JP4911038B2 - 復調装置、方法及びプログラム - Google Patents
復調装置、方法及びプログラム Download PDFInfo
- Publication number
- JP4911038B2 JP4911038B2 JP2007557848A JP2007557848A JP4911038B2 JP 4911038 B2 JP4911038 B2 JP 4911038B2 JP 2007557848 A JP2007557848 A JP 2007557848A JP 2007557848 A JP2007557848 A JP 2007557848A JP 4911038 B2 JP4911038 B2 JP 4911038B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- complex
- signal
- complex multiplication
- interference wave
- multiplication
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 47
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 49
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 25
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 17
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 21
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
- H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
- H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
本発明は、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調装置及び方法に関し、詳しくは、アナログＴＶ放送による妨害波を除去する復調装置、方法、及びこの復調処理をコンピュータに実行させるプログラムに関する。
本出願は、日本国において２００６年２月６日に出願された日本特許出願番号２００６−０２８６９９を基礎として優先権を主張するものであり、この出願を参照することにより、本出願に援用される。
本出願は、日本国において２００６年２月６日に出願された日本特許出願番号２００６−０２８６９９を基礎として優先権を主張するものであり、この出願を参照することにより、本出願に援用される。
受信信号の中に妨害波が存在する場合、妨害波をキャンセルするフィルタを動作させることにより、当該妨害波を除去し、受信性能を向上させることができる。一方、受信信号の中に妨害波が存在しない場合に、当該フィルタが動作した場合、受信性能を逆に劣化させてしまう。したがって、当該フィルタの動作／不動作を制御するために、受信信号中に妨害波が含まれているかどうかを正確に検出することは、受信機の性能を決める上で大切な要素である。
ここで、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信する受信機において、従来から採用されている妨害波検出方法の一例を次に示す。
図１は、送信装置１００と、受信装置２００とを示した図である。
送信装置１００は、送信すべきビットデータ列をＯＦＤＭ方式により変調して送信するものである。送信装置１００は、データ生成部１０１と、ＩＦＦＴ処理部１０２と、並直列変換処理部１０３と、ＲＦ処理部１０４と、アンテナ１０５とを備える。
データ生成部１０１は、送信すべきビットデータ列を生成する。
ＩＦＦＴ処理部１０２は、データ生成部１０１により生成されたビットデータ列に対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を施す。
並直列変換処理部１０３は、ＩＦＦＴ処理部１０２によりＩＦＦＴ処理が施されたビットデータ列を、シンボル単位で直列なシンボルデータ列に変換する。
ＲＦ処理部１０４は、並直列変換処理部１０３により変換されたシンボルデータ列に対して搬送波を掛け合わせたＯＦＤＭ信号に変換する。
アンテナ１０５は、ＲＦ処理部１０４から出力されるＯＦＤＭ信号を伝送路を介して受信装置２００へ送信する。
一方、受信装置２００は、送信装置１００によって送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した信号をＯＦＤＭ方式に従って復調するものである。受信装置２００は、アンテナ２０１と、周波数変換部２０２と、妨害波除去フィルタ２０３と、直並列変換処理部２０４と、ＦＦＴ処理部２０５と、誤り訂正処理部２０６と、妨害波検出部２０７とを備える。
アンテナ２０１は、伝送路からＯＦＤＭ信号を受信する。
周波数変換部２０２は、アンテナ２０１により受信されるＯＦＤＭ信号を、その搬送波の中間周波数のＩＦ信号に変換する。
妨害波除去フィルタ２０３は、周波数変換部２０２により変換されるＩＦ信号から妨害波が含まれている周波数成分を低減させる。
直並列変換処理部２０４は、妨害波除去フィルタ２０３により妨害波成分が除去されたＩＦ信号のシンボルデータ列に対して直並列変換処理を施してビットデータ列に変換する。
ＦＦＴ処理部２０５は、直並列変換処理部２０４により変換されたビットデータ列に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施す。
誤り訂正処理部２０６は、ＦＦＴ処理部２０５によりＦＦＴ処理が施されたビットデータ列に対して所定の誤り訂正処理を施す。
妨害波検出部２０７は、ＦＦＴ処理部２０５によりＦＦＴ処理が施されたビットデータ列から妨害波成分が含まれているかを検出する。
このような受信装置２００では、受信信号に対してＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ処理部２０５の後段部に妨害波を検出する妨害波検出部２０７を設け、当該妨害波検出部２０７による検出結果に応じて、ＦＦＴ部の前段部に設けられている妨害波除去フィルタ２０３の動作をＯＮにする。
ここで、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信する受信機において、従来から採用されている妨害波検出方法の一例を次に示す。
図１は、送信装置１００と、受信装置２００とを示した図である。
送信装置１００は、送信すべきビットデータ列をＯＦＤＭ方式により変調して送信するものである。送信装置１００は、データ生成部１０１と、ＩＦＦＴ処理部１０２と、並直列変換処理部１０３と、ＲＦ処理部１０４と、アンテナ１０５とを備える。
データ生成部１０１は、送信すべきビットデータ列を生成する。
ＩＦＦＴ処理部１０２は、データ生成部１０１により生成されたビットデータ列に対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を施す。
並直列変換処理部１０３は、ＩＦＦＴ処理部１０２によりＩＦＦＴ処理が施されたビットデータ列を、シンボル単位で直列なシンボルデータ列に変換する。
ＲＦ処理部１０４は、並直列変換処理部１０３により変換されたシンボルデータ列に対して搬送波を掛け合わせたＯＦＤＭ信号に変換する。
アンテナ１０５は、ＲＦ処理部１０４から出力されるＯＦＤＭ信号を伝送路を介して受信装置２００へ送信する。
一方、受信装置２００は、送信装置１００によって送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した信号をＯＦＤＭ方式に従って復調するものである。受信装置２００は、アンテナ２０１と、周波数変換部２０２と、妨害波除去フィルタ２０３と、直並列変換処理部２０４と、ＦＦＴ処理部２０５と、誤り訂正処理部２０６と、妨害波検出部２０７とを備える。
アンテナ２０１は、伝送路からＯＦＤＭ信号を受信する。
周波数変換部２０２は、アンテナ２０１により受信されるＯＦＤＭ信号を、その搬送波の中間周波数のＩＦ信号に変換する。
妨害波除去フィルタ２０３は、周波数変換部２０２により変換されるＩＦ信号から妨害波が含まれている周波数成分を低減させる。
直並列変換処理部２０４は、妨害波除去フィルタ２０３により妨害波成分が除去されたＩＦ信号のシンボルデータ列に対して直並列変換処理を施してビットデータ列に変換する。
ＦＦＴ処理部２０５は、直並列変換処理部２０４により変換されたビットデータ列に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施す。
誤り訂正処理部２０６は、ＦＦＴ処理部２０５によりＦＦＴ処理が施されたビットデータ列に対して所定の誤り訂正処理を施す。
妨害波検出部２０７は、ＦＦＴ処理部２０５によりＦＦＴ処理が施されたビットデータ列から妨害波成分が含まれているかを検出する。
このような受信装置２００では、受信信号に対してＦＦＴ処理を実行するＦＦＴ処理部２０５の後段部に妨害波を検出する妨害波検出部２０７を設け、当該妨害波検出部２０７による検出結果に応じて、ＦＦＴ部の前段部に設けられている妨害波除去フィルタ２０３の動作をＯＮにする。
しかしながら、上述した図１に示すような構成だと、実装が比較的容易な反面、一度妨害波を検出し、妨害波除去フィルタ２０３を動作状態（ＯＮ）にすると、以降、妨害波の有無を正確に検出することができなってしまう。
そこで、本発明では、上述の問題点に鑑み、ＦＦＴ処理部の前段部において受信信号に含まれている妨害波を確実に検出し、ＦＦＴ処理部の前段部において当該妨害波を除去する復調装置、方法、及びこの復調処理をコンピュータに実行させるプログラムを提供する。
本発明に係る復調装置は、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調するものであり、上記変調信号を直交復調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調手段と、上記直交変調手段により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段と、上記複素共役信号生成手段により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延手段と、上記直交復調手段により生成された複素信号と、上記遅延手段により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算手段と、上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断手段と、上記判断手段による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去手段とを備え、上記遅延手段は、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とする。
また、本発明に係る復調方法は、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する方法であり、上記変調信号を直交変調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする。
また、本発明に係るプログラムは、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調処理をコンピュータに実行させるものであり、上記変調信号を直交変調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする復調処理をコンピュータに実行させる。
本発明の更に他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下に説明される実施の形態の説明から一層明らかにされる。
そこで、本発明では、上述の問題点に鑑み、ＦＦＴ処理部の前段部において受信信号に含まれている妨害波を確実に検出し、ＦＦＴ処理部の前段部において当該妨害波を除去する復調装置、方法、及びこの復調処理をコンピュータに実行させるプログラムを提供する。
本発明に係る復調装置は、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調するものであり、上記変調信号を直交復調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調手段と、上記直交変調手段により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段と、上記複素共役信号生成手段により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延手段と、上記直交復調手段により生成された複素信号と、上記遅延手段により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算手段と、上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断手段と、上記判断手段による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去手段とを備え、上記遅延手段は、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とする。
また、本発明に係る復調方法は、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する方法であり、上記変調信号を直交変調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする。
また、本発明に係るプログラムは、上述の課題を解決するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調処理をコンピュータに実行させるものであり、上記変調信号を直交変調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする復調処理をコンピュータに実行させる。
本発明の更に他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下に説明される実施の形態の説明から一層明らかにされる。
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
例えば、日本国内での地上波デジタルテレビジョン放送は、２０１１年７月まで、現在のアナログテレビジョン放送（例えば、ＮＴＳＣ（National Television System Committee）方式による放送。）と並行的に運用される。このような環境では、隣接チャンネルによる妨害や、同一チャンネルによる妨害等が、アナログテレビジョン放送とデジタルテレビジョン放送との両方に発生することが予測される。したがって、デジタルテレビジョン放送と、アナログテレビジョン放送とがほぼ同一の周波数帯域の放送波を使用して平行して運用される状況では、デジタルテレビジョン放送の受信装置において、受信した信号に、ＮＴＳＣの信号が含まれている場合がある。本発明に係る受信装置では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路の前段において、相関の強さからＮＴＳＣの信号を検出し、除去するものである。
また、本発明に係る受信装置は、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）規格を採用し、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する。
ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
また、ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。なお、図２は、現在処理対象のＯＦＤＭシンボルをＳ（０）とし、このＯＦＤＭシンボルＳ（０）の１つ前及び後のものを、それぞれＯＦＤＭシンボルＳ（−１）、ＯＦＤＭシンボルＳ（１）として表している。以下では、ＯＦＤＭシンボルＳ（０）に注目して、ＯＦＤＭシンボルの構成について説明する。
このＯＦＤＭシンボルＳ（０）は、送信時にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算が行われる信号期間である有効シンボルＡ（Ｓ（０））と、この有効シンボルＡ（Ｓ（０））の後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルＧＩ（Ｓ（０））とから構成されている。このガードインターバルＧＩ（Ｓ（０））は、ＯＦＤＭシンボルＳ（０）の前半部分に設けられており、例えば、有効シンボルＡ（Ｓ（０））の１／４や１／８の時間長の信号とされている。
このようなＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路によりＦＦＴ演算が行われることによって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われる。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を検出する。そして、ＯＦＤＭ受信装置は、検出したシンボル境界位置から有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部分のデータをＯＦＤＭシンボルから特定してＦＦＴ演算を行う。
受信装置１は、図３に示すように、アンテナ１１と、周波数変換回路１２と、局部発振器１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、直交復調回路１５と、搬送波同期回路１６と、局部発振器１７と、妨害波キャンセルフィルタ１８と、妨害波検出部１９と、ＦＦＴ演算回路２０と、等化回路２１と、誤り訂正回路２２とを備えている。
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１１により受信され、キャリア周波数ｆｃのＲＦ信号として周波数変換回路１２に供給される。
アンテナ１１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１３で発振されたキャリア周波数ｆｃ＋ｆＩＦのキャリア信号と周波数変換回路１２において乗算されることにより中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化され、直交復調回路１５に供給される。
直交復調回路１５は、搬送波同期回路１６により制御された局部発振器１７で発振された中間周波数ｆＩＦのキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。この直交復調回路１５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算が行われる前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、直交復調後でＦＦＴ演算が行われる前のベースバンド信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ばれる。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。直交復調回路１５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、搬送波同期回路１６、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９に供給される。
妨害波キャンセルフィルタ１８は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を除去するフィルタである。
妨害波検出部１９は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を検出し、検出結果に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を制御する。
ＦＦＴ演算回路２０は、妨害波がキャンセルされたＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路２０から出力される信号は、ＦＦＴ演算が行われた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、ＦＦＴ演算が行われた後の信号は、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ばれる。
ＦＦＴ演算回路２０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
等化回路２１は、ＦＦＴ演算回路２０から供給されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、伝送路で生じた歪みを補正し、補正後のＯＦＤＭ周波数領域信号を誤り訂正回路２２へ出力する。具体的には、ＦＦＴ演算回路２０は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に予め含まれているパイロット信号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号の振幅及び位相に対して歪み補正を行う。
誤り訂正回路２２では、等化回路８により歪みの補正されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対してデインターリーブ処理を行う。さらに、誤り訂正回路２２は、デインターリーブ処理後の信号に対してビタビ復号処理、リードソロモン復号処理などを行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号を情報データに復調する。
このように、ＦＦＴ演算回路２０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。
ここで、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９の動作について詳述する。なお、以下では、所望信号をＯＦＤＭ時間領域信号とし、妨害波をアナログテレビ信号（ＮＴＳＣ映像信号）として説明を行う。
ＮＴＳＣ映像信号は、送信する絵を絵素と呼ばれる点に分けられ、それらの絵素を画面の左上から右下に向かって走査線上に順に呼び出される信号である（図４Ａ）。また、ＮＴＳＣ映像信号は、輝度信号と色信号に分けられ、各絵素の位置を示す各種の同期信号が付加されたものを残留測波帯（VSB、vestigial side band）変調され送信される信号である。ここで、図４Ｂは、水平同期信号ＨＳを付加した後のＮＴＳＣ映像信号（ベースバンド信号）の時間波形を示した図である。なお、図４（ｂ）には、カラーバースト信号の信号波形も示されている。
ところで、カラーバーが表示されている画面は、縦方向に同じ絵の繰り返しになっている。したがって、ベースバンド信号は、６３．５５６μｓｅｃ（以下、この期間を１Ｈ（水平同期期間）と呼ぶ。）毎に１ラインの繰り返しのパターンになっている。また、１ライン毎に挿入されている同期信号区間を水平ブランキング（blanking）区間と呼び、そのうち後半にある色副搬送波の同期信号をカラーバースト信号Ａ、Ｂと呼ぶ。このカラーバースト信号Ａ、Ｂがカラー信号の基準信号になる。この基準信号の周波数は、３．５８ＭＨｚであり、ＮＴＳＣでは、水平同期周波数の４４５／２倍に設定されている。そのため、カラー信号は、１ライン毎に位相が反転（図４Ｂ中のＡ、Ｂ参照）した信号となっている。
受信装置１では、上述したように、ＯＦＤＭ方式により変調された信号に、このＮＴＳＣ映像信号が含まれている。そこで、受信装置１の妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９は、ＮＴＳＣ信号の有している周期性を利用して、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれているＮＴＳＣ映像信号を妨害波として検出し、除去する。また、妨害波検出部１９は、具体的には、周期間隔の遅延を有する自己相関器により構成されている。
受信装置１では、図５に示すフローチャートに従って、上述した各処理部が動作することにより復調処理が実現される。
ステップＳ１１において、アンテナ１１は、デジタル放送の放送波を受信して、受信したデジタル放送波から、キャリア周波数ｆｃのＲＦ信号を周波数変換回路１２へ出力する。
ステップＳ１２において、周波数変換回路１２は、アンテナ１１から供給されたキャリア周波数ｆｃのＲＦ信号を中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号に周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路１４へ供給する。
ステップＳ１３において、Ａ／Ｄ変換回路１４は、周波数変換回路１２から供給された中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号をデジタル化して、直交復調回路１５に供給する。
ステップＳ１４において、直交復調回路１５は、Ａ／Ｄ変換回路１４から供給されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ時間領域信号を、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９へそれぞれ供給する。
ステップＳ１５において、妨害波検出部１９は、妨害波検出処理を行い、放送波に妨害波が含まれているかどうかを判断する。復調処理工程では、この判断処理により、放送波に妨害波が含まれているときステップＳ１６へ進み、放送波に妨害波が含まれていないときステップＳ１７へ進む。なお、具体的な判断処理に関しては、後述する。
ステップＳ１６において、妨害波キャンセルフィルタ１８は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を除去して、この信号をＦＦＴ演算回路２０に供給する。なお、妨害波キャンセルフィルタ１８は、ステップＳ１５において、放送波に妨害波が含まれていないと判断したとき、フィルタ処理を施さずにＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算回路２０に供給する。
ステップＳ１７において、ＦＦＴ演算回路２０は、妨害波キャンセルフィルタ１８から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号をＯＦＤＭ周波数領域信号に変換して、この信号を等化回路２１に供給する。
ステップＳ１８において、等化回路２１は、ＦＦＴ演算回路２０から供給されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して歪み補正を行い、補正後の信号を誤り訂正回路２２に供給する。
ステップＳ１９において、誤り訂正回路２２は、等化回路８により歪み補正されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、デインターリーブ処理、ビタビ復号処理、リードソロモン復号処理などを行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号を画像データや音声データなどの情報データに復調する。
なお、受信装置１は、上述したように、ハードウェアによって各処理部を構成する場合に限定されず、以上の処理工程に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成としても良い。
＜第１の構成例＞
ここで、妨害波検出部１９の構成について図６を用いて説明する。妨害波検出部１９は、複素共役信号生成部３１と、遅延部３２と、複素乗算部３３と、判断部３４とからなる。
複素共役信号生成部３１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号（Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とを含む複素信号）の複素共役信号を生成する。
遅延部３２は、自己相関を計算するために、複素共役信号生成部３１から供給される複素共役信号を１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。
複素乗算部３３は、直交復調回路１５により生成された複素信号と、遅延部３２により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う。
判断部３４は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する。
遅延部３２による遅延量は、１Ｈの整数倍か、２Ｈの整数倍が好ましい。なお、遅延部３２は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれているカラー信号成分について検出する場合には、遅延量を２Ｈの整数倍にする必要がある。これは、カラー信号に含まれているカラーバースト信号が、１Ｈ毎に反転しているからである。つまり、遅延量が１Ｈの整数倍ならば、後段の複素乗算部３３で行われる演算において、当該カラーバースト信号に起因して相関が低くなる。このような原因により、妨害波検出部１９では、遅延量を２Ｈの整数倍に設定しないと、ＮＴＳＣ映像信号を精度良く検出することができない。
また、送信側から送信される画像は、一般的には、カラーバーの画面ではなく、映画等の変化のある画像であるため、常に１Ｈの整数倍で相関が取れるとは限らない。しかし、通常の画像であっても数ライン離れただけで、絵が大きく変化することは少ないと考えられ、比較的小さな遅延範囲内であれば、十分大きな相関が得られるものと考えられる。
つぎに、判断部３４の構成について詳述する。判断部３４は、図６に示すように、平均演算部４１と、算出部４２と、比較判断部４３とからなる。
平均演算部４１は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。
算出部４２は、平均演算部４１により平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。
比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力と、任意の閾値とを比較し、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを、次のように判断する。
すなわち、比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力が、任意の第１の閾値ＴＨ１を上回ったときに、ＯＦＤＭ時間領域信号に妨害波（ＮＴＳＣ映像信号）が含まれていると判断する。また、比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力が、任意の第２の閾値ＴＨ２を下回ったときに、ＯＦＤＭ時間領域信号に妨害波（ＮＴＳＣ映像信号）が含まれていないと判断する。
ここで、第１の閾値ＴＨ１は、第２の閾値ＴＨ２よりも大きい値である。また、第１の閾値ＴＨ１及び第２の閾値Ｔｈ２は、受信装置１が備えるユーザインタフェースにより任意に設定される。なお、これらの閾値は、ユーザによって設定される場合に限定されず、例えば、予め受信装置１が備えるレジスタに記録され、このレジスタから比較判断部４３へ読み出されるようにしてもよい。
また、比較判断部４３は、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ信号が含まれていると判断した場合には、妨害波キャンセルフィルタ１８の動作をＯＮにし、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ信号が含まれていないと判断した場合には、妨害波キャンセルフィルタ１８の動作をＯＦＦにする。なお、ＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれている場合には、相関が高くなる。これに対して、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれていない場合には、相関低くなる。
妨害波検出部１９は、図７に示すフローチャートに従って、上述した妨害波検出部１９を構成する各処理部が動作することによって妨害波を検出する。なお、この処理工程は、上述した受信装置１の処理工程のうち、ステップＳ１５に該当する。すなわち、前提として、以下に示す処理工程は、上述したステップＳ１４の処理終了時を基準として開始される。
ステップＳ２１において、複素共役信号生成部３１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に対して、複素共役となる成分の信号を生成して、この複素共役信号を遅延部３２に供給する。
ステップＳ２２において、遅延部３２は、複素共役信号生成部３１から供給される複素共役信号を、１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる。そして、遅延部３２は、遅延させた複素共役信号を複素乗算部３３に供給する。
ステップＳ２３において、複素乗算部３３は、遅延部３２により所定期間の整数倍遅延された複素信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算部３３は、複素乗算により得られた複素乗算値を平均演算部４１に供給する。
ステップＳ２４において、平均演算部４１は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。平均演算部４１は、平均化した複素乗算値を算出部４２に供給する。
ステップＳ２５において、算出部４２は、平均演算部４１から供給される平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。そして、算出部４２は、算出した振幅又は電力を比較判断部４３に供給する。
ステップＳ２６において、比較判断部４３は、算出部４２により算出された振幅又は電力が、第１の閾値ＴＨ１を上回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部４３は、第１の閾値ＴＨ１を上回ったと判断するとステップＳ１６へ進み、第１の閾値ＴＨ１を上回っていないと判断するとステップＳ２７に進む。
ステップＳ２７において、比較判断部４３は、算出部４２により算出された振幅又は電力が第２の閾値ＴＨ２を下回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部４３は、第２の閾値ＴＨ２を下回ったと判断するとステップＳ１７に進み、第２の閾値ＴＨ２を下回っていないと判断するとステップＳ１６に進む。
なお、ステップＳ１６及びステップＳ１７以降の処理に関しては、上述したのでその説明を省略する。また、妨害波検出部１９は、上述したように、ハードウェアによって各処理部を構成される場合に限定されず、上述した処理工程に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成としても良い。
このようにして、妨害波検出部１９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、１Ｈの整数倍又は２Ｈの整数倍で自己相関を計算し、相関の有無によりＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを検出し、当該検出に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を適応的に切り替えることができるので、より小さな妨害波を伝送路の状態に起因せずに精度良く検出することができ、受信装置１自身の性能を一定水準に維持することができる。
＜第２の構成例＞
ここで、妨害波検出部１９の第２の構成例について図８を用いて説明する。第２の構成例に係る妨害波検出部１９は、次に示すように、伝送路に均一に含まれるノイズ成分（以下、バックグランド成分という。）を利用して妨害波の検出精度を向上するものである。
妨害波検出部１９は、複素共役信号生成部５１と、遅延部５２と、複素乗算群５３と、バックグランド成分検出部５４と、判断部５５とを備える。
複素共役信号生成部５１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号（Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とを含む複素信号）の複素共役信号を生成する。
遅延部５２は、自己相関を計算するために、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。この処理と並列して、遅延部５２は、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を整数倍以外の任意の倍数遅延させる処理も行う。
複素乗算群５３は、直交復調回路１５により生成された複素信号と、遅延部５２により１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延された複素共役信号Ｄ１とに基づいて複素乗算をそれぞれ行う。
バックグランド成分検出部５４は、遅延部５２により整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号Ｄ２と、直交復調回路１５により生成された複素信号とに基づいて複素乗算を行い、バックグランド成分を検出する。
判断部５５は、複素乗算群５３による複素乗算により得られた複素乗算値から、バックグランド成分検出部５４により検出されたバックグランド成分を減算し、減算後の複素乗算値を任意の閾値と比較し、変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する。
上述したバックグランド成分検出部５４は、複素乗算部６１と、平均演算部６２と、算出部６３とを有する。
複素乗算部６１は、遅延部５２により整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号Ｄ２と、直交復調回路１５により生成された複素信号とに基づいて複素乗算を行う。
平均演算部６２は、複素乗算部６１による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。
算出部６３は、平均演算部６２により平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。ここで、算出部６３の出力がバックランド成分となる。
判断部５５は、上述した構成に加えて、平均演算群７１と、算出群７２と、演算群７３と、比較判断部７４とを有する。
平均演算群７１は、複素乗算群５３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化をそれぞれ行う。
算出群７２は、平均演算群７１により平均化された複素乗算値の振幅又は電力をそれぞれ算出する。
演算群７３は、算出群７２のそれぞれの出力から、バックグランド成分検出部５４の算出部６３から供給されるバックグランド成分を除する。
比較判断部７４は、演算群７３により演算された結果に基づいて、任意の閾値を参照し、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを判断する。
第２の構成例において、妨害波検出部１９は、図９に示すフローチャートに従って、上述した妨害波検出部１９を構成する各処理部が動作することにより妨害波を検出する。なお、この処理工程は、上述した受信装置１の処理工程のうち、ステップＳ１５に該当する。したがって、前提として、以下に示す処理工程は、上述したステップＳ１４の処理終了時を基準として開始される。
ステップＳ３１において、複素共役信号生成部５１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役信号を生成する。そして、複素共役信号生成部５１は、生成した複素共役信号を、遅延部５２に供給する。
ステップＳ３１終了後、妨害波検出部１９では、以下のステップＳ３２乃至Ｓ３５までの妨害波成分検出工程と、ステップＳ３６乃至Ｓ３９までのバックグランド成分検出工程との２つの工程を並列して行う。まず、妨害波成分検出工程について説明する。
ステップＳ３２において、遅延部５２は、妨害波成分の相関を計算するため、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を、１Ｈの整数倍、及び２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。そして、遅延部５２は、複数の異なる間隔で遅延させた複素共役信号を、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部に供給する。
ステップＳ３３において、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部は、遅延部５２から供給される複素共役信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部は、平均演算群７１を構成する平均演算部にそれぞれ供給する。
ステップＳ３４において、平均演算群７１を構成する各平均演算部は、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。そして、平均演算群７１を構成する各平均演算部は、平均化した複素乗算値を、妨害波成分として、演算群７３を構成する各演算部に供給する。
その後、処理工程はステップＳ４０へ進むが、その前に、バックグランド成分検出工程について説明する。
ステップＳ３６において、遅延部５２は、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を、整数倍以外の任意の倍数遅延させる。そして、遅延部５２は、整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号を複素乗算部６１に供給する。
ステップＳ３７において、複素乗算部６１は、遅延部５２から供給される遅延された複素共役信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算部６１は、複素乗算により得られた複素乗算値を平均演算部６２に供給する。
ステップＳ３８において、平均演算部６２は、複素乗算部６１から供給される複素乗算値の平均化を行う。そして、平均演算部６２は、複素乗算値の平均値を算出部６３に供給する。
ステップＳ３９において、算出部６３は、平均演算部６２から供給される複素乗算値の平均値から、この複素乗算値の振幅又は電力を算出する。そして、算出部６３は、この算出した振幅又は電力を、バックグランド成分として、演算群７３を構成する各演算部に供給する。
ステップ４０において、演算群７３を構成する各演算部は、算出群７２を構成する各算出部から供給される妨害波成分と、算出部６３から供給されるバックグランド成分との差分を算出する。そして、演算群７３を構成する各演算部は、演算結果を比較判断部７４に供給する。
ステップＳ４１において、比較判断部７４は、演算群７３を構成する各演算部から供給される演算結果の振幅又は電力が、第１の閾値ＴＨ１を上回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部７４は、第１の閾値ＴＨ１を上回ったと判断するとステップＳ１６に進み、第１の閾値ＴＨ１を上回っていないと判断するとステップ４２に進む。
ステップＳ４２において、比較判断部７４は、演算群７３を構成する各演算部から供給される演算結果の振幅又は電力が、第２の閾値ＴＨ２を下回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部７４は、第２の閾値ＴＨ２を下回ったと判断したときステップＳ１７に進み、第２の閾値ＴＨ２を下回っていないと判断したときステップＳ１６に進む。
なお、ステップＳ１６及びステップＳ１７の処理に関しては、その説明を省略する。また、妨害波検出部１９は、ハードウェアによって各処理部を構成される場合に限定されず、上述した処理に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成を採っても良い。
このように、妨害波検出部１９は、複数の遅延について自己相関を求め、それらの結果から総合的にＮＴＳＣ映像信号の有無を検出する。具体的には、妨害波検出部１９は、図８に示したように、１Ｈの整数倍の自己相関と、それ以外の倍数の自己相関を計算し、１Ｈの整数倍の自己相関出力の平均振幅（或いは電力）から、１Ｈの整数倍以外の倍数の自己相関出力平均振幅を引いた値を用いて、ＮＴＳＣ映像信号の検出を行う。よって、妨害波検出部１９は、ＮＴＳＣ映像信号以外の妨害波による自己相関出力のバックグラウンド成分を打ち消し、誤検出確率を下げることが可能となる。そして、結果として、上述した第１の実施例の構成よりも、より高い精度のＮＴＳＣ映像信号の検出が可能となる。
このようにして、妨害波検出部１９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、複数の遅延について自己相関を求め、総合的な相関の有無によりＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを検出し、当該検出に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を適応的に切り替えることができるので、より小さな妨害波を伝送路の状態に起因せずに精度良く検出することができ、受信装置１自身の性能を一定水準に維持することができる。
また、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは勿論である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
例えば、日本国内での地上波デジタルテレビジョン放送は、２０１１年７月まで、現在のアナログテレビジョン放送（例えば、ＮＴＳＣ（National Television System Committee）方式による放送。）と並行的に運用される。このような環境では、隣接チャンネルによる妨害や、同一チャンネルによる妨害等が、アナログテレビジョン放送とデジタルテレビジョン放送との両方に発生することが予測される。したがって、デジタルテレビジョン放送と、アナログテレビジョン放送とがほぼ同一の周波数帯域の放送波を使用して平行して運用される状況では、デジタルテレビジョン放送の受信装置において、受信した信号に、ＮＴＳＣの信号が含まれている場合がある。本発明に係る受信装置では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路の前段において、相関の強さからＮＴＳＣの信号を検出し、除去するものである。
また、本発明に係る受信装置は、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）規格を採用し、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する。
ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
また、ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。なお、図２は、現在処理対象のＯＦＤＭシンボルをＳ（０）とし、このＯＦＤＭシンボルＳ（０）の１つ前及び後のものを、それぞれＯＦＤＭシンボルＳ（−１）、ＯＦＤＭシンボルＳ（１）として表している。以下では、ＯＦＤＭシンボルＳ（０）に注目して、ＯＦＤＭシンボルの構成について説明する。
このＯＦＤＭシンボルＳ（０）は、送信時にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算が行われる信号期間である有効シンボルＡ（Ｓ（０））と、この有効シンボルＡ（Ｓ（０））の後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルＧＩ（Ｓ（０））とから構成されている。このガードインターバルＧＩ（Ｓ（０））は、ＯＦＤＭシンボルＳ（０）の前半部分に設けられており、例えば、有効シンボルＡ（Ｓ（０））の１／４や１／８の時間長の信号とされている。
このようなＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路によりＦＦＴ演算が行われることによって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われる。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を検出する。そして、ＯＦＤＭ受信装置は、検出したシンボル境界位置から有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部分のデータをＯＦＤＭシンボルから特定してＦＦＴ演算を行う。
受信装置１は、図３に示すように、アンテナ１１と、周波数変換回路１２と、局部発振器１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、直交復調回路１５と、搬送波同期回路１６と、局部発振器１７と、妨害波キャンセルフィルタ１８と、妨害波検出部１９と、ＦＦＴ演算回路２０と、等化回路２１と、誤り訂正回路２２とを備えている。
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１１により受信され、キャリア周波数ｆｃのＲＦ信号として周波数変換回路１２に供給される。
アンテナ１１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１３で発振されたキャリア周波数ｆｃ＋ｆＩＦのキャリア信号と周波数変換回路１２において乗算されることにより中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化され、直交復調回路１５に供給される。
直交復調回路１５は、搬送波同期回路１６により制御された局部発振器１７で発振された中間周波数ｆＩＦのキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。この直交復調回路１５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算が行われる前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、直交復調後でＦＦＴ演算が行われる前のベースバンド信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ばれる。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。直交復調回路１５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、搬送波同期回路１６、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９に供給される。
妨害波キャンセルフィルタ１８は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を除去するフィルタである。
妨害波検出部１９は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を検出し、検出結果に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を制御する。
ＦＦＴ演算回路２０は、妨害波がキャンセルされたＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路２０から出力される信号は、ＦＦＴ演算が行われた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、ＦＦＴ演算が行われた後の信号は、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ばれる。
ＦＦＴ演算回路２０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
等化回路２１は、ＦＦＴ演算回路２０から供給されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、伝送路で生じた歪みを補正し、補正後のＯＦＤＭ周波数領域信号を誤り訂正回路２２へ出力する。具体的には、ＦＦＴ演算回路２０は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に予め含まれているパイロット信号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号の振幅及び位相に対して歪み補正を行う。
誤り訂正回路２２では、等化回路８により歪みの補正されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対してデインターリーブ処理を行う。さらに、誤り訂正回路２２は、デインターリーブ処理後の信号に対してビタビ復号処理、リードソロモン復号処理などを行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号を情報データに復調する。
このように、ＦＦＴ演算回路２０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。
ここで、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９の動作について詳述する。なお、以下では、所望信号をＯＦＤＭ時間領域信号とし、妨害波をアナログテレビ信号（ＮＴＳＣ映像信号）として説明を行う。
ＮＴＳＣ映像信号は、送信する絵を絵素と呼ばれる点に分けられ、それらの絵素を画面の左上から右下に向かって走査線上に順に呼び出される信号である（図４Ａ）。また、ＮＴＳＣ映像信号は、輝度信号と色信号に分けられ、各絵素の位置を示す各種の同期信号が付加されたものを残留測波帯（VSB、vestigial side band）変調され送信される信号である。ここで、図４Ｂは、水平同期信号ＨＳを付加した後のＮＴＳＣ映像信号（ベースバンド信号）の時間波形を示した図である。なお、図４（ｂ）には、カラーバースト信号の信号波形も示されている。
ところで、カラーバーが表示されている画面は、縦方向に同じ絵の繰り返しになっている。したがって、ベースバンド信号は、６３．５５６μｓｅｃ（以下、この期間を１Ｈ（水平同期期間）と呼ぶ。）毎に１ラインの繰り返しのパターンになっている。また、１ライン毎に挿入されている同期信号区間を水平ブランキング（blanking）区間と呼び、そのうち後半にある色副搬送波の同期信号をカラーバースト信号Ａ、Ｂと呼ぶ。このカラーバースト信号Ａ、Ｂがカラー信号の基準信号になる。この基準信号の周波数は、３．５８ＭＨｚであり、ＮＴＳＣでは、水平同期周波数の４４５／２倍に設定されている。そのため、カラー信号は、１ライン毎に位相が反転（図４Ｂ中のＡ、Ｂ参照）した信号となっている。
受信装置１では、上述したように、ＯＦＤＭ方式により変調された信号に、このＮＴＳＣ映像信号が含まれている。そこで、受信装置１の妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９は、ＮＴＳＣ信号の有している周期性を利用して、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれているＮＴＳＣ映像信号を妨害波として検出し、除去する。また、妨害波検出部１９は、具体的には、周期間隔の遅延を有する自己相関器により構成されている。
受信装置１では、図５に示すフローチャートに従って、上述した各処理部が動作することにより復調処理が実現される。
ステップＳ１１において、アンテナ１１は、デジタル放送の放送波を受信して、受信したデジタル放送波から、キャリア周波数ｆｃのＲＦ信号を周波数変換回路１２へ出力する。
ステップＳ１２において、周波数変換回路１２は、アンテナ１１から供給されたキャリア周波数ｆｃのＲＦ信号を中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号に周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路１４へ供給する。
ステップＳ１３において、Ａ／Ｄ変換回路１４は、周波数変換回路１２から供給された中間周波数ｆＩＦのＩＦ信号をデジタル化して、直交復調回路１５に供給する。
ステップＳ１４において、直交復調回路１５は、Ａ／Ｄ変換回路１４から供給されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ時間領域信号を、妨害波キャンセルフィルタ１８及び妨害波検出部１９へそれぞれ供給する。
ステップＳ１５において、妨害波検出部１９は、妨害波検出処理を行い、放送波に妨害波が含まれているかどうかを判断する。復調処理工程では、この判断処理により、放送波に妨害波が含まれているときステップＳ１６へ進み、放送波に妨害波が含まれていないときステップＳ１７へ進む。なお、具体的な判断処理に関しては、後述する。
ステップＳ１６において、妨害波キャンセルフィルタ１８は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に含まれている妨害波を除去して、この信号をＦＦＴ演算回路２０に供給する。なお、妨害波キャンセルフィルタ１８は、ステップＳ１５において、放送波に妨害波が含まれていないと判断したとき、フィルタ処理を施さずにＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算回路２０に供給する。
ステップＳ１７において、ＦＦＴ演算回路２０は、妨害波キャンセルフィルタ１８から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号をＯＦＤＭ周波数領域信号に変換して、この信号を等化回路２１に供給する。
ステップＳ１８において、等化回路２１は、ＦＦＴ演算回路２０から供給されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して歪み補正を行い、補正後の信号を誤り訂正回路２２に供給する。
ステップＳ１９において、誤り訂正回路２２は、等化回路８により歪み補正されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、デインターリーブ処理、ビタビ復号処理、リードソロモン復号処理などを行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号を画像データや音声データなどの情報データに復調する。
なお、受信装置１は、上述したように、ハードウェアによって各処理部を構成する場合に限定されず、以上の処理工程に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成としても良い。
＜第１の構成例＞
ここで、妨害波検出部１９の構成について図６を用いて説明する。妨害波検出部１９は、複素共役信号生成部３１と、遅延部３２と、複素乗算部３３と、判断部３４とからなる。
複素共役信号生成部３１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号（Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とを含む複素信号）の複素共役信号を生成する。
遅延部３２は、自己相関を計算するために、複素共役信号生成部３１から供給される複素共役信号を１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。
複素乗算部３３は、直交復調回路１５により生成された複素信号と、遅延部３２により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う。
判断部３４は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する。
遅延部３２による遅延量は、１Ｈの整数倍か、２Ｈの整数倍が好ましい。なお、遅延部３２は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれているカラー信号成分について検出する場合には、遅延量を２Ｈの整数倍にする必要がある。これは、カラー信号に含まれているカラーバースト信号が、１Ｈ毎に反転しているからである。つまり、遅延量が１Ｈの整数倍ならば、後段の複素乗算部３３で行われる演算において、当該カラーバースト信号に起因して相関が低くなる。このような原因により、妨害波検出部１９では、遅延量を２Ｈの整数倍に設定しないと、ＮＴＳＣ映像信号を精度良く検出することができない。
また、送信側から送信される画像は、一般的には、カラーバーの画面ではなく、映画等の変化のある画像であるため、常に１Ｈの整数倍で相関が取れるとは限らない。しかし、通常の画像であっても数ライン離れただけで、絵が大きく変化することは少ないと考えられ、比較的小さな遅延範囲内であれば、十分大きな相関が得られるものと考えられる。
つぎに、判断部３４の構成について詳述する。判断部３４は、図６に示すように、平均演算部４１と、算出部４２と、比較判断部４３とからなる。
平均演算部４１は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。
算出部４２は、平均演算部４１により平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。
比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力と、任意の閾値とを比較し、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを、次のように判断する。
すなわち、比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力が、任意の第１の閾値ＴＨ１を上回ったときに、ＯＦＤＭ時間領域信号に妨害波（ＮＴＳＣ映像信号）が含まれていると判断する。また、比較判断部４３は、算出部４２により算出された複素乗算値の振幅又は電力が、任意の第２の閾値ＴＨ２を下回ったときに、ＯＦＤＭ時間領域信号に妨害波（ＮＴＳＣ映像信号）が含まれていないと判断する。
ここで、第１の閾値ＴＨ１は、第２の閾値ＴＨ２よりも大きい値である。また、第１の閾値ＴＨ１及び第２の閾値Ｔｈ２は、受信装置１が備えるユーザインタフェースにより任意に設定される。なお、これらの閾値は、ユーザによって設定される場合に限定されず、例えば、予め受信装置１が備えるレジスタに記録され、このレジスタから比較判断部４３へ読み出されるようにしてもよい。
また、比較判断部４３は、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ信号が含まれていると判断した場合には、妨害波キャンセルフィルタ１８の動作をＯＮにし、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ信号が含まれていないと判断した場合には、妨害波キャンセルフィルタ１８の動作をＯＦＦにする。なお、ＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれている場合には、相関が高くなる。これに対して、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれていない場合には、相関低くなる。
妨害波検出部１９は、図７に示すフローチャートに従って、上述した妨害波検出部１９を構成する各処理部が動作することによって妨害波を検出する。なお、この処理工程は、上述した受信装置１の処理工程のうち、ステップＳ１５に該当する。すなわち、前提として、以下に示す処理工程は、上述したステップＳ１４の処理終了時を基準として開始される。
ステップＳ２１において、複素共役信号生成部３１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号に対して、複素共役となる成分の信号を生成して、この複素共役信号を遅延部３２に供給する。
ステップＳ２２において、遅延部３２は、複素共役信号生成部３１から供給される複素共役信号を、１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる。そして、遅延部３２は、遅延させた複素共役信号を複素乗算部３３に供給する。
ステップＳ２３において、複素乗算部３３は、遅延部３２により所定期間の整数倍遅延された複素信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算部３３は、複素乗算により得られた複素乗算値を平均演算部４１に供給する。
ステップＳ２４において、平均演算部４１は、複素乗算部３３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。平均演算部４１は、平均化した複素乗算値を算出部４２に供給する。
ステップＳ２５において、算出部４２は、平均演算部４１から供給される平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。そして、算出部４２は、算出した振幅又は電力を比較判断部４３に供給する。
ステップＳ２６において、比較判断部４３は、算出部４２により算出された振幅又は電力が、第１の閾値ＴＨ１を上回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部４３は、第１の閾値ＴＨ１を上回ったと判断するとステップＳ１６へ進み、第１の閾値ＴＨ１を上回っていないと判断するとステップＳ２７に進む。
ステップＳ２７において、比較判断部４３は、算出部４２により算出された振幅又は電力が第２の閾値ＴＨ２を下回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部４３は、第２の閾値ＴＨ２を下回ったと判断するとステップＳ１７に進み、第２の閾値ＴＨ２を下回っていないと判断するとステップＳ１６に進む。
なお、ステップＳ１６及びステップＳ１７以降の処理に関しては、上述したのでその説明を省略する。また、妨害波検出部１９は、上述したように、ハードウェアによって各処理部を構成される場合に限定されず、上述した処理工程に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成としても良い。
このようにして、妨害波検出部１９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、１Ｈの整数倍又は２Ｈの整数倍で自己相関を計算し、相関の有無によりＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを検出し、当該検出に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を適応的に切り替えることができるので、より小さな妨害波を伝送路の状態に起因せずに精度良く検出することができ、受信装置１自身の性能を一定水準に維持することができる。
＜第２の構成例＞
ここで、妨害波検出部１９の第２の構成例について図８を用いて説明する。第２の構成例に係る妨害波検出部１９は、次に示すように、伝送路に均一に含まれるノイズ成分（以下、バックグランド成分という。）を利用して妨害波の検出精度を向上するものである。
妨害波検出部１９は、複素共役信号生成部５１と、遅延部５２と、複素乗算群５３と、バックグランド成分検出部５４と、判断部５５とを備える。
複素共役信号生成部５１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号（Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とを含む複素信号）の複素共役信号を生成する。
遅延部５２は、自己相関を計算するために、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。この処理と並列して、遅延部５２は、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を整数倍以外の任意の倍数遅延させる処理も行う。
複素乗算群５３は、直交復調回路１５により生成された複素信号と、遅延部５２により１Ｈの整数倍若しくは２Ｈの整数倍遅延された複素共役信号Ｄ１とに基づいて複素乗算をそれぞれ行う。
バックグランド成分検出部５４は、遅延部５２により整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号Ｄ２と、直交復調回路１５により生成された複素信号とに基づいて複素乗算を行い、バックグランド成分を検出する。
判断部５５は、複素乗算群５３による複素乗算により得られた複素乗算値から、バックグランド成分検出部５４により検出されたバックグランド成分を減算し、減算後の複素乗算値を任意の閾値と比較し、変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する。
上述したバックグランド成分検出部５４は、複素乗算部６１と、平均演算部６２と、算出部６３とを有する。
複素乗算部６１は、遅延部５２により整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号Ｄ２と、直交復調回路１５により生成された複素信号とに基づいて複素乗算を行う。
平均演算部６２は、複素乗算部６１による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。
算出部６３は、平均演算部６２により平均化された複素乗算値の振幅又は電力を算出する。ここで、算出部６３の出力がバックランド成分となる。
判断部５５は、上述した構成に加えて、平均演算群７１と、算出群７２と、演算群７３と、比較判断部７４とを有する。
平均演算群７１は、複素乗算群５３による複素乗算により得られた複数の複素乗算値の平均化をそれぞれ行う。
算出群７２は、平均演算群７１により平均化された複素乗算値の振幅又は電力をそれぞれ算出する。
演算群７３は、算出群７２のそれぞれの出力から、バックグランド成分検出部５４の算出部６３から供給されるバックグランド成分を除する。
比較判断部７４は、演算群７３により演算された結果に基づいて、任意の閾値を参照し、ＯＦＤＭ時間領域信号にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを判断する。
第２の構成例において、妨害波検出部１９は、図９に示すフローチャートに従って、上述した妨害波検出部１９を構成する各処理部が動作することにより妨害波を検出する。なお、この処理工程は、上述した受信装置１の処理工程のうち、ステップＳ１５に該当する。したがって、前提として、以下に示す処理工程は、上述したステップＳ１４の処理終了時を基準として開始される。
ステップＳ３１において、複素共役信号生成部５１は、直交復調回路１５から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役信号を生成する。そして、複素共役信号生成部５１は、生成した複素共役信号を、遅延部５２に供給する。
ステップＳ３１終了後、妨害波検出部１９では、以下のステップＳ３２乃至Ｓ３５までの妨害波成分検出工程と、ステップＳ３６乃至Ｓ３９までのバックグランド成分検出工程との２つの工程を並列して行う。まず、妨害波成分検出工程について説明する。
ステップＳ３２において、遅延部５２は、妨害波成分の相関を計算するため、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を、１Ｈの整数倍、及び２Ｈの整数倍遅延させる処理を行う。そして、遅延部５２は、複数の異なる間隔で遅延させた複素共役信号を、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部に供給する。
ステップＳ３３において、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部は、遅延部５２から供給される複素共役信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部は、平均演算群７１を構成する平均演算部にそれぞれ供給する。
ステップＳ３４において、平均演算群７１を構成する各平均演算部は、複素乗算群５３を構成する各複素乗算部により得られた複数の複素乗算値の平均化を行う。そして、平均演算群７１を構成する各平均演算部は、平均化した複素乗算値を、妨害波成分として、演算群７３を構成する各演算部に供給する。
その後、処理工程はステップＳ４０へ進むが、その前に、バックグランド成分検出工程について説明する。
ステップＳ３６において、遅延部５２は、複素共役信号生成部５１から供給される複素共役信号を、整数倍以外の任意の倍数遅延させる。そして、遅延部５２は、整数倍以外の任意の倍数遅延された複素共役信号を複素乗算部６１に供給する。
ステップＳ３７において、複素乗算部６１は、遅延部５２から供給される遅延された複素共役信号と、直交復調回路１５から直接供給される複素信号とに基づいて複素乗算を行う。そして、複素乗算部６１は、複素乗算により得られた複素乗算値を平均演算部６２に供給する。
ステップＳ３８において、平均演算部６２は、複素乗算部６１から供給される複素乗算値の平均化を行う。そして、平均演算部６２は、複素乗算値の平均値を算出部６３に供給する。
ステップＳ３９において、算出部６３は、平均演算部６２から供給される複素乗算値の平均値から、この複素乗算値の振幅又は電力を算出する。そして、算出部６３は、この算出した振幅又は電力を、バックグランド成分として、演算群７３を構成する各演算部に供給する。
ステップ４０において、演算群７３を構成する各演算部は、算出群７２を構成する各算出部から供給される妨害波成分と、算出部６３から供給されるバックグランド成分との差分を算出する。そして、演算群７３を構成する各演算部は、演算結果を比較判断部７４に供給する。
ステップＳ４１において、比較判断部７４は、演算群７３を構成する各演算部から供給される演算結果の振幅又は電力が、第１の閾値ＴＨ１を上回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部７４は、第１の閾値ＴＨ１を上回ったと判断するとステップＳ１６に進み、第１の閾値ＴＨ１を上回っていないと判断するとステップ４２に進む。
ステップＳ４２において、比較判断部７４は、演算群７３を構成する各演算部から供給される演算結果の振幅又は電力が、第２の閾値ＴＨ２を下回ったかどうかを判断する。そして、比較判断部７４は、第２の閾値ＴＨ２を下回ったと判断したときステップＳ１７に進み、第２の閾値ＴＨ２を下回っていないと判断したときステップＳ１６に進む。
なお、ステップＳ１６及びステップＳ１７の処理に関しては、その説明を省略する。また、妨害波検出部１９は、ハードウェアによって各処理部を構成される場合に限定されず、上述した処理に基づいたプログラムをコンピュータに実行させる構成を採っても良い。
このように、妨害波検出部１９は、複数の遅延について自己相関を求め、それらの結果から総合的にＮＴＳＣ映像信号の有無を検出する。具体的には、妨害波検出部１９は、図８に示したように、１Ｈの整数倍の自己相関と、それ以外の倍数の自己相関を計算し、１Ｈの整数倍の自己相関出力の平均振幅（或いは電力）から、１Ｈの整数倍以外の倍数の自己相関出力平均振幅を引いた値を用いて、ＮＴＳＣ映像信号の検出を行う。よって、妨害波検出部１９は、ＮＴＳＣ映像信号以外の妨害波による自己相関出力のバックグラウンド成分を打ち消し、誤検出確率を下げることが可能となる。そして、結果として、上述した第１の実施例の構成よりも、より高い精度のＮＴＳＣ映像信号の検出が可能となる。
このようにして、妨害波検出部１９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、複数の遅延について自己相関を求め、総合的な相関の有無によりＯＦＤＭ時間領域信号の中にＮＴＳＣ映像信号が含まれているかどうかを検出し、当該検出に応じて妨害波キャンセルフィルタ１８の動作を適応的に切り替えることができるので、より小さな妨害波を伝送路の状態に起因せずに精度良く検出することができ、受信装置１自身の性能を一定水準に維持することができる。
また、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは勿論である。
Claims (9)
- 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調装置において、
上記変調信号を直交復調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調手段と、
上記直交復調手段により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段と、
上記複素共役信号生成手段により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延手段と、
上記直交復調手段により生成された複素信号と、上記遅延手段により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算手段と、
上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断手段と、
上記判断手段による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去手段とを備え、
上記遅延手段は、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とする復調装置。 - 上記判断手段は、上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複数の複素乗算値を平均化し、平均化された結果を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- 上記判断手段は、上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複素乗算値が、任意の第１の閾値を上回ったときに上記変調信号に妨害波が含まれていると判断し、任意の第２の閾値を下回ったときに上記変調信号に妨害波が含まれていないと判断し、
上記第１の閾値は、上記第２の閾値よりも大きい値であることを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 上記複素共役信号生成手段により生成された上記複素共役信号を、所定期間の整数倍以外の任意の倍数遅延させ、バックグランド成分を検出するバックグランド成分検出手段をさらに備え、
上記遅延手段は、上記複素共役信号生成手段により生成された上記複素共役信号を、所定期間の整数倍で遅延させ、
上記複素乗算手段は、上記直交復調手段により生成された複素信号と、上記遅延手段により生成された複素共役信号とに基づいて複素乗算をそれぞれ行い、
上記判断手段は、上記複素乗算手段による複素乗算により得られた複素乗算値から、上記バックグランド成分検出手段により検出されたバックグランド成分を減算し、減算後の複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断することを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調方法において、
上記変調信号を直交復調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、
上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、
上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、
上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、
上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、
上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、
上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする復調方法。 - 上記判断工程では、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複数の複素乗算値を平均化し、平均化された結果を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断することを特徴とする請求項５記載の復調方法。
- 上記判断工程では、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値が、任意の第１の閾値を上回ったときに上記変調信号に妨害波が含まれていると判断し、任意の第２の閾値を下回ったときに上記変調信号に妨害波が含まれていないと判断し、
上記第１の閾値は、上記第２の閾値よりも大きい値であることを特徴とする請求項５記載の復調方法。 - 上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を、所定期間の整数倍以外の任意の倍数遅延させ、バックグランド成分を検出するバックグランド成分検出工程をさらに備え、
上記遅延工程では、上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を、所定期間の整数倍で遅延させ、
上記複素乗算工程では、上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により生成された複素共役信号とに基づいて複素乗算をそれぞれ行い、
上記判断工程では、上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値から、上記バックグランド成分検出工程により検出されたバックグランド成分を減算し、減算後の複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断することを特徴とする請求項５記載の復調方法。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する復調処理をコンピュータに実行させるプログラムにおいて、
上記変調信号を直交復調し、実軸成分と虚軸成分とを含んだ複素信号を生成する直交復調工程と、
上記直交復調工程により生成された上記複素信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成工程と、
上記複素共役信号生成工程により生成された上記複素共役信号を所定期間の整数倍遅延させる遅延工程と、
上記直交復調工程により生成された複素信号と、上記遅延工程により所定期間の整数倍遅延された複素共役信号とに基づいて複素乗算を行う複素乗算工程と、
上記複素乗算工程による複素乗算により得られた複素乗算値を任意の閾値と比較し、上記変調信号に妨害波が含まれているかどうかを判断する判断工程と、
上記判断工程による判断結果に基づいて、上記変調信号から妨害波を除去する妨害波除去工程とを備え、
上記遅延工程では、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）方式によるテレビ信号における水平同期期間を上記所定期間とすることを特徴とする復調処理をコンピュータに実行させるプログラム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007557848A JP4911038B2 (ja) | 2006-02-06 | 2007-02-06 | 復調装置、方法及びプログラム |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006028699 | 2006-02-06 | ||
| JP2006028699 | 2006-02-06 | ||
| JP2007557848A JP4911038B2 (ja) | 2006-02-06 | 2007-02-06 | 復調装置、方法及びプログラム |
| PCT/JP2007/052033 WO2007091562A1 (ja) | 2006-02-06 | 2007-02-06 | 復調装置、方法及びプログラム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2007091562A1 JPWO2007091562A1 (ja) | 2009-07-02 |
| JP4911038B2 true JP4911038B2 (ja) | 2012-04-04 |
Family
ID=38345158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007557848A Expired - Fee Related JP4911038B2 (ja) | 2006-02-06 | 2007-02-06 | 復調装置、方法及びプログラム |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7889802B2 (ja) |
| EP (1) | EP1983673B1 (ja) |
| JP (1) | JP4911038B2 (ja) |
| KR (1) | KR101310496B1 (ja) |
| CN (1) | CN101310466A (ja) |
| ES (1) | ES2399308T3 (ja) |
| WO (1) | WO2007091562A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101132386B (zh) * | 2007-09-24 | 2013-01-30 | 杭州国芯科技股份有限公司 | 正交频分复用信号抑制干扰的方法 |
| JP2010016785A (ja) * | 2008-06-03 | 2010-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信装置及び受信方法 |
| IT1398155B1 (it) * | 2009-06-30 | 2013-02-14 | St Microelectronics Srl | Dispositivo elettronico per ricevere un segnale a radio-frequenza |
| WO2011083773A1 (ja) * | 2010-01-07 | 2011-07-14 | パナソニック株式会社 | マルチキャリア変調信号受信装置及び集積回路 |
| US9083444B2 (en) | 2013-03-12 | 2015-07-14 | Digi International Inc. | Chirp spread spectrum system and method |
| US9438283B2 (en) * | 2014-05-23 | 2016-09-06 | Intel Corporation | Baseband time domain cancellation of data bus interference |
| EP3942877A4 (en) * | 2019-03-18 | 2022-03-23 | ZTE Corporation | SYSTEMS AND METHODS FOR CONJUGATE DATA MODULATION |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11252040A (ja) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2000341243A (ja) * | 1999-03-25 | 2000-12-08 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ伝送信号中継装置及び受信装置 |
| JP2004247945A (ja) * | 2003-02-13 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置、半導体集積回路及びｏｆｄｍ受信方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2743967B1 (fr) * | 1996-01-18 | 1998-03-27 | France Telecom | Procede et dispositif de synchronisation temporelle d'un recepteur d'un signal multiporteuse |
| JP2907804B1 (ja) * | 1998-01-30 | 1999-06-21 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| DE69906927T2 (de) * | 1999-03-25 | 2003-12-24 | Toshiba Kawasaki Kk | Zwischenverstärker eines OFDM-Übertragungssignals und Empfänger |
| EP1039713B1 (en) * | 1999-03-26 | 2006-05-31 | Nec Corporation | Reduction of delay in multicarrier receivers |
| US7324437B1 (en) * | 1999-11-27 | 2008-01-29 | Deutsche Telekom Ag | Method for co-channel interference cancellation in a multicarrier communication system |
| JP4640754B2 (ja) * | 2001-09-28 | 2011-03-02 | 富士通株式会社 | Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 |
| KR100510551B1 (ko) * | 2003-10-10 | 2005-08-26 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 신호 심볼의 공통 위상 에러(ｃｐｅ)를 제거하는ｏｆｄｍ 디모듈레이터 및 그 ｃｐｅ 제거 방법 |
| KR100587310B1 (ko) * | 2004-08-18 | 2006-06-08 | 엘지전자 주식회사 | 주파수 동기 장치 및 이를 적용한 ｄｖｂ-ｈ 수신 시스템 |
-
2007
- 2007-02-06 JP JP2007557848A patent/JP4911038B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2007-02-06 EP EP07713862A patent/EP1983673B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2007-02-06 ES ES07713862T patent/ES2399308T3/es active Active
- 2007-02-06 US US11/908,874 patent/US7889802B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2007-02-06 KR KR1020077022678A patent/KR101310496B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2007-02-06 CN CNA2007800001534A patent/CN101310466A/zh active Pending
- 2007-02-06 WO PCT/JP2007/052033 patent/WO2007091562A1/ja active Application Filing
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11252040A (ja) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2000341243A (ja) * | 1999-03-25 | 2000-12-08 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ伝送信号中継装置及び受信装置 |
| JP2004247945A (ja) * | 2003-02-13 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置、半導体集積回路及びｏｆｄｍ受信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7889802B2 (en) | 2011-02-15 |
| KR20080096355A (ko) | 2008-10-30 |
| CN101310466A (zh) | 2008-11-19 |
| JPWO2007091562A1 (ja) | 2009-07-02 |
| EP1983673A4 (en) | 2011-07-06 |
| EP1983673A1 (en) | 2008-10-22 |
| US20080192844A1 (en) | 2008-08-14 |
| WO2007091562A1 (ja) | 2007-08-16 |
| KR101310496B1 (ko) | 2013-09-24 |
| EP1983673B1 (en) | 2012-09-05 |
| ES2399308T3 (es) | 2013-03-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7664189B2 (en) | OFDM demodulator, receiver, and method | |
| JP4911038B2 (ja) | 復調装置、方法及びプログラム | |
| JP5478265B2 (ja) | 相関を使用して信号を検出するロバストなセンシング | |
| US6720824B2 (en) | Demodulation method and apparatus | |
| US8085859B2 (en) | Platform noise mitigation | |
| US20080304587A1 (en) | Ofdm Reception Device | |
| EP0963086A2 (en) | Error correcting apparatus for dealing with frequency selective noise | |
| JP5090444B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、ｏｆｄｍ復調プログラム、及び、記録媒体 | |
| JP2007288450A (ja) | 復調装置及び方法 | |
| JP2010087744A (ja) | 受信装置、受信方法、およびプログラム | |
| JP2007202082A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 | |
| JP3968470B2 (ja) | ディジタル放送受信装置 | |
| JP5278791B2 (ja) | 受信装置及びチャネルスキャン方法 | |
| JP5110586B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、ｏｆｄｍ復調プログラムおよびそのプログラムを記録した記録媒体 | |
| JP4362955B2 (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| JP2007251435A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 | |
| JP5128434B2 (ja) | 復調装置、復調方法、復調制御プログラム、および記録媒体 | |
| JP2004140739A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP2006074403A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 | |
| JP2005322954A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JP2010268100A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP2009049760A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び中継放送装置 | |
| JP2008187652A (ja) | 受信装置及び通信方法 | |
| JP2007251729A (ja) | デジタル放送受信装置及びデジタル放送受信方法 | |
| JP2011049688A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20091014 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20111025 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111130 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111220 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120102 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150127 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |