CN101682450A - Ofdm解调装置、ofdm解调方法、ofdm解调程序以及记录介质 - Google Patents

Abstract

在传输频带内的特定频率存在多个具有峰值较强的乱真干扰波时，因上述干扰波所具有的相关不稳定，因此消除干扰波所具有的相关比较困难。本发明提供的OFDM装置具备将保护相关信号沿符号编号方向积分的符号积分电路(131)、从上述被积分的保护相关信号中消除偏移的偏移消除电路(132)。由此，包含在保护相关信号中的干扰波所引起的振动成分可以通过沿符号编号方向的积分来消除，从而能够确实地消除保护相关信号中的偏移。因此，可以通过最大值检测电路(124)获得正确的符号定时，而且，通过相位计算电路(125)计算出正确的相位旋转量。

Description

OFDM解调装置、OFDM解调方法、OFDM解调程序以及记录介质

技术领域

本发明涉及以正交频分复用方式(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex；以下简称OFDM)对接收信号进行解调的OFDM解调装置、OFDM解调方法以及OFDM解调程序，还涉及记录有上述OFDM解调程序并可由计算机读取的记录介质。

背景技术

地面数字广播经常受到由建筑物等造成的重影干扰，例如，因建筑物等的存在而被反射的反射波与直达波之间互相干扰，导致信号衰减的多径现象，或者，上述反射波之间互相干扰，导致信号衰减的衰落现象。因此，作为有效克服这些因干扰而衰落的方法，多载波OFDM调制/解调方式广泛得到应用。

所谓OFDM调制/解调方式，是一种通过在1个信道频带内设置多个(256至1024个左右)子载波从而能够高效传输视频信号、音频信号的数字调制/解调方式。

在OFDM调制/解调方式中，通过反向快速傅立叶变换(IFFT：InverseFast Fourier Transform)对全部载波进行OFDM调制，由此生成基带(BB：Base Band)信号。

图15是OFDM调制波的传输符号300的结构图。传输符号300包括有效符号301。在本说明书中，Tu表示有效符号期间(有效符号301的期间长度)。并且，使IFFT的处理窗的期间与有效符号期间Tu一致。以有效符号301为基本单位进行数字调制后所得到的全部载波之和，称之为OFDM传输符号。

通常，如图15所示，实际的传输符号除了包含有效符号301之外，还包含保护间隔(Guard Interval：保护区间)302。在本说明书中，Tg表示保护间隔期间(保护间隔302的期间长度)。保护间隔302的信号波形是，复制了有效符号301的一部分(表示为点图案的部分303)信号波形而得到的。传输符号期间(传输符号300的期间长度)Ts是，有效符号期间Tu与保护间隔期间Tg之和。

参照非专利文献1所记载的广播标准，有效符号期间Tu根据被称为模式(MODE)的参数可定义成如下表1所示的量。

表1

MODE	有效符号的期间长度tsμsec
		1	252
2	504
		3	1008

而且，保护间隔期间(单位：μs)根据被称为GI期间长度(GI比)的参数，可定义成如下表2所示的量，其中，GI期间长度(GI比)是保护间隔期间相对于各有效符号期间的比。

表2

另外，收集若干个传输符号，构成传输帧。这是，在收集有100个左右信息传输用符号的集合中，附加了帧同步用符号或服务识别用符号而成的。例如在非专利文献1中，1个帧被定义成204个符号。

而且，根据非专利文献1，在QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相相移键控调制)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)或64QAM调制后的1个传输符号中，每一段分配有如表3中列出的载波。

表3

在表3中，SP指的是SP(Scattered Pilot：离散导频)信号。所谓SP信号是一种周期性插入的导频信号，即，在载波方向上，每12个载波插入1次SP信号，并在符号方向上，每4个符号插入1次SP信号。

在表3中，TMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control：传输及复用配置控制)信号是用于传输帧同步信号或传输参数等的信号。

在表3中，AC1(Auxiliary Channel：辅助信道)信号是用于传输附加信息的信号。上述TMCC信号以及AC1信号与SP信号不同，其具有非周期性的载波配置。

接着，参照图16至图19，说明现有技术中的OFDM解调装置。

图16是，具有OFDM解调LSI(大规模集成电路)101、天线102、以及调谐器103的OFDM解调装置100的结构图。而且，OFDM解调LSI101在其内部还具有基带信号处理部104以及纠错处理部116。

基带信号处理部104包括：模数转换器(ADC)105；正交解调电路106；载波频率误差补偿电路107；AGC(自动增益控制)电路108；符号同步电路109；窄带载波频率误差检测电路110；NCO(数值控制振荡电路)111；FFT运算电路112；TMCC解码电路113；宽带载波频率误差检测电路114；以及，波形均衡电路115。

由广播电台进行广播的数字广播的广播波，被OFDM解调装置100的天线102接收后，并作为RF(高频)信号提供到调谐器103中。调谐器103通过天线102进行分别将接收的RF信号转换成IF(中频)信号的频率转换。调谐器103再将已经过频率转换的IF信号提供给设置于基带信号处理部104中的ADC105。

对于从调谐器103输出的IF信号，由ADC105进行数字化。被进行数字化的IF信号将提供给正交解调电路106。

正交解调电路106利用规定频率(载波频率)的载波信号，对被数字化的IF信号进行正交解调，并输出基带的OFDM信号。经正交解调后的结果，基带的OFDM信号成为具有实轴成分(I信道信号)与虚轴成分(Q信道信号)的复数信号。从正交解调电路106输出的基带的OFDM信号将提供给载波频率误差补偿电路107。

载波频率误差补偿电路107通过进行由数字正交解调电路106输出的基带的OFDM信号与由NCO111输出的频率补偿信号(复数信号)的复数乘法运算，对OFDM信号的中心频率偏差进行补偿。

一般来说，在OFDM的解调中，单独检测出2种载波频率误差，并进行该2种载波频率误差的加法运算，再将其作为提供给NCO111的控制信号。在2种载波频率误差中，其一是，子载波频率间隔精度的频率误差，属于宽带载波频率误差；其二是，相对子载波频率间隔的±1/2以下精度的频率误差，属于窄带载波频率误差。

宽带载波频率误差检测电路114，从进行FFT运算后的各个子载波中提取导频信号，并基于该导频信号检测宽带载波频率误差。检测出的宽带载波频率误差将输入到NCO111中。

窄带载波频率误差检测电路110，检测OFDM信号中处于载波频率以下的中心频率偏差所对应的相位旋转量。检测出的相位旋转量将作为窄带载波频率误差输入至NCO111中。对于窄带载波频率误差检测电路110，将在后文中参照图16及图17进行详细说明。

FFT运算电路112，对基带的OFDM信号进行FFT运算，并提取被各个子载波进行了正交解调的信号后输出。FFT运算信号112，从1个OFDM符号中抽出与有效符号长度相当的信号，并对该信号进行FFT运算。即，FFT运算电路112从1个OFDM符号中除去GI期间长度的信号，对剩下的信号进行FFT运算。

对用于进行FFT运算的信号的抽取范围来说，在该被抽出的信号为连续的信号的情况下，可以是1个OFDM传输符号中的任意位置。也就是说，被抽出的信号范围的开始位置是保护间隔期间中的任意位置。由FFT运算电路112抽出的、被调制成各个子载波的信号是，具有实轴成分(I信道信号)与虚轴成分(Q信道信号)的复数信号。而且，FFT运算电路112抽出的信号将提供给TMCC解码电路113、宽带载波频率误差补偿电路114以及波形均衡电路115。

波形均衡电路115被提供有，从FFT运算电路112输出的、对各个子载波进行解调后的信号。如专利文献1中记载的波形均衡电路(未图示)，波形均衡电路115具备：从FFT解调信号中提取SP载波的SP提取电路；生成SP基准载波的SP生成电路；将所提取的SP载波用基准载波进行除法运算的复数除法运算电路；SP插补LPF；数据提取电路；将由数据提取电路提取的数据载波用获取于SP插补LPF的数据载波传达函数进行除法运算的复数除法运算电路，由此，对FFT解调信号进行载波解调。若是对ISDB-T标准的OFDM信号进行解调的情况，波形均衡电路115则会进行DQPSK差动解调，或者QPSK、16QAM、64QAM等的同步解调。

TMCC解码电路113对被解调到OFDM传输帧中规定位置上的TMCC等传输控制信息进行解码。纠错处理部116对经过了波形均衡电路115的波形均衡化的OFDM信号进行纠正。

下面，参照图17及图18，对包含在OFDM解调装置100中的符号同步电路109以及窄带载波频率误差检测电路110进行说明。

图17是表示符号同步电路109及窄带载波频率误差检测电路110之结构的框图。符号同步电路109具备保护相关电路121、滤波器122、振幅计算电路123以及最大值检测电路124。窄带载波频率误差检测电路110具备保护相关电路121、滤波器122以及相位计算电路125。保护相关电路121以及滤波器122是，符号同步电路109与窄带载波频率误差检测电路110共同包含的单元。

保护相关电路121中被输入由载波频率误差补偿电路107输出且如图18的(A)所示的基带的OFDM信号。保护相关电路121根据输入的OFDM信号来生成保护相关信号。具体地说，生成如图18的(B)所示的延迟信号，即生成将输入的OFDM信号延迟了有效符号期间Tu的延迟信号，并且通过输入的OFDM信号与该延迟信号进行复数乘算运算，获得如图18的(C)与(D)所示的保护相关信号。

滤波器122中被输入由保护相关电路121生成的保护相关信号。滤波器122对输入的保护相关信号进行滤波。一般来说，滤波器122对输入的保护相关信号进行保护间隔长度的移动平均处理，并生成如图18的(E)以及(F)所示的滤波后的保护相关信号。滤波后的保护相关信号在正好对应OFDM符号边界的位置上，成为振幅成分达到峰值的复数信号。

振幅计算电路123中被输入由滤波器122进行滤波后的保护相关信号。振幅计算电路123计算经滤波后的保护相关信号的实数成分与虚数成分的振幅或功率，并通过对各个振幅或功率进行加法运算，计算出如图18的(G)所示的振幅成分。最大值检测电路124对由振幅计算电路123算出的振幅成分进行峰值位置的检测。

图18的(H)中示出了由最大值检测电路124检测出的峰值位置。从该峰值位置起滞后一个抽样时间后的时间将成为符号始端位置。最大值检测电路124生成表示符号边界位置的符号定时信号，并将生成的符号定时信号提供给FFT运算电路112以及相位计算电路125。

相位计算电路125中被输入由滤波器122进行滤波的保护相关信号。相位计算电路125参照最大值检测电路122生成的符号定时信号，检测如图18的(G)所示的保护相关信号的相位，即，处于符号边界位置的保护相关信号的相位。

在此，数字正交解调后的OFDM信号的中心频率未发生偏差时，由相位计算电路125检测出的相位成分为零。相反的，若存在中心频率偏差，则对相位成分进行与偏差量相当的相位旋转。也就是说，由相位计算电路125检测出的相位成分表示的是正交解调后的OFDM信号中的中心频率偏差量。再则，该相位成分会以子载波的频率间隔来旋转一次，因此会成为子载波的频率间隔的±1/2以下精度的信息。

将中心频率偏差量表示为δFc、将发送信号表示为s(t)时，接收信号r(t)可以用如下式(1)来表示。

$r\left(t\right)=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π\δ}{F}_{c}t}...\left(1\right)$

而且，由保护相关电路121生成的保护相关信号可以用如下式(2)来表示。

$r\left(t\right)\·r^{*}(t-T_u)=s\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π\δ}{F}_{c}t}\·s^{*}(t-T_u)\·e^{j2\mathrm{\π\δ}{F}_c(t-T_u)}$

式(2)中，X^*表示X的复数共轭。

另外，在式(2)以及以下说明中的Tg期间是指被延迟了有效符号期间Tu的OFDM信号的保护间隔期间Tg(参照图18的(B))，即，在保护相关信号中OFDM信号相关出现的期间(参照图18的(C)及(D))。如式(2)所示，由保护相关电路121生成的保护相关信号在Tg期间，具有稳定的相位[-2πδFcTu]。因此，利用滤波器122，并通过进行例如单纯的保护间隔长度的移动平均来获得图18的(E)及(F)所示的相关波形。图18的(F)中示出的峰值位置上的相位仅是保护间隔期间的平均结果。从而，可以抑制峰值位置上的相位波动，并利用窄带载波频率误差δFc可以高精度地检测出相位旋转量exp(-j2πδFc·Tu)。如图16所示，相位计算电路125积累检测出的相位并向NCO111输出。其后，基于从NCO111输出的频率补偿信号(复数信号)，补偿在载波频率误差补偿电路107中检测的窄带载波频率误差δFc所导致的相位旋转。

然而，在符号同步电路109或窄带载波频率误差检测电路110中，如在传输频带内的特定频率下具有峰值较强的乱真干扰波、或者，在传输频带内存在模拟电视广播等其他传输信号的情况下，会出现由保护相关电路121生成的保护相关信号上附加有干扰波引起的相关，从而无法检测正确的符号边界及窄带载波频率误差的问题。

下面参照图19说明传输频带内混入有乱真干扰波的情况。图19的(A)表示OFDM信号；图19的(B)表示包含在接收信号r(t)中的乱真干扰波。另外，在本文中，以便于说明将如下式(3)所表示的正弦波作为乱真干扰波。

$n\left(t\right)=A\·e^{j2\mathrm{\π}{F}_{i}t}...\left(3\right)$

在接收信号r(t)中包含有式(3)表示的乱真干扰波时，由保护相关电路121生成的保护相关信号可用如下式(4)表示。

r(t)·r^*(t-T_u)＝{s(t)+n(t)}{s(t-T_u)+n(t-T_u)}^*

              ＝s(t)·s^*(t-T_u)+s(t)·n^*(t-T_u)+n(t)·s^*(t-T_u)+n(t)·n^*(t-T_u)…(4)

在式(4)中，若忽略相互不相关的项，则会得出如下式(5)。

$r\left(t\right)\·r^{*}(t-T_u)\≈s\left(t\right)\·s^{*}(t-T_u)+n\left(t\right)\·n^{*}(t-T_u)$

从式(5)可以看出，在由保护相关电路121生成的保护相关信号中，如图19的(C)及(D)所示，附加有具有稳定相关值的干扰波之间的相关。因此，由振幅计算电路123算出的经滤波后的保护相关信号的振幅成分将呈现如图19的(E)所示的波形，而且看不到峰值位置。

在传输频带内有乱真干扰波混入的情况下，如式(5)所示，相位计算电路125在检测应由窄带载波频率误差检测电路110检测的窄带载波频率误差δFc所引起的相位旋转量exp(-j2πδFc·Tu)的基础上，还检测以乱真干扰波引起的稳定的相位旋转量exp(-j2πFi·Tu)作为偏移(offset)旋转量的相位旋转量。也就是说，相位检测电路125误检测出相位旋转量仅是Fi。

对于上述问题，专利文献2中揭示了消除偏移的技术，即，检测出图19的(C)及(D)所示的、作为偏移包含在保护相关信号中的稳定的相关值，并消除检测出的偏移的一种技术。根据如专利文献2中的技术而得到消除了偏移的保护相关信号，如图19的(F)及(G)所示。从消除了偏移的保护相关信号中可以获得图19的(H)所示的振幅成分，因此能够正确地检测出峰值。

在此，起因于乱真干扰波并作为偏移包含在保护相关信号中的稳定的相关值，其与式(5)中的，Tg期间之外的保护相关信号相一致。而且，起因于乱真干扰波的上述稳定的相关值以及OFDM信号本身的原来相关值之和，与式(5)中的Tg期间内的保护相关信号相一致。因此，从后者中减去前者得到的差与OFDM信号本身的原来相关值一致。如上所述，根据消除了偏移的保护相关信号来计算窄带载波频率误差时，不会出现误检测出Fi的现象，能够正确地检测出δFc。

专利文献1：日本国专利申请公开特开2004-214960(公开日：2004年7月29日)

专利文献2：日本国专利申请公开特开2005-322954(公开日：2005年11月17日)

非专利文献1：地面数字语音广播用解调装置标准规格(最佳规格)、ARIBSTD-B30 1.2版社团法人电波产业界2001年5月31日编制，2003年7月29日1.2修订

发明内容

然而，对于在保护间隔范围内对保护相关信号进行积分的现有技术来说，在包含于保护相关信号中的干扰波所引起的振动成分中，只能消除远小于保护间隔的周期的振动成分，而无法获得一定的偏移量。例如，在传输频带内存在多个具有特定频率且峰值较强的乱真干扰波的情况下，不能消除不同干扰波之间振动的相关，从而不能获得一定的偏移量。因此，具有上述振动成分的情况下，会出现不能提取OFDM信号本身的保护相关，从而不能正确地进行窄带载波频率误差的补偿及符号同步(符号定时检测)的问题。

具体而言，上述问题如以下所述。

下面将举例说明传输频带内混入了2种乱真干扰波的情况。为了便于说明，将用如下式(6)所表示的正弦波作为第1种乱真干扰波，将用如下式(7)所表示的正弦波作为第2乱真干扰波。

$n_1\left(t\right)=A_1\·e^{j2\mathrm{\π}{F}_{i1}t}...\left(6\right)$

$n_2\left(t\right)=A_2\·e^{j2\mathrm{\π}{F}_{i2}t}...\left(7\right)$

此时，由保护相关电路121生成的保护相关信号可用如下式(8)来表示。

r(t)·r^*(t-T_u)＝{s(t)+n₁(t)+n₂(t)}{s(t-T_u)+n₁(t-T_u)+n₂(t-T_u)}^*

              ＝s(t)·s^*(t-T_u)+s(t)·n₁ ^*(t-T_u)+s(t)·n₂ ^*(t-T_u)            …(8)

                +n₁(t)·s^*(t-T_u)+n₁(t)·n₁ ^*(t-T_u)+n₁(t)·n₂ ^*(t-T_u)

                +n₂(t)·s^*(t-T_u)+n₂(t)·n₁ ^*(t-T_u)+n₂(t)·n₂ ^*(t-T_u)

在式(8)中，若忽略项互不相关的项，则会得出如下式(9)。

$r\left(t\right)\·r^{*}(t-T_u)\≈s\left(t\right)\·s^{*}(t-T_u)+n_1\left(t\right)\·{n_1}^{*}(t-T_u)+n_2\left(t\right)\·{n_2}^{*}(t-T_u)$

$+n_1\left(t\right)\·{n_2}^{*}(t-T_u)+n_2\left(t\right)\·{n_1}^{*}(t-T_u)$

如式(9)所示，根据保护相关电路121算出的保护相关信号，除包含相同干扰波之间的稳定的相关(Tg期间内的第2项与第3项、以及，Tg期间之外的第1项与第2项)之外，还包含不同干扰波之间的振动的相关(Tg期间内的第4项与第5项、以及，Tg期间之外的第3项与第4项)。

因此，即使通过滤波器122取得保护间隔期间Tg的移动平均，如图20的(C)及(D)所示，移动平均后的保护相关信号仍然具有偏移，同时还会发生振动。从而，图20的(E)中示出的由振幅计算电路123算出的振幅成分，在传输符号的边界上不存在峰值。还有，图20的(F)及(G)表示的是，消除了相同干扰波之间稳定的相关后的保护相关信号。如此，即使消除了相同干扰波之间的稳定的相关，也会残留有振动成分，OFDM信号本身的相关将被埋没。图20的(H)表示的是，图20的(F)及(G)示出的振幅之和，根据图可知，在保护间隔期间Tg之外也能确认峰值，从而很难检测传输符号的边界。

下面，参照图21，对有关窄带载波频率误差的检测进行说明。

不存在乱真干扰波的情况下，如图21的(A)所示，作为窄带载波频率误差的检测结果，窄带载波频率误差检测电路110检测出应检测到的数字正交解调后的OFDM信号的中心频率偏差量δFc。另一方面，当混入有如式(3)所示的单一的乱真干扰波的情况下，如图21的(B)所示，检测出δFc中附加有作为乱真干扰波相位的δFi。而δFi是稳定值，可以通过专利文献2的技术来消除。当混入了2种乱真干扰波的情况下，即使知道了如符号始端位置、保护间隔期间Tg，也会如图21的(C)所示，因乱真干扰波之间的上述相关的存在，导致窄带载波频率误差检测值发生振动。而检测值发生振动时，根据专利文献2的技术，却无法充分消除上述干扰波所引起的相关。

鉴于以上问题，本发明的目的在于提供一种即使在干扰波导致的相关不稳定的情况下也能消除包含在保护相关信号中的因干扰波而产生的振动成分，并且能够正确地进行窄带载波频率误差的补偿以及符号同步的OFDM解调装置。

为了实现上述目的，本发明提供的OFDM解调装置用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调装置的特征在于包括：符号编号方向积分单元，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号和被延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；偏移消除单元，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；符号定时生成单元，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，生成用于表示传输符号边界的符号定时。

根据上述结构，即使在OFDM信号与延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值中包含了因干扰波而产生的振动成分的情况下，通过上述符号编号方向积分单元对上述相关值进行的沿符号编号方向的积分，也能够消除上述振动成分。即，沿符号编号方向被积分的相关值包含OFDM信号本身的相关值以及由干扰波引起的一定的偏移量。通过上述偏移消除单元可以从沿符号编号方向被积分的相关值中消除偏移。从而，消除了偏移的相关值即为OFDM信号本身的相关值。由此，符号定时生成单元基于已消除了偏移的上述相关值，可以生成正确表示传输符号边界的符号定时。即，根据上述OFDM解调装置，可以正确地进行符号同步。

为了实现上述目的，本发明提供的OFDM解调方法用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调方法的特征在于包括：符号编号方向积分步骤，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号以及延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；偏移消除步骤，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；符号定时生成步骤，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，生成用于表示传输符号边界的符号定时。

根据上述结构，即使在OFDM信号与延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值中包含了因干扰波而产生的振动成分的情况下，通过上述符号编号方向积分步骤对上述相关值进行的沿符号编号方向的积分，也能够消除上述振动成分。即，沿符号编号方向被积分的相关值包含OFDM信号本身的相关值与因干扰波引起的一定的偏移量。通过上述偏移消除步骤可以从沿符号编号方向被积分的相关值中消除偏移。从而，消除了偏移的相关值即为OFDM信号本身的相关值。由此，在符号定时生成步骤中，基于已消除了偏移的上述相关值，可以生成正确表示传输符号边界的符号定时。即，根据上述OFDM解调方法，可以正确地进行符号同步。

为了实现上述目的，本发明提供的OFDM解调装置用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调装置的特征在于包括：符号编号方向积分单元，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号以及延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；偏移消除单元，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；窄带载波频率误差检测单元，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，检测窄带载波频率误差。

根据上述结构，即使在OFDM信号与延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值中包含了因干扰波而产生的振动成分的情况下，通过上述符号编号方向积分单元对上述相关值进行的沿符号编号方向的积分，也能够消除上述振动成分。即，沿符号编号方向被积分的相关值包含OFDM信号本身的相关值与由干扰波引起的一定的偏移量。通过上述偏移消除单元从沿符号编号方向被积分的相关值中消除偏移。从而，消除了偏移的相关值即为OFDM信号本身的相关值。由此，窄带载波频率误差补偿单元基于OFDM信号本身的相关值，可以正确地检测出窄带载波频率误差。

为了实现上述目的，本发明提供的OFDM解调方法用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调方法的特征在于包括：符号编号方向积分步骤，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号以及延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；偏移消除步骤，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；窄带载波频率误差检测步骤，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，检测窄带载波频率误差。

根据上述结构，即使在OFDM信号与延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值中包含了因干扰波而产生的振动成分的情况下，通过上述符号编号方向积分步骤对上述相关值进行的沿符号编号方向的积分，也能够消除上述振动成分。即，沿符号编号方向被积分的相关值包含OFDM信号本身的相关值与由干扰波引起的一定的偏移量。通过上述偏移消除步骤可以从沿符号编号方向被积分的相关值中消除偏移。从而，消除了偏移的相关值即为OFDM信号本身的相关值。由此，在窄带载波频率误差补偿步骤中，基于OFDM信号本身的相关值，可以正确地检测出窄带载波频率误差。

本发明提供的OFDM解调装置优选的是，还包括稳定性判断单元，该稳定性判断单元判断由上述相位旋转量检测单元所检测出的相位旋转量的稳定性，并根据判断结果来确定上述符号编号方向积分单元每隔1个传输符号进行加法运算的相关值的个数。

根据上述结构，上述符号编号方向积分单元可以对上述稳定性判断单元所确定的个数的相关值进行加法运算，当然，对于要进行加法运算的相关值来说，并非随着时间的经过而无限增加。从而可以防止上述符号编号方向积分单元的响应性能的降低。

本发明提供的OFDM解调装置优选的是，还包括稳定性判断单元，该稳定性判断单元判断由上述相位旋转量检测单元检测出的相位旋转量的稳定性，并根据判断结果，重置存储在上述符号编号方向积分单元中的每隔1个传输符号进行加法运算的相关值的和。

根据上述结构，上述符号编号方向积分单元可以直到上述稳定性判断单元被进行重置为止对相关值进行加法运算，当然，对于应进行加法运算的相关值来说，并非随着时间的经过而无限增加。从而可以防止上述符号编号方向积分单元的响应性能的降低。

优选的是，在本发明提供的OFDM解调装置中，上述稳定性判断单元，通过比较规定期间内的上述相位旋转量的最大值和最小值之差与预定阈值，来判断上述相位旋转量的稳定性。

优选的是，在本发明提供的OFDM解调装置中，上述稳定性判断单元通过比较规定期间内的相位旋转量的方差与预定阈值，可以判断上述相位旋转量的稳定性。

另外，上述OFDM解调装置可以通过计算机来实现。这种情况下，可将计算机用作为上述OFDM解调装置的各个单元而进行动作，因此，通过计算机实现上述OFDM解调装置的控制程序，以及计算机读取可能地记录有该控制程序的记录介质均包含在本发明所保护的范畴内。

本发明的其他目的、特征和优点在以下的描述中会变得十分明了。此外，以下参照附图来明确本发明的优点。

附图说明

图1是，表示本发明第1实施方式所涉及的OFDM解调装置之主要结构的框图。

图2是，为了说明本发明第1实施方式的，表示传输频带内混入了多个乱真干扰波的情况下用于窄带载波频率误差补偿处理中的各个信号的时间流程图。

图3是，表示本发明第1实施方式所涉及的符号积分电路之内部结构的框图。

图4是，为了说明本发明第1实施方式的，表示传输频带内混入了多个乱真干扰波的情况下用于符号间隔积分处理中的各个信号的时间流程图。

图5是，表示本发明第1实施方式所涉及的偏移消除电路之内部结构的框图。

图6是，表示本发明第2实施方式所涉及的OFDM解调装置之主要结构的框图。

图7是，表示本发明第2实施方式所涉及的符号积分电路之内部结构的框图。

图8是，表示本发明第2实施方式所涉及的偏移消除电路之内部结构的框图。

图9是，表示本发明第2实施方式所涉及的稳定性判断电路之内部结构的框图。

图10是，表示本发明第3实施方式所涉及的稳定性判断电路之内部结构的框图。

图11是，表示本发明第3实施方式所涉及的符号积分电路之内部结构的框图。

图12是，表示本发明第3实施方式所涉及的偏移消除电路之内部结构的框图。

图13是，表示本发明第4实施方式所涉及的稳定性判断电路之内部结构的框图。

图14是，表示本发明第5实施方式所涉及的稳定性判断电路之内部结构的框图。

图15是，表示在OFDM信号中的传输符号的结构图。

图16是，表示现有技术中的OFDM解调装置的结构图。

图17是，表示现有技术中的OFDM接收装置所具有的，窄带载波频率误差补偿处理以及宽带载波频率误差补偿处理的电路、以及用于检测符号定时的电路之结构的框图。

图18是，表示用于现有技术中窄带载波频率误差补偿处理中的各个信号的时间流程图。

图19是，表示在传输频带内混入了乱真干扰波的情况下，用于现有技术中窄带载波频率误差补偿处理中的各个信号的时间流程图。

图20是，表示在传输频带内混入了多个乱真干扰波的情况下，用于现有技术中窄带载波频率误差补偿处理中的各个信号的时间流程图。

图21是，表示按照传输频带内的不同种类的干扰波，在现有技术中的窄带载波频率误差补偿处理中被检测出的窄带载波频率误差的图。

[附图标记说明]

109    符号同步电路

110    窄带载波频率误差检测电路

121    保护相关电路

131    符号积分电路

132    偏移消除电路

122    滤波器

123    振幅计算电路

124    最大值检测电路

125    相位计算电路

107    载波频率误差补偿电路

111    NCO

112    FFT运算电路

114    宽带载波频率补偿电路

具体实施方式

下面，参照图1至图14说明涉及本发明的若干个实施方式。

另外，在以下说明中，涉及各个实施方式的OFDM(正交频分复用方式)解调装置，可以形成为大致与图17所示的现有技术中的OFDM解调装置相同的结构，其特征部分是符号同步电路以及窄带载波频率误差检测电路。因此，下面将对各个实施方式涉及的OFDM解调装置所具有的符号同步电路及窄带载波频率误差检测电路进行说明。

而且，除符号同步电路及窄带载波频率误差检测电路之外，各个实施方式涉及的OFDM解调装置与图16所示的现有技术中的OFDM解调装置相同，因此将省略对共同部分的重复说明。当然，本发明所涉及的OFDM解调装置并不局限于此，适当地对符号同步电路及窄带载波频率误差检测电路之外的其他结构进行变更而获得的OFDM解调装置也属于本发明的范畴。

[第1实施方式]

下面，将参照图1至图5对本发明的第1实施方式所涉及的OFDM解调装置进行说明。

图1是，表示本实施方式涉及的OFDM解调装置所具有的符号同步电路109以及窄带载波频率误差检测电路110之结构的框图。

首先，参照图1说明本实施方式中的符号同步电路109。

如图1所示，符号同步电路109包括保护相关电路121、符号积分电路131、偏移消除电路132、滤波器122、振幅计算电路123以及最大值检测电路124。

保护相关电路121中被输入由载波频率误差补偿电路107输出的基带的OFDM信号。保护相关电路121是，根据输入的OFDM信号生成保护相关信号的单元。具体地说，保护相关电路121例如生成将输入的OFDM信号延迟了有效符号期间而得到的延迟信号，并通过对所输入的OFDM信号与生成的延迟信号进行复数乘法运算来获得保护相关信号。

符号积分电路131中被输入由保护相关电路121生成的保护相关信号。符号积分电路131是，对所输入的保护相关信号进行符号间隔积分的单元。这里所说的符号间隔积分是，每隔1个传输符号期间对保护相关信号的值进行加法运算，即，可以对表示为时间与符号编号之函数的保护相关信号进行符号编号方向的积分。该符号积分电路131是本发明的特征结构，因此将在其后进行详细说明。

偏移消除电路132中输入由符号积分电路131进行符号间隔积分得到的保护相关信号。偏移消除电路132是，用于消除由符号间隔积分得到的保护相关信号中所包含的干扰波之间作为偏移的相关值的单元。关于偏移消除电路132，将在其后进行详细说明。

滤波器122中被输入由偏移消除电路132消除了偏移的保护相关信号。滤波器122是，针对消除了偏移的保护相关信号进行预定的滤波处理的单元。滤波器122进行的滤波处理，例如可以举出对输入的保护相关信号进行的移动平均处理。

振幅计算电路123中被输入由滤波器122滤波后的保护相关信号。振幅计算电路123是，计算经滤波后的保护相关信号振幅的单元。具体地说，振幅计算电路123例如分别计算经滤波后的保护相关信号的实数成分以及虚数成分的振幅或功率，并通过对这些振幅或功率进行加法运算，获得滤波后保护相关信号的振幅。由滤波器122进行滤波后的保护相关信号的振幅，正好在传输符号边界上具有峰值。

最大值检测电路124中被输入由振幅计算电路123计算出的、经滤波后的保护相关信号的振幅。最大值检测电路124是，基于被滤波的保护相关信号的振幅，生成可表示传输符号边界的符号定时信号的单元。最大值检测电路124将所生成的符号定时信号提供给FFT运算电路112、相位计算电路125以及偏移消除电路132。

其次，参照图1说明本实施方式所涉及的窄带载波频率误差检测电路110。

窄带载波频率误差检测电路110包括保护相关电路121、符号积分电路131、偏移消除电路132、滤波器122以及相位计算电路125。

相位计算电路125中输入保护相关信号，而该保护相关信号是，由符号积分电路131进行符号间隔积分后且由偏移消除电路132进行了偏移的消除后，并由滤波器122进行了滤波后的保护相关信号。而且，相位计算电路125中被输入由最大值检测电路124生成的符号定时信号。相位计算电路125根据符号定时信号检测出被输入的保护相关信号的传输符号边界上的相位，并通过积累所检测的相位来计算窄带载波频率误差。

宽带载波频率误差检测电路114从已进行FFT运算后的各个子载波中提取导频信号，并根据提取的导频信号来检测子载波的频率间隔精度的宽带载波频率误差。NCO111根据由宽带载波频率误差检测电路114检测的宽带载波频率误差以及由窄带载波频率误差检测电路110检测的窄带载波频率误差，计算出为复数信号的频率补偿信号。载波频率误差补偿电路107通过对由NCO111算出的频率补偿信号进行复数乘法运算，补偿正交解调后的OFDM信号的中心频率偏差。

传输频带内存在较强的乱真干扰波或模拟电视广播等的传输信号时，保护相关信号中会包含由干扰波引起的振动成分。即使在这种情况下，若具有图1所示的符号同步电路109，也能根据被进行符号间隔积分的保护相关信号而正确地检测出传输符号边界。而且，根据图1所示的窄带载波频率误差检测电路110的构成，能够正确地检测出正交解调后的OFDM信号的中心频率偏差量。

关于上述效果，将参照图2进一步具体地说明如式(6)以及式(7)所表示的2种乱真干扰波n₁(t)以及n₂(t)掺杂在接收信号r(t)中时的例子。

如上所述，由保护相关电路121算出的保护相关信号，如式(9)所示，除具有相同干扰波之间稳定的相关(Tg期间内的第2项及第3项，Tg期间外的第1项及第2项)之外，还具有不同干扰波之间振动的相关(Tg期间内的第4项及第5项，Tg期间外的第3项及第4项)。即，如图2的(C)及(D)所示，由保护相关电路121算出的保护相关信号具有偏移以及振动。

另外，如下式(10)所示，通过在比振动周期|F_i1-F_i2|更长的时间间隔内进行积分，可以消除不同干扰波之间的振动的相关。

$\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_1\·A_2\·e^{-j2\mathrm{\π}\{F_{i2}{T}_u+(F_{i1}-F_{i2})k\}}+\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}_1\·A_2\·e^{-j2\mathrm{\π}\{F_{i1}{T}_u+(F_{i2}-F_{i1})k\}}\≈0...\left(10\right)$

(L＞＞|F_i1-F_i2|)

然而，将式(9)所示的保护相关信号沿时间轴方向积分时，会发生如下问题。即，当积分区间增大至Ts左右时，在积分值中可以发现峰值。

因此，在本发明中，通过符号间隔积分电路131对式(9)所示的保护相关信号进行沿符号编号方向的积分。在充分长的时间内对保护相关信号进行沿符号编号方向的积分时，如式(11)所表示，不同干扰波之间的振动的相关可以被消除。

$\mathrm{\Σ}{A}_1\·A_2\·e^{-j2\mathrm{\π}\{F_{i2}{T}_u+(F_{i1}-F_{i2})k{T}_S\}}+\mathrm{\Σ}{A}_1\·A_2\·e^{-j2\mathrm{\π}\{F_{i1}{T}_u+(F_{i2}-F_{i1})k{T}_S\}}\≈0...\left(11\right)$

并且，符号间隔积分中，由于每隔1个传输符号期间对保护相关信息的值进行加法运算，因此，保护间隔期间内的数据，通常与其他符号的保护间隔内的数据进行加法运算。OFDM信号本身的相关值在各个传输符号的Tg期间内是大致稳定的值，因此，如图2的(E)以及(F)所示，进行了符号间隔积分的保护相关信号是，在OFDM信号本身的相关与干扰波之间的稳定的相关之和的信号。

如图2的(E)及(F)所示，偏移消除电路132中输入具有一定偏移的保护相关信号。因此，偏移消除电路132可以完全消除由干扰波之间的相关所引起的一定的偏移，能够获得如图2的(G)及(H)所示的OFDM信号本身的相关值。从而，由滤波器122滤波后的保护相关信号如图2的(I)及(J)所表示，并且，由振幅计算电路123算出的振幅如图2的(K)所表示。即，由振幅计算电路123算出的振幅的峰值与传输符号边界准确地一致。因此，最大值检测电路124通过检测由振幅计算电路123算出的振幅的峰值，可以正确地检测传输符号的边界。

还有，由偏移消除电路132消除了偏移的保护相关信号中不具有干扰波之间的相关值。因此，相位计算电路125通过检测传输符号边界上被滤波的保护相关的相位，可以正确地检测出正交解调后OFDM信号的中心频率偏差δF。

再则，参照图3及图4，进一步说明包含在符号同步电路109中的符号积分电路131。

图3是说明符号积分电路131之结构例的框图。图3所示的符号积分电路131包括加法运算电路141、延迟电路142以及乘法运算电路(增益)143。

在时刻t时，加法运算电路141对由保护相关电路121生成的保护相关信号C(t)＝r(t)r(t-Tu)与延迟电路142的输出D(t)进行加法运算，并将其和C(t)+D(t)提供给延迟电路142以及乘法运算电路143。延迟电路142对输出自加法运算电路141的和进行1个传输符号期间Ts的延迟，并再向加法运算电路141输出。即，在时刻t时，延迟电路142输出D(t)＝C(t-Ts)+D(t-Ts)。乘法运算电路143对输出自加法运算电路141的C(t)+D(t)乘以预定系数(常数或变数)α，并将其积α[C(t)+D(t)]提供给偏移消除电路132。

根据图3中示出的符号积分电路131的结构，在时刻t＝s+kTs(0＜s＜Ts)时输出由加法运算电路141得到的和C(t)+D(t)，其与每隔1个传输信号期间Ts对保护间隔信号进行加法运算而获得的和C(s)+C(s+Ts)+C(s+2Ts)+...+C(s+kTs)相一致。即，当把保护相关信号C(t)看作是时间s与符号编号k的函数C(s，k)＝C(s+kTs)时，加法运算电路141输出的和C(t)+D(t)与沿符号编号方向进行积分而获得的积分值相一致。

乘法运算电路143对加法运算电路141输出的C(t)+D(t)乘以系数α，例如α＝1/(k+1)。例如，在时刻t＝s+4Ts时，乘法运算电路143对输出自加法运算电路141的和C(t)+D(t)＝C(s)+C(s+Ts)+C(s+2Ts)+C(s+3Ts)+C(s+4Ts)乘以系数1/5。由此，乘法运算电路143所输出的积α[C(t)+D(t)]与每隔1个传输信号期间Ts对保护相关信号进行平均而获得的平均值相一致。

图4的(A)表示的是OFDM信号的第n个、第n+1个、以及第n+2个传输符号；图4的(B)表示的是延迟了有效符号期间Tu后的OFDM信号；图4的(C)表示的是混入有2种乱真干扰波时的保护相关信号的实数成分。

如图4的(D)所示，符号积分电路131对图4的(C)示出的保护相关信号进行沿符号编号方向的积分。图4的(D)是以L个传输符号将保护相关信号沿符号编号方向进行积分的例图。在这里，通过取足够大的L，可以获得如图4所示的积分值，消除不同干扰波之间的振动的相关。

最后，参照图5进一步说明包含在符号同步电路109中的偏移消除电路132。

图5是，表示偏移消除电路132之结构例的框图。图5所示的偏移消除电路132包括使能电路(enable circuit)151、加法运算电路152、延迟电路153、乘法运算电路154以及减法运算电路155。

使能电路151中输入由符号积分电路131进行符号间隔积分的保护相关信号以及由最大值检测电路124生成的符号定时信号。使能电路151基于所输入的符号定时信号对保护间隔期间Tg进行推定，在被进行符号间隔积分的保护中，仅将保护间隔期间Tg之外的信号输出给加法运算电路152。

加法运算电路152对使能电路151的输出信号与延迟电路153的输出信号进行加法运算，并将其和输出给延迟电路153以及乘法运算电路154。延迟电路153对输出自加法运算电路152的和进行1个抽样时间的延迟，并再输出给加法运算电路153。乘法运算电路154对输出自加法运算电路152的和乘以预定的系数(常数或者变数)，并将其积输出给减法运算电路155。减法运算电路155从被符号积分电路131进行符号积分而获得的保护相关信号中减去由乘法运算电路154计算出的积(即，偏移值)，并将其差输出给滤波器122。

根据图3所示的偏移消除电路132的结构，乘法运算电路154的输出与作为偏移包含在被进行符号间隔积分的保护相关信号中的干扰波之间的相关值相一致。从而，减法运算电路155的输出是从进行了符号间隔积分的保护相关信号中消除偏移值的结果。

[第2实施方式]

下面，将参照图6至图9说明本发明的第2实施方式。

在上述第1实施方式中，积分是在具有图3所示结构的符号积分电路131以及图5所示结构的偏移消除电路132中进行的。这种情况下，之前的数据被累积，发生响应性能逐渐恶化的问题。

而且，如上所示，在符号积分电路中进行积分的目的在于，消除不同的干扰波之间不稳定的相关(影响)。也就是说，通过积分消除式(9)中如Tg期间的保护相关的第4及第5项、Tg期间外的保护相关的第3及第4项所表示的振动的相关(影响)。而当残留有这些相关(影响)的情况下，如图21的(C)所示，窄带载波频率误差检测电路110的检测值将会发生振动而导致不良。

因此，在本实施方式中，对窄带载波频率误差检测电路110的检测值的稳定性进行判断，引入了用于对符号积分电路以及偏移消除电路之响应性能进行控制的机构。

图6是表示本实施方式涉及的OFDM解调装置所包含的符号同步电路109以及窄带载波频率误差检测电路110之结构的框图。

如图6所示，窄带载波频率误差检测电路110除具备图1中示出的结构之外，还具备稳定性判断电路161。而且，对符号积分电路161以及偏移消除电路163的内部结构还可以进行如下变更。

图7是表示本实施方式所涉及的符号积分电路161的结构例的框图。如图7所示，本实施方式所涉及的符号积分电路161具有移动平均电路171。

移动平均电路171每隔1个传输符号期间对由保护相关电路121生成的保护相关信号的值进行移动平均。当把符号编号表示为n、把被输入的保护相关信号表示为C(t)、把进行移动平均的传输符号数(以下称为移动平均符号数)表示为Ls、把1个传输符号期间表示为Ts时，进行移动平均后的输出A(t)可以用式(12)表示。另外，移动平均符号数Ls则由稳定性判断电路161提供(详细后述)。

$A\left(t\right)=\underset{k=o}{\overset{\mathrm{Ls}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{C(t-{\mathrm{kT}}_s)}{\mathrm{Ls}}\right)...\left(12\right)$

图8是表示本实施方式所涉及的偏移消除电路163的结构例的框图。如图8所示，本实施方式所涉及的偏移消除电路163具有使能电路151、移动平均电路181以及减法运算电路155。

使能电路151中输入由符号积分电路131进行符号间隔积分的保护相关信号以及由最大值检测电路124生成的符号定时信号。使能电路151基于所输入的符号定时信号来推定保护间隔期间Tg，在被进行符号间隔积分的保护中，仅将保护间隔期间Tg之外的信号输出给移动平均电路181。

移动平均电路181计算出使能电路151的输出的移动平均，并将算出的移动平均输出至减法运算电路155中。由于移动平均电路181简单地获取输入的移动平均，因此，移动平均点数是，由稳定性判断电路161输入的移动平均符号数乘以×1个传输符号的抽样点数。减法运算电路155从符号积分电路161的输出中减去移动平均电路181的输出，并输出给滤波器122。

图9是表示本实施方式所涉及的稳定性判断电路161的结构例图。如图9所示，本实施方式所涉及的稳定性判断电路161具备最大值最小值检测电路191以及输出判断电路192。

稳定性判断电路161的最大值最小值检测电路191中输入由相位计算电路125计算出的相位。最大值最小值检测电路191对被输入的相位进行规定期间的监控，在此监控期间，检测所输入的相位的最大值θmax与最小值θmin。

输出判断电路192中输入由最大值最小值检测电路191检测出的θmax与最小值θmin。输出判断电路192对θmax-θmin与预定的阈值进行比较，比较结果为θmax-θmin在阈值以下时，进行以下动作，即，(1)向NCO111输出(θmax-θmin)/2+θmin；(2)以小于当前值的移动平均符号数作为新的移动平均符号数输出给符号积分电路161以及偏移消除电路163。相反地，比较结果为θmax-θmin大于预定阈值时，输出判断电路192进行以下动作，即，(1)向NCO111输出(θmax-θmin)/2+θmin；(2)以大于当前值的移动平均符号数作为新的移动平均符号数输出给符号积分电路161以及偏移消除电路163。而且，在每个监控期间，输出判断电路192对由最大值最小值检测电路191检测的最大值与最小值进行重置。

根据上述结构，在充分具有窄带载波频率误差检测精度的基础上，还能加快响应性能。

[第3实施方式]

下面，将参照图10至图12说明本发明的第3实施方式。

在上述第2实施方式中，通过符号积分电路161以及偏移消除电路163进行移动平均处理，并采用由稳定性判断电路161来控制符号积分电路161以及偏移消除电路163中的移动平均符号数的方法，以此提高窄带载波频率误差检测的响应性能。然而，采用移动平均处理时会发生扩大所需存储区域的问题。

因此，在本实施方式的如图5所示的窄带载波频率误差检测电路110的结构中，对符号积分电路161、偏移消除电路163以及稳定性判断电路161的内部结构进行如下变更，以提高窄带载波频率检测的响应性能。

图10是表示本实施方式所涉及的稳定性判断电路161之结构的框图。如图10所示，本实施方式所涉及的稳定性判断电路161具备最大值最小值检测电路201以及输出判断电路202。

稳定性判断电路161的最大值最小值检测电路201中被输入由相位计算电路125算出的相位。最大值最小值检测电路201对被输入的相位进行规定期间的监控，在此监控期间，检测被输入的相位的最大值θmax与最小值θmin。

输出判断电路202中被输入由最大值最小值检测电路201检测出的θmax与最小值θmin。输出判断电路202对θmax-θmin与预定的阈值进行比较，比较结果为θmax-θmin在阈值以下时，进行以下动作，即，(1)向NCO111输出(θmax-θmin)/2+θmin；(2)重置最大值最小值检测电路201；(3)向符号积分电路161以及偏移消除电路163发送作为重置信号的重置命令。相反地，比较结果为θmax-θmin大于预定阈值时，输出判断电路202进行以下动作，即，(1)向NCO111输出(θmax-θmin)/2+θmin；(2)对最大值最小值检测电路201进行重置；(3)向符号积分电路161以及偏移消除电路163发送作为重置信号的重置命令。

图11是表示本实施方式所涉及的符号积分电路161之结构的框图。如图11所示，本实施方式所涉及的符号积分电路161具备加法运算电路141、延迟电路142、重置电路211以及乘法运算电路(增益)212。

加法运算电路141对重置电路211的输出以及由保护相关电路121生成的保护相关信号进行加法运算，并将其和输出给乘法运算电路212。延迟电路142使加法运算电路141的输出延迟1个有效符号期间。重置电路211中输入延迟电路142的输出，以及输出自稳定性判断电路161的重置信号。当存在有基于重置信号的重置命令时，重置电路211将输出1个传输符号期间0。除此之外的情况，则向加法运算电路141直接输出延迟电路142的输出。由此，可以对之前的数据进行重置。

乘法运算电路212中被输入由加法运算电路141输出的和以及由稳定性判断电路161输出的重置信号。乘法运算电路212对输出自加法运算电路141的和乘以预定系数(常数或者变数)。乘法运算电路212的系数，例如可以设定为符号编号的倒数(例如，符号积分电路131的输入为第5个符号时，系数为常数1/5)。此时，基于重置信号产生重置命令时，乘法运算电路212对上述符号编号也进行重置，返回至1。其后，每经过1个传输符号期间，再次增加一个符号编号。根据于此，乘法运算电路212的系数在每个传输符号期间变化为1、1/2、1/3、...1/n。

图12是表示本实施方式所涉及的偏移消除电路132之结构的框图。如图12所示，本实施方式所涉及的偏移消除电路132具备使能电路151、加法运算电路152、延迟电路153、乘法运算电路(增益)154以及重置电路221。

使能电路151中被输入由符号积分电路131进行了符号间隔积分的保护相关信号、由最大值检测电路124生成的符号定时信号。使能电路151基于所输入的符号定时信号来推定保护间隔期间Tg，在被符号间隔积分的保护中，仅将保护间隔期间Tg之外的信号输出给加法运算电路151。

加法运算电路152对使能电路151的输出以及重置电路221的输出进行加法运算，并将其和输出给乘法运算电路154、延迟电路153。延迟电路153将加法运算电路152计算出的和进行1个抽样时间的延迟，并将被延迟的和通过重置电路221输出给加法运算电路152。当存在基于重置信号的重置命令时，重置电路221向加法运算电路152输出0。否则，将延迟电路153的输出直接输出给加法运算电路152。通过乘法运算电路154对输出自加法运算电路152的和乘以预定的系数(常数或者变数)，并将其积输出给减法运算电路155。通过减法运算电路155，从被符号积分电路131进行了符号积分的保护相关信号中，减去由乘法运算电路154计算的积，并将其差输出给滤波器122。

根据上述结构，采用重置积分值的方法，相较于第2实施方式可减小所需的存储区域，而且，相较于第1实施方式可以改善响应性能。

[第4实施方式]

下面，将参照图13说明本发明的第4实施方式。

上述第2实施方式中的稳定性检测电路161(参照图9)也可以采用如下结构，即，简单地计算出输入的方差(variance)，以算出的方差与预先设定的阈值进行比较。

图13是表示本实施方式所涉及的稳定性判断电路161之结构的框图。如图13所示，本实施方式所涉及的稳定性判断电路161具备方差检测电路231以及输出判断电路232。

方差检测电路231中输入由相位计算电路125计算的相位。方差检测电路231计算检测期间Td内的输入相位的方差，并将算出的方差输出给输出判断电路232。输出判断电路232根据由方差检测电路231算出的方差来确定移动平均符号数，并将其输出给符号积分电路161以及偏移消除电路163。

另外，稳定性判断电路161可以将输入自相位计算电路125的相位直接输出给NCO111，也可以在Td期间进行滤波(用FIR滤波器或IIR滤波器进行的滤波)后输出。

[第5实施方式]

下面，将参照图14说明本发明的第5实施方式。

上述第3实施方式中的稳定性检测电路161(参照图10)也可以采用如下结构，即，简单地计算输入的方差，并对算出的方差与预先设定的阈值进行比较。

图14是表示本实施方式所涉及的稳定性判断电路161之结构的框图。如图14所示，本实施方式所涉及的稳定性判断电路161具备方差检测电路231以及输出判断电路233。

方差检测电路231中被输入由相位计算电路125计算的相位。方差检测电路231计算检测期间Td内的输入相位的方差，并将算出的方差输出给输出判断电路232。输出判断电路232对由方差检测电路231算出的方差与预先设定的阈值进行比较，当方差小于阈值时将重置信号输出给符号积分电路161以及偏移消除电路163。此时，输出至NCO111的相位是，将发送重置信号之前从相位计算电路125输入的相位。

[附记事项]

以上通过各实施方式对本发明的技术内容进行了说明，然而本发明并不限于上述实施方式，可在权利要求的范围内进行各种的变更。即，通过组合在权利要求范围内适当变更的技术手段所获得的实施方式也属于本发明的技术范围。

在上述各实施方式中说明了，由NCO111发生正弦波，并通过由复数乘法运算器构成的载波频率误差补偿电路107进行相位补偿的结构。然而，本发明并不局限于此，例如，取代NCO111以及载波频率误差补偿电路107，还可以采用“算术运算的VLSI算法”(高木直史著，Corona社，2005年)中记载的CORDIC(Cordinate Rotation Digital Computer)电路来形成OFDM解调装置。这是在复数信号Z＝I+jQ与相位θ进行输入时输出Zexp(jθ)的电路。这样，只要是能够进行相位旋转处理的方法即可，并不局限于上述各实施方式说明的方法。

还有，本发明提供的OFDM解调装置也可以具有如下结构。

本发明提供的OFDM解调装置用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号由有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔所构成，OFDM解调装置还可以包括：通过补偿上述OFDM信号的中心频率偏差量而输出补偿OFDM信号的载波频率误差补偿单元；用于计算上述补偿OFDM信号以及在有效符号期间长度之前输入的延迟补偿OFDM信号之间的复数相关值的复数相关运算单元；对上述复数相关值按1个符号间隔进行积分的单元；基于以上述1个符号间隔进行积分的复数相关值来推定因相同信道干扰而引起的相关的偏移量并进行消除的偏移消除单元；对已消除上述偏移量后的相关进行保护间隔区间积分的单元；对表示上述区间积分值强度的振幅成分进行计算的单元；基于上述振幅成分来推定上述传输符号的边界，并生成符号定时的单元等。

本发明提供的OFDM解调装置用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号由有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔所构成，OFDM解调装置还可以包括：通过补偿上述OFDM信号的中心频率偏差量而输出补偿OFDM信号的载波频率误差补偿单元；用于计算上述补偿OFDM信号以及在有效符号期间长度之前输入的延迟补偿OFDM信号之间的复数相关值的复数相关运算单元；对上述复数相关值按1个符号间隔进行积分的单元；基于上述1个符号间隔进行积分的复数相关值来推定因相同信道干扰引起的相关的偏移量并消除的偏移消除单元；对已消除上述偏移量后的相关进行保护间隔区间积分的单元；根据上述区间积分值求出1个有效符号期间中的相位旋转量，并检测窄带载波频率误差的单元等。

本发明提供的OFDM解调装置还可以包括：检测上述窄带载波频率误差的稳定性的单元；根据上述检测稳定性的单元，动态地变更上述以1个符号间隔进行积分的单元之积分个数的单元。

本发明提供的OFDM解调装置还可以包括：检测上述窄带载波频率误差的稳定性的单元；根据上述检测稳定性的单元，重置上述以1个符号间隔进行积分的单元之积分值的单元。

在本发明提供的OFDM解调装置中，上述检测稳定性的单元可根据规定期间内的上述相位旋转量的最大值以及最小值来进行检测。

在本发明提供的OFDM解调装置中，上述检测稳定性的单元可根据规定期间内的上述相位旋转量的方差来进行检测。

最后，上述各实施方式所涉及的OFDM解调装置的各个单元，可以由如上所述的硬件模块构成，也可以如以下所述，使用CPU并通过软件来实现。

即，OFDM解调装置具备：用于执行可实现上述各个功能的控制程序命令的CPU(central processing unit)、存储上述控制程序的ROM(read onlymemory)、展开上述控制程序的RAM(random access memory)、存储上述控制程序及各种数据的存储器等存储装置(记录介质)等。而且，本发明的目的还可以通过如下方式得以实现。即，把记录有控制程序的程序代码(执行形式程序、中间代码程序、源程序)的记录介质提供给OFDM解调装置，其中，该控制程序可以实现上述功能，其程序代码可以用计算机来读取，并且，通过由上述计算机(或者CPU、MPU)读出记录在记录介质中的程序代码来实现本发明的目的。

作为所述记录介质，例如，可以使用磁带或盒式带等带系列、具有软盘(注册商标)/硬盘等磁盘或CD-ROM/MO/MD/DVD/CD-R等光盘的盘系列、IC卡(包括存储卡)/光卡等卡系列、或者，掩膜ROM/EPROM/EEPROM/闪存ROM等半导体存储系列等。

另外，OFDM解调装置可以连接通信网络，借助于通信网络提供上述程序代码。作为上述通信网络，并没有特别的限制，例如，可利用互联网(internet)、内联网(intranet)、外联网(extranet)、LAN、ISDN、VAN、CATV通信网、虚拟专用网络(virtual private network)、电话回线网络、移动通信网络、卫星通信网络等。而且，作为构成通信网络的传输介质，也没有特别的限制，例如，可以利用IEEE1394、USB、电力线、电缆电视回线、电话线、ADSL回线等的有线通信，也可以利用诸如IrDA或遥控器等的红外线、Bluetooth(注册商标)、802.11无线通信、HDR、便携式电话网络、卫星回线、地面数字广播网络(terrestrial digital net)等的无线通信。另外，即使是通过电子传送而实现了上述程序代码的、载置于载波的计算机数据信号的形态，也可以实现本发明。

如上所述，本发明提供的OFDM解调装置，至少具备符号编号方向积分单元以及偏移消除单元，其中，符号编号方向积分单元通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号与延迟了有效符号期间的OFDM信号的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向被积分的相关值；偏移消除单元从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移。

从而，即使在OFDM信号与被延迟了有效符号期间的OFDM信号相关值中包含了因干扰波而产生的振动成分的情况下，沿符号编号方向被积分的相关值也能成为OFDM信号本身的相关值与由干扰波引起的一定的偏移之和。通过上述偏移消除单元可以从沿符号编号方向被积分的相关值中消除偏移。从而，消除了偏移的相关值即成为OFDM信号本身的相关值。

因此，能够正确地进行窄带载波频率误差的补偿及符号同步。

至此结合优选实施方式对本发明进行了描述。应该理解，上述具体的实施方式或实施例只不过是用于阐明本发明的技术内容的，本发明不应当仅限定于此种具体例地狭义地解释，在本发明的精神和以下所述的技术方案的范围内，可以进行各种变更而实施。

(工业可利用性)

本发明可以广泛适用于以正交频分复用方式对接收信号进行解调的OFDM解调装置中。

Claims (10)

1.一种OFDM解调装置，用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调装置的特征在于包括：

符号编号方向积分单元，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号和被延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；

偏移消除单元，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；

符号定时生成单元，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，生成用于表示传输符号边界的符号定时。

2.一种OFDM解调装置，用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调装置的特征在于包括：

符号编号方向积分单元，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号和被延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；

偏移消除单元，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；

误差检测单元，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，检测窄带载波频率误差。

3.根据权利要求2所述的OFDM解调装置，其特征在于：

还包括稳定性判断单元，该稳定性判断单元判断由上述误差检测单元检测出的窄带载波频率误差的稳定性，并根据判断结果来确定上述符号编号方向积分单元每隔1个传输符号进行加法运算的相关值的个数。

4.根据权利要求2所述的OFDM解调装置，其特征在于：

还包括稳定性判断单元，该稳定性判断单元判断由上述误差检测单元检测出的窄带载波频率误差的稳定性，并根据判断结果，对存储在上述符号编号方向积分单元中的每隔1个传输符号进行加法运算的相关值的和进行重置。

5.根据权利要求3或4所述的OFDM解调装置，其特征在于：

上述稳定性判断单元，通过对规定期间内的上述窄带载波频率误差的最大值和最小值之差与预定阈值进行比较来判断上述窄带载波频率误差的稳定性。

6.根据权利要求3或4所述的OFDM解调装置，其特征在于：

上述稳定性判断单元，通过对规定期间内的相位旋转量的方差与预定阈值进行比较来判断上述窄带载波频率误差的稳定性。

7.一种OFDM解调方法，用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调方法的特征在于包括：

符号编号方向积分步骤，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号和被延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；

偏移消除步骤，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；

符号定时生成步骤，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，生成用于表示传输符号边界的符号定时。

8.一种OFDM解调方法，用于解调以传输符号为传输单位的OFDM信号，且上述传输符号包含有效符号以及复制有该有效符号的部分信号波形的保护间隔，上述OFDM解调方法的特征在于包括：

符号编号方向积分步骤，通过每隔1个传输符号期间对OFDM信号和被延迟了有效符号期间的OFDM信号之间的相关值进行的加法运算，计算沿符号编号方向进行积分的相关值；

偏移消除步骤，从被积分的上述相关值中消除基于被积分的上述相关值所推定的偏移；

窄带载波频率误差检测步骤，基于已消除上述偏移后的被积分的上述相关值，检测窄带载波频率误差。

9.一种OFDM解调程序，用于使权利要求1或2所述的OFDM解调装置进行动作，并以计算机作为上述OFDM解调装置的各单元发生作用。

10.一种计算机可读取的记录介质，其特征在于：

记录有权利要求9所述的OFDM解调程序。

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