想的なＤＳＢ−ＳＣ信号のスペクトルは、多くの場合、搬送波周波数に対して実質的には対称であり、多くの場合、分離した搬送波周波数成分を持たない。信号のパワーは、搬送波周波数より上及びより下の周波数に位置する変調側波帯に主として含まれる。ｍ（ｔ）が極性バイナリデータ信号である場合、式（１）は、２相位相偏移キーイング（ＢＰＳＫ）変調フォーマットを表す。

抑制キャリア変調の他の例は、単側波帯（ＳＳＢ）変調及び残留側波帯（ＶＳＢ）変調を含むが、これらに限定されない。光抑制搬送波信号を生成するために使用することができる典型的な光送信器は、例えば、Ｃ．Ｍｉｄｄｌｅｔｏｎ及びＲ．ＤｅＳａｌｖｏ、「Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｌｉｎｋｓ」、２００９ ＩＥＥＥ Ａｖｉｏｎｉｃｓ、Ｆｉｂｅｒ−Ｏｐｔｉｃｓ， ａｎｄ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＡＶＦＯＰ’０９）、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｂｊｅｃｔ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ：１０．１１０９ｌＡＶＦＯＰ．２００９．５３４２７２５、１５〜１６頁、（２）Ａ．Ｓｉａｈｍａｋｏｕｎ、Ｓ．Ｇｒａｎｉｅｒｉ、及びＫ．Ｊｏｈｎｓｏｎ、「Ｄｏｕｂｌｅ ａｎｄ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ ａｔ １３２０ｎｍ Ｕｓｉｎｇ ＬｉＮｂＯ_３ Ｃｒｙｓｔａｌｓ ａｎｄ Ｂｕｌｋ Ｏｐｔｉｃｓ」、並びに、（３）Ｓ．Ｘｉａｏ及びＡ．Ｍ．Ｗｅｉｎｅｒ、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ （Ｏ−ＣＳＳＳＢ） Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｈｙｐｅｒｆｉｎｅ Ｂｌｏｃｋｉｎｇ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａ Ｖｉｒｔｕａｌｌｙ Ｉｍａｇｅｄ Ｐｈａｓｅｄ−Ａｒｒａｙ （ＶＩＰＡ）」、ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、２００５、ｖ．１７、Ｎｏ．７、１５２２〜１５２４頁に開示されており、これらのすべては、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。光抑制搬送波信号を生成するための光送信器を製造及び使用することの追加の態様は、例えば、米国特許第７，５７４，１３９号、第７，３７９，６７１号、第７，１４９，４３４号、第６，５２５，８５７号、及び第６，１１５，１６２号に開示されており、これらのすべては、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

図１は、本発明の一実施形態による光受信器１００のブロック図を示す。光受信器１００は、式（１）のメッセージ信号ｍ（ｔ）のような対応するアナログ・メッセージ信号（例えば、ベースバンド信号）を復元するために、光入力部１０２で受信された光信号、例えば、抑制搬送波信号のコヒーレント直交検波を実施する。ＯＬＯ源１１０が光入力部１１２に適用する光局部発振器（ＯＬＯ）信号の周波数に応じて、光受信器１００は、電気出力部１４２に、ベースバンド信号又は中間周波数信号を生成することができる。中間周波数信号は、ベースバンド周波数帯域と光搬送波の周波数の中間の周波数を有する。電気出力部１４２が中間周波数信号を出力する実施形態では、光受信器１００は、例えば、中間周波数信号を対応するベースバンド信号に変換するために、中間周波数（ＩＦ）ステージ１５０を含む。例えば、ＩＦステージ１５０は、入力部１１２に適用されたＯＬＯ信号の周波数が、入力部１０２で受信された入力信号の光搬送波周波数と比較的大きい量だけ異なる場合、又は、光搬送波若しくはＯＬＯが、例えば比較的大きい線幅のために時間変化する周波数を有する場合、使用されてよい。ＩＦステージ１５０は、入力部１１２のＯＬＯ信号の周波数が、入力部１０２の入力信号の搬送波周波数に比較的近い、又はこれと実質的に同一である場合、存在しなくてよい。

一実施形態では、ＯＬＯ源１１０は、入力端子１０８で受信された制御信号に基づいてＯＬＯ信号の周波数を変更することができる波長可変光源（例えば、波長可変レーザ）である。一実施形態では、端子１０８で受信される制御信号は、ＯＬＯ源１１０が、入力端子１０２で受信された光信号の搬送波周波数波にロックされた位相及び／又は周波数を有するＯＬＯ信号を生成することを可能にする。別の実施形態では、ＯＬＯ源１１０は、入力部１０２の光信号の搬送波周波数にロックされた位相及び／又は周波数ではなく、制御信号は、ＯＬＯ信号と入力信号の搬送波周波数との間の周波数オフセットを有するＯＬＯ信号を生成するようにＯＬＯ源を構成する。ある構成では、周波数オフセットは、対象の指定された周波数帯域から外れるように選択され、前記帯域は、上限及び下限を有する。例示的な一実施形態では、対象の前記周波数帯域の中心周波数は、約２ＧＨｚと約１８ＧＨｚの間に位置し、約４ＧＨｚより大きくない３−ｄＢ帯域幅を有する。代わりの実施形態では、他の適切な周波数オフセット値が使用されてもよい。

光ハイブリッド１２０は、４つの別個の混合された光信号を光出力部１３４_１〜１３４_４に生成するために、光入力部１０２で受信された入力信号と、光入力部１１２で受信されたＯＬＯ信号とを混合する。様々な混合された信号は、異なる相対位相を有する光入力部１０２及び１１２からの光信号の組み合わせである。

図示の実施形態では、入力部１０２及び１１２で受信された光信号の各々は、２つの信号、例えば、従来の３−ｄＢパワー・スプリッタ（図１には明確に図示しない）を用いた処理によって生成されるおよそ同じ強度の２つの信号にパワー分割する。位相シフタ１２８を使用して、約９０度（約π／２ラジアン）の相対位相シフトが、ＯＬＯ信号の１つのコピーに適用される。次に、２つの２×２光信号混合器１３０を使用して、様々な信号コピーが、図１に示すように光学的に混合され、２つの２×２光信号混合器１３０は、干渉信号を出力ポート１３４_１〜１３４_４に生成する。代わりの実施形態では、９０度の相対位相シフトが、ＯＬＯ信号に適用される代わりに、光入力部１０２を介して受信された入力信号の１つのコピーに適用されてよい。

様々な光混合器が、光ハイブリッド１２０を実現するのに適している。例えば、光ハイブリッド１２０を実現するためのいくつかの適切な光混合器が、カリフォリニア州フリーモントのＯｐｔｏｐｌｅｘ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ、及びメリーランド州シルバースプリングのＣｅＬｉｇｈｔ，Ｉｎｃ．から市販されている可能性がある。光受信器１００の別の実施形態で光ハイブリッド１２０を実現するために使用することができる様々な追加の光ハイブリッド及びＭＭＩ混合器が、（１）米国特許出願公開第２０１０／０１５８５２１号、（２）米国特許出願公開第２０１１／００３８６３１号、（３）国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ０９／３７７４６号（２００９年３月２０日出願、及び（４）米国特許出願公開第２０１０／００５４７６１号に開示されており、これらのすべては、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

ｉ＝１．．．４に関して、光出力部１３４_１での混合された信号の電界Ｅ_１は、式（２）によって与えられる。

ここで、Ｂは、定数（｜Ｂ｜≦１）であり、Ｅ_Ｓは、光入力部１０２の信号の電界であり、Ｅ_Ｒは、光入力部１１２のＯＬＯ信号の電界である。式（２）は、様々な光出力部１３４_１〜１３４_４の個々の光信号が入力電界Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｒの異なる混合物に対応することを示す。具体的には、光入力部１３４_１、１３４_２、１３４_３、及び１３４_４では、初期の入力信号Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｒは、約１８０、０、２７０、及び９０度のそれぞれの相対位相で組み合わされる。様々な代わりの実施形態では、光ハイブリッド１２０は、受信された光信号を、１８０、０、２７０、及び９０度から、例えば、約±１０度ずれた相対位相で混合するように実装されてよい。

出力部１３４_１〜１３４_４の光信号は、図１に示すようなバランスのとれた対を形成するように電気的に接続された４個の対応する光検出器（例えば、フォトダイオード）１３６によって検出される。光出力部１３４_１及び１３４_２からの混合された光信号を受信する２個のフォトダイオード１３６は、電気的ポート１３８_Ｉに電気的なアナログ信号（例えば、光電流）を生成する。出力部１３４_３及び１３４_４からの混合された光信号を受信する２個のフォトダイオード１３６は、電気ポート１３８_Ｑに電気アナログ信号（例えば、光電流）を生成する。典型的な実施形態では、フォトダイオード１３６は、光検出器の光信号の電気信号への二乗変換によって生成される和周波数を除去する低域通過フィルタとして働くこともできる。式（３ａ）及び（３ｂ）は、それぞれ電気的な出力ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの電気信号に関する式を提供する。
Ｓ_Ｉ∝Ｓ_０ｍ（ｔ）ｃｏｓ（Δωｔ＋Δφ） （３ａ）
Ｓ_Ｑ∝Ｓ_０ｍ（ｔ）ｓｉｎ（Δωｔ＋Δφ） （３ｂ）
ここで、Ｓ_０は、定数であり、ｍ（ｔ）は、（式（１）でも見られる）メッセージ信号であり、Δωは、光入力部１１２で受信されたＯＬＯ信号の周波数ω_ＯＬＯと光入力部１０２で受信された光搬送波の周波数ω_ＯＣの間の周波数差、即ち、ω_ＯＬＯ−ω_ＯＣであり、Δφは、光入力部１１２で受信されたＯＬＯ信号の位相の時間に依存しない部分と光入力部１０２で受信された光搬送波の位相の時間に依存しない部分の間の差である。式（３ａ）〜（３ｂ）は、送信機で使用された光搬送波信号及びＯＬＯ信号の両方がＳ_０に折り畳まれた実質的に一定の振幅を有することを前提としていることに注意されたい。

式（３ａ）及び（３ｂ）は、ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの電気信号は、互いに対して約９０度の時間に依存しない位相シフトを有し、それぞれ、２次元ベクトルＶ＝（Ｓ_Ｉ，Ｓ_Ｑ）のデカルト成分の尺度を提供するものとして解釈することができることを明らかにし、Ｓ_Ｉ及びＳ_Ｑは、それぞれベクトルＶの同相及び直交位相成分である。Δωがゼロでない場合、ベクトルＶは、毎秒Δωラジアンの角速度で原点の周りを回転する。Δωが実質的にゼロである場合、ベクトルＶは、Ｘ軸に対してΔφのほぼ一定の角度で配向される。ベクトルＶの長さは、メッセージ信号ｍ（ｔ）の値に比例する。

信号コンバイナ１４０は、電気的ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑで受信された電気信号を加算し、結合された電気的なアナログ信号を、電気出力ポート１４２に生成する。周波数差Δωに応じて、信号１４２は、中間周波数信号又はベースバンド信号であってよい。様々な実施形態では、信号コンバイナ１４０は、電気ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの信号から電気出力信号を電気出力ポート１４２に生成するプロセス中に、信号コンバイナ１４０が、以下の信号処理動作、即ち、（ｉ）２つの入力信号の線形結合を生成する、（ｉｉ）２つの信号のベクトル和に対応する信号を生成する、（ｉｉｉ）信号を整流する、（ｉｖ）信号の振幅を決定する、（ｖ）２つの信号間の位相オフセットを決定する、（ｖｉ）信号を二乗する、（ｖｉｉ）低域通過フィルタ処理を適用する、及び（ｖｉｉｉ）帯域通過フィルタ処理を適用する、の１つ又は複数を無制限に実行するように設計されてよい。信号コンバイナ１４０は、以下の目的、即ち、（ｉ）電気出力ポート１４２で生成された信号への周波数変動の悪影響を軽減する、並びに（ｉｉ）電気出力ポート１４２で生成された信号への位相ノイズ及び／又はドリフトの悪影響を軽減する、の少なくとも１つを、信号コンバイナで実行される全体的な信号処理に達成させるために、これらの動作の１つ又は複数を実行するように構成される。

例えば、信号コンバイナ１４０は、式（４）にしたがって、電気ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑで受信された信号の二乗の和に比例する電気出力信号をポート１４２に生成するように構成された電力コンバイナであってよい。

ここで、Ｓ_ｃは、電気出力ポート１４２での信号であり、残りの表記は、式３と同じである。ｓｉｎ^２ｘ＋ｃｏｓ^２ｘ＝１であるため、式（３ａ）、（３ｂ）及び（４）は、

が［ｍ（ｔ）］^２に比例することを意味する。そのため、メッセージ信号ｍ（ｔ）の大きさは、周波数／位相変動に対応する周波数成分が、光検出器１３６又は信号コンバイナ１４０の電気的なフィルタ処理を通過する周波数帯域から外れる限り、制御することが困難な（１）ポート１０２の光入力信号とポート１１２のＯＬＯ信号の間の周波数オフセット、（２）位相ノイズ、及び／又は（３）位相ドリフトに係わらず、電気出力ポート１４２の信号から効率的に復元することができる。説明のために、電気ポート１３８_Ｉの同相ベースバンド信号の大きさ（Ｓ_Ｉ、式（３ａ））は、Δωｔ＋Δφ≒９０度の場合、ゼロに近く、これは、メッセージ信号ｍ（ｔ）が、電気ポート１３８_Ｉの信号で大きく減衰される原因となり、及び／又は、その信号単独からは完全に復元不可能になる原因となる。同様に、電気ポート１３８_Ｑの直交位相ベースバンド信号の大きさ（Ｓ_Ｑ、式（３ｂ））は、Δωｔ＋Δφ≒０の場合、ゼロに近く、これは、メッセージ信号ｍ（ｔ）が、電気ポート１３８_Ｑの信号で大きく減衰される原因となり、及び／又は、その信号単独からは完全に復元不可能になる原因となる。

既に上記で示したように、ＩＦステージ１５０は、任意であり、ＯＬＯ源１１０が光入力部１０２で受信された信号の光搬送波周波数から比較的大きい量だけ離調されている場合に使用されてよい。例えば、ＯＬＯ周波数が光搬送波周波数に近い場合、ＩＦステージ１５０は、除去されてよく、又は、適切な電気的帯域通過フィルタに置換されてよい。周波数オフセットが比較的大きい場合、ＩＦステージ１５０は、従来のスーパヘテロダイン無線受信機で使用されるものと同様であってよい。ＩＦステージ１５０によって生成されるポート１５２の電気出力信号は、メッセージ信号ｍ（ｔ）に対応するベースバンド信号である。様々な実施形態では、ポート１５２の出力信号は、デジタル電気信号又はアナログ電気信号であってよい。ＩＦステージ１５０を実現するために使用することができる典型的な電気的ＩＦ復調器は、例えば、米国特許第７，９１６，８１３号、第７，７９６，９６４号、第７，５４１，９６６号、第７，３７６，４４８号、及び第６，７９１，６２７号に開示されており、これらのすべては、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

図２は、いくつかの実施形態による信号コンバイナ１４０として使用することができる信号コンバイナ２００のブロック図を示す。コンバイナ２００は、ウィルキンソン型電力コンバイナ／ディバイダである。コンバイナ２００が信号コンバイナ１４０として構成される場合、ポート２及びポート３は、それぞれ電気出力ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑから出力される信号を受信するように接続され、ポート１は、電気信号出力を（図１にも見られる）電気出力ポート１４２に届けるように接続される。

コンバイナ２００は、２本の４分の１波長マイクロ・ストリップライン２１０ａ及び２１０ｂを有し、これらは、一方の端部で両方共ポート１に接続され、他方の端部でそれぞれポート２及びポート３に接続される。コンバイナ２００は、さらに、ポート２とポート３の間に接続されたバラスト抵抗器２２０を有する。マイクロ・ストリップライン２１０ａ及び２１０ｂのそれぞれは、

のインピーダンスを有し、バラスト抵抗器２２０は、２Ｚ_０のインピーダンスを有し、ここで、Ｚ_０は、例えば、コンバイナ２００の異なるポートに接続された外部の線のインピーダンス程度であってよい。

コンバイナ２００が、中間周波数動作のために設計された光受信器１００で使用される場合、４分の１波長マイクロ・ストリップライン２１０ａ及び２１０ｂの長さを画定する波長λは、例えば、関連した媒体での予想される中間周波数ｆに対応する波の波長におよそ等しく、ここで、ｆ＝２πΔωである、ことに注意されたい。電気ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの信号が常に等しい電力を持たないという事実により、コンバイナ２００は、若干の挿入損失がある可能性がある。しかしながら、これらの損失は、比較的低い可能性があり、ポート２及び３は、互いに十分分離されたままでいることができ、これは、ポート間のクロストークを有利に減少させることができる。いくつかの実施形態では、ポート２及び３（又は、１３８_Ｉ及び１３８_Ｑ）の信号間の電力不均衡は、異なるインピーダンスを有する伝送線路部分を使用し、又は、コンバイナの一方の入力部を他方の入力部に対して遅延させるための適切な長さの追加の伝送線路部分を組み込み、結果として約９０度の補償位相シフトを生じることによって、軽減させることができる。信号コンバイナ２００の電気出力部１４２の出力信号は、典型的には、電気ポート１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの信号の線形結合を表す。

代わりの実施形態では、信号コンバイナ２００は、例えば、以下の文献、即ち、（１）Ａ．Ｇｒｅｂｅｎｎｉｋｏｖ、「Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉｎｅｒｓ， Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ ａｎｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｃｏｕｐｌｅｒｓ： Ｐａｒｔ ＩＩ」、Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、２００８年１月、４２〜５３頁、及び（２）Ｒ．Ｈ． Ｃｈａｔｉｍ、「Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉｎｅｒ ｆｏｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｔｈｅ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｒａｎｇｅ」、修士論文、２００５年、カッセル大学、ドイツ、に記載の追加のステージ及び／又は回路要素を含むように変更されてよく、これらの両方は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。これらの変更は、例えば、コンバイナの製造可能性を改善する、周波数特性を変更する、且つ／又は様々なポート間の分離を改善するためになされてよい。信号コンバイナ１４０及び２００を実施するために使用されてよい、信号コンバイナを製造及び使用することの追加の態様は、例えば、米国特許第７，７５０，７４０号、第６，０１８，２８０号、及び第５，８７２，４９１号に開示されており、これらのすべては、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

本発明を、例示的な実施形態を参照して説明してきたが、この説明は、限定的な意味で解釈されることを意図していない。

例えば、信号コンバイナ１４０（図１）の様々な機能は、付随するアナログ−デジタル変換及び適切なソフトウェアを用いて、デジタル領域で実装されてよい。代わりに、デジタル領域で電気信号１３８_Ｉ及び１３８_Ｑを生成するために、出力部１３４_１〜１３４_４の光信号は、バランスのとれた対の代わりに単一のダイオードを使用して電気的なデジタル信号に変換されてよく、次に、減算がこれらの電気信号に適用されてよい。デジタル領域での計算は、ソフトウェア、又は、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、若しくはマイクロプロセッサのような適切なハードウェアを使用して実行されてよい。信号１３８_Ｉ及び１３８_Ｑの電力合成は、ソフトウェア又はハードウェアで対応するデジタル値を二乗することによって実施されてよい。代わりに又は加えて、フォトダイオードに結合された様々な能動回路素子の使用は、ハードウェアの様々な所望の信号合成機能を達成するために実施されてよい。

説明した実施形態の様々な変更、並びに、本発明が属する技術の当業者に明らかな本発明の他の実施形態は、以下の特許請求の範囲に明示されたような本発明の要旨及び範囲内にあると見なされる。

特に明記しない限り、各数値及び範囲は、「約」又は「略」が値又は範囲の値の前にあるかのように、概算であるとして解釈されるべきである。

本発明の性質を説明するために記載及び例示してきた部分の細部、材料、及び配置の様々な変更は、以下の特許請求の範囲に明示されたような本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって行われてよいことは、さらに理解されるであろう。

特許請求の範囲での図番号及び／又は図の参照ラベルの使用は、特許請求の範囲の解釈を容易にするために、特許請求された主題の１つ又は複数の可能な実施形態を識別することが意図されている。このような使用は、必ずしもこれらの特許請求の範囲を対応する図面に示された実施形態に限定するものとして解釈されるべきではない。

本明細書での、「一実施形態」又は「実施形態」への言及は、実施形態に関連して記載された特定の特徴、構造、又は特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれてよいことを意味する。本明細書の様々な箇所での「一実施形態では」という語句の出現は、必ずしもすべてが同じ実施形態を指すとは限らず、必ずしも他の実施形態と互いに相容れない別の又は代わりの実施形態でもない。同じことは、「実装」という用語にも当てはまる。

又、この説明の目的のため、「結合」、「結合する」、「結合された」、「接続」、「接続する」、又は「接続された」という用語は、エネルギーが２つ以上の要素間で伝送されることが可能な、当該技術分野で公知の、又は将来開発される任意の方法を指し、必須ではないが、１つ又は複数の追加の要素の介在が企図される。逆に、「直接結合された」、「直接接続された」等の用語は、このような追加の要素が存在しないことを意味する。

記述及び図面は、単に本発明の原理を説明する。したがって、当業者が、本明細書に明確に記載又は図示されていなくても、本発明の原理を具体化し、その要旨及び範囲内に含まれる様々な構成を考案することができるであろうことは、理解されるであろう。さらに、本明細書に列挙したすべての例は、主として、当該技術分野を促進させるために本発明者（複数可）によって寄与される本発明の原理及び概念を理解する上で読者を助けるために、教育的な目的のためのみであることが明確に意図されており、このような具体的に列挙された例及び条件に限定されないものとして解釈されるべきである。さらに、本発明の原理、態様、及び実施形態、並びにそれらの具体例を列挙する本明細書のすべての記述は、それらの等価物を包含することが意図される。

Claims (10)

1. その第１の光入力ポートで受信された光信号を、その第２の光入力ポートで受信された光局部発振器信号と混合し、第１、第２、第３、及び第４の混合された光信号を、その第１、第２、第３、及び第４の光出力ポートのそれぞれで生成するように構成された光ハイブリッドと、
   前記第１及び第２の光出力ポートのそれぞれから光信号を受信するように接続された第１及び第２の光検出器を含む第１の光−電気（Ｏ／Ｅ）変換器であって、前記第１及び第２の光検出器のそれぞれによって生成された電気信号間の差を表す第１の電気信号を出力する第１の電気ポートを有する第１のＯ／Ｅ変換器と、
   前記第３及び第４の光出力ポートのそれぞれから光信号を受信するように接続された第３及び第４の光検出器を含む第２のＯ／Ｅ変換器であって、前記第３及び第４の光検出器のそれぞれによって生成された電気信号間の差を表す第２の電気信号を出力する第２の電気ポートを有する第２のＯ／Ｅ変換器と、
   前記第１及び第２の電気信号の組み合わせである第３の電気信号を出力するように接続された信号コンバイナであって、１つ又は複数のステージを有するウィルキンソン型電力コンバイナを備える信号コンバイナと
   を備える光受信器。
2. 前記第１の光入力ポートで受信された前記光信号が、アナログ又はデジタル・メッセージ信号によって変調された振幅を有する光抑圧搬送波信号である場合、前記第３の電気信号は、前記メッセージ信号に比例するベースバンド信号、又は、前記メッセージ信号によって変調された振幅を有する中間周波数信号のいずれかである、請求項１に記載の光受信器。
3. 異なる相対位相を有する前記第１及び第２の光入力ポートで受信された前記光信号の混合物であるよう前記第１、第２、第３、及び第４の混合された光信号を生成するように前記光ハイブリッドが構成され、
   前記第３の電気信号の電気搬送波周波数が前記光局部発振器信号の周波数によって制御されるように前記光局部発振器信号を生成するように構成された光源であって、前記光ハイブリッドの前記第１の光入力ポートで受信された前記光入力信号の周波数に位相ロックされない光源をさらに備える、請求項１に記載の光受信器。
4. 前記信号コンバイナは、その電力が、前記第１のＯ／Ｅ変換器から受信された前記第１の電気信号の電力と、前記第２のＯ／Ｅ変換器から受信された前記第２の電気信号の電力との和におよそ比例する前記第３の電気信号を出力するように構成される、請求項１に記載の光受信器。
5. 前記信号コンバイナは、前記第１のＯ／Ｅ変換器から受信された前記第１の電気信号の約二乗と、前記第２のＯ／Ｅ変換器から受信された前記第２の電気信号の約二乗との和におよそ比例する前記第３の電気信号を出力するように構成される、請求項１に記載の光受信器。
6. 前記第１の光入力ポートで受信された前記光信号に対応する電気ベースバンド信号を生成するように前記第３の電気信号を処理するように構成された中間周波数復調器をさらに備える、請求項１に記載の光受信器。
7. 前記信号コンバイナは、前記第１の電気信号及び前記第２の電気信号の線形結合であるように前記第３の電気信号を生成するように構成される、請求項１に記載の光受信器。
8. 前記信号コンバイナは、
   第１のポートと第２のポートの間に接続された第１のマイクロ・ストリップラインと、
   前記第１のポートと第３のポートの間に接続された第２のマイクロ・ストリップラインと、
   前記第２のポートと前記第３のポートの間に接続された抵抗器と
   を備え、
   前記第２のポートは、前記第１の電気信号を受信するように接続され、
   前記第３のポートは、前記第２の電気信号を受信するように接続され、
   前記第１のポートは、前記第３の電気信号を出力するように接続される、請求項１に記載の光受信器。
9. 前記信号コンバイナは、デジタル形式で前記第１の電気信号と前記第２の電気信号を結合するように構成されたデジタル回路を備える、請求項１に記載の光受信器。
10. 光入力信号と光局部発振器信号を光学的に混合して、第１、第２、第３、および第４の混合された光信号を生成するステップと、
    差分検出用に接続された第１及び第２の光検出器のそれぞれでの前記第１及び第２の混合された光信号の受信に応じて第１の電気信号を生成するステップと、
    差分検出用に接続された第３及び第４の光検出器のそれぞれでの前記第３及び第４の混合された光信号に基づいて第２の電気信号を生成するステップと、
    前記第１の電気信号と前記第２の電気信号を結合して第３の電気信号を生成するステップであって、前記結合は、１つ又は複数のステージを有するウィルキンソン型電力コンバイナを使用して実行されるステップと
    を含む、信号処理方法。

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