JP2009111748A - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】伝送路特性の推定を高い精度で行い、受信性能の劣化を回避することができるようにする。
【解決手段】シフト量オフセットが所定の幅ずつ更新され、それぞれのタイミングにおける、伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量が検出される。シフト量オフセットがｂからｆまでの区間内の位置を中心位置とする補間フィルタの帯域にはパスＱも常に含まれることになり、パスＱの成分も含めて、伝送路の歪みを除去する処理が行われる。ノイズ量が最小になる区間の左端のシフト量オフセットであるｂと、右端のシフト量オフセットであるfを用いて、最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値が算出される。最適シフト量オフセットを用いて周波数シフト量が生成され、また、遅延広がり推定値に基づいて補間フィルタが選択される。本発明は、OFDM信号を受信する受信装置に適用することができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、伝送路特性の推定を高い精度で行い、受信性能の劣化を回避することができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。

地上デジタル放送の変調方式として、多数の直交搬送波を用い、各搬送波をPSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)で変調する直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）が提案されている。

OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。

また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、１シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、これにより、マルチパスによる影響を受けにくくすることができるという特徴もOFDM方式は有している。

さらに、複数のサブキャリアにデータが割り当てられることから、OFDM方式は、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することができ、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することができるという特徴を有している。

以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、例えば、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)，ISDB-TSBといった規格がある。

図１は、OFDMシンボルを示す図である。

OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。

図１に示されるように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。

OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。

このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。

各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように、信号の等化を行う必要がある。

OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。

このように、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。図２に、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す。

図３は、従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。

図３のOFDM受信機１００は、受信アンテナ１、チューナ２、A/D(Analog/Digital)変換回路３、直交復調回路４、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、伝送路歪み補償回路８、誤り訂正回路９、遅延プロファイル推定回路１０、周波数シフト量生成回路１１、および周波数補間フィルタ選択回路１２から構成される。

チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。

A/D変換回路３は、チューナ２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。

直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路３から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得する。このベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の、いわゆる時間領域の信号である。

以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間領域信号という。OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）を含んだ複素信号となる。直交復調回路４は、時間領域OFDM信号を搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。

搬送波生成回路５は、直交復調回路４から供給された時間領域OFDM信号に基づいて、受信信号との同期がとれた所定の周波数の搬送波を生成し、生成した搬送波を直交復調回路４に出力する。

FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいて、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。

また、FFT回路６は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。具体的には、FFT回路６によるFFT演算の開始位置は、OFDMシンボルの境界である図１の位置Ａから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｂまでの間のいずれかの位置となる。FFT演算範囲はFFT区間と呼ばれ、このFFT区間の開始位置が、FFT区間制御回路７から供給されるFFTトリガーパルスにより指定される。

FFT回路６は、抽出したデータを表すOFDM信号を伝送路歪み補償回路８に出力する。FFT回路６から出力されたOFDM信号は、FFT演算が行われた後の、いわゆる周波数領域の信号である。以下、FFT演算が行われた後のOFDM信号をOFDM周波数領域信号という。

FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給された時間領域OFDM信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間の開始位置を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。

伝送路歪み補償回路８は、受信信号周波数シフト回路８−１、SP抽出回路８−２、時間方向伝送路特性推定回路８−３、伝送路特性周波数シフト回路８−４、周波数補間回路８−５、および除算回路８−６から構成される。

受信信号周波数シフト回路８−１は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の周波数シフトを周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を除算回路８−６に出力する。

SP抽出回路８−２は、FFT回路６から供給された周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−２は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−３に出力する。

時間方向伝送路特性推定回路８−３は、SP抽出回路８−２により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向（OFDMシンボル方向）に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。図２においては、縦方向が時間方向となり、横方向が周波数方向となる。

例えば、時間方向伝送路特性推定回路８−３は、SP抽出回路８−２により推定された図２のSP信号SP₁の位置における伝送路特性と、SP信号SP₂の位置における伝送路特性を用いて、図２の領域Ａ₁内の他のシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。

図２に示されるようにSP信号は同一時間上では１２サブキャリア毎に挿入されるから、時間方向伝送路特性推定回路８−３においては、３サブキャリア毎に、それぞれのOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性が推定される。時間方向伝送路特性推定回路８−３は、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号を伝送路特性周波数シフト回路８−４と遅延プロファイル推定回路１０に出力する。時間方向伝送路特性推定回路８−３から出力される伝送路特性を表す信号は例えば周波数軸上の信号として表される。

伝送路特性周波数シフト回路８−４は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性の周波数シフトを周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られた伝送路特性を周波数補間回路８−５に出力する。

周波数補間回路８−５は、周波数補間フィルタ選択回路１２から供給されたフィルタ選択信号に従って選択した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行い、伝送路特性周波数シフト回路８−４から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間回路８−５にはそれぞれ所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタが与えられており、この複数の補間フィルタの中から、周波数補間処理に用いる補間フィルタが選択される。

例えば、周波数補間回路８−５は、図２の領域Ａ₂に含まれるOFDMシンボルの位置のうち、伝送路特性の推定がまだ行われていないOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。伝送路特性の推定は、SP抽出回路８−２、時間方向伝送路特性推定回路８−３により既に推定されている伝送路特性を用いて行われる。

この結果、各OFDMシンボルの位置における全サブキャリアの伝送路特性が推定される。周波数補間回路８−５は、推定した伝送路特性を表す信号を除算回路８−６に出力する。

除算回路８−６は、受信信号周波数シフト回路８−１から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路８−５から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。除算回路８−６は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を誤り訂正回路９に出力する。

誤り訂正回路９は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。

遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定する。例えば、遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性にIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定する。時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性は周波数特性であり、これに対してIFFTを施すことによって求められた時間応答特性が遅延プロファイルとなる。

遅延プロファイル推定回路１０は、遅延プロファイルをFFT区間制御回路７、周波数シフト量生成回路１１、および周波数補間フィルタ選択回路１２に出力する。なお、遅延プロファイル推定の方法としては、GI期間をタップ係数とする整合フィルタ（MF(Matched Filter)）を利用して、OFDM時間領域信号から推定する方法も知られている。

周波数シフト量生成回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて、周波数シフトに用いられるシフト量を生成する。例えば、周波数シフト量生成回路１１は、遅延プロファイルに含まれるパスの時間軸方向の中心位置（遅延広がりの中心位置）が、周波数補間回路８−５の補間フィルタの帯域を時間軸上で表したときにその中心位置になるようなシフト量を生成する。

周波数シフト量生成回路１１は、生成したシフト量を表す信号を受信信号周波数シフト回路８−１と伝送路特性周波数シフト回路８−４に出力する。

周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に従って、受信信号周波数シフト回路８−１においては、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の帯域が補間フィルタの帯域に収められるように周波数シフトが行われる。また、伝送路特性周波数シフト回路８−４においては、時間方向伝送路特性推定回路８−３から供給された伝送路特性を表す信号の帯域が補間フィルタの帯域に収められるように周波数シフトが行われる。

周波数補間フィルタ選択回路１２は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを求め、遅延広がりに応じた補間フィルタを、周波数補間回路８−５に与えられている補間フィルタの中から選択する。周波数補間フィルタ選択回路１２は、選択した補間フィルタを指定するフィルタ選択信号を周波数補間回路８−５に出力する。

特開２００６−３１１３８５号公報

以上のように、推定された遅延プロファイルは、FFT区間制御回路７によるFFT区間の決定、周波数シフト量生成回路１１によるシフト量の生成、周波数補間フィルタ選択回路１２による補間フィルタの選択に用いられる。

従って、検出限界を超え、検出することができないようなパスが存在するマルチパス環境では、遅延プロファイルを正しく推定することができないために、周波数シフト量を誤って生成してしまったり、補間フィルタを誤って選択してしまったりすることがある。伝送路の歪みを補償しきれないため、このことは、受信性能を劣化させてしまうことの原因になる。また、別な問題として、最適なFFTトリガー位置を誤ってしまうことがある。このとき、シンボル間干渉を引き起こし、受信性能を劣化させる。

図４は、２波環境での遅延プロファイルの例を示す図である。図４の横軸は遅延時間を表し、縦軸はパスのパワーを表す。

図４の例においては、パスＰとパスＱの２つのパスがあり、このうちのパスＰだけが検出可能とされ、パスＱはパワーが小さいために検出できないものとされている。

この場合、検出できたパスはパスＰだけであるから、実際にはパスＰとパスＱの間隔に相当する分だけ存在するにもかかわらず、遅延広がりは０として判断され、それに応じて補間フィルタの選択などが行われてしまうことになる。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、伝送路特性の推定を高い精度で行い、受信性能の劣化を回避することができるようにするものである。

本発明の一側面の受信装置は、周波数領域OFDM信号からパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出されたパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す伝送路特性信号を生成する伝送路特性推定手段と、前記伝送路特性推定手段により生成された前記伝送路特性信号から遅延プロファイルを推定する推定手段と、前記推定手段により推定された遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量を生成する周波数シフト量生成手段と、所定のシフト量であるシフト量オフセットを生成する制御手段と、前記周波数シフト量生成手段により生成された前記周波数シフト量と前記制御手段により生成された前記シフト量オフセットを加算し、トライアルシフト量を生成する加算手段と、前記加算手段により生成された前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトを行う第１の周波数シフト手段と、前記加算手段により生成された前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトを行う第２の周波数シフト手段と、前記第２の周波数シフト手段により周波数シフトが行われた前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理を施し、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を生成する補間手段と、前記第１の周波数シフト手段により周波数シフトが行われた前記周波数領域OFDM信号と、前記補間手段により周波数補間処理が施されることによって生成された信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号を生成する補償手段と、前記補償手段により生成された前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量を検出する検出手段と、時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する演算手段とを備え、前記制御手段は、さらに、前記推定手段により推定された遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、前記検出手段により検出されたノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間を検出するとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットを検出し、検出した最大のシフト量オフセットと、前記補間手段により用いられる補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置を推定して前記演算手段によるFFT演算の開始位置を設定する。

前記制御手段には、検出した最大のシフト量オフセットをｆ、前記補間手段により用いられる補間フィルタの帯域を時間軸上で表したときの幅をBWとし、式ｆ−BW／２により求められる値に対応する時間軸上の位置を、FFT演算の開始位置として設定させることができる。

本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、周波数領域OFDM信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す伝送路特性信号を生成し、前記伝送路特性信号から遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量を生成し、所定のシフト量であるシフト量オフセットを生成し、前記周波数シフト量と前記シフト量オフセットを加算し、トライアルシフト量を生成し、前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトを行い、前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトを行い、周波数シフトを行った前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理を施し、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を生成し、周波数シフトを行った前記周波数領域OFDM信号と、周波数補間処理を施すことによって生成した信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号を生成し、生成した前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量を検出し、時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成し、推定した遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、検出したノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間を検出するとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットを検出し、検出した最大のシフト量オフセットと、補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置を推定してFFT演算の開始位置を設定するステップを含む。

本発明の一側面においては、周波数領域OFDM信号からパイロット信号が抽出され、抽出されたパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性を表す伝送路特性信号が生成され、前記伝送路特性信号から遅延プロファイルが推定される。また、推定された遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量が生成され、所定のシフト量であるシフト量オフセットが生成され、前記周波数シフト量と前記シフト量オフセットを加算することによって、トライアルシフト量が生成され、前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトが行われ、前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトが行われる。さらに、周波数シフトが行われた前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理が施され、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号が生成され、周波数シフトが行われた前記周波数領域OFDM信号と、周波数補間処理を施すことによって生成された信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号が生成され、生成された前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量が検出される。推定された遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、検出されたノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間が検出されるとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットが検出され、検出された最大のシフト量オフセットと、補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置が推定されてFFT演算の開始位置が設定される。

本発明の一側面によれば、伝送路特性の推定を高い精度で行い、受信性能の劣化を回避することができる。

図５は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。図３の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。

図５のOFDM受信機１０１は、受信アンテナ１、チューナ２、A/D変換回路３、直交復調回路４、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、伝送路歪み補償回路８、誤り訂正回路９、遅延プロファイル推定回路１０、周波数シフト量生成回路１１、周波数補間フィルタ選択回路１２、および探索回路２１から構成される。

OFDM受信機１０１は、探索回路２１をさらに有している点で、図３のOFDM受信機１００と異なる。

チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。

A/D変換回路３は、チューナ２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。

直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路３から供給されたIF信号から時間領域OFDM信号を取得する。直交復調回路４は、時間領域OFDM信号を搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。

搬送波生成回路５は、直交復調回路４から供給された時間領域OFDM信号に基づいて所定の周波数の搬送波を生成し、生成した搬送波を直交復調回路４に出力する。

FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいて、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。

また、FFT回路６は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。FFT回路６は、抽出したデータを表すOFDM周波数領域信号を伝送路歪み補償回路８の受信信号周波数シフト回路８−１、SP抽出回路８−２と、探索回路２１の受信信号周波数シフト回路２１−３に出力する。

FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給された時間領域OFDM信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間の開始位置を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。

時間領域OFDM信号を用いてFFT区間を決定する場合、FFT区間制御回路７は、１OFDMシンボルの時間領域OFDM信号においてGIのコピー元として用いられた有効シンボルの後半の一部と各部の相関値を求め、相関値の高い部分をGIとして検出する。FFT区間制御回路７は、検出したGIと、有効シンボルの境界位置をFFT区間の開始位置として決定する。

また、遅延プロファイルを用いてFFT区間を決定する場合、FFT区間制御回路７は、遅延プロファイルにより表される、GIと有効シンボルの境界位置をFFT区間の開始位置として決定する。

伝送路歪み補償回路８は、受信信号周波数シフト回路８−１、SP抽出回路８−２、時間方向伝送路特性推定回路８−３、伝送路特性周波数シフト回路８−４、周波数補間回路８−５、および除算回路８−６から構成される。

受信信号周波数シフト回路８−１は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の周波数シフトを周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を除算回路８−６に出力する。

SP抽出回路８−２は、FFT回路６から供給された周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−２は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−３に出力する。

時間方向伝送路特性推定回路８−３は、SP抽出回路８−２により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。時間方向伝送路特性推定回路８−３は、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号を伝送路特性周波数シフト回路８−４、遅延プロファイル推定回路１０、および探索回路２１の伝送路特性周波数シフト回路２１−４に出力する。時間方向伝送路特性推定回路８−３から出力される伝送路特性を表す信号は例えば周波数軸上の信号として表される。

伝送路特性周波数シフト回路８−４は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性の周波数シフトを周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られた伝送路特性を周波数補間回路８−５に出力する。

周波数補間回路８−５は、周波数補間フィルタ選択回路１２から供給されたフィルタ選択信号に従って選択した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行い、伝送路特性周波数シフト回路８−４から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間回路８−５にはそれぞれ所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタが与えられており、この複数の補間フィルタの中から、周波数補間処理に用いる補間フィルタが選択される。

周波数補間回路８−５は、推定した伝送路特性を表す信号を除算回路８−６に出力する。

除算回路８−６は、受信信号周波数シフト回路８−１から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路８−５から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。除算回路８−６は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を誤り訂正回路９に出力する。

誤り訂正回路９は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。

遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルをFFT区間制御回路７、周波数シフト量生成回路１１、および周波数補間フィルタ選択回路１２に出力する。

周波数シフト量生成回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルと探索回路２１の制御回路２１−１から供給された最適シフト量オフセットに基づいてシフト量を生成する。

例えば、周波数シフト量生成回路１１は、遅延プロファイルの推定結果に含まれるパスの時間軸方向の中心位置が、周波数補間回路８−５の補間フィルタの帯域を時間軸上で表したときにその帯域の中心位置になるようなシフト量に、最適シフト量オフセットを加算することによってシフト量を生成する。

周波数シフト量生成回路１１は、生成したシフト量を表す信号を受信信号周波数シフト回路８−１、伝送路特性周波数シフト回路８−４、および探索回路２１の加算回路２１−２に出力する。

周波数補間フィルタ選択回路１２は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルと制御回路２１−１から供給された遅延広がり推定値を用いて、周波数補間回路８−５に与えられている補間フィルタの中から所定の補間フィルタを選択する。遅延広がり推定値が制御回路２１−１から供給された場合、例えば、周波数補間フィルタ選択回路１２は、遅延広がり推定値に応じた補間フィルタを選択する。

周波数補間フィルタ選択回路１２は、選択した補間フィルタを指定するフィルタ選択信号を周波数補間回路８−５に出力する。

探索回路２１は、制御回路２１−１、加算回路２１−２、受信信号周波数シフト回路２１−３、伝送路特性周波数シフト回路２１−４、周波数補間回路２１−５、除算回路２１−６、および信号品質検出回路２１−７から構成される。

制御回路２１−１は、周波数の所定のシフト量を表すシフト量オフセットを生成し、生成したシフト量オフセットを加算回路２１−２に出力する。制御回路２１−１は、このシフト量オフセットを所定の幅ずつ更新し、信号品質検出回路２１−７から供給された信号品質情報に基づいて最適シフト量オフセットを算出する。制御回路２１−１は、最適シフト量オフセットを周波数シフト量生成回路１１に出力する。

また、制御回路２１−１は、最適シフト量オフセットを算出する過程で遅延広がり推定値を算出し、算出した遅延広がり推定値を周波数補間フィルタ選択回路１２に出力する。

加算回路２１−２は、周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に対して、制御回路２１−１から供給されたシフト量オフセットを加算することによってトライアルシフト量を生成する。このトライアルシフト量は、品質を検出する対象となる、伝送路の歪みの補償後のOFDM周波数領域信号を取得するために用いるシフト量となる。トライアルシフト量の生成は、制御回路２１−１からシフト量オフセットが供給される毎に繰り返される。

加算回路２１−２は、トライアルシフト量を受信信号周波数シフト回路２１−３と伝送路特性周波数シフト回路２１−４に出力する。

受信信号周波数シフト回路２１−３は、伝送路歪み補償回路８の受信信号周波数シフト回路８−１と同様の処理を行い、伝送路特性周波数シフト回路２１−４は、伝送路歪み補償回路８の伝送路特性周波数シフト回路８−４と同様の処理を行なう。ただし、処理に用いるシフト量は異なる。

すなわち、受信信号周波数シフト回路２１−３は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の周波数シフトを加算回路２１−２により生成されたトライアルシフト量に従って行う。受信信号周波数シフト回路２１−３は、周波数シフトを行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を除算回路２１−６に出力する。

伝送路特性周波数シフト回路２１−４は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性の周波数シフトを加算回路２１−２により生成されたトライアルシフト量に従って行う。伝送路特性周波数シフト回路２１−４は、周波数シフトを行うことによって得られた伝送路特性を周波数補間回路２１−５に出力する。

周波数補間回路２１−５は、所定の帯域の補間フィルタを用いて周波数補間処理を行い、伝送路特性周波数シフト回路２１−４から供給された伝送路特性から、各OFDMシンボルの位置における全サブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間回路２１−５は、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を除算回路２１−６に出力する。

除算回路２１−６は、受信信号周波数シフト回路２１−３から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路２１−５から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。

除算回路２１−６は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を信号品質検出回路２１−７に出力する。以下、適宜、伝送路の歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を伝送路歪み補償後信号ともいう。

信号品質検出回路２１−７は、除算回路２１−６から供給された伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズの量を検出し、検出したノイズの量を表す情報を信号品質情報として制御回路２１−１に出力する。

なお、伝送路歪み補償回路８の受信信号周波数シフト回路８−１と探索回路２１の受信信号周波数シフト回路２１−３は同じ処理を行う回路であり、１つの回路によってまとめて実現されるようにしてもよい。

また、伝送路歪み補償回路８の伝送路特性周波数シフト回路８−４と探索回路２１の伝送路特性周波数シフト回路２１−４は同じ処理を行う回路であり、１つの回路によってまとめて実現されるようにしてもよい。

さらに、伝送路歪み補償回路８の除算回路８−６と探索回路２１の除算回路２１−６は同じ処理を行う回路であり、１つの回路によってまとめて実現されるようにしてもよい。

探索回路２１の周波数補間回路２１−５は、伝送路歪み補償回路８の周波数補間回路８−５とまとめて１つの回路によって実現されるか、周波数補間回路８−５が備える複数の補間フィルタのうち、最大の帯域の補間フィルタが与えられた回路によって実現される。

図６は、信号品質検出回路２１−７の構成例を示すブロック図である。

図６に示されるように、信号品質検出回路２１−７は、硬判定回路２１−７ａ、減算回路２１−７ｂ、２乗演算回路２１−７ｃ、キャリア方向平均化回路２１−７ｄ、および時間方向平均化回路２１−７ｅから構成される。除算回路２１−６から出力された伝送路歪み補償後信号は硬判定回路２１−７ａと減算回路２１−７ｂに入力される。

硬判定回路２１−７ａは、PSKやQAMなどの変調方式に従って、伝送路歪み補償後信号を対象として硬判定を行う。硬判定回路２１−７ａは、判定結果である硬判定値を減算回路２１−７ｂに出力する。

減算回路２１−７ｂは、硬判定値と伝送路歪み補償後信号の値の差を２乗演算回路２１−７ｃに出力する。硬判定値とOFDM周波数領域信号の差がノイズ量となる。

２乗演算回路２１−７ｃは、減算回路２１−７ｂにより算出されたノイズ量を２乗し、パワーに変換する。２乗演算回路２１−７ｃは、２乗演算によって求められたノイズのパワーをキャリア方向平均化回路２１−７ｄに出力する。

キャリア方向平均化回路２１−７ｄは、２乗演算回路２１−７ｃにより求められたパワーのキャリア方向の平均を取ることによって、その精度を向上させる。キャリア方向平均化回路２１−７ｄは、パワーのキャリア方向の平均を時間方向平均化回路２１−７ｅに出力する。

１つのトライアルシフト量を複数シンボルに渡って適用する場合、時間方向に平均を取ることも可能となる。この場合、時間方向平均化回路２１−７ｅは、同じトライアルシフト量に基づいて得られた伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズのパワーの時間方向の平均を算出し、算出した時間方向の平均を表す情報を信号品質情報として制御回路２１−１に出力する。時間方向平均化回路２１−７ｅに対しては、それまでの演算に用いられた情報を消すためのリセット信号が、トライアルシフト量が変更される毎に入力される。

ここで、最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値の算出方法について説明する。

図７は、２波環境での最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値の算出方法の概念を示す図である。

以上の説明においては、周波数補間回路２１−５の補間フィルタは固定であり、この補間フィルタの帯域に合わせて信号をシフトさせることによって伝送路歪み補償後信号を生成するものとしたが、説明の便宜上、図７においては、補間フィルタの帯域をシフトさせて示している。図７の帯域Ｚ₁乃至Ｚ₃は、周波数補間回路２１−５の補間フィルタの帯域をシフトさせて時間軸上に表したものである。BWは補間フィルタの帯域を表す。

図７のＡは、シフト量オフセットに対する、信号品質情報により表されるノイズ量の変化を表す。横軸はシフト量オフセットを表し、縦軸はノイズ量を表す。上述したように、シフト量オフセットが更新される毎に伝送路歪み補償後信号のノイズ量が信号品質検出回路２１−７により求められる。シフト量オフセット全範囲のノイズ量を一度に示すと図７のＡに示されるようなグラフが得られる。

図７のＡのグラフによって表されるノイズ量は、基本的に、伝送路の歪みによって生じたノイズの量と、伝送路上で加えられる熱雑音などのノイズの量を加算した量になる。後者のノイズは信号処理によっては除去できないノイズであるから、伝送路の歪みを正しく補償できた場合には全体のノイズ量は０に近くなり、検出できないパスが存在することなどによって伝送路の歪みを正しく補償できていない場合には全体のノイズ量は多くなる。

図７のＢは、図４と同様に、パスＰとパスＱの２つのパスが存在する環境において推定された遅延プロファイルである。パスＰとパスＱのうち、パスＰだけが検出可能とされている。

この場合、従来の周波数シフト量の決定方法によれば、遅延広がりは０として検出されるため、パスＰの位置が補間フィルタの帯域の中心位置になるようなシフト量が生成される。検出できないパスＱが実際には存在するため、このようにして決定されたシフト量を用いて得られた伝送路歪み補償後信号には、パスＱが存在する分だけノイズは多くなる。

遅延プロファイルから推定できる遅延広がりの中心位置に対応するシフト量オフセットを基準（０）とし、その位置のノイズ量をNPWR０とする。図７の例においては、遅延プロファイルから推定できる遅延広がりは０であるから、パスＰの位置がシフト量オフセット０の位置として設定されている。帯域Ｚ₁は、シフト量オフセットが０の場合、すなわち、パスＰの位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。帯域Ｚ₁にはパスＱの成分は含まれない。

制御回路２１−１から出力されるシフト量オフセットが所定の幅ずつ更新されることによって、補間フィルタの帯域は、遅延プロファイルとの関係では図７に示されるように順次ずらしたものになる。

帯域Ｚ₂は、シフト量オフセットがｂである場合に、そのｂの位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。帯域Ｚ₃は、シフト量オフセットがｆである場合に、そのｆの位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。

シフト量オフセットがｂからｆまでの区間内の位置を中心位置とする補間フィルタの帯域にはパスＱも常に含まれることになり、パスＱの成分も含めて、伝送路の歪みを除去する処理が行われる。従って、この場合、図７のＡのグラフに示されるように、伝送路の歪みが正しく補償されるためにノイズの量は少なくなる。

このようなノイズ量が信号品質検出回路２１−７により検出された場合、制御回路２１−１においては、ノイズ量が最小になる区間の左端のシフト量オフセットであるｂと、右端のシフト量オフセットであるfを用いて、最適シフト量オフセットｃが下式（１）に従って算出される。

また、遅延広がり推定値ｄが下式（２）に従って算出される。

算出された最適シフト量オフセットｃは、制御回路２１−１から周波数シフト量生成回路１１に出力され、遅延広がり推定値ｄは、制御回路２１−１から周波数補間フィルタ選択回路１２に出力される。

このように、探索回路２１においては、遅延プロファイルからでは検出できないパスＱの位置をノイズの量に基づいて推定することができ、それに応じて周波数シフト量の設定や補間フィルタの選択などを行うことにより、伝送路の歪みを高い精度で補償することが可能になる。

シフト量オフセットｂ，ｆの探索についてさらに説明する。

図７のＡに示されるグラフにおいてはノイズ量が直線で示されているが、実際には、伝送路での雑音、量子化や同期のジッタ、あるいは送信データに応じて、図８に示されるように、ノイズ量は変動のある形で検出される。そのため、単純に後優先と前優先の最小値探索を行うことによってはシフト量オフセットｂ，ｆを決定することはできない。

そこで、制御回路２１−１においては、プラス方向の最小値探索とマイナス方向の最小値探索が順に行われ、シフト量オフセットｆ，ｂがそれぞれ決定される。

はじめに、プラス方向の最小値探索を行うことによってシフト量オフセットｆを決定する処理について説明する。

図８の位置Ｐ₁は、シフト量オフセットｆの探索を行うために設定されたスタート位置である。位置Ｐ₁を基準として、所定のステップ幅Δずつ、シフト量オフセットがプラス方向に更新される。これを式で表すと下式（３）のようになる。

ｆ［ｎ］は現在のシフト量オフセットを表し、ｆ［ｎ＋１］は現在のシフト量オフセットを１回だけ更新した後のシフト量オフセットを表す。ステップ幅Δは時間に応じて変化させても良く、１度の探索の中で必ずしも一定でなければならないというものではない。

ｆ［ｎ］におけるノイズ量であるnpwr［ｎ］が取得され、このnpwr［ｎ］が下式（４）の条件を満たすようになるまでシフト量オフセットが更新される。所定のノイズ量がマージンとして設定される。

式（４）の条件を満足した場合、現在のシフト量オフセットｆ［ｎ］の１つ前のシフト量オフセットであるｆ［ｎ−１］が、シフト量オフセットｆとして決定される。

図８においては、位置Ｐ₅のシフト量オフセットにおいて式（４）の条件を満たすようになったことから、位置Ｐ₄のシフト量オフセットがシフト量オフセットｆとして決定されている。

次に、マイナス方向の最小値探索を行うことによってシフト量オフセットｂを決定する処理について説明する。

シフト量オフセットｂの探索のためのスタート位置はシフト量オフセットｆとして決定された位置Ｐ₄となる。位置Ｐ₄を基準として、所定のステップ幅Δずつ、ｂの値がマイナス方向に更新される。これを式で表現すると下式（５）のようになる。

ｂ［ｎ］は現在のシフト量オフセットを表し、ｂ［ｎ＋１］は現在のシフト量オフセットを１回だけ更新した後のシフト量オフセットを表す。

シフト量オフセットｆの探索と同様に、ｂ［ｎ］におけるノイズ量であるnpwr［ｎ］が取得され、下式（６）の条件を満たすようになるまでシフト量オフセットが更新される。

式（６）の条件を満足した場合、現在のシフト量オフセットｂ［ｎ］の１つ前のシフト量オフセットであるｂ［ｎ−１］が、シフト量オフセットｂとして決定される。

図８においては、位置Ｐ₂のシフト量オフセットにおいて式（６）の条件を満たすようになったことから、位置Ｐ₃のシフト量オフセットがシフト量オフセットｂとして決定されている。

このようにして決定されたシフト量オフセットｂ，ｆが、上式（１）による最適シフト量オフセットｃの算出、式（２）による遅延広がり推定値ｄの算出に用いられる。

なお、上式（４）、（６）に含まれるマージンとして、異なる値がノイズ量に応じて設定されるようにしてもよい。通常、ノイズ量の絶対値が大きいところ程ばらつきも大きく、ノイズ量の絶対値が小さいところ程ばらつきが小さい。

このことを考慮してマージンを可変にすることで、ノイズ量の絶対値の大小に関わらず、一定の精度で、シフト量オフセットｂ，ｆの最適値を求めることが可能になる。すなわち、ノイズ量の絶対値が大きい位置には大きな値がマージンとして設定され、ノイズ量が小さい位置には小さな値がマージンとして設定されることになる。

次に、以上のような構成を有するOFDM受信機１０１の処理について説明する。以下の各処理は、適宜、他の処理と並行して、あるいは他の処理と前後して行われる。

はじめに、図９および図１０のフローチャートを参照して、OFDM受信機１０１のOFDM復調処理について説明する。

ステップＳ１において、チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号を周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。

ステップＳ２において、A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。

ステップＳ３において、直交復調回路４は直交復調を行い、時間領域OFDM信号を搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。

ステップＳ４において、FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されるFFTトリガーパルスに基づいてFFT区間を設定し、FFT演算を行う。FFT回路６は、FFT演算を行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を受信信号周波数シフト回路８−１、SP抽出回路８−２、および受信信号周波数シフト回路２１−３に出力する。

ステップＳ５において、SP抽出回路８−２は、周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−２は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−３に出力する。

ステップＳ６において、時間方向伝送路特性推定回路８−３は、３サブキャリア毎の時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を伝送路特性周波数シフト回路８−４、遅延プロファイル推定回路１０、および伝送路特性周波数シフト回路２１−４に出力する。

ステップＳ７において、遅延プロファイル推定回路１０は、遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイルをFFT区間制御回路７、周波数シフト量生成回路１１、および周波数補間フィルタ選択回路１２に出力する。

ステップＳ８において、FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給された時間領域OFDM信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。

ステップＳ９において、周波数シフト量生成回路１１は、遅延プロファイルと、探索回路２１の制御回路２１−１から供給された最適シフト量オフセットに基づいてシフト量を生成し、生成したシフト量を表す信号を受信信号周波数シフト回路８−１、伝送路特性周波数シフト回路８−４、および加算回路２１−２に出力する。周波数シフト量生成回路１１に対しては、図１１の処理が行われることによって算出された最適シフト量オフセットが制御回路２１−１から供給される。

ステップＳ１０において、周波数補間フィルタ選択回路１２は、遅延プロファイルと、制御回路２１−１から供給された遅延広がり推定値に基づいて補間フィルタを選択し、フィルタ選択信号を周波数補間回路８−５に出力する。周波数補間フィルタ選択回路１２に対しては、図１１の処理が行われることによって算出された遅延広がり推定値が制御回路２１−１から供給される。

ステップＳ１１において、受信信号周波数シフト回路８−１は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の周波数シフトを行い、周波数シフトを行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を除算回路８−６に出力する。

ステップＳ１２において、伝送路特性周波数シフト回路８−４は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された３サブキャリア毎の伝送路特性の周波数シフトを行い、周波数シフトを行うことによって得られた伝送路特性を周波数補間回路８−５に出力する。

ステップＳ１３において、周波数補間回路８−５は、周波数補間フィルタ選択回路１２により選択された補間フィルタを用いて周波数補間処理を行うことによって、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間回路８−５は、各OFDMシンボルの位置における全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を除算回路８−６に出力する。

ステップＳ１４において、除算回路８−６は、受信信号周波数シフト回路８−１から供給されたOFDM周波数領域信号から、伝送路による歪みの成分を除去する。除算回路８−６は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を誤り訂正回路９に出力する。

ステップＳ１５において、誤り訂正回路９は、デインタリーブ処理、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの各種の処理を施し、復号データを後段の回路に出力する。

以上の処理が、信号の受信を行っている間、OFDM受信機１０１により繰り返される。

次に、図１１のフローチャートを参照して、最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値を算出する制御回路２１−１の処理について説明する。

OFDM受信機１０１においては、信号の受信が行われている間、常時、図９、図１０の処理と並行して図１１の処理が行われる。

図１１のステップＳ２２乃至Ｓ２９がシフト量オフセットｆを探索する処理となり、ステップＳ３０乃至Ｓ３７が、シフト量オフセットｂを探索する処理となる。シフト量オフセットｆ，ｂが決定された後、最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値が算出される。

ステップＳ２１において、制御回路２１−１は、シフト量オフセットのステップ幅Δと、マージンを設定する。

ステップＳ２２において、制御回路２１−１は、シフト量オフセットｆを探索するためのスタート位置を設定する。

ステップＳ２３において、制御回路２１−１は、現在のシフト量オフセットをトライ値ｆ［ｎ］として設定する。

ステップＳ２４において、制御回路２１−１は信号品質情報取得処理を行う。この処理により、トライ値ｆ［ｎ］におけるノイズ量であるnpwr［ｎ］が取得される。信号品質情報取得処理については図１２のフローチャートを参照して後述する。

ステップＳ２５において、制御回路２１−１は、これまでに取得したnpwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値にマージンを加えた量が、npwr［ｎ］未満であるか否か、すなわち、上式（４）の条件を満たしているか否かを判定する。

上式（４）の条件を満たしていないとステップＳ２５において判定した場合、ステップＳ２６において、制御回路２１−１は、npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下であるか否かを判定する。

npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下であるとステップＳ２６において判定した場合、ステップＳ２７において、制御回路２１−１は、新たな最小値としてnpwr［ｎ］を設定する。

npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下ではないとステップＳ２６において判定された場合、ステップＳ２７の処理はスキップされる。

ステップＳ２８において、制御回路２１−１はｎの値を１だけ加算する。その後、ステップＳ２３以降の処理が繰り返される。

一方、上式（４）の条件を満たしているとステップＳ２５において判定した場合、ステップＳ２９において、制御回路２１−１は、１つ前のトライ値であるｆ［ｎ−１］をシフト量オフセットｆとして決定する。

ステップＳ３０において、制御回路２１−１はｎの値をリセットする。

ステップＳ３１において、制御回路２１−１は、シフト量オフセットｆとして決定された位置を、シフト量オフセットｂの探索のためのスタート位置として設定するとともに、トライ値ｂ［ｎ］を設定する。

ステップＳ３２において、制御回路２１−１は信号品質情報取得処理を行う。この処理により、トライ値ｂ［ｎ］におけるノイズ量であるnpwr［ｎ］が取得される。

ステップＳ３３において、制御回路２１−１は、これまでに取得したnpwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値にマージンを加えた量が、npwr［ｎ］未満であるか否か、すなわち、上式（６）の条件を満たしているか否かを判定する。

上式（６）の条件を満たしていないとステップＳ３３において判定した場合、ステップＳ３４において、制御回路２１−１は、npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下であるか否かを判定する。

npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下であるとステップＳ３４において判定した場合、ステップＳ３５において、制御回路２１−１は、新たな最小値としてnpwr［ｎ］を設定する。

npwr［ｎ］が、npwr［０］，npwr［１］，npwr［２］，・・・，npwr［ｎ−１］のうちの最小値以下ではないとステップＳ３４において判定された場合、ステップＳ３５の処理はスキップされる。

ステップＳ３６において、制御回路２１−１はｎの値を１だけ加算する。その後、ステップＳ３１以降の処理が繰り返される。

一方、上式（６）の条件を満たしているとステップＳ３３において判定した場合、ステップＳ３７において、制御回路２１−１は、１つ前のトライ値であるｂ［ｎ−１］をシフト量オフセットｂとして決定する。

ステップＳ３８において、制御回路２１−１は、シフト量オフセットｂ，ｆを用いて上式（１）の計算を行うことによって最適シフト量オフセットｃを算出し、上式（２）の計算を行うことによって遅延広がり推定値ｄを算出する。制御回路２１−１は、最適シフト量オフセットｃを周波数シフト量生成回路１１に出力し、遅延広がり推定値ｄを周波数補間フィルタ選択回路１２に出力する。

その後、ステップＳ２１に戻り、以上の処理が繰り返される。

次に、図１２のフローチャートを参照して、図１１のステップＳ２４、またはステップＳ３２において行われる信号品質情報取得処理について説明する。

ステップＳ５１において、加算回路２１−２は、周波数シフト量生成回路１１により生成されたシフト量に対して、制御回路２１−１から供給されたシフト量オフセット（図１１のステップＳ２３、またはステップＳ３１において設定されたトライ値）を加算することによってトライアルシフト量を生成する。加算回路２１−２は、トライアルシフト量を受信信号周波数シフト回路２１−３と伝送路特性周波数シフト回路２１−４に出力する。

ステップＳ５２において、受信信号周波数シフト回路２１−３は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の周波数シフトをトライアルシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を除算回路２１−６に出力する。

ステップＳ５３において、伝送路特性周波数シフト回路２１−４は、時間方向伝送路特性推定回路８−３により推定された伝送路特性の周波数シフトをトライアルシフト量に従って行い、周波数シフトを行うことによって得られた伝送路特性を周波数補間回路２１−５に出力する。

ステップＳ５４において、周波数補間回路２１−５は、周波数補間処理を行うことによって各OFDMシンボルの位置における全サブキャリアの伝送路特性を推定し、推定した全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を除算回路２１−６に出力する。

ステップＳ５５において、除算回路２１−６は、受信信号周波数シフト回路２１−３から供給されたOFDM周波数領域信号に含まれる、伝送路による歪みの成分を除去し、伝送路歪み補償後信号を信号品質検出回路２１−７に出力する。

ステップＳ５６において、信号品質検出回路２１−７は、除算回路２１−６から供給された周波数領域OFDM信号のノイズ量を検出し、検出したノイズ量を表す信号品質情報を制御回路２１−１に出力する。

ステップＳ５７において、制御回路２１−１は、信号品質検出回路２１−７から供給された信号品質情報を取得する。

その後、図１１のステップＳ２４、またはステップＳ３２に戻り、それ以降の処理が行われる。

以上の処理により、遅延プロファイルからでは推定できないパスによる歪みをも補償することが可能になる。すなわち、伝送路の歪みを高い精度で補償することが可能になる。

また、以上の処理が常時行われることにより、遅延プロファイルが逐次変動するような環境においても、その変動に追従して伝送路の歪みを補償することが可能になる。

さらに、伝送路の歪みの補償を行う伝送路歪み補償回路８と並列に設けられる探索回路２１において伝送路特性の推定を行い、推定結果を伝送路歪み補償回路８の処理対象となる信号に反映させるようにしたため、データの破綻が起こることもない。

図１３は、本発明の一実施形態に係る他のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。図５のOFDM受信機１０１の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。

図１３のOFDM受信機１０２は、伝送路品質情報に基づいて最適FFTトリガーパルス位置が制御回路２１−１により算出され、FFT区間制御回路７に供給されるようになされている点が、図５のOFDM受信機１０１と異なる。最適FFTトリガーパルス位置は、FFT区間の最適な開始位置を決定するのに用いられる。

最適FFTトリガーパルス位置を取得したFFT区間制御回路７からFFT回路６に対しては、最適FFTトリガーパルス位置と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて決定されたFFT区間の開始位置を表すFFTトリガーパルスが出力される。最適FFTトリガーパルス位置が最早到来波の位置を表す場合、その位置をFFT区間の開始位置とするようなFFTトリガーパルスが出力される。

ここで、最適FFTトリガーパルス位置の算出方法について説明する。

図１４は、３波環境での最適FFTトリガーパルス位置の算出方法の概念を示す図である。

図１４の帯域Ｚ₁₁乃至Ｚ₁₃は、周波数補間回路２１−５の補間フィルタの帯域をシフトさせて時間軸上に表したものである。BWは補間フィルタの帯域を表す。

図１４のＡは、シフト量オフセットに対する、信号品質情報により表されるノイズ量の変化を表す。横軸はシフト量オフセットを表し、縦軸はノイズ量を表す。

図１４のＢは、パスＰ、パスＱ、パスＲの３つのパスが存在する環境において推定された遅延プロファイルである。パスＱとパスＲは遅延プロファイルから検出可能とされ、最早到来波であるパスＰは検出不可とされている。

この場合、従来の周波数シフト量の決定方法によれば、遅延広がりはパスＱとパスＲの間隔の分だけ検出されるため、パスＱとパスＲの中心位置が補間フィルタの帯域の中心位置になるようなシフト量が生成される。図１４の帯域Ｚ₁₁は、パスＱとパスＲの中心位置と同じ位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。

また、従来のFFTトリガーパルスの生成方法によれば、FFTトリガーパルスは、図１４の矢印Ａ₁に示されるように、検出可能な最早到来波であるパスＱの位置に合わせて生成される。

図１３の制御回路２１−１においては、図５の制御回路２１−１により行われるのと同様にしてシフト量オフセットｆ，ｂが決定される。

図１４の帯域Ｚ₁₂は、シフト量オフセットがｆである場合に、そのｆの位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。帯域Ｚ₁₃は、シフト量オフセットがｂである場合に、そのｂの位置を中心位置とする補間フィルタの帯域を表す。

シフト量オフセットｆ，ｂはノイズ量が最も少ない区間の両端の位置を表すから、シフト量オフセットがｂからｆまでの区間内の位置を中心位置とする補間フィルタの帯域にはパスＰも常に含まれる。

シフト量オフセットｆ，ｂのうちの少なくともシフト量オフセットｆが決定された後、制御回路２１−１においては、下式（７）に従って最適FFTトリガーパルス位置ｔが算出される。

最適FFTトリガーパルス位置ｔは、遅延プロファイルから検出できるパスＱとパスＲの中心位置を基準として表される、最適なFFTトリガーパルスの位置の意味を持っている。

すなわち、遅延プロファイルから検出できる遅延広がりの中心位置を基準として、ノイズ量が最小となるシフト量オフセットの区間が検出されるとともに、検出された区間内で最大となるシフト量オフセットｆと、補間フィルタの帯域BWに基づいて、実際の最早到来波であるパスＰの位置が推定され、式(２)に従って算出された遅延広がり推定値ｄがGI長より小さい場合、推定された位置をFFT区間の開始位置とするように、最適FFTトリガーパルス位置ｔが設定される。図１４においては、矢印Ａ₂で示される位置はパスＰの位置と同じ位置であり、この矢印Ａ₂で示される位置が、最適FFTトリガーパルス位置ｔとして算出されている。

このようにして算出された最適FFTトリガーパルス位置ｔは制御回路２１−１からFFT区間制御回路７に出力され、FFT区間制御回路７において、最適FFTトリガーパルス位置ｔと、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間の開始位置が決定される。

ここで、図１３のOFDM受信機１０２の処理について説明する。

OFDM受信機１０２の処理は、基本的に、最適FFTトリガーパルス位置の算出が行われる点と、FFT区間の決定が最適FFTトリガーパルス位置を考慮して行われる点を除いて、OFDM受信機１０１の処理と同様の処理である。

すなわち、図９、図１０の処理と同様の処理がOFDM受信機１０２により行われる。図９のステップＳ８においては、FFT区間を制御するために、最適FFTトリガーパルス位置が考慮される。

図１５のフローチャートを参照して、最適シフト量オフセットと遅延広がり推定値に加えて、最適FFTトリガーパルス位置を算出する制御回路２１−１の処理について説明する。

図１５のステップＳ７１乃至Ｓ８８は、図１１のステップＳ２１乃至Ｓ３８と同様の処理である。すなわち、ステップＳ７２乃至ステップＳ７９においてシフト量オフセットｆの探索が行われ、ステップＳ８０乃至ステップＳ８７においてシフト量オフセットｂの探索が行われる。シフト量オフセットｆ，ｂが求められた後、ステップＳ８８において、最適シフト量オフセットｃと遅延広がり推定値ｄが算出される。

ステップＳ８９において、制御回路２１−１は、シフト量オフセットｆと補間フィルタの帯域BWを用いて上式（７）の計算を行うことによって最適FFTトリガーパルス位置ｔを算出する。制御回路２１−１は、最適FFTトリガーパルス位置ｔをFFT区間制御回路７に出力する。

その後、ステップＳ７１に戻り、以上の処理が繰り返される。

以上の処理により、遅延プロファイルからでは検出できない最早到来波の位置を推定することができ、その位置を考慮してFFT区間を設定することが可能になる。これにより、シンボル間干渉による信号の劣化を抑圧することができる。

以上においては、硬判定を行うことによってノイズ量を検出するものとしたが、伝送路歪み補償後信号の雑音成分や、誤り訂正数により算出できるBER(Bit Error Rate)が信号品質情報として生成されるようにしてもよい。

上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされ

図１６は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。

CPU(Central Processing Unit)５１、ROM(Read Only Memory)５２、RAM(Random Access Memory)５３は、バス５４により相互に接続されている。

バス５４には、さらに、入出力インターフェース５５が接続されている。入出力インターフェース５５には、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる入力部５６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部５７、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部５８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部５９、光ディスクや半導体メモリなどのリムーバブルメディア６１を駆動するドライブ６０が接続されている。

以上のように構成されるコンピュータでは、CPU５１が、例えば、記憶部５８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース５５及びバス５４を介してRAM５３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。

CPU５１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア６１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部５８にインストールされる。

なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。

本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置の例を示す図である。 従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 遅延プロファイルの例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図５の信号品質検出回路の構成例を示すブロック図である。 最適シフト量オフセットと遅延広がりの算出方法の概念を示す図である。 信号品質が最良となる区間の右端と左端の位置の探索について示す図である。 OFDM受信機のOFDM復調処理について説明するフローチャートである。 OFDM受信機のOFDM復調処理について説明する、図９に続くフローチャートである。 OFDM受信機の算出処理について説明するフローチャートである。 図１１のステップＳ２４，Ｓ３２において行われる信号品質情報取得処理について説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の他の構成例を示すブロック図である。 最適トリガーパルス位置の算出方法の概念を示す図である。 OFDM受信機の他の算出処理について説明するフローチャートである。 パーソナルコンピュータの構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１０１，１０２ OFDM受信機， １ 受信アンテナ， ２ チューナ， ３ A/D変換回路， ４ 直交復調回路， ５ 搬送波生成回路， ６ FFT回路， ７ FFT区間制御回路， ８ 伝送路歪み補償回路， ８−１ 受信信号周波数シフト回路， ８−２ SP抽出回路， ８−３ 時間方向伝送路特性推定回路， ８−４ 伝送路特性周波数シフト回路， ８−５ 周波数補間回路， ８−６ 除算回路， ９ 誤り訂正回路， １０ 遅延プロファイル推定回路， １１ 周波数シフト量生成回路， １２ 周波数補間フィルタ選択回路， ２１ 探索回路， ２１−１ 制御回路， ２１−２ 加算回路， ２１−３ 受信信号周波数シフト回路， ２１−４ 伝送路特性周波数シフト回路， ２１−５ 周波数補間回路， ２１−６ 除算回路， ２１−７ 信号品質検出回路

Claims (4)

1. 周波数領域OFDM信号からパイロット信号を抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段により抽出されたパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す伝送路特性信号を生成する伝送路特性推定手段と、
   前記伝送路特性推定手段により生成された前記伝送路特性信号から遅延プロファイルを推定する推定手段と、
   前記推定手段により推定された遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量を生成する周波数シフト量生成手段と、
   所定のシフト量であるシフト量オフセットを生成する制御手段と、
   前記周波数シフト量生成手段により生成された前記周波数シフト量と前記制御手段により生成された前記シフト量オフセットを加算し、トライアルシフト量を生成する加算手段と、
   前記加算手段により生成された前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトを行う第１の周波数シフト手段と、
   前記加算手段により生成された前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトを行う第２の周波数シフト手段と、
   前記第２の周波数シフト手段により周波数シフトが行われた前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理を施し、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を生成する補間手段と、
   前記第１の周波数シフト手段により周波数シフトが行われた前記周波数領域OFDM信号と、前記補間手段により周波数補間処理が施されることによって生成された信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号を生成する補償手段と、
   前記補償手段により生成された前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量を検出する検出手段と、
   時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する演算手段と
   を備え、
   前記制御手段は、さらに、前記推定手段により推定された遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、前記検出手段により検出されたノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間を検出するとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットを検出し、検出した最大のシフト量オフセットと、前記補間手段により用いられる補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置を推定して前記演算手段によるFFT演算の開始位置を設定する
   受信装置。
2. 前記制御手段は、検出した最大のシフト量オフセットをｆ、前記補間手段により用いられる補間フィルタの帯域を時間軸上で表したときの幅をBWとし、式ｆ−BW／２により求められる値に対応する時間軸上の位置を、FFT演算の開始位置として設定する
   請求項１に記載の受信装置。
3. 周波数領域OFDM信号からパイロット信号を抽出し、
   抽出したパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す伝送路特性信号を生成し、
   前記伝送路特性信号から遅延プロファイルを推定し、
   推定した遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量を生成し、
   所定のシフト量であるシフト量オフセットを生成し、
   前記周波数シフト量と前記シフト量オフセットを加算し、トライアルシフト量を生成し、
   前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトを行い、
   前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトを行い、
   周波数シフトを行った前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理を施し、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を生成し、
   周波数シフトを行った前記周波数領域OFDM信号と、周波数補間処理を施すことによって生成した信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号を生成し、
   生成した前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量を検出し、
   時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成し、
   推定した遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、検出したノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間を検出するとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットを検出し、検出した最大のシフト量オフセットと、補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置を推定してFFT演算の開始位置を設定する
   ステップを含む受信方法。
4. 周波数領域OFDM信号からパイロット信号を抽出し、
   抽出したパイロット信号に基づいて時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す伝送路特性信号を生成し、
   前記伝送路特性信号から遅延プロファイルを推定し、
   推定した遅延プロファイルと、周波数補間処理に用いられる補間フィルタの帯域に基づいて、周波数シフト量を生成し、
   所定のシフト量であるシフト量オフセットを生成し、
   前記周波数シフト量と前記シフト量オフセットを加算し、トライアルシフト量を生成し、
   前記トライアルシフト量に従って、前記周波数領域OFDM信号の周波数シフトを行い、
   前記トライアルシフト量に従って、前記伝送路特性信号の周波数シフトを行い、
   周波数シフトを行った前記伝送路特性信号に対して前記補間フィルタを用いて周波数補間処理を施し、全サブキャリアの伝送路特性を表す信号を生成し、
   周波数シフトを行った前記周波数領域OFDM信号と、周波数補間処理を施すことによって生成した信号に基づいて、伝送路の歪みの成分を除去した信号である伝送路歪み補償後信号を生成し、
   生成した前記伝送路歪み補償後信号に含まれるノイズ量を検出し、
   時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成し、
   推定した遅延プロファイルからでは最早到来波の時間軸上の位置を検出することができない場合、検出したノイズ量が最小となる前記シフト量オフセットの区間を検出するとともに、遅延プロファイルに基づいて検出可能な遅延広がりの中心位置を基準として前記区間内で最大となるシフト量オフセットを検出し、検出した最大のシフト量オフセットと、補間フィルタの帯域から、最早到来波の時間軸上の位置を推定してFFT演算の開始位置を設定する
   ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。

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