WO2014196179A1 - 光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法 - Google Patents

光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法 Download PDF

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phase
optical
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phase compensation
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学 有川
タヤンディエ ドゥ ガボリ エマニュエル ル
俊治 伊東
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日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver, an optical transmission system, an optical reception method, and an optical transmission method, and more particularly to an optical receiver, an optical transmission system, an optical reception method, and an optical transmission method for coherent detection of a phase modulation signal.
  • One means for realizing a large capacity is a multiplexing technique using various physical degrees of freedom.
  • a large capacity has been realized so far by techniques such as time multiplexing, wavelength multiplexing, and polarization multiplexing.
  • a spatial multiplexing transmission technique for multiplexing signals using the degree of freedom of space has been studied.
  • transmission paths for spatial multiplexing transmission there is a multi-core fiber in which a plurality of cores are arranged in one clad. By performing spatial multiplexing using a multi-core fiber, the transmission capacity per optical fiber is increased.
  • Another means for realizing a large capacity is to increase the frequency utilization efficiency at the time of wavelength multiplex transmission by multi-level modulation.
  • a modulation scheme with high frequency use efficiency such as high-order QAM (Quadrature Amplitude Modulation)
  • the transmission capacity per core is increased.
  • the total transmission capacity is increased by the spatial multiplexing transmission using the multi-core fiber and the multi-level modulation technique for expanding the transmission capacity per core.
  • a multi-level modulation optical transmission system using a multi-core fiber is disclosed in Patent Document 1, for example.
  • the distance between signal points when compared with a constant average intensity is smaller than in low-order multilevel modulation schemes.
  • Resistance to degradation factors decreases.
  • the average intensity of the transmitted optical signal exceeds a certain level due to the effects of nonlinear degradation such as self-phase modulation (Self-Phase Modulation) in optical fiber and cross-phase modulation (Cross-Phase Modulation) between wavelength multiplexed signals.
  • Self-Phase Modulation self-phase modulation
  • Cross-phase modulation Cross-phase modulation
  • Non-Patent Document 1 describes an example of a phase-locked loop using provisional determination.
  • Non-Patent Document 2 describes a method of estimating a phase error by removing a component caused by transmission data by raising the received signal to the Mth power when receiving an M-phase PSK (phase shift keying) signal.
  • Patent Document 2 discloses a technique for estimating an average phase error for each temporally continuous block and compensating the phase for each block based on the estimated average phase error.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Phase Shift Keying
  • the uncertain phase offset can be eliminated by using a training pattern or the like shared in advance by the transmitting and receiving ends.
  • phase estimated by carrier phase estimation at the time of data reception may transition with uncertainty of an integer multiple of 90 degrees due to various noises, and the uncertain phase offset itself may fluctuate with time. This phenomenon is called cycle slip.
  • cycle slip When a cycle slip occurs, the bit data and phase mapping relationship shared between the transmission side and the reception side is lost, so that bit errors occur in bursts.
  • the phase difference between adjacent signals is small, so that the possibility of errors in carrier phase estimation increases, and the frequency of occurrence of cycle slips is considered to be greater.
  • Patent Document 3 proposes, as a technique for reducing the influence of cycle slip, that a known code is embedded in a predetermined position of a signal in advance and phase compensation is performed using this known code as a mark at the time of reception. . Furthermore, as another technique for reducing the influence of cycle slip, there is a technique for encoding a phase difference between two consecutive symbols using a differential code. In this case, even if a cycle slip occurs, only one symbol error occurs, and a bursty bit error can be prevented.
  • An object of the present invention is to provide an optical receiver, an optical transmission system, an optical reception method, and an optical transmission method that can reduce the influence of cycle slip.
  • an optical receiving apparatus receives a plurality of phase modulation signals generated by modulating a plurality of output lights output from a first light source with corresponding data, respectively.
  • Coherent detection means for coherent detection by local light output from the second light source and outputting as a plurality of detection signals, and compensating the phase of the carrier component of the plurality of detection signals based on the input phase compensation amount
  • Phase compensation means for outputting as a plurality of phase compensation signals, a phase for detecting a phase error of a plurality of phase compensation signals, and generating and outputting a phase compensation amount based on the detected plurality of phase errors and their median values
  • Control means and signal processing means for processing a plurality of phase compensation signals as received signals are provided.
  • an optical transmission system includes an optical transmitter that generates and outputs a plurality of phase modulation signals by modulating output light from a first light source with a plurality of data, respectively.
  • an optical receiving method receives a plurality of phase modulation signals generated by modulating output light output from a first light source with a plurality of data, respectively.
  • the coherent detection is performed by the local light output from each light source, and a plurality of detection signals are output, and the phases of the carrier components of the plurality of detection signals are compensated based on the input phase compensation amount to obtain a plurality of phase compensation signals.
  • Output detect phase errors of multiple phase compensation signals, generate and output phase compensation amount based on the detected multiple phase errors and their median values, and process multiple phase compensation signals as received signals To do.
  • an optical transmission method generates and outputs a plurality of phase modulation signals by modulating output light output from a first light source with a plurality of data, respectively.
  • a plurality of phase modulation signals are received and processed as reception signals by the optical reception method described above.
  • the output plurality of phase modulation signals are received through a plurality of transmission paths having substantially the same optical path length.
  • a simple process that does not require embedding of a known code can reduce the effect of cycle slip without increasing the symbol error rate. Can be reduced.
  • 1 is a system configuration diagram of an optical transmission system 10 according to a first embodiment. It is a block block diagram of the optical receiver 40 which concerns on 1st Embodiment. It is a system configuration figure of optical transmission system 100 concerning a 2nd embodiment. It is a block block diagram of the optical transmitter 200 which concerns on 2nd Embodiment. It is sectional drawing of the multi-core fiber which concerns on 2nd Embodiment. It is a block block diagram of the optical receiver 600 which concerns on 2nd Embodiment. It is a figure which shows the operation
  • FIG. 1A shows a system configuration diagram of an optical transmission system according to the present embodiment.
  • the optical transmission system 10 according to the present embodiment includes an optical transmission device 20, a transmission path 30, and an optical reception device 40.
  • the optical transmission device 20 divides the output light from the first light source 21 by n (n is an integer of 3 or more) and modulates the light with n data, thereby generating n phase modulation signals and transmitting lines 30. Output to.
  • the transmission path 30 transmits n phase modulation signals input from the optical transmitter 20 to the optical receiver 40.
  • the transmission line 30 is configured by a single multi-core fiber in which the same number or more of cores as the phase modulation signal are arranged in parallel in the cladding.
  • the transmission line 30 is not limited to a single multi-core fiber, and may be configured by a plurality of multi-core fibers, and may further include a plurality of single-mode fibers.
  • the optical receiver 40 receives and processes the n phase modulation signals output from the optical transmitter 20 propagated through the transmission path 30.
  • a block diagram of the optical receiver 40 is shown in FIG. 1B.
  • the optical receiver 40 according to the present embodiment includes a coherent detection unit 50, a phase compensation unit 60, a phase control unit 70, and a signal processing unit 80.
  • the coherent detection means 50 includes a second light source 51.
  • the coherent detection unit 50 uses the local light output from the second light source 51 to coherently detect the n phase modulation signals propagated from the transmission line 30 and outputs the n phase modulation signals to the phase compensation unit 60 as n detection signals. To do.
  • the phase compensation unit 60 compensates the phase of the carrier component of the n detection signal input from the coherent detection unit 50 based on the phase compensation amount input from the phase control unit 70, and performs phase control on the n phase compensation signal. It outputs to the means 70 and the signal processing means 80.
  • the phase control means 70 detects the phase error for each phase compensation signal from the n phase compensation signals input from the phase compensation means 60, and acquires the median value of the detected n phase errors. Then, the phase control unit 70 generates a phase compensation amount based on the detected n phase errors and the acquired median value, and outputs the generated n phase compensation amount to the phase compensation unit 60. In the present embodiment, the phase control means 70 calculates a difference from the acquired median value for each of the detected n phase errors, and if the calculated difference is smaller than a threshold value, the detected phase error is calculated as a phase compensation amount. When the calculated difference is larger than the threshold value, the median value is output as the phase compensation amount.
  • the phase error detected therefrom is greatly different from the phase error detected from other phase compensation signals.
  • the phase errors detected from other phase compensation signals are almost the same value. Therefore, when the phase error is greatly different from the median value, it is considered that a cycle slip has occurred.
  • the median value is output as the phase compensation amount instead of the detected phase error, so that the influence due to the occurrence of cycle slip can be reduced.
  • the signal processing means 80 processes the n phase compensation signals input from the phase compensation means 60 as received signals.
  • the optical receiver 40 detects the phase error from the received phase modulation signal, and compares the detected phase error with the median value of the cycle. Detects the occurrence of slip. When the occurrence of cycle slip is detected, the influence of the occurrence of cycle slip can be reduced by compensating the phase of the phase modulation signal using the median value instead of the detected phase error.
  • the optical transmission system 10 uses a multi-core fiber as the transmission path 30, so that a plurality of transmission paths having the same path length between two points on the transmission side and the reception side are used. Are designed so that the detected phase errors have almost the same value for a plurality of received signals. Then, by performing phase compensation with the detected median phase error as a reference, the effect of cycle slip caused by the action of phase noise in the transmission path is reduced without increasing the symbol error rate. In the optical transmission system 10 configured in this way, the allowable range of the influence of other noise on the bit error rate at the correction limit by the error correction code is increased, and transmission over a longer distance becomes possible.
  • the optical transmission system 10 and the optical receiver 40 according to this embodiment reduce the frequency of occurrence of cycle slips by a simple process without increasing the symbol error rate in a high-order multilevel modulation optical transmission system. it can.
  • the delay adjustment means for eliminating the difference in propagation time is arranged before the phase compensation means 60 of the optical receiver 40, the propagation time required for propagation in the transmission line 30 differs for each n phase modulation signal. Is also applicable.
  • the delay adjusting means is indicated by a dotted line.
  • the delay adjustment unit 90 is disposed in front of the coherent detection unit 50, but the delay adjustment unit 90 may be disposed between the coherent detection unit 50 and the phase compensation unit 60.
  • the optical transmission system according to the present embodiment uses a multi-core fiber in which at least two cores are arranged as a transmission path, and performs optical transmission of a high-order multilevel modulation scheme using these two cores. It is also possible to perform high-order multilevel modulation optical transmission using a multicore fiber in which more cores are arranged.
  • a similar system is constructed for each wavelength, the optical signals sent to the respective cores are wavelength-multiplexed and then coupled to each core, and the optical signals of each core after transmission are wavelength-separated and input to each optical receiver By doing so, wavelength multiplexing can also be performed.
  • FIG. 2 shows a system configuration diagram of the optical transmission system according to the present embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmission device 200, a fan-in 300, a multi-core fiber transmission line 400, a fan-out 500, and an optical reception device 600.
  • the optical transmission device 200 generates and outputs modulated light including various types of information.
  • the modulated light output from the optical transmitter 200 is input to the optical receiver 600 via the fan-in 300, the multi-core fiber transmission line 400, and the fan-out 500.
  • FIG. 3 shows a block configuration diagram of the optical transmission apparatus 200 according to the present embodiment.
  • the optical transmission device 200 includes a light source 210 and optical modulators 221 and 222.
  • the light source 210 generates and outputs a single light that is a source of modulated light.
  • the single light output from the light source 210 is branched into two and input to the optical modulators 221 and 222, respectively.
  • the light modulator 221 receives one single light from the light source 210 and a data signal representing various information from the outside.
  • the optical modulator 221 modulates one single light input from the light source 210 based on a data signal input from the outside, and outputs the modulated light to the core 420 via the fan-in 300.
  • the light modulator 222 receives the other single light from the light source 210 and a data signal representing various types of information from the outside.
  • the light modulator 222 modulates the other single light input from the light source 210 based on the data signal input from the outside, and outputs the modulated light to the core 430 via the fan-in 300.
  • the optical modulators 221 and 222 generate a polarization multiplexed QPSK signal as modulated light.
  • the fan-in 300 couples the modulated light input from the optical transmission device 200 to the core 420 and the core 430 of the multi-core fiber constituting the multi-core fiber transmission line 400, respectively.
  • the multi-core fiber transmission line 400 is configured by a multi-core fiber in which at least two cores 420 and 430 are disposed in the clad 410.
  • An example of a cross-sectional view of a multi-core fiber constituting the multi-core fiber transmission line 400 is shown in FIG.
  • the multi-core fiber of FIG. 4 has seven cores arranged in one clad 410. In the present embodiment, two of the seven cores 420 and 430 are used.
  • the multi-core fiber transmission line 400 propagates the modulated light coupled to the cores 420 and 430 by the fan-in 300 to the fan-out 500. Note that an optical amplifier or the like can be arranged in the multi-core fiber transmission line 400 in order to compensate for optical loss accompanying fiber propagation.
  • the fan-out 500 separates the modulated light propagated through the multi-core fiber transmission line 400 from the cores 420 and 430 and outputs the separated light to the optical receiver 600.
  • the optical receiving device 600 performs digital coherent processing on the modulated light input from the optical transmitting device 200 via the fan-in 300, the multi-core fiber transmission line 400, and the fan-out 500, and outputs the processing result as reception information.
  • FIG. 5 shows a block configuration diagram of the optical receiving device 600 according to the present embodiment.
  • an optical receiver 600 includes a light source 610, optical front ends 621 and 622, analog-digital converters (ADCs) 631 and 632, chromatic dispersion compensators 641 and 642, a polarization separator 651, 652, phase compensation units 661 and 662, carrier phase estimation units 671 and 672, a compensation amount adjustment unit 680, and symbol identification units 691 and 692.
  • ADCs analog-digital converters
  • the light source 610 generates and outputs local light.
  • the local light output from the light source 610 is branched into two and input to the optical front ends 621 and 622, respectively.
  • the modulated light generated in the optical modulators 221 and 222 of the optical transmission device 200 that has propagated through the cores 420 and 430 of the multi-core fiber transmission line 400 and the light source 610 Local light emission is input.
  • the optical front ends 621 and 622 coherently detect the input modulated light using local light and output the detected modulated light to the ADCs 631 and 632.
  • a polarization multiplexed QPSK signal is input to the optical front ends 621 and 622 as modulated light, and coherent detection is performed, whereby the in-phase component (I) and the quadrature component (Q ) Are output.
  • I in-phase component
  • Q quadrature component
  • the signal is represented in the form of a complex number with the in-phase component in the real part and the quadrature component in the imaginary part, and two outputs corresponding to the X and Y polarized waves are displayed.
  • the optical front ends 621 and 622 include a polarization multiplexed 90-degree optical hybrid, a balanced photodiode, a transimpedance amplifier, and the like.
  • the ADCs 631 and 632 quantize four electrical signals corresponding to the in-phase component (I) and quadrature component (Q) of the two polarized waves (X and Y) input from the optical front ends 621 and 622 to compensate for chromatic dispersion.
  • the data are output to the units 641 and 642, respectively.
  • the chromatic dispersion compensation units 641 and 642 and the polarization separation units 651 and 652 perform compensation of various waveform distortions and polarization separation by digital signal processing applied to the quantized signal at the time of general coherent reception.
  • Polarization demultiplexing sections 651 and 652 output electrical signals subjected to waveform distortion compensation and polarization separation (hereinafter referred to as “four signals after distortion compensation”) to phase compensation sections 661 and 662, respectively. .
  • the phase compensation units 661 and 662 phase compensate the four signals after distortion compensation input from the polarization separation units 651 and 652 based on the phase compensation amount input from the compensation amount adjustment unit 680, respectively.
  • the phase compensation units 661 and 662 output the phase compensated signals (hereinafter referred to as “four signals after distortion / phase compensation”) to the symbol identification units 691 and 692 and the carrier phase estimation units 671 and 672, respectively.
  • the phase compensation a method using feedback and a method using feedforward are known. In this embodiment, a method using feedback is applied.
  • phase compensation units 661 and 662 perform phase compensation, the influence of the phase variation of the single light output from the light source 210 on the transmission side and the local light output from the light source 610 on the reception side is removed from the modulation signal. . Details of phase compensation by feedback will be described later.
  • the carrier phase estimation units 671 and 672 each estimate the carrier phase from the four signals after distortion / phase compensation input from the phase compensation units 661 and 662, and describe the four estimated carrier phases (hereinafter referred to as estimated carrier phases). Is output to the compensation amount adjustment unit 680.
  • the carrier phase estimation units 671 and 672 according to the present embodiment perform provisional determination type carrier phase estimation.
  • the compensation amount adjustment unit 680 calculates the phase compensation amount using the four estimated carrier phases input from the carrier phase estimation units 671 and 672, and outputs the phase compensation amount to the phase compensation units 661 and 662.
  • Symbol identification units 691 and 692 perform symbol identification on the four signals after distortion / phase compensation input from phase compensation units 661 and 662, and output the identification results as reception information.
  • FIG. 6 shows only the procedure in which the carrier phase estimation unit 671 estimates the carrier phase of the X polarization component of the modulated light that has propagated through the core 420.
  • the carrier phase estimation unit 671 splits the X polarization component of the modulated light propagated through the core 420 into two, and performs symbol determination (S101) and complex conjugate (S102) for one of the modulated lights. Do. Thereafter, the carrier phase estimation unit 671 multiplies the X polarization component that has not been subjected to the other processing and the X polarization component that has undergone symbol determination and complex conjugation (S103). The carrier phase estimation unit 671 detects the phase of the multiplied signal (S104), removes the influence of noise by the loop filter (S105), and then outputs the detection result as an estimated carrier phase. In other words, the carrier phase estimation units 671 and 672 output four estimated carrier phases (X polarization and Y polarization of the cores 420 and 430, respectively).
  • a total of four estimated carrier phases of the X and Y polarization components of the core 420 and the X and Y polarization components of the core 430 are input to the compensation amount adjustment unit 680 from the carrier phase estimation units 671 and 672.
  • the compensation amount adjustment unit 680 acquires the median value from the four estimated carrier phases that have been input (S201).
  • the compensation amount adjustment unit 680 adjusts the four estimated carrier phases input from the carrier phase estimation units 671 and 672 using the acquired median value, and outputs the adjustment results to the phase compensation units 661 and 662 as phase compensation amounts. (S202).
  • the method for adjusting the estimated carrier phase will be further described with reference to FIG.
  • the compensation amount adjustment unit 680 calculates a difference between the estimated carrier phase for the X polarization component of the core 420 input from the carrier phase estimation unit 671 and the median value of the estimated carrier phase acquired in S201. Calculate (S301). The compensation amount adjustment unit 680 compares the calculated difference with a reference value held in advance (S302). If the difference is lower than the reference value (YES in S302), the input estimated carrier phase is directly used as a core. 420 is output as the phase compensation amount of the X polarization component 420 (S303).
  • the difference exceeds the reference value (NO in S302), it is considered that there is a high possibility that cycle slip has occurred, and instead of the input estimated carrier phase, the acquired median value is used as the X bias of the core 420.
  • the phase compensation amount of the wave component is output (S304). When the difference between the estimated carrier phase and the median value is large, the median value is output as the phase compensation amount, thereby suppressing the effects of the occurrence of cycle slip, resulting in improved bit error rate before error correction. Long distance transmission is possible.
  • the deviation from the median value of the estimated carrier phase when a cycle slip occurs reflects a phase uncertainty due to the rotational symmetry of the signal point arrangement, and in the case of a QPSK signal, a value close to 90 degrees. It is assumed that Therefore, it is desirable to set the reference value used in S302 to about 45 to 80 degrees, which is half of the reference value. In this embodiment, the reference value is set to 45 degrees.
  • the modulated light from the optical transmission device 200 comes through a transmission path having the same path length.
  • the output from the same light source 610 is branched and used as local light.
  • the influence of the phase variation of the output light from the light source 210 on the transmission side and the local light emission from the light source 610 appears equally in the four estimated carrier phases. That is, it is considered that the four estimated carrier phases input to the compensation amount adjustment unit 680 ideally have the same value.
  • the output of the carrier phase estimation corresponds to the phase uncertainty from the output of the carrier phase estimation of the other core and polarization. Cause a large shift.
  • the median value still outputs a probable value as the estimated carrier phase. Therefore, when a large deviation from the median value of each estimated carrier phase is detected, the median value is used instead of the estimated carrier phase, thereby reducing the influence caused by the occurrence of cycle slip.
  • the optical receiving device 600 is configured to estimate the total of four signals of the X and Y polarization components of the core 420 and the X and Y polarization components of the core 430.
  • the occurrence of cycle slip is detected by using the median obtained from the phase as a reference.
  • the effect of the occurrence of cycle slip is reduced by performing phase compensation using the median instead of the estimated carrier phase. Therefore, the optical transmission system 100 according to the present embodiment has a smaller bit error rate before error correction and can perform transmission over a longer distance.
  • the transmission path is multi-core fiber transmission.
  • the route 400 does not have to be, and may pass another route.
  • the delay adjustment of both signal lights is performed with the current technology, in order to manage the phase information of both the light source 210 on the transmission side and the light source 610 on the reception side, it is strictly like a multi-core fiber. It is desirable to apply a transmission path in which the distance between the transmitting and receiving ends is equal by sharing the space.
  • the delay adjustment is optically or electrically performed in advance. It is necessary to eliminate the time difference. For example, two equal data signals are transmitted from the optical transmission device 200 as known training patterns, and the output of the core 420 of the fan-out 500 and the optical front so that the time difference between the patterns detected by the optical reception device 600 is eliminated. A delay adjustment is provided between the ends 621.
  • the estimated carrier phases of a total of four signals that is, the X and Y polarization components of the core 420 and the X and Y polarization components of the core 430 are input to the compensation amount adjustment unit 680B.
  • the compensation amount adjustment unit 680B bifurcates each of the four input estimated carrier phases, and gives a delay of one symbol to one estimated carrier phase (S401). Then, the compensation amount adjustment unit 680B calculates a change from the previous symbol by subtracting the one given a delay of one symbol from the input estimated carrier phase (S402).
  • the compensation amount adjustment unit 680B obtains the median value of the change of each estimated carrier phase from the previous symbol (S403), and uses the obtained median value to adjust the estimated carrier phase as a phase compensation amount. (S404).
  • the compensation amount adjustment unit 680B calculates the difference between the change from the previous symbol calculated in S402 and the median value acquired in S403. Then, the compensation amount adjustment unit 680B considers that a cycle slip has occurred when the calculated difference exceeds a predetermined reference value, and estimates that the change from the previous symbol matches the acquired median value.
  • the carrier phase is calculated backward and the estimated carrier phase calculated backward is output as a phase compensation amount.
  • the phase to be compensated in the phase compensators 661 and 662 is a beat of local light from the light source 210 on the transmission side and the light source 610 on the reception side, and therefore at high speed according to the frequency difference for each symbol. Change. However, the change from the previous symbol corresponds to the frequency difference itself between the light source 210 on the transmission side and the light source 610 on the reception side, and the temporal change is gentle.
  • the present invention can be applied to all communication networks that transmit an optical signal by dividing it into a plurality of paths.
  • Optical transmission system 20 Optical transmitter 21 First light source 30 Transmission path 40 Optical receiver 50 Coherent detection means 51 Second light source 60 Phase compensation means 70 Phase control means 80 Signal processing means 100 Optical transmission system 200 Optical transmission apparatus 210 Light source 221, 222 Optical modulator 300 Fan-in 400 Multi-core fiber transmission line 500 Fan-out 600 Optical receiver 610 Light source 621, 622 Optical front end 631, 632 ADC 641, 642 Chromatic dispersion compensation unit 651, 652 Polarization separation unit 661, 662 Phase compensation unit 671, 672 Carrier phase estimation unit 680, 680B Compensation amount adjustment unit 691, 692 Symbol identification unit

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  • Signal Processing (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　本発明の光受信装置は、第１の光源から出力された複数の出力光が対応するデータを用いて変調された複数の位相変調信号を受信し、第２の光源から出力された局発光によりそれぞれコヒーレント検波して複数の検波信号を出力するコヒーレント検波手段、複数の検波信号のキャリア成分の位相を入力された位相補償量に基づいて補償し、複数の位相補償信号を出力する位相補償手段、複数の位相補償信号の位相誤差を検出し、検出した複数の位相誤差とそれらの中央値とに基づいて位相補償量を生成する位相制御手段、および、複数の位相補償信号を受信処理する信号処理手段を備える。

Description

光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法
　本発明は、光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法に関し、特に、位相変調信号をコヒーレント検波する光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法に関する。
　インターネット上を流れるデータトラフィックは近年、増加の一途を辿っている。これを収容すべく、光ファイバ伝送に対しても大容量化の強い要請がある。
　大容量化を実現するための一つの手段は、各種の物理的自由度を活用した多重化技術である。光伝送ではこれまでに、時間多重、波長多重、偏波多重といった技術によって大容量化が実現されてきた。ファイバ中の非線形効果等によって予期されているシングルモード光ファイバの容量限界を背景に、最近では、空間の自由度を利用して信号を多重化する空間多重伝送技術が検討されている。空間多重伝送するための伝送路の一つとして、１本のクラッド中に複数のコアが配置されたマルチコアファイバが挙げられている。マルチコアファイバを利用して空間多重を行うことにより、光ファイバ１本当たりの伝送容量が増大される。
　大容量化を実現するための他の手段は、多値変調による波長多重伝送時の周波数利用効率の増大である。高次のＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の周波数利用効率の高い変調方式を採用することにより、１つのコア当たりの伝送容量が増大される。
　このように、マルチコアファイバを用いることによる空間多重伝送と、コア当たりの伝送容量を拡大する多値変調技術と、により総伝送容量の増大化が図られている。マルチコアファイバを用いた多値変調方式の光伝送システムは、例えば、特許文献１に開示されている。
　ここで、周波数利用効率の高い高次の多値変調方式においては、平均強度を一定として比較した場合の信号点間の距離が低次の多値変調方式よりも小さいため、信号品質の各種の劣化要因に対する耐性は低下する。光ファイバ中での自己位相変調（Self-Phase Modulation）や波長多重した信号間の相互位相変調（Cross-Phase Modulation）を始めとした非線形劣化の影響により、伝送する光信号の平均強度をある程度以上に上げても、信号品質の改善効果が得られない。従って、高次の多値変調方式を採用する場合は特に、各種の劣化要因に対して信号品質の低下を防ぐ技術が重要である。
　高次の多値変調方式の光伝送システムにおいて、受信した位相変調信号を局発光と合波することによってコヒーレント検波する技術がある。この際、光信号のキャリア周波数と局発光の周波数との差や、それらの位相変動を補償するため、デジタル信号処理技術によるキャリア位相推定／補償が一般的に行われる。例えば、非特許文献１には、仮判定を用いた位相同期ループの例が記載されている。また、非特許文献２には、Ｍ相ＰＳＫ（phase shift keying）信号受信時に、受信信号をＭ乗することにより送信データに起因する成分を取り除いて位相誤差を推定する方法が記載されている。さらに、特許文献２には、時間的に連続するブロックごとに平均位相誤差を推定し、推定した平均位相誤差に基づいてブロックごとの位相を補償する技術が開示されている。
　ここで、高次の多値変調方式の光伝送システムにおいて一般的に用いられるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）およびＱＡＭ等は、４回対称な信号点配置を有する。すなわち、９０度の整数倍の位相回転を信号点配置に施しても元とちょうど重なってしまい、キャリア位相推定によって推定される位相は９０度の整数倍の不確定性を持つ。この不確定な位相オフセットが時間的に変動しない場合は、予め送受信端で共有したトレーニングパターン等を利用することによって不確定な位相オフセットを解消することができる。
　しかしながら、データ受信時においてキャリア位相推定によって推定される位相が各種の雑音により９０度の整数倍の不確定性を伴って遷移し、不確定な位相オフセット自体が時間的に変動する場合がある。この現象はサイクルスリップと呼ばれる。サイクルスリップが生じた場合、送信側と受信側で共有していたビットデータと位相のマッピングの関係が崩れるため、バースト的にビット誤りが生じる。高次の多値変調方式では隣接する信号間の位相差が小さいため、キャリア位相推定に誤りが生じる可能性が高まり、サイクルスリップの発生頻度はより大きくなると考えられる。
　特許文献３には、サイクルスリップによる影響を低減する技術として、予め信号の所定の位置に既知の符号を埋め込んでおき、受信時にこの既知符号を目印として位相の補償を行うことが提案されている。さらに、サイクルスリップによる影響を低減する別の技術として、差動符号を用いて２つの連続したシンボル間の位相差に符号化を行う技術がある。この場合、サイクルスリップが生じても１シンボルのみの誤りとなり、バースト的なビット誤りを防ぐことができる。
特開２０１３－５０６５号公報 特開２０１２－１７００６１号公報 特表２０１２－５１０７６２号公報
M. G. Taylor, "Phase Estimation Methods for Optical Coherent Detection Using Digital Signal Processing," J. of Lightwave Technology Vol. 27, No.7 ｐｐ. 901-914 (2009). A. J. Viterbi and A. M. Viterbi, "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission," IEEE Transaction on Information Theory Vol. IT-29, No.4, pp. 543-551 (1983).
　しかしながら、サイクルスリップによる影響を低減するために予め信号の所定の位置に既知の符号を埋め込む場合、受信装置および送信装置側の両方の処理が複雑になる。また、差動符号を用いる場合、１シンボルの誤りがその次のシンボルにも影響を及ぼすため、シンボル誤り率は差動符号化を行わない場合のおおよそ２倍となる。すなわち、バースト的なビット誤り率が低下する代わりにシンボル誤り率が上昇する。
　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、高次の多値変調方式の光伝送システムにおいて、既知の符号の埋め込みを必要としない単純な処理によって、シンボル誤り率が上昇することなくサイクルスリップによる影響を低減できる、光受信装置、光伝送システム、光受信方法および光伝送方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る光受信装置は、第１の光源から出力された複数の出力光を対応するデータによりそれぞれ変調することによって生成された複数の位相変調信号を受信し、第２の光源から出力された局発光によりそれぞれコヒーレント検波して複数の検波信号として出力するコヒーレント検波手段と、複数の検波信号のキャリア成分の位相を入力された位相補償量に基づいて補償し、複数の位相補償信号として出力する位相補償手段と、複数の位相補償信号の位相誤差を検出し、検出した複数の位相誤差とそれらの中央値とに基づいて位相補償量を生成して出力する位相制御手段と、複数の位相補償信号を受信信号として処理する信号処理手段と、を備える。
　上記目的を達成するために本発明に係る光伝送システムは、第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調することによって複数の位相変調信号を生成して出力する光送信装置、および、生成された複数の位相変調信号を受信し、受信信号として処理する上記の光受信装置を備え、光送信装置から出力された複数の位相変調信号は、略同一の光路長の複数の伝送路を介して光受信装置に伝送される。
　上記目的を達成するために本発明に係る光受信方法は、第１の光源から出力された出力光を複数のデータによりそれぞれ変調することによって生成された複数の位相変調信号を受信し、第２の光源から出力された局発光によりそれぞれコヒーレント検波して複数の検波信号として出力し、複数の検波信号のキャリア成分の位相を入力された位相補償量に基づいて補償して複数の位相補償信号として出力し、複数の位相補償信号の位相誤差を検出し、検出した複数の位相誤差とそれらの中央値とに基づいて位相補償量を生成して出力し、複数の位相補償信号を受信信号として処理する。
　上記目的を達成するために本発明に係る光伝送方法は、第１の光源から出力された出力光を複数のデータによりそれぞれ変調することによって複数の位相変調信号を生成して出力し、出力された複数の位相変調信号を受信し、上記の光受信方法によって受信信号として処理する光伝送方法である。ここで、出力された複数の位相変調信号は、略同一の光路長の複数の伝送路を伝送して受信される。
　上述した本発明の態様によれば、高次の多値変調方式の光伝送システムにおいて、既知の符号の埋め込みを必要としない単純な処理によって、シンボル誤り率が上昇することなくサイクルスリップによる影響を低減できる。
第１の実施形態に係る光伝送システム１０のシステム構成図である。 第１の実施形態に係る光受信装置４０のブロック構成図である。 第２の実施形態に係る光伝送システム１００のシステム構成図ある。 第２の実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るマルチコアファイバの断面図である。 第２の実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るキャリア位相推定部６７１の動作手順を示す図である。 第２の実施形態に係る補償量調整部６８０の動作手順を示す図である。 第２の実施形態に係る補償量調整部６８０の詳細動作手順を示す図である。 第２の実施形態の変形例に係る補償量調整部６８０Ｂの動作手順を示す図である。
　（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る光伝送システムのシステム構成図を図１Ａに示す。図１Ａに示すように、本実施形態に係る光伝送システム１０は、光送信装置２０、伝送路３０および光受信装置４０から成る。
　光送信装置２０は、第１の光源２１からの出力光をｎ（ｎは３以上の整数）分岐してｎのデータによりそれぞれ変調することにより、ｎの位相変調信号を生成して伝送路３０へ出力する。
　伝送路３０は、光送信装置２０から入力されたｎの位相変調信号を光受信装置４０まで伝送する。本実施形態において、伝送路３０は、位相変調信号と同数以上のコアがクラッド内に並列配置された１本のマルチコアファイバによって構成されている。なお、伝送路３０は１本のマルチコアファイバに限定されず、複数本のマルチコアファイバによって構成することもでき、さらに、複数本のシングルモードファイバを含んで構成することもできる。
　光受信装置４０は、伝送路３０によって伝播された光送信装置２０から出力されたｎの位相変調信号を受信して処理する。光受信装置４０のブロック構成図を図１Ｂに示す。図１Ｂに示すように、本実施形態に係る光受信装置４０は、コヒーレント検波手段５０、位相補償手段６０、位相制御手段７０および信号処理手段８０を備える。
　コヒーレント検波手段５０は、第２の光源５１を備える。コヒーレント検波手段５０は、第２の光源５１から出力された局発光を用いて、伝送路３０から伝播されたｎの位相変調信号をそれぞれコヒーレント検波し、ｎの検波信号として位相補償手段６０へ出力する。
　位相補償手段６０は、コヒーレント検波手段５０から入力されたｎの検波信号のキャリア成分の位相を、位相制御手段７０から入力された位相補償量に基づいて補償し、ｎの位相補償信号を位相制御手段７０および信号処理手段８０へ出力する。
　位相制御手段７０は、位相補償手段６０から入力されたｎの位相補償信号から、それぞれの位相補償信号に対する位相誤差を検出し、検出したｎの位相誤差の中央値を取得する。そして、位相制御手段７０は、検出したｎの位相誤差と取得した中央値とに基づいて位相補償量を生成し、生成したｎの位相補償量を位相補償手段６０へ出力する。本実施形態において、位相制御手段７０は、検出したｎの位相誤差それぞれに対し、取得した中央値との差分を演算し、演算した差分が閾値よりも小さい場合は検出した位相誤差を位相補償量として出力し、演算した差分が閾値よりも大きい場合は中央値を位相補償量として出力する。
　例えば、ｎのうちある位相補償信号においてのみサイクルスリップが発生している場合、それから検出される位相誤差は他の位相補償信号から検出される位相誤差と大きく異なる。一方、他の位相補償信号から検出される位相誤差はほぼ同じ値となる。従って、位相誤差がそれらの中央値から大きく異なっている場合はサイクルスリップが発生していると考えられる。その場合、検出した位相誤差の代わりに中央値を位相補償量として出力することにより、サイクルスリップの発生による影響を低減することができる。
　信号処理手段８０は、位相補償手段６０から入力されたｎの位相補償信号を受信信号として処理する。
　以上のように、本実施形態に係る光伝送システム１０において、光受信装置４０は、受信した位相変調信号から位相誤差を検出し、検出した位相誤差とそれらの中央値とを比較することによってサイクルスリップの発生を検出する。そして、サイクルスリップの発生を検出した場合は検出した位相誤差の代わりにそれらの中央値を用いて位相変調信号の位相を補償することにより、サイクルスリップの発生による影響を低減することができる。
　以上のように、本実施形態に係る光伝送システム１０は、伝送路３０としてマルチコアファイバを利用することにより、伝送路に送信側と受信側の２地点間で経路長に同一性を持った複数の経路を配置し、検出される位相誤差が複数の受信信号でほぼ同じ値になるように設計した。そして、検出される位相誤差の中央値を基準として位相補償することにより、シンボル誤り率が上昇することなく伝送路中の位相雑音の作用によって起こるサイクルスリップによる影響を低減した。このように構成された光伝送システム１０は、誤り訂正符号による訂正限界のビット誤り率に対するその他の雑音の影響の許容範囲が増大し、より長距離の伝送が可能となる。
　従って、本実施形態に係る光伝送システム１０および光受信装置４０は、高次の多値変調方式の光伝送システムにおいて、シンボル誤り率が上昇することなく単純な処理によってサイクルスリップの発生頻度を低減できる。
　なお、光受信装置４０の位相補償手段６０の前段に伝播時間の差を解消する遅延調整手段を配置することにより、伝送路３０の伝播に要する伝播時間がｎの位相変調信号ごとに異なる場合にも適用可能となる。図１Ｂに、遅延調整手段を点線で示した。図１Ｂにおいては、遅延調整手段９０をコヒーレント検波手段５０の前段に配置したが、遅延調整手段９０をコヒーレント検波手段５０と位相補償手段６０との間に配置することもできる。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る光伝送システムは、少なくとも２つのコアが配置されたマルチコアファイバを伝送路として用い、この２つのコアを使用して高次の多値変調方式の光伝送を行う。なお、より多くのコアが配置されたマルチコアファイバを使用して高次の多値変調方式の光伝送を行うこともできる。また、波長ごとに同様のシステムを構築し、それぞれのコアに送出する光信号を波長多重した後に各コアに結合し、伝送後の各コアの光信号を波長分離して各光受信装置に入力することによって波長多重を行うこともできる。
　本実施形態に係る光伝送システムのシステム構成図を図２に示す。図２において、光伝送システム１００は、光送信装置２００、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００、ファンアウト５００および光受信装置６００によって構成される。
　光送信装置２００は、各種情報を含む変調光を生成して出力する。光送信装置２００から出力された変調光は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光受信装置６００に入力される。本実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図を図３に示す。図３において、光送信装置２００は、光源２１０および光変調器２２１、２２２を備える。
　光源２１０は、変調光の元となる単一光を生成して出力する。光源２１０から出力された単一光は２分岐されて光変調器２２１、２２２へそれぞれ入力される。
　光変調器２２１には、光源２１０から一方の単一光が、外部から各種情報を表すデータ信号が、入力される。光変調器２２１は、光源２１０から入力された一方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介してコア４２０へ出力する。
　光変調器２２２には、光源２１０から他方の単一光が、外部から各種情報を表すデータ信号が、入力される。光変調器２２２は、光源２１０から入力された他方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介してコア４３０へ出力する。本実施形態においては、光変調器２２１、２２２は変調光として、偏波多重ＱＰＳＫ信号を生成する。
　ファンイン３００は、光送信装置２００から入力された変調光を、マルチコアファイバ伝送路４００を構成するマルチコアファイバのコア４２０およびコア４３０へそれぞれ結合させる。
　マルチコアファイバ伝送路４００は、クラッド４１０内に少なくとも２つのコア４２０、４３０が配置されたマルチコアファイバによって構成される。マルチコアファイバ伝送路４００を構成するマルチコアファイバの断面図の一例を図４に示す。図４のマルチコアファイバは１本のクラッド４１０内に７つのコアが配置されている。本実施形態においては、７つのコアのうちの２つのコア４２０、４３０を用いる。マルチコアファイバ伝送路４００は、ファンイン３００によってコア４２０、コア４３０に結合された変調光をファンアウト５００まで伝播する。なお、ファイバ伝播に伴う光学ロスを補償するために、マルチコアファイバ伝送路４００に光増幅器等を配置することもできる。
　ファンアウト５００は、マルチコアファイバ伝送路４００により伝播されてきた変調光をコア４２０、４３０から分離して光受信装置６００へ出力する。
　光受信装置６００は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光送信装置２００から入力された変調光をデジタルコヒーレント処理し、処理結果を受信情報として出力する。本実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図を図５に示す。図５において、光受信装置６００は、光源６１０、光フロントエンド６２１、６２２、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）６３１、６３２、波長分散補償部６４１、６４２、偏波分離部６５１、６５２、位相補償部６６１、６６２、キャリア位相推定部６７１、６７２、補償量調整部６８０およびシンボル識別部６９１、６９２を備える。
　光源６１０は、局発光を生成して出力する。光源６１０から出力された局発光は２分岐されて光フロントエンド６２１、６２２へそれぞれ入力される。
　光フロントエンド６２１、６２２には、マルチコアファイバ伝送路４００のコア４２０、４３０を伝播して来た光送信装置２００の光変調器２２１、２２２において生成された変調光と、光源６１０において生成された局発光と、がそれぞれ入力される。光フロントエンド６２１、６２２は、入力された変調光を局発光を用いてコヒーレント検波してＡＤＣ６３１、６３２へ出力する。本実施形態において、光フロントエンド６２１、６２２には変調光として偏波多重ＱＰＳＫ信号が入力し、コヒーレント検波することによって２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号が出力される。図５では、同相成分を実部に、直交成分を虚部にとった複素数の形で信号を表し、Ｘ、Ｙ偏波に相当する２つの出力を表示した。なお、光フロントエンド６２１、６２２は、偏波多重ＱＰＳＫ信号が入力する場合、偏波多重型９０度光ハイブリッド、バランス型フォトダイオード、トランスインピーダンスアンプ等を含む。
　ＡＤＣ６３１、６３２は、光フロントエンド６２１、６２２から入力された２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号を量子化して波長分散補償部６４１、６４２へそれぞれ出力する。
　波長分散補償部６４１、６４２および偏波分離部６５１、６５２は、量子化された信号について、一般的なコヒーレント受信時に適用される、デジタル信号処理による各種波形歪みの補償および偏波分離を行う。偏波分離部６５１、６５２は、波形歪み補償および偏波分離が施された電気信号（以下、「歪補償後の４つの信号」と記載する。）を位相補償部６６１、６６２へそれぞれ出力する。
　位相補償部６６１、６６２は、偏波分離部６５１、６５２から入力された歪補償後の４つの信号をそれぞれ、補償量調整部６８０から入力された位相補償量に基づいて位相補償する。位相補償部６６１、６６２は、位相補償した信号（以下、「歪・位相補償後の４つの信号」と記載する。）を、シンボル識別部６９１、６９２およびキャリア位相推定部６７１、６７２へそれぞれ出力する。位相補償は、フィードバックで行う方法とフィードフォーワードで行う方法が知られているが、本実施形態においてはフィードバックによる方法を適用する。位相補償部６６１、６６２が位相補償を行うことにより、送信側の光源２１０から出力された単一光および受信側の光源６１０から出力された局発光の位相変動の影響が、変調信号から取り除かれる。フィードバックによる位相補償の詳細は後述する。
　キャリア位相推定部６７１、６７２は、位相補償部６６１、６６２から入力された歪・位相補償後の４つの信号からそれぞれキャリア位相を推定し、推定した４つのキャリア位相（以下、推定キャリア位相と記載する。）を補償量調整部６８０へ出力する。本実施形態に係るキャリア位相推定部６７１、６７２は、仮判定型のキャリア位相推定を行う。
　補償量調整部６８０は、キャリア位相推定部６７１、６７２から入力された４つの推定キャリア位相を用いて位相補償量を演算し、位相補償部６６１、６６２へ出力する。
　シンボル識別部６９１、６９２は、位相補償部６６１、６６２から入力された歪・位相補償後の４つの信号についてシンボル識別を行い、識別結果を受信情報として出力する。
　次に、本実施形態に係る光受信装置６００において、歪・位相補償後の４つの信号をフィードバック形式で位相補償する手順について説明する。キャリア位相推定部６７１の動作手順を図６に、補償量調整部６８０の動作手順を図７および図８に示す。なお、図６には、キャリア位相推定部６７１が、コア４２０を伝播して来た変調光のＸ偏波成分のキャリア位相を推定する手順のみを示した。
　図６において、キャリア位相推定部６７１は、コア４２０を伝播して来た変調光のＸ偏波成分を２分岐し、一方の変調光に対してシンボル判定（Ｓ１０１）および複素共役（Ｓ１０２）を行う。その後、キャリア位相推定部６７１は、他方の処理を施していないＸ偏波成分と、シンボル判定および複素共役を行ったＸ偏波成分とを掛け合わせる（Ｓ１０３）。キャリア位相推定部６７１は、掛け合わせた信号の位相を検出し（Ｓ１０４）、ループフィルタによって雑音の影響を除去した後（Ｓ１０５）、検出結果を推定キャリア位相として出力する。すわなち、キャリア位相推定部６７１、６７２からは、４つの推定キャリア位相（コア４２０、４３０それぞれのＸ偏波およびＹ偏波）がそれぞれ出力される。
　図７において、補償量調整部６８０には、キャリア位相推定部６７１、６７２からコア４２０のＸ、Ｙ偏波成分およびコア４３０のＸ、Ｙ偏波成分の、計４つの推定キャリア位相が入力される。補償量調整部６８０は、入力された４つの推定キャリア位相から、それらの中央値を取得する（Ｓ２０１）。補償量調整部６８０は、取得した中央値を用いてキャリア位相推定部６７１、６７２から入力された４つの推定キャリア位相をそれぞれ調整し、調整結果を位相補償量として位相補償部６６１、６６２へ出力する（Ｓ２０２）。推定キャリア位相の調整方法について、図８を用いてさらに説明する。
　図８において、補償量調整部６８０は例えば、キャリア位相推定部６７１から入力されたコア４２０のＸ偏波成分についての推定キャリア位相と、Ｓ２０１において取得した推定キャリア位相の中央値と、の差分を算出する（Ｓ３０１）。補償量調整部６８０は、算出した差分と予め保持している基準値とを比較し（Ｓ３０２）、差分が基準値を下回っている場合（Ｓ３０２のＹＥＳ）、入力された推定キャリア位相をそのままコア４２０のＸ偏波成分の位相補償量として出力する（Ｓ３０３）。一方、差分が基準値を上回っている場合（Ｓ３０２のＮＯ）、サイクルスリップが生じている可能性が高いと考え、入力された推定キャリア位相の代わりに、取得した中央値をコア４２０のＸ偏波成分の位相補償量として出力する（Ｓ３０４）。推定キャリア位相と中央値との差分が大きい場合に中央値を位相補償量として出力することにより、サイクルスリップの発生による影響が抑制され、その結果、誤り訂正前のビット誤り率が改善されてより長距離の伝送が可能となる。
　ここで、サイクルスリップが生じた場合の推定キャリア位相の中央値からのずれは、信号点配置の回転対称性に起因する位相の不確定を反映して、ＱＰＳＫ信号の場合、９０度に近い値となることが想定される。従って、Ｓ３０２で用いる基準値としては、例えば、その半分の４５度～８０度程度に設定することが望ましい。本実施形態では、基準値を４５度に設定した。
　推定キャリア位相と中央値との差分が大きい場合に中央値を位相補償量として出力することにより、サイクルスリップの発生の影響が抑制される理由について説明する。本実施形態に係る光伝送システム１００において、光送信装置２００からの変調光は同じ経路長の伝送路を経由して来る。また、光フロントエンド６２１、６２２でのコヒーレント検波では、局発光として、同じ光源６１０からの出力を分岐して用いる。これにより、送信側の光源２１０からの出力光および光源６１０からの局発光の位相変動の影響は、４つの推定キャリア位相に等しく表れると考えられる。すなわち、補償量調整部６８０に入力される４つの推定キャリア位相は理想的には等しい値をとると考えられる。
　しかし、実際には、マルチコアファイバ伝送路４００を伝送している途中で各コア、偏波について無相関のＡＳＥ （Amplified Spontaneous Emission）による雑音等が加わるため、図６のＳ１０５において、キャリア位相推定部６７１、６７２がループフィルタで除去し切れない分だけ雑音の影響が生じる。これにより、４つの推定キャリア位相は最も確からしい値の近くに分布する。
　もし、無相関な雑音により、あるコア、偏波でサイクルスリップが生じたとすると、そのキャリア位相推定の出力は、他のコア、偏波のキャリア位相推定の出力から、位相の不確定性に相当するような大きなずれを生じる。一方で、コア、偏波により少なくとも３つの推定キャリア位相が入力され、サイクルスリップの頻度が高くない場合には、中央値は依然として推定キャリア位相として確からしい値を出力する。従って、それぞれの推定キャリア位相の中央値からの大きなずれを検出した場合に推定キャリア位相の代わりにそれらの中央値を用いることにより、サイクルスリップの発生による影響を低減することができる。
　以上のように、本実施形態に係る光伝送システム１００においては、光受信装置６００は、コア４２０のＸ、Ｙ偏波成分とコア４３０のＸ、Ｙ偏波成分の計４つの信号の推定キャリア位相から取得した中央値を基準とすることによって、サイクルスリップの発生を検出する。そして、サイクルスリップの発生が検出された場合は推定キャリア位相の代わりに中央値を用いて位相補償することによって、サイクルスリップの発生による影響を低減する。従って、本実施形態に係る光伝送システム１００は、誤り訂正前のビット誤り率が小さくなり、より長距離の伝送ができる。
　本実施形態に係る光伝送システム１００においては、同一の光送信装置２００、光受信装置６００において処理され、且つ、同じ信号光波長を使用していれば、原理的に、伝送路がマルチコアファイバ伝送路４００である必要は無く、また、別の経路を通過して来るのでも良い。しかし、現状の技術で両信号光の遅延調整を行うことを前提とすると、送信側の光源２１０および受信側の光源６１０の両方の位相情報を管理するためには、マルチコアファイバのように厳密に空間を共有することによって送受信端距離が等長となる伝送路が適用されることが望ましい。
　なお、マルチコアファイバ伝送路４００において、光源２１０後の分岐から位相補償部６６１、６６２への入力までの伝播時間がコア４２０とコア４３０とで異なる場合、予め光学的にまたは電気的に遅延調整を行い、時間差を解消しておく必要がある。例えば、２つの等しいデータ信号を既知のトレーニングパターンとして光送信装置２００から送信し、光受信装置６００で検出されたそれぞれのパターンの時間差がなくなるように、ファンアウト５００のコア４２０の出力と光フロントエンド６２１の間に遅延調整を設ける。
　（第２の実施形態の変形例）
　第２の実施形態の変形例について説明する。本実施形態では、第２の実施形態に係る光伝送システム１００の光受信装置６００において、図５の補償量調整部６８０の代わりに補償量調整部６８０Ｂを配置する。本実施形態に係る補償量調整部６８０Ｂの動作手順を、図９を用いて説明する。
　図９において、補償量調整部６８０Ｂには、コア４２０のＸ、Ｙ偏波成分およびコア４３０のＸ、Ｙ偏波成分の計４つの信号の推定キャリア位相が入力される。補償量調整部６８０Ｂは、入力された４つの推定キャリア位相をそれぞれ２分岐し、一方の推定キャリア位相に１シンボル分の遅延を与える（Ｓ４０１）。そして、補償量調整部６８０Ｂは、入力された推定キャリア位相から１シンボル分の遅延を与えたものを減算することによって、前のシンボルからの変化分を演算する（Ｓ４０２）。
　補償量調整部６８０Ｂは、それぞれの推定キャリア位相の前シンボルからの変化分について、それの中央値を取得し（Ｓ４０３）、取得した中央値を用いて推定キャリア位相を調整した結果を位相補償量として出力する（Ｓ４０４）。
　すなわち、Ｓ４０４において、補償量調整部６８０Ｂは、Ｓ４０２において演算した前のシンボルからの変化分と、Ｓ４０３において取得したそれらの中央値と、の差分を演算する。そして、補償量調整部６８０Ｂは、演算した差分が所定の基準値を上回っている場合はサイクルスリップが発生したと考えて、前のシンボルからの変化分が取得した中央値と一致するような推定キャリア位相を逆算し、逆算した推定キャリア位相を位相補償量として出力する。
　これは、各コア、偏波について無相関な雑音により、あるコア、偏波で不確定な推定キャリア位相の遷移が生じた場合、その推定キャリア位相の変化分は、他のコア、偏波の推定キャリア位相の変化分から大きなずれを生じるからである。従って、推定キャリア位相の変化分の中央値からのずれが基準値以上となった場合に推定キャリア位相の変化分がそれらの中央値に一致する推定キャリア位相を逆算して置き換えることにより、サイクルスリップの発生による影響を低減することができる。
　一般的に、位相補償部６６１、６６２において補償されるべき位相は、送信側の光源２１０と受信側の光源６１０からの局発光のビートとなるため、シンボルごとにその周波数差に応じて高速で変化する。しかしながら、その前シンボルからの変化分は、送信側の光源２１０と受信側の光源６１０の周波数差そのものに相当し、時間的な変化は穏やかとなる。
　従って、本実施形態では、第２の実施形態のように光源２１０の分岐点から位相補償部６６１、６６２の入力までのコア４２０、コア４３０間の伝播時間の差の調整を行わなくても、もしくは、調整の精度を大幅に落として簡易化しても、サイクルスリップの発生による影響を十分抑制することができる。すなわち、誤り訂正前のビット誤り率が低下し、より長距離の伝送が可能となる。
　本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。また、本願発明は、２０１３年６月３日に出願された日本出願特願２０１３－１１６９５３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本願発明は、複数の経路に分割して光信号を伝送させる通信ネットワーク全てにおいて適用することができる。
　１０　　光伝送システム
　２０　　光送信装置
　２１　　第１の光源
　３０　　伝送路
　４０　　光受信装置
　５０　　コヒーレント検波手段
　５１　　第２の光源
　６０　　位相補償手段
　７０　　位相制御手段
　８０　　信号処理手段
　１００　　光伝送システム
　２００　　光送信装置
　２１０　　光源
　２２１、２２２　　光変調器
　３００　　ファンイン
　４００　　マルチコアファイバ伝送路
　５００　　ファンアウト
　６００　　光受信装置
　６１０　　光源
　６２１、６２２　　光フロントエンド
　６３１、６３２　　ＡＤＣ
　６４１、６４２　　波長分散補償部
　６５１、６５２　　偏波分離部
　６６１、６６２　　位相補償部
　６７１、６７２　　キャリア位相推定部
　６８０、６８０Ｂ　　補償量調整部
　６９１、６９２　　シンボル識別部

Claims (9)

  1. 第１の光源から出力された複数の出力光を対応するデータによりそれぞれ変調することによって生成された複数の位相変調信号を受信し、第２の光源から出力された局発光によりそれぞれコヒーレント検波して複数の検波信号として出力するコヒーレント検波手段と、
    前記複数の検波信号のキャリア成分の位相を入力された位相補償量に基づいて補償し、複数の位相補償信号として出力する位相補償手段と、
    前記複数の位相補償信号の位相誤差を検出し、検出した複数の位相誤差とそれらの中央値とに基づいて前記位相補償量を生成して出力する位相制御手段と、
    前記複数の位相補償信号を受信信号として処理する信号処理手段と、
    を備える光受信装置。
  2. 前記位相補償手段の前段に配置され、前記受信した複数の位相変調信号の伝播時間の差分を演算し、該演算した差分を解消する遅延調整手段をさらに備える、請求項１記載の光受信装置。
  3. 前記位相制御手段は、前記検出した複数の位相誤差とそれらの中央値との差分をそれぞれ演算し、前記差分が閾値よりも小さい場合は前記検出した位相誤差を位相補償量として出力し、前記差分が閾値よりも大きい場合は前記中央値を位相補償量として出力する、請求項１または２記載の光受信装置。
  4. 前記位相制御手段は、前記検出した複数の位相誤差の変化量を取得し、前記取得した変化量とそれらの中央値との差分をそれぞれ演算し、前記差分が閾値よりも小さい場合は前記検出した位相誤差を位相補償量として出力し、前記差分が閾値よりも大きい場合は前記差分が中央値と一致するように前記検出した位相誤差を補正して位相補償量として出力する、請求項１または２記載の光受信装置。
  5. 第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調することによって複数の位相変調信号を生成して出力する光送信装置、および、前記生成された複数の位相変調信号を受信し、受信信号として処理する請求項１乃至４のいずれか１項記載の光受信装置を備え、
    前記光送信装置から出力された複数の位相変調信号は、略同一の光路長の複数の伝送路を介して前記光受信装置に伝送される光伝送システム。
  6. 前記複数の伝送路は単一のマルチコアファイバ伝送路に含まれる、請求項５記載の光伝送システム。
  7. 前記複数の伝送路と前記光受信装置との間に配置され、前記複数の伝送路において生じる前記複数の位相変調信号間の伝播時間の差分を解消する遅延調整回路をさらに備える請求項５記載の光伝送システム。
  8. 第１の光源から出力された複数の出力光を対応する複数のデータによりそれぞれ変調することによって生成された複数の位相変調信号を受信し、
    第２の光源から出力された局発光によりそれぞれコヒーレント検波して複数の検波信号として出力し、
    前記複数の検波信号のキャリア成分の位相を入力された位相補償量に基づいて補償して複数の位相補償信号として出力し、
    前記複数の位相補償信号の位相誤差を検出し、検出した複数の位相誤差とそれらの中央値とに基づいて前記位相補償量を生成して出力し、
    前記複数の位相補償信号を受信信号として処理する、
    光受信方法。
  9. 第１の光源から出力された出力光を複数のデータによりそれぞれ変調することによって複数の位相変調信号を生成して出力し、
    前記出力された複数の位相変調信号を受信し、請求項８記載の光受信方法によって受信信号として処理する光伝送方法であって、
    前記出力された複数の位相変調信号は、略同一の光路長の複数の伝送路を伝送して受信される光伝送システム。
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