JP2008532337A - 受信装置、集積回路及び受信方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル放送方式の移動受信性能の向上を図るべく、ＳＰ信号の配置に着目し、分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が３減少する斜め方向に分散パイロット信号位置の伝送路特性を用いて分散パイロット信号以外の信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向の補間処理を行い、その後に同じシンボル番号位置の周波数軸方向に伝送路特性が算出された信号位置の伝送路特性を用いて伝送路特性が算出されていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向の補間処理を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）伝送方式による地上波デジタル放送等に用いられる受信装置、集積回路及び受信方法に関する。

日本及び欧州の地上波デジタル放送方式はＯＦＤＭ方式を採用している。ＯＦＤＭ方式を採用したＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）方式及びＤＶＢ―Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）方式は、サブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入しており、このパイロット信号はScattered Pilot Signal（以下、ＳＰ信号と記載する。）と呼ばれる。

このＳＰ信号の配置について図２０を参照しつつ説明する。図２０はＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の配置を示す図である。このＳＰ信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなく、周波数軸方向及び時間軸方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、セグメント内のキャリア番号ｋがk=3(n mod 4)+12p（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすサブキャリア位置で伝送される。すなわち、図２０に示されたようにＳＰ信号の配置は周波数軸方向に１２サブキャリア間隔で配置されている。また、ＳＰ信号は、時間軸方向に４シンボルを周期として反復され、シンボル毎に周波数軸方向に３キャリアずつシフトして伝送される。なお、ＯＦＤＭ信号には、Continuous Pilot Signal（以下、ＣＰ信号と記載する。）及び制御情報信号が所定のサブキャリア位置に配置され、その他の部分に情報伝送信号が配置されている。

このＳＰ信号は、送信側でそのサブキャリア位置で決定される特定のパターンで２値に変調されて送信される。受信側では、ＳＰ信号の位相をそろえた後、時間軸方向及び周波数軸方向に補間し、伝送路特性を推定する。そして、その推定結果に基づいて受信信号を等化する。
上記の時間軸方向の補間については、例えば特許文献１（特許第３０２７３６２号公報）、特許文献２（特許第３０８４３６８号公報）に記されており、図２１及び図２２を参照しつつ説明する。図２１は時間軸方向の補間を説明するための説明図であり、図２２は時間軸方向の補間により伝送路特性が補間された位置を示す図である。なお、図２１はＳＰ信号が伝送される特定のサブキャリアに着目して示している。

特許文献１の時間軸方向の補間では、図２１（ａ）に示すように、ＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向にホールドする。すなわちＳＰ信号が伝送されるキャリア番号k=3(n mod 4)+12pのキャリア位置で、ＳＰ信号が伝送されていないシンボルは、前シンボルで求められた伝送路特性と同じ伝送路特性を使用する。すなわち、最大３シンボル間は、同じ伝送路特性を用いている。

特許文献２の時間軸方向の補間では、図２１（ｂ）に示すように、ＳＰ信号が配置されているキャリア位置の伝送路特性をシンボル間で直線補間している。従って、特許文献２に記載された時間軸方向の補間は、特許文献１に記載された時間軸方向の補間に比べ、伝送路特性が変動している環境でも、より正確に伝送路特性の推定をすることが可能である。

このようにして時間軸方向に補間することにより、図２２に示す信号位置に伝送路特性が補間される。
また、特許文献３（特開２００４−２８２６１３号公報）は、詳細に示されていないものの、時間軸方向の補間を、上記の特許文献１又は特許文献２の補間処理と時間軸方向にフィルタをかける補間処理とを受信状態によって切り替えるというものである。時間軸方向にフィルタ処理した場合は、特許文献１、特許文献２よりも時間軸方向の補間精度が向上することが予想される。

上述した時間軸方向の補間を行う場合、ＳＰ信号は４シンボル毎に配置されているため、時間軸方向に４シンボルに１回ＳＰ信号が現れることになる。シンボル長の逆数をｆｓとすると、時間軸方向にはｆｓ／４でサンプリングされていることになり、受信装置はサンプリング定理よりｆｓ／８迄のドップラー周波数に対応できる。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３でガードインターバルのパラメータ（有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率）が１／８の場合、有効シンボル長は１００８μｓ、ガードインターバル長は１２６μｓであり、シンボル長は１１３４μｓである。従って、ｆｓは８８１Ｈｚ（＝１／１１３４μｓ）となり、１１０Ｈｚ（＝８８１Ｈｚ／８）のドップラー周波数まで原理的に等化できる。
特許第３０２７３６２号公報 特許第３０８４３６８号公報 特開２００４−２８２６１３号公報

しかしながら、例えば、受信装置が車載されており、受信装置を搭載した自動車が移動している場合には、チューニングしているチャネルの周波数と受信装置の移動速度とにより最大のドップラー周波数が決まり、受信装置の移動速度が速くなるにつれて最大のドップラー周波数は高くなる。受信装置の移動速度が速くなり、ドップラー周波数が従来の時間軸方向の補間処理で対応可能な周波数ｆｓ／８を超えてしまうと、伝送路特性の推定精度が落ちる。

本発明は、ＳＰ信号の配置に着目し、従来の受信装置よりも等化可能なドップラー周波数が高い受信装置、集積回路及び受信方法を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明の受信装置は、周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算部と、分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間部と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間部により推定された伝送路特性で除算する第２除算部と、を備える。

本発明の集積回路は、周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する集積回路であって、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算回路と、分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間回路と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間回路により推定された伝送路特性で除算する第２除算回路と、を備える。

本発明の受信方法は、周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信方法であって、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算手順と、分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間手順と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間手順により推定された伝送路特性で除算する第２除算手順と、を備える。

上記の受信装置、集積回路及び受信方法によれば、斜め方向補間処理における斜め方向を適切に選択することにより、斜め方向補間処理では時間軸方向の補間を行う場合より少ない数のシンボルに１回ＳＰ信号が現れることになる。上記の受信装置、集積回路及び受信方法は、より少ない数のシンボルに１回現れるＳＰ信号を利用して補間処理を行うため、従来の時間軸方向の補間処理に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。この結果、受信装置が高速移動する場合でも伝送路特性の推定精度が高くなる。

上記の受信装置において、前記所定キャリア周期が１２キャリア周期であり、前記所定キャリア分が３キャリアであり、前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が１減少する斜め方向に行うようにしてよい。
これによれば、従来例では４シンボルに１回ＳＰ信号が現れていたのに対して、３シンボルに１回ＳＰ信号が現れることになる。このように、受信装置は、より少ない数のシンボルに１回現れるＳＰ信号を利用して補間処理を行うため、従来の時間軸方向の補間処理に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。この結果、受信装置が高速移動する場合でも伝送路特性の推定精度が高くなる。また、分散パイロット信号の配置がＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式などの分散パイロット信号の配置になっているため、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式にそのまま適用可能である。

上記の受信装置において、前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が前記所定キャリア分減少する斜め方向に行うようにしてよい。
これによれば、従来例では４シンボルに１回ＳＰ信号が現れていたのに対して、２シンボルに１回ＳＰ信号が現れることになる。このように、受信装置は、より少ない数のシンボルに１回現れるＳＰ信号を利用して補間処理を行うため、対応可能なドップラー周波数が高くなる。この結果、受信装置が高速移動する場合でも伝送路特性の推定精度が高くなる。

上記の受信装置において、前記所定キャリア周期が１２キャリア周期であり、前記所定キャリア分が３キャリアであり、前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が３減少する斜め方向に行うようにしてよい。
これによれば、従来例では４シンボルに１回ＳＰ信号が現れていたのに対して、２シンボルに１回ＳＰ信号が現れることになる。このように、受信装置は、より少ない数のシンボルに１回現れるＳＰ信号を利用して補間処理を行うため、対応可能なドップラー周波数が高くなる。この結果、受信装置が高速移動する場合でも伝送路特性の推定精度が高くなる。また、分散パイロット信号の配置がＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式などの分散パイロット信号の配置になっているため、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式にそのまま適用可能である。

上記の受信装置において、前記補間部は、前記斜め方向補間処理の後に、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行い、当該時間軸方向補間処理の後に前記周波数軸方向の補間処理を行うようにしてよい。

これによれば、斜め方向の補間処理の後に時間軸方向の補間処理を行うことにより、１シンボルの伝送路の推定に利用するＳＰ信号の数が多くなり、受信装置が補償できる遅延波の遅延時間の最大値を時間軸方向の補間処理を行わない場合に比べて大きくなる。
上記の受信装置において、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理における前記斜め方向を変更して当該斜め方向補間処理を行うようにしてよい。

これによれば、受信装置がガードインターバル長の最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記補間部は、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理を行うか行わないかを選択するようにしてよい。

これによれば、受信装置がガードインターバル長の最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記補間部は、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理に変えて、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行うようにしてよい。

これによれば、受信装置がガードインターバル長の最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理における前記斜め方向を変更して当該斜め方向補間処理を行うようにしてよい。

これによれば、受信装置が実在するであろう最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理を行うか行わないかを選択するようにしてよい。

これによれば、受信装置が実在するであろう最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理に変えて、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行うようにしてよい。

これによれば、受信装置が実在するであろう最大値の遅延時間の遅延波を補償しつつ、受信装置が対応可能なドップラー周波数を高くすることが可能になる。
上記の受信装置において、前記除算手段により位相が揃えられた分散パイロット信号を分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性にフィルタ処理を施すフィルタ部を更に備え、前記補間部は、前記除算部により算出された前記伝送路特性を用いる代わりに、前記フィルタ部によるフィルタ処理後の前記伝送路特性を用いるようにしてよい。

これによれば、第１除算部により算出された分散パイロット信号位置の伝送路特性にフィルタ処理を施して伝送路特性からノイズを除去するようにしているため、受信装置の伝送路特性の推定精度を高くすることができる。
また、本発明の受信装置は、周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、周波数軸方向にシンボル毎に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該シンボル番号及びキャリア番号の位置での伝送路特性を算出する第１除算部と、シンボル番号が同じ周波数軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていないキャリア番号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間部と、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間部により推定された伝送路特性で除算する第２除算部と、を備える。

上記の受信装置によれば、補間部は毎シンボルに現れる分散パイロット信号を利用しての補間処理を行っていることになるため、４シンボルに１回現れる分散パイロット信号を利用して補間処理を行う従来の受信装置に比べれば、対応可能なドップラー周波数が高くなる。この結果、受信装置が高速移動する場合でも伝送路特性の推定精度が高くなる。

≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ方式の場合には、ガードインターバルのパラメータとして１／４、１／８、１／１６、１／３２の何れかを選択できる。
＜全体構成＞
以下、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ方式の受信装置の全体構成について図１を参照しつつ説明する。図１はＩＳＤＢ−Ｔ方式の受信装置の全体構成を示すブロック図である。

受信装置１は、アンテナ１００と、チューナ部１０１と、Ａ／Ｄ変換器１０２と、直交検波回路１０３と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１０４と、等化回路１０５と、周波数デインタリーブ回路１０６と、時間デインタリーブ回路１０７と、誤り訂正回路１０８とを備える。ただし、図１では同期回路は省略している。
アンテナ１００はＯＦＤＭ信号を受信してチューナ部１０１へ出力する。チューナ部１０１はアンテナ１００から入力されるＯＦＤＭ信号を選局し、選局したＯＦＤＭ信号を所定の帯域にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器１０２へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１０２は入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して直交検波回路１０３へ出力する。直交検波回路１０３はデジタル信号の直交検波を行い、直交検波後の信号をＦＦＴ回路１０４へ出力する。

ＦＦＴ回路１０４は、直交検波後の信号を高速フーリエ変換して周波数領域の信号に変換し、等化回路１０５へ出力する。等化回路１０５はＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号を等化処理し、周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。周波数デインタリーブ回路１０６は、等化回路１０５による等化処理された信号を周波数デインタリーブ処理し、時間デインタリーブ回路１０７は、周波数デインタリーブ後の信号を時間デインタリーブ処理する。誤り訂正回路１０８は、時間デインタリーブ後の信号の誤り訂正処理を行う。

ただし、等化回路１０５の詳細については後述するが、それ以外の各回路の処理は通常行われているものと同様であることから、その詳細は省略する。
なお、ＤＶＢ−Ｔ方式の場合は、時間デインタリーブ回路がないが、ＩＳＤＢ−Ｔ方式とほぼ同じ処理を行う。
＜等化回路構成＞
以下、図１のＦＦＴ回路１０４及び等化回路１０５の構成について図２を参照しつつ説明する。図２は図１のＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５の構成を示すブロック図である。

等価回路１０５は、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、斜め方向補間回路２０５と、キャリア補間回路２０６と、複素除算回路２０７と、を備える。
遅延回路２００は、後段の複素除算回路２０７で情報伝送信号等の複素除算に利用される伝送路特性が当該情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性になるようにＦＦＴ回路１０４からの入力を遅延させて複素除算回路２０７へ出力する。

ＳＰ抽出回路２０１は、ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、複素除算回路２０３へ出力する。ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ振幅及び位相の信号をサブキャリア位置に応じて内部保持しており、複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３は、ＳＰ抽出回路２０１から入力されるＳＰ信号を、ＳＰ発生回路２０２から供給されるそのＳＰ信号のサブキャリア位置に応じた信号で複素除算し、送信側でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号の位相を揃える。この処理により、各ＳＰ信号位置での伝送路特性が求まる。

メモリ２０４は、複素除算回路２０３により位相が揃えられたＳＰ信号、つまり、ＳＰ信号位置での伝送路特性を記憶するものである。
斜め方向補間回路２０５は、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が１減少する斜め方向に伝送路特性の補間処理を行うものである。これについて図３を参照しつつ説明する。図３は図２の斜め方向補間回路２０５が行う斜め方向の補間処理を説明するための図である。

斜め方向補間回路２０５は、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が１減少する斜め方向（図３中の斜め方向ＯＤ１で示す方向）に、斜め方向上のＳＰ信号位置の伝送路特性を用いて当該斜め方向上のＳＰ信号以外の信号位置に伝送路特性を補間する。これを各斜め方向において行うことにより図３に示す位置に伝送路特性が補間される。この結果、同じシンボル番号位置の周波数軸方向には４サブキャリア間隔で伝送路特性が取得されたことになる。

本実施の形態では、上記の斜め方向に、例えば３１タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタをかけることによって斜め方向の補間を行う。
キャリア補間回路２０６は、同じシンボル番号位置の周波数軸方向に、周波数軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。これにより、全サブキャリアに対する伝送路特性が求まったことになる。

本実施の形態では、周波数軸方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって周波数軸方向の補間を行う。
なお、所定のタップ数が利用できない端部位置では伝送路特性をホールドすることによって、伝送路特性の補間を行う。
複素除算回路２０７は、遅延回路２００から入力されるＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の情報伝送信号等を、キャリア補間回路２０６から入力されるその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算する。そして、複素除算回路２０７は複素除算後の信号を等化した信号として後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。
＜ＦＦＴ回路及び等化回路の処理動作＞
以下、図２を参照しつつ説明したＦＦＴ回路１０４及び等化回路１０５による処理動作について説明する。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、斜め方向補間回路２０５は上述した斜め方向の補間処理を行い、続いて、キャリア補間回路２０６は上述した周波数軸方向の補間処理を行う。

ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。
＜受信性能＞
従来の時間軸方向の補間処理ではＳＰ信号が４シンボルに１回現れていたのに対して、本実施の形態の斜め方向の補間処理ではＳＰ信号が３シンボルに１回現れることになる。

従って、時間軸方向のサンプリング周波数をｆｓとすると、本実施の形態ではＳＰ信号が時間軸方向に３シンボルに１回現れるため、時間軸方向にはｆｓ／３でサンプリングされていることになる。この結果、本実施の形態の受信装置１は、サンプリング定理より、ｆｓ／６迄のドップラー周波数に対応できる。このように、本実施の形態の受信装置１は、ｆｓ／８のドップラー周波数迄しか対応できなかった従来例に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。

例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３でガードインターバルのパラメータが１／８の場合、有効シンボル長は１００８μｓ、ガードインターバル長は１２６μｓであり、シンボル長は１１３４μｓである。ｆｓはシンボル長の逆数であるので、ｆｓは８８１Ｈｚ（＝１／１１３４μｓ）である。従って、ＩＣＩ（Inter-Carrier Interference）等を考慮しなければ、１４６Ｈｚ（＝８８１Ｈｚ／６）のドップラー周波数まで原理的に等化できる。なお、斜めに補間した場合、同時に周波数方向にも補間されることになる。この場合は、３キャリアに１回の補間がなされている。

本実施の形態では、斜め方向の補間処理の後、周波数軸方向に、４サブキャリアに一回の補間をすることになり、受信装置１は有効シンボル長の１／４の遅延波まで受信可能である。日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式及び欧州のＤＶＢ−Ｔ方式は、共に、ガードインターバル長が有効シンボル長の最大１／４であるので、本実施の形態の補間処理を行っても、特に問題は生じない。

なお、周波数軸方向には４サブキャリアに１回現れるＳＰ信号を利用しての補間となるため、有効シンボル長の１００８μｓの１／８の遅延波（±１２６μｓの遅延波）が補償できる。実際には、主波から最大遅延波が２５６μｓ以内であれば等化可能である。これは、規格で決められている最大のガードインターバル長の２５６μｓと同一であり、特に問題は生じない。

本実施の形態の斜め方向の補間処理と従来から行われている時間軸方向の補間処理とに同じタップ数のＦＩＲフィルタを用いた場合、斜め方向の補間処理は時間軸方向の補間処理に比べて使用できるＳＰ信号の数が４／３倍になり、補間の精度が向上する。
また、斜め方向の補間処理に従来から行われている時間軸方向の補間処理の３／４倍のタップ数のＦＩＲフィルタを用いた場合、斜め方向の補間処理は時間軸方向の補間処理と同じ数のＳＰ信号を使用でき、時間軸方向の補間処理と同程度の精度が出る。このため、斜め方向の補間処理において時間軸方向の補間と同程度の補間精度を出す場合メモリの使用量の削減が可能である。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は、第１の実施の形態の等化回路１０５の斜め方向の補間処理とは異なる斜め方向に斜め方向の補間処理を行うものである。なお、第１の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図４を参照しつつ説明する。図４は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図４は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ａを図示しており、等化回路１０５ａの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ａは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、斜め方向補間回路２０５ａと、キャリア補間回路２０６ａと、複素除算回路２０７と、を備える。
斜め方向補間回路２０５ａは、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３減少する斜め方向に伝送路特性の補間処理を行うものである。これについて図５を参照しつつ説明する。図５は図４の斜め方向補間回路２０５ａが行う斜め方向の補間処理を説明するための図である。

斜め方向補間回路２０５ａは、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３減少する斜め方向（図５中の斜め方向ＯＤ２で示す方向）に、斜め方向上のＳＰ信号位置の伝送路特性を用いて当該斜め方向上のＳＰ信号以外の信号位置に伝送路特性を補間する。これを各斜め方向において行うことにより図５に示す位置、つまり、ｋ＝３（（ｎ＋２）ｍｏｄ４）＋１２ｐの関係を満たす信号位置に伝送路特性が補間される。ｎはシンボル番号、ｋはキャリア番号、ｐは０以上の整数である。この結果、同じシンボル番号位置の周波数軸方向には６サブキャリア間隔で伝送路特性が取得されたことになる。

本実施の形態では、上記の斜め方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって斜め方向の補間を行う。
キャリア補間回路２０６ａは、同じシンボル番号位置の周波数軸方向に、周波数軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。これにより、全サブキャリアに対する伝送路特性が求まったことになる。

本実施の形態では、周波数軸方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって周波数軸方向の補間を行う。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図４を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。
ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。

ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、斜め方向補間回路２０５ａは上述した斜め方向の補間処理を行い、続いて、キャリア補間回路２０６ａは上述した周波数軸方向の補間処理を行う。

ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。
＜受信性能＞
従来の時間軸方向の補間処理ではＳＰ信号が４シンボルに１回現れていたのに対して、本実施の形態の斜め方向の補間処理ではＳＰ信号が２シンボルに１回現れることになる。

従って、時間軸方向のサンプリング周波数をｆｓとすると、本実施の形態ではＳＰ信号は時間軸方向に２シンボルに１回現れるため、時間軸方向にはｆｓ／２でサンプリングされていることになる。この結果、本実施の形態の受信装置は、サンプリング定理より、ｆｓ／４迄のドップラー周波数に対応できる。このように、本実施の形態の受信装置は、ｆｓ／８のドップラー周波数迄しか対応できなかった従来例に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。

例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３でガードインターバルのパラメータが１／８の場合、有効シンボル長は１００８μｓ、ガードインターバル長は１２６μｓであり、シンボル長は１１３４μｓである。ｆｓはシンボル長の逆数であるので、ｆｓは８８１Ｈｚ（＝１／１１３４μｓ）である。従って、ＩＣＩ等を考慮しなければ２２０Ｈｚ（＝８８１Ｈｚ／４）のドップラー周波数まで原理的に等化できる。

なお、斜め方向の補間処理において、ＳＰ信号は時間軸方向には２シンボルに１回現れるものの、周波数軸方向には６サブキャリアに１回現れるＳＰ信号を利用しての補間となるため、有効シンボル長１００８μｓの１／１２の遅延波（±８４μｓの遅延波）が補償できる。実際には、主波から最大遅延波が１６８μｓ以内であれば、等化可能である。
この場合、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８で送信している場合は、主波からの最大遅延時間が１２６μｓまでの遅延波を想定しているため問題ない。なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／４で送信している場合は、主波からの最大遅延時間が２５６μｓまでの遅延波を想定しているため、遅延時間が１６８μｓを超えるような長遅延のマルチパスが生じた場合は受信が困難となる。
＜シミュレーション結果＞
以下、第１及び第２の実施の形態の補間処理並びに従来例の補間処理におけるフェージング環境を用いてシミュレーションを行った結果について図６を参照しつつ説明する。図６は第１及び第２の実施の形態の補間処理並びに従来例の補間処理におけるフェージング環境を用いてシミュレーションを行った結果を示す図である。図６において、横軸に最大ドップラー周波数、縦軸に所要ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）を示す。

フェージング環境として、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）等で使用されるＴＵ６と呼ばれる伝送路を用い、ＯＦＤＭのパラメータとして、モード３（ＦＦＴサイズ８Ｋ）、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８、ＱＰＳＫ、コードレートが１／２でシミュレーションを行った。
図６から分かるように、サンプリングによる理論限界までは達しないものの、第２の実施の形態の補間処理、第１の実施の形態の補間処理、従来例の補間処理の順に移動受信性能が良くなっているのが分かる。
≪第３の実施の形態≫
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は、第２の実施の形態の斜め方向の補間処理の後に時間軸方向の補間処理を行うものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図７を参照しつつ説明する。図７は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図７は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｂを図示しており、等化回路１０５ｂの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｂは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、斜め方向補間回路２０５ａと、シンボル補間回路２１０と、キャリア補間回路２０６ｂと、複素除算回路２０７と、を備える。
シンボル補間回路２１０は、同じキャリア番号位置の時間軸方向に、時間軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。これをＳＰ信号が伝送される各サブキャリアにおいて行う。

本実施の形態では、時間軸方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって時間軸方向の補間を行う。
キャリア補間回路２０６ｂは、同じシンボル番号位置の周波数軸方向に、周波数軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。これにより、全サブキャリアに対する伝送路特性が求まったことになる。

本実施の形態では、周波数軸方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって周波数軸方向の補間を行う。
＜補間処理＞
以下、図７の等化回路１０５ｂが行う補間処理について図８を参照しつつ説明する。図８は図７の等化回路１０５ｂが行う補間処理を説明するための図である。

斜め方向補間回路２０５ａは、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３減少する斜め方向（図８中の斜め方向ＯＤ３で示す方向）に、斜め方向上のＳＰ信号位置の伝送路特性を用いて当該斜め方向上のＳＰ信号以外の信号位置に伝送路特性を補間する。これを各斜め方向において行うことにより図８に示す位置、つまり、ｋ＝３（（ｎ＋２）ｍｏｄ４）＋１２ｐの関係を満たす信号位置に伝送路特性が補間される。ｎはシンボル番号、ｋはキャリア番号、ｐは０以上の整数である。

その後、シンボル補間回路２１０は、同じキャリア番号位置の時間軸方向（図８中の時間軸方向ＴＤ３で示す方向）に、時間軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。これをＳＰ信号が伝送される各サブキャリアにおいて行うことにより図８に示す位置に伝送路特性が補間される。

最後に、キャリア補間回路２０６ｂは、同じシンボル番号位置の周波数軸方向に、周波数軸方向上の伝送路特性が取得された信号位置の伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が取得されていない信号位置に伝送路特性を補間する。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図７を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、斜め方向補間回路２０５ａは上述した斜め方向の補間処理を行い、続いて、シンボル補間回路２１０は上述した時間軸方向の補間処理を行い、さらに、キャリア補間回路２０６ｂは上述した周波数軸方向の補間処理を行う。

ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。
＜受信性能＞
従来の時間軸方向の補間処理ではＳＰ信号が４シンボルに１回現れていたのに対して、本実施の形態の斜め方向の補間処理ではＳＰ信号が２シンボルに１回現れることになる。

従って、時間軸方向のサンプリング周波数をｆｓとすると、本実施の形態ではＳＰ信号は時間軸方向に２シンボルに１回現れるため、時間軸方向にはｆｓ／２でサンプリングされていることになる。この結果、本実施の形態の受信装置は、サンプリング定理より、ｆｓ／４迄のドップラー周波数に対応できる。このように、本実施の形態の受信装置は、ｆｓ／８のドップラー周波数迄しか対応できなかった従来例に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。
≪第４の実施の形態≫
以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、第１の実施の形態は斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行うのに対して、本実施の形態は周波数軸方向の補間処理のみを行うものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図９を参照しつつ説明する。図９は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図９は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｃを図示しており、等化回路１０５ｃの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｃは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、キャリア補間回路２０６ｃと、複素除算回路２０７と、を備える。
キャリア補間回路２０６ｃは、同じシンボル番号位置の周波数軸方向に、周波数軸方向上のＳＰ信号位置の伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上のＳＰ信号位置以外の信号位置に伝送路特性を補間する。これにより、全サブキャリアに対する伝送路特性が求まる。

本実施の形態では、周波数軸方向に、例えば３１タップのＦＩＲフィルタをかけることによって周波数軸方向の補間を行う。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図９を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。
ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。

ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、キャリア補間回路２０６ｃは、上述した周波数軸方向の補間処理を行う。

ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。
＜受信性能＞
従来の時間軸方向の補間処理ではＳＰ信号が４シンボルに１回現れていたのに対して、本実施の形態では、実質的に毎シンボルにＳＰ信号が現れることになる。

従って、時間軸方向のサンプリング周波数をｆｓとすると、時間軸方向にはｆｓでサンプリングされていることになる。この結果、本実施の形態の受信装置は、サンプリング定理より、ｆｓ／２迄のドップラー周波数に対応できる。このように、本実施の形態の受信装置は、ｆｓ／８のドップラー周波数迄しか対応できなかった従来例に比べて、対応可能なドップラー周波数が高くなる。

例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３でガードインターバルのパラメータが１／８の場合、有効シンボル長は１００８μｓ、ガードインターバル長は１２６μｓであり、シンボル長は１１３４μｓである。ｆｓはシンボル長の逆数であるので、ｆｓは８８１Ｈｚ（＝１／１１３４μｓ）である。従って、ＩＣＩ等を考慮しなければ４４０Ｈｚ（＝８８１Ｈｚ／２）のドップラー周波数まで原理的に等化できる。

なお、周波数軸方向には、１２サブキャリアに１回現れるＳＰ信号を利用しての補間となるため、有効シンボル長１００８μｓの１／２４の遅延波（±４２μｓの遅延波）が補償できる。実際には、主波から最大遅延波が８４μｓ以内であれば、等化可能である。
この場合、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／１６で送信している場合は、主波からの最大遅延時間が６３μｓまでの遅延波を想定しているため問題ない。なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８で送信している場合は、主波からの最大遅延時間が１２８μｓまでの遅延波を想定しているため、遅延時間が８４μｓを超えるような長遅延のマルチパスが生じた場合は受信が困難となる。
≪第５の実施の形態≫
以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、第１から第４の各実施の形態は補間処理の経路として１系統であるのに対して、本実施の形態は補間処理の経路として２系統を有するものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１０を参照しつつ説明する。図１０は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１０は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｄを図示しており、等化回路１０５ｄの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｄは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、補間回路２２１と、補間回路２２２と、選択回路２２３と、複素除算回路２０７と、を備える。
補間回路２２１は、複素除算回路２０３による複素除算により算出されたＳＰ信号位置の伝送路特性を利用してＳＰ信号位置以外の信号位置に伝送路特性を補間するものである。補間回路２２１は、第１の実施の形態で説明した斜め方向補間回路２０５とキャリア補間回路２０６とから構成されている。

補間回路２２２は、複素除算回路２０３による複素除算により算出されたＳＰ信号位置の伝送路特性を利用してＳＰ信号位置以外の信号位置に伝送路特性を補間するものである。補間回路２２２は、第２の実施の形態で説明した斜め方向補間回路２０５ａとキャリア補間回路２０６ａとから構成されている。
選択回路２２３は、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には補間回路２２１からの入力及び補間回路２２２からの入力のうち補間回路２２１からの入力を選択して、補間回路２２１からの入力を複素除算回路２０７へ出力する。また、選択回路２２３は、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合には補間回路２２１からの入力及び補間回路２２２からの入力のうち補間回路２２２からの入力を選択して、補間回路２２２からの入力を複素除算回路２０７へ出力する。

この選択は次のようにして決めている。有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。また、補間回路２２１の補間処理及び補間回路２２２の補間処理の双方が有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる場合には、対応可能なドップラー周波数が高い補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１０を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。ここでは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合を対象とする。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。

メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、補間回路２２１は第１の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３へ出力する。このとき、補間回路２２２は第２の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３へ出力する。

選択回路２２３は、ガードインターバルのパラメータが１／４であるので、補間回路２２１からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

なお、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合は、選択回路２２３が補間回路２２２からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
≪第６の実施の形態≫
以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、第５の実施の形態は２系統の補間処理の選択をガードインターバルのパラメータに基づき行うものであるのに対して、本実施の形態は２系統の補間処理の選択を遅延プロファイルに基づき行うものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。

本実施の形態はＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcast - Handheld）方式の規格に基づき説明する。
ＤＶＢ−Ｈ方式は、ＤＶＢ−Ｔ方式をベースとした方式であり、携帯端末用のサービスを伝送する。ＤＶＢ−Ｈ方式では、時分割多重して、所定のサービスをバースト状に伝送する。受信機側では、フロントエンドにおいて所定のサービスを受信する区間のみ電源を入れ、その他の部分では電源をＯＦＦにすることができるため、フロントエンドの低消費電力化が可能な方式となっている。所定のサービスが伝送されるバーストの時間は１５０ミリ秒程度であり、次に同じサービスが伝送されるまで５秒程度を要するので、この間電源をオフにする。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１１を参照しつつ説明する。図１１は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１１は図１の直交検波回路１０３に続く選択回路２３１、それに続くＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅ及びそれに続く等価回路１０５ｅを図示しており、等化回路１０５ｅの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

選択回路２３１は、電源がＯＮされると、直交検波回路１０３からの入力及び選択回路２２３ｅからの入力のうち、直交検波回路１０３からの入力を選択してＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅへ出力する。この処理状態は所定期間（電源がＯＮされてからＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅが１つのバーストの最後のシンボルをＦＦＴ処理する迄の期間）継続される。選択回路２３１は、上記の所定期間が経過すると、直交検波回路１０３からの入力及び選択回路２２３ｅからの入力のうち、選択回路２２３ｅからの入力を選択してＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅへ出力する。

ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは、電源がＯＮされると、ＦＦＴ処理状態になり、選択回路２３１から入力される信号を高速フーリエ変換して、高速フーリエ変換後の信号を遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１の夫々へ出力する。この処理状態は上記の所定期間継続される。ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは、上記の所定期間が経過すると、ＦＦＴ処理からＩＦＦＴ処理に切り替わり、選択回路２３１から入力される信号を逆高速フーリエ変換して、逆高速フーリエ変換後の信号を遅延プロファイル解析回路２３２へ出力する。

等化回路１０５ｅは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、補間回路２２１と、補間回路２２２と、遅延プロファイル解析回路２３２と、選択回路２２３ｅと、複素除算回路２０７と、を備える。補間回路２２１は第１の実施の形態で説明した斜め方向補間回路２０５とキャリア補間回路２０６とから構成され、補間回路２２２は第２の実施の形態で説明した斜め方向補間回路２０５ａとキャリア補間回路２０６ａとから構成されている。

遅延プロファイル解析回路２３２は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅから入力される逆高速フーリエ変換後の信号、つまり、遅延プロファイルに基づき、主波に対する遅延波の遅延時間及び大きさを解析する。遅延プロファイル解析回路２３２は、解析結果を基に所定のレベルよりレベルの大きい遅延波の遅延時間を検出し、検出した遅延波の遅延時間の最大値を選択回路２２３ｅへ出力する。

選択回路２２３ｅは、遅延プロファイル解析回路２３２から入力される遅延波の遅延時間の最大値が所定の遅延時間以下の場合補間回路２２１からの入力及び補間回路２２２からの入力のうち補間回路２２２からの入力を選択する。また、選択回路２２３ｅは、遅延波の遅延時間の最大値が所定の遅延時間を超える場合補間回路２２１からの入力及び補間回路２２２からの入力のうち補間回路２２１からの入力を選択する。この選択は次のバーストに適用される。

選択回路２２３ｅは、補間回路２２１からの入力及び補間回路２２２からの入力のうち前回のバーストで選択した補間回路からの入力を複素除算回路２０７及び選択回路２３１の夫々へ出力する。
ただし、ＤＶＢ−Ｈ方式の場合、８ＭＨｚ帯域の仕様で、８Ｋモードであれば、有効シンボル長は８９６μｓである。従って、補間回路２２２が補償できる遅延波の遅延時間の最大値である有効シンボル長の１／６は１４９μｓである。このことから、上記の所定の遅延時間は１４９μｓとなる。

この選択は次のようにして決めている。現在のバーストでの最大の遅延時間の遅延波を補償できる補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。また、補間回路２２１の補間処理及び補間回路２２２の補間処理の双方が現在のバーストでの最大の遅延時間の遅延波を補償できる場合には、対応可能なドップラー周波数が高い補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１１を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。ここでは、前回のバーストで補間回路２２１側が選択されていたとする。

電源がＯＮになると、選択回路２３１は直交検波回路１０３からの入力をＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅへ出力し、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは選択回路２３１からの入力を高速フーリエ変換する。ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅによる高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅから遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。

ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。

メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、補間回路２２１は第１の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３ｅへ出力する。このとき、補間回路２２２は第２の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３ｅへ出力する。

選択回路２２３ｅは、前回のバーストで補間回路２２１の入力を選択するとしたので、補間回路２２１からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅから出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

この状態が上記の所定期間が経過するまで継続する。
上記の所定期間が経過すると、選択回路２３１はＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅへの出力を直交検波回路１０３からの入力から選択回路２２３ｅからの入力に切り替え、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅはＦＦＴ処理からＩＦＦＴ処理に切り替える。
選択回路２３１は選択回路２２３ｅからの入力をＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅへ出力し、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは選択回路２３１からの入力を逆高速フーリエ変換する。ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅによる逆高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅから遅延プロファイル解析回路２３２へ出力される。

遅延プロファイル解析回路２３２はＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅからの入力に基づき上述した解析を行い、現在のバーストの最後のシンボルでの遅延波の遅延時間の最大値を選択回路２２３ｅへ出力する。選択回路２２３ｅは、遅延プロファイル解析回路２３２から入力される遅延波の遅延時間の最大値に基づき上述した選択処理を行う。次のバーストでは選択した補間回路からの入力が選択されて複素除算回路２０７及び選択回路２３１の夫々に出力される。

なお、前回のバーストで補間回路２２２側が選択されていた場合は、選択回路２２３ｅが補間回路２２２からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
≪第７の実施の形態≫
以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、第５の実施の形態は補間処理の経路として２系統であるのに対して、本実施の形態は補間処理の経路として３系統を有するものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１２を参照しつつ説明する。図１２は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１２は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｆを図示しており、等化回路１０５ｆの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｆは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、補間回路２２１と、補間回路２２２と、補間回路２４１と、選択回路２２３ｆと、複素除算回路２０７と、を備える。
補間回路２２１は第１の実施の形態において説明した斜め方向補間回路２０５とキャリア補間回路２０６とから構成されている。また、補間回路２２２は第２の実施の形態において説明した斜め方向補間回路２０５ａとキャリア補間回路２０６ａとから構成されている。

補間回路２４１は、複素除算回路２０３による複素除算により算出されたＳＰ信号位置の伝送路特性を利用してＳＰ信号位置以外の信号位置に伝送路特性を補間するものである。補間回路２４１は、図示していないが、第４の実施の形態で説明したキャリア補間回路２０６ｃにより構成されており、周波数軸方向の補間のみ行う。
選択回路２２３ｆは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には補間回路２２１からの入力を選択して複素除算回路２０７へ出力する。また、選択回路２２３ｆは、ガードインターバルのパラメータが１／８の場合には補間回路２２２からの入力を選択して複素除算回路２０７へ出力する。さらに、選択回路２２３ｆは、ガードインターバルのパラメータが１／１６及び１／３２の何れかの場合には補間回路２４１からの入力を選択して複素除算回路２０７へ出力する。

この選択は次のようにして決めている。有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。また、補間回路２２１の補間処理、補間回路２２２の補間処理及び補間回路２４１の補間処理のうち２以上の補間処理が有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる場合には、対応可能なドップラー周波数が高い補間処理を行う補間回路側が選択されるようにする。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１２を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。ここでは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合を対象とする。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。

メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、補間回路２２１は第１の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３ｆへ出力する。このとき、補間回路２２２は第２の実施の形態において説明した斜め方向の補間処理及び周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３へ出力する。また、このとき、補間回路２４１は第４の実施の形態において説明した周波数軸方向の補間処理を行い、補間結果を選択回路２２３ｆへ出力する。

選択回路２２３ｆは、ガードインターバルのパラメータが１／４であるので、補間回路２２１からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

なお、ガードインターバルのパラメータが１／８の場合は、選択回路２２３ｆが補間回路２２２からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。また、ガードインターバルのパラメータが１／１６、１／３２の場合は、選択回路２２３ｆが補間回路２４１からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
≪第８の実施の形態≫
以下、本発明の第８の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は、第３の実施の形態の斜め方向の補間処理の前にＳＰ信号位置の伝送路特性にフィルタ処理を施すものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１３を参照しつつ説明する。図１３は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１３は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｇを図示しており、等化回路１０５ｇの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｇは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、ＳＰ方向フィルタ２５１と、斜め方向補間回路２０５ａと、シンボル補間回路２１０と、キャリア補間回路２０６ｂと、複素除算回路２０７と、を備える。
ＳＰ方向フィルタ２５１は、ＳＰ信号位置の複素除算回路２０３により算出された伝送路特性にフィルタ処理を施して、ＳＰ信号位置の伝送路特性を補正するものである。これについて図１４及び図１５を参照しつつ説明する。図１４及び図１５は図１３のＳＰ方向フィルタ２５１の処理を説明するための図である。ただし、図１５は図１４の矢印で示した部分のＳＰ信号を取り出したものである。

ＳＰ方向フィルタ２５１は、ＳＰ信号位置の伝送路特性に対して、ＳＰ信号が存在する位置から時間軸方向にシンボル番号が１増加し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３増加する斜め方向（図１４中の斜め方向ＳＤ１で示す方向）にフィルタをかけてＳＰ信号位置の伝送路特性を補正する。
本実施の形態では簡単のためＳＰ方向フィルタ２５１が３タップのフィルタであるとして説明する。

ＳＰ信号ＳＰＡ、ＳＰＢ、ＳＰＣ、ＳＰＤ、ＳＰＥの信号位置での算出された伝送路特性の値を値Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅとすると、３タップのフィルタをかけた結果、ＳＰ信号ＳＰＢの伝送路特性の値は（１／４）Ａ＋（１／２）Ｂ＋（１／４）Ｃとなる。また、ＳＰ信号ＳＰＣの伝送路特性の値は（１／４）Ｂ＋（１／２）Ｃ＋（１／４）Ｄとなる。ＳＰ信号ＳＰＣの伝送路特性の値は（１／４）Ｃ＋（１／２）Ｄ＋（１／４）Ｅとなる。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１３を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、ＳＰ方向フィルタ２５１は上述したフィルタ処理を行う。

ＳＰ方向フィルタ２５１のフィルタ処理後、第３の実施の形態において説明した補間処理（斜め方向補間回路２０５ａによる斜め方向の補間処理、シンボル補間回路２１０による時間軸方向の補間処理、キャリア補間回路２０６ｂによる周波数軸方向の補間処理）が行われる。
ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

以上説明した本実施の形態の受信装置によれば、ＳＰ方向フィルタ２５１によりＳＰ信号からノイズが除去され、ノイズが除去された後のＳＰ信号を用いて補間処理、等化処理が行われるため、受信性能の向上が図れる。
ただし、フィルタのタップ数、フィルタ特性にもよるが、ＳＰ方向フィルタ２５１によるフィルタ処理により、等化できる遅延波の遅延時間が、上述した第３の実施の形態の受信装置と同様に狭くなる。しかし、斜め方向補間回路２０５ａによる斜め方向の補間処理の前にＳＰ方向フィルタ２５１によるフィルタ処理を施しても、フィルタ処理により更に等化できる遅延波の遅延時間を狭くするということは生じない。
≪第９の実施の形態≫
以下、本発明の第９の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、第８の実施の形態は補間処理の経路として１系統であるのに対して、本実施の形態は補間処理の経路として２系統を有するものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１６を参照しつつ説明する。図１６は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１６は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｈを図示しており、等化回路１０５ｈの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｈは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、シンボル補間回路２６１と、遅延調整回路２６２と、ＳＰ方向フィルタ２５１と、斜め方向補間回路２０５ａと、シンボル補間回路２１０と、遅延調整回路２６３と、選択回路２２３ｈと、キャリア補間回路２０６ｂと、複素除算回路２０７と、を備える。

シンボル補間回路２６１は、同じキャリア番号位置の時間軸方向に、時間軸方向上のＳＰ信号位置の複素除算回路２０３により算出された伝送路特性を用いて当該時間軸方向上のＳＰ信号以外の信号位置に伝送路特性を補間する。これをＳＰ信号が伝送される各サブキャリアにおいて行う。ただし、シンボル補間回路２６１は図２１（ｂ）に示したＳＰ信号位置の伝送路特性を４シンボル間で直線補間する。

遅延調整回路２６２及び遅延調整回路２６３は、シンボル補間回路２６１の出力とシンボル補間回路２１０の出力とが同じ信号位置で選択回路２２３ｈに入力されるようにシンボル補間回路２６１の出力とシンボル補間回路２１０の出力の遅延時間を調整する。
選択回路２２３ｈは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には、遅延調整回路２６２からの入力及び遅延調整回路２６３からの入力のうち遅延調整回路２６２からの入力を選択して、キャリア補間回路２０６ｂへ出力する。

選択回路２２３ｈは、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合には、遅延調整回路２６２からの入力及び遅延調整回路２６３からの入力のうち遅延調整回路２６３からの入力を選択して、キャリア補間回路２０６ｂへ出力する。
この選択は次のようにして決めている。有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる補間処理を行う補間処理側が選択されるようにする。また、双方の補間処理が有効シンボル長にガードインターバルのパラメータを乗算した時間の遅延波を補償できる場合には、対応可能なドップラー周波数が高い補間処理を行う補間処理側が選択されるようにする。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１６を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。ここでは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合を対象とする。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０１は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。

メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、シンボル補間回路２６１による上述した時間軸方向の補間処理が行われる。シンボル補間回路２６１の出力は遅延調整回路２６２により遅延させられて、選択回路２２３ｈに入力される。
このとき、ＳＰ方向フィルタ２５１は第８の実施の形態で説明したフィルタ処理を行う。続いて、第３の実施の形態において説明した斜め方向補間回路２０５ａによる斜め方向の補間処理及びシンボル補間回路２１０による時間軸方向の補間処理が行われる。シンボル補間回路２１０の出力は遅延調整回路２６３により遅延させられて、選択回路２２３ｈに入力される。

選択回路２２３ｈは、ガードインターバルのパラメータが１／４であるので、遅延調整回路２６２からの入力を選択して、キャリア補間回路２０６ｂへ出力し、第３の実施の形態において説明したキャリア補間回路２０６ｂによる周波数軸方向の補間処理が行われる。
ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

なお、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合は、選択回路２２３ｈが遅延調整回路２６３からの入力を選択して、キャリア補間回路２０６ｂへ出力する。
≪第１０の実施の形態≫
以下、本発明の第１０の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は補間処理の経路として２系統を有するものである。なお、上記の実施の形態と同様の機能を有する構成要件には同じ符号を付し、上記の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。
＜受信装置構成＞
以下、本実施の形態の受信装置の構成について図１７を参照しつつ説明する。図１７は本実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、図１７は図１の直交検波回路１０３に続くＦＦＴ回路１０４及びそれに続く等化回路１０５ｉを図示しており、等化回路１０５ｉの後段には周波数デインタリーブ回路１０６が続く。

等価回路１０５ｉは、遅延回路２００と、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ発生回路２０２と、複素除算回路２０３と、メモリ２０４と、シンボル補間回路２６１と、キャリア補間回路２０６ｂと、遅延調整回路２７１と、斜め方向補間回路２０５ａと、キャリア補間回路２０６ａと、遅延調整回路２７２と、選択回路２２３ｉと、キャリア補間回路２０６ｂと、複素除算回路２０７と、を備える。

遅延調整回路２７１及び遅延調整回路２７２は、キャリア補間回路２０６ｂの出力とキャリア補間回路２０６ａの出力とが同じ信号位置で選択回路２２３ｉに入力されるように
キャリア補間回路２０６ｂの出力とキャリア補間回路２０６ａの出力の遅延時間を調整する。
選択回路２２３ｉは、チューナ部によりダウンコンバートされた後の信号に基づきＣＮ比（平均雑音電力に対する平均搬送波電力の比）を算出する。選択回路２２３ｉは、ＣＮ比が所定の値より小さい場合には、遅延調整回路２７１からの入力及び遅延調整回路２７２からの入力のうち遅延調整回路２７１からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。また、選択回路２２３ｉは、ＣＮ比が所定の値以上の場合には、遅延調整回路２７１からの入力及び遅延調整回路２７２からの入力のうち遅延調整回路２７２からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。これは、ＡＷＧＮ環境下での受信性能はシンボル補間回路２６１及びキャリア補間回路２０６ｂの補間処理の方が斜め方向補間回路２０５ａ及びキャリア補間回路２０６ａの補間処理より性能がよいためである。
＜受信装置の処理動作＞
以下、図１７を参照しつつ説明した受信装置による処理動作について説明する。ここでは、ＣＮ比が所定の値より小さい場合を対象とする。

ＦＦＴ回路１０４による高速フーリエ変換後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ出力される。
ＳＰ抽出回路２０１は高速フーリエ変換後の信号からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号がＳＰ抽出回路２０１から複素除算回路２０３へ出力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ供給する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から供給された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を算出する。ＳＰ信号位置の伝送路特性はメモリ２０４に記憶される。

メモリ２０４に所定数の伝送路特性が揃うと、シンボル補間回路２６１による上述した時間軸方向の補間処理及びキャリア補間回路２０６ｂの上述した周波数軸方向の補間処理が行われる。キャリア補間回路２０６ｂの出力は遅延調整回路２７１により遅延させられて、選択回路２２３ｉに入力される。
このとき、斜め方向補間回路２０５ａによる上述した斜め方向の補間処理及びキャリア補間回路２０６ａの上述した周波数軸方向の補間処理が行われる。キャリア補間回路２０６ａの出力は遅延調整回路２７２により遅延させられて、選択回路２２３ｉに入力される。

選択回路２２３ｉは、ＣＮ比が所定の値より小さいので、遅延調整回路２７１からの入力を選択して、複素乗算回路２０７へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力された情報伝送信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０７に入力される。複素除算回路２０７により情報伝送信号等がその情報伝送信号等の信号位置の伝送路特性で複素除算され、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力される。

なお、ＣＮ比が所定の値以上の場合は、選択回路２２３ｉが遅延調整回路２７２からの入力を選択して、複素除算回路２０７へ出力する。
≪端部処理≫
以下、上記の各実施の形態の斜め方向補間回路及びＳＰ方向フィルタが行う帯域の高い側の端部での端部処理について図１８を参照しつつ説明する。図１８は斜め方向補間回路及びＳＰ方向フィルタが行う端部処理を説明するための図である。なお、以下において、帯域の高い側の端部を右端と呼び、帯域の低い側の端部を左端と呼ぶ。

上記の斜め方向補間回路が行う斜め方向の補間は、目的は時間軸方向の補間であるが、周波数軸方向にも補間されることになり、斜め方向の補間処理の場合に、帯域端部で端部処理を行う必要がある。また、ＳＰ方向フィルタも斜め方向にフィルタ処理を行うことから、帯域端部で端部処理を行う必要がある。
ＦＦＴ回路又はＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路の出力からＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号を送信側の送信時のＣＰ信号と同じ振幅及び位相の信号で複素除算して、ＣＰ信号位置の伝送路特性を算出する。

ＳＰ信号位置から時間軸方向にシンボル番号が１減少し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３増加する斜め方向（図１８中の斜め方向ＳＯ１で示す方向）上の帯域の外側の位置に終端のＣＰ信号を利用して外挿する。外挿には同じシンボル番号位置の終端のＣＰ信号位置の伝送路特性を複写して用いている。
例えば、斜め方向ＳＯ１上の位置ＣＰ１ａには同じシンボル番号位置の終端のＣＰ信号ＣＰ１の値を複写し、位置ＣＰ２ａには同じシンボル番号位置の終端のＣＰ信号ＣＰ２の値を複写する。

ただし、ＤＶＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｈ方式の場合には、左端にもＣＰ信号が配置されているため、上記の端部処理をそのまま適用することができる。
なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合、左端にはＣＰ信号が配置されていないため、左端には上記の端部処理をそのまま適用できない。このため、左端では同じシンボル番号位置の最左端に存在する分散パイロット信号の伝送路特性を複写に用いるようにする。或いは、最左端のサブキャリア位置で図２１（ｂ）などの時間軸方向の補間を行って最左端のサブキャリアの全信号位置の伝送路特性を求めておき、同じシンボル番号位置の最左端のサブキャリアの伝送路特性を複写に用いるようにする。
≪他の端部処理≫
以下、上記の各実施の形態の斜め方向補間回路及びＳＰ方向フィルタが行う帯域の高い側の端部での端部処理について図１９を参照しつつ説明する。図１９は斜め方向補間回路が行う端部処理を説明するための図である。

ＳＰ信号位置から時間軸方向にシンボル番号が１減少し且つ周波数軸方向にキャリア番号が３増加する斜め方向（図１９中の斜め方向ＳＯ２で示す方向）上における帯域の外側の位置に終端のＣＰ信号を利用して外挿する。外挿には斜め方向上に存在する終端のＣＰ信号位置の伝送路特性を複写して用いている。
例えば、斜め方向ＳＯ２上の位置ＣＰ３ａ、ＣＰ３ｂに、斜め方向ＳＯ２の終端に存在するＣＰ信号ＣＰ３の値を複写する。

ただし、ＤＶＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｈ方式の場合には、左端にもＣＰ信号が配置されているため、上記の端部処理をそのまま適用することができる。
なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合、左端にはＣＰ信号が配置されていないため、左端には上記の端部処理をそのまま適用できない。このため、同じ斜め方向上に存在する最左端のＳＰ信号位置の伝送路特性を複写に用いるようにする。
≪補足≫
（１）上記の第５の実施の形態は、第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意し、ガードインターバルのパラメータに応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するものである。しかし、これに限られず、例えば、次のようなものであってもよい。

第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第３の実施の形態に対応した補間処理（斜め方向の補間、時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の３つからなる補間処理）を行う系統との２系統を用意し、ガードインターバルのパラメータに応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には第１の実施の形態に対応した補間処理を選択し、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合には第３の実施の形態に対応した補間処理を選択する。

図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意し、ガードインターバルのパラメータに応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を選択し、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合には第２の実施の形態に対応した補間処理を選択する。なお、第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統を第３の実施の形態に対応した補間処理を行う系統に置き換えて、図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第３の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意したものであってもよい。
（２）上記の第６の実施の形態は、第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意し、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値に応じて情報伝送信号の等化に用いる補間処理の系統を選択するものである。しかし、これに限らず、例えば、次のようなものであってもよい。

第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第３の実施の形態に対応した補間処理（斜め方向の補間、時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の３つからなる補間処理）を行う系統との２系統を用意し、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値に応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６以下であれば、第３の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６を越えていれば第１の実施の形態に対応した補間処理を選択する。

図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意し、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値に応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６以下であれば、第２の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６を越えていれば時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を選択する。なお、第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統を第３の実施の形態に対応した補間処理を行う系統に置き換えて、図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第３の実施の形態に対応した補間処理を行う系統との２系統を用意したものであってもよい。

第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第４の実施の形態において説明した補間処理（周波数軸方向の補間のみからなる補間処理）を行う系統との３系統を用意し、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値に応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／１２以下であれば、第４の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／１２を越え且つ１／６以下であれば第２の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６を越えていれば第１の実施の形態に対応した補間処理を選択する。

図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第４の実施の形態において説明した補間処理（周波数軸方向の補間のみからなる補間処理）を行う系統との３系統を用意し、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値に応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、遅延プロファイルの所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／１２以下であれば、第４の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／１２を越え且つ１／６以下であれば第２の実施の形態に対応した補間処理を選択し、その遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／６を越えていれば従来の補間処理を選択する。
（３）上記の第６の実施の形態は、ＤＶＢ−Ｈ方式を対象とした場合を例に挙げ、一つのバーストの最後のシンボルを利用して遅延プロファイを解析し、この解析結果を利用して次のバーストにおける補間処理を選択するものである。しかし、これに限られず、例えば、次のようなものであってもよい。

ＤＶＢ−Ｔ方式或いはＩＳＤＢ−Ｔ方式を対象とした場合、直交検波回路１０３の出力をＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅに入力し、電源投入時の初期引き込み時に、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは直交検波回路１０３から供給される信号を逆高速フーリエ変換して遅延プロファイル解析回路２１５へ供給し、遅延プロファイル解析回路２１５はＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅから供給される信号の解析を行って遅延波の遅延時間の最大値を選択回路２２３ｅに供給する。選択回路２２３ｅは供給される遅延波の遅延時間の最大値に応じて補間処理の系統を切り替える。ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅは電源投入時の初期引き込み時が経過するとＦＦＴ処理に切り替わり、直交検波回路１０３から供給される信号を高速フーリエ変換して遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１へ供給する。なお、この場合、選択回路２３１は不要である。
（４）上記の第７の実施の形態において、第１の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第４の実施の形態に対応した補間処理を行う系統の３系統を用意し、ガードインターバルのパラメータに応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するものである。しかし、これに限られず、例えば、次のようなものであってもよい。

図２０から図２２を参照して説明した従来から行われている時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行う系統と第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統と第４の実施の形態に対応した補間処理を行う系統の３系統を用意し、ガードインターバルのパラメータに応じて情報伝送信号等の等化に用いる補間処理の系統を選択するようにしてもよい。この場合、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合には従来から行われている補間処理を選択し、ガードインターバルのパラメータが１／８の場合には第２の実施の形態に対応した補間処理を行う系統を選択し、ガードインターバルのパラメータが１／１６及び１／３２の何れかの場合には第４の実施の形態に対応した補間処理を行う系統を選択する。
（５）上記の第８の実施の形態は、ＳＰ方向フィルタ２５１によるフィルタ処理後に、第３の実施の形態に対応した斜め方向の補間、時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の３つからなる補間処理を行うものである。しかし、これに限られず、次のようなものであってもよい。

ＳＰ方向フィルタ２５１によるフィルタ処理後に、第１の実施の形態に対応した斜め方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行うようにしてもよく、また、第２の実施の形態に対応した斜め方向の補間及び周波数軸方向の補間の２つからなる補間処理を行うようにしてもよい。なお、第２の実施の形態に対応した２種類の補間処理を行う場合、第３の実施の形態に対応した補間処理を行う場合と同様に、ＳＰ方向フィルタ２５１によるフィルタ処理を施しても、このフィルタ処理により、更に等化できる遅延波の遅延時間を狭くするということは生じない。
（６）上記の第８の実施の形態は、ＳＰ方向フィルタ２５１が３タップのフィルタであるが、これに限られず、タップ数が３タップより大きいフィルタであってもよく、タップ数が大きい程ノイズの除去効果が大きくなる。
（７）上記の第９の実施の形態は、遅延調整回路２６２と遅延調整回路２６３とを設けているが、これに限らず、例えば、次のようなものであってもよい。シンボル補間回路２６１の系統と、ＳＰ方向フィルタ２５１、斜め方向補間回路２０５ａ及びシンボル補間回路２１０の系統との遅延差はフィルタのタップ係数によるキャリア数の遅延調整のみでよいので遅延調整回路２６２のみ設けるようにしてもよい。
（８）上記の第９の実施の形態のＳＰ方向フィルタ２５１、斜め方向補間回路２０５ａ及びシンボル補間回路２１０からなる回路部をＳＰ方向フィルタ２５１及び斜め方向補間回路２０５ａからなる回路部或いは斜め方向補間回路２０５ａ及びシンボル補間回路２１０からなる回路部に置き換えるようにしてもよい。
（９）上記の第９の実施の形態は、ガードインターバルのパラメータに応じて補間処理を行う系統を切り替えているが、これに限らず、例えば、次のようなものであってもよい。

第９の実施の形態に、第６の実施の形態で説明した遅延プロファイルを取得する回路部（選択回路２３１、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ回路１０４ｅ、遅延プロファイル解析回路）を適用し、ガードインターバルのパラメータと遅延プロファイルに基づいて補間処理を切り替えるようにしてもよい。
この場合、選択回路２２３ｈは、ガードインターバルのパラメータが１／８、１／１６、１／３２の場合には、遅延調整回路２６３からの入力を選択してキャリア補間回路２０６ｂへ出力する。

また、選択回路２２３ｈは、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合において、遅延プロファイルに現れる所定のレベルより大きい遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／８より小さいときは遅延調整回路２６３からの入力を選択してキャリア補間回路２０６ｂへ出力し、有効シンボル長の１／８以上の場合は遅延調整回路２６２からの入力を選択してキャリア補間回路２０６ｂへ出力する。

なお、ガードインターバルのパラメータが１／４の場合において、所定のレベルより小さいが遅延波の遅延時間の最大値が有効シンボル長の１／８を超え、且つ、受信装置の移動速度が予め定められた速度以上の場合には、ＣＮ比或いはＢＥＲ（Bit Error Rate）に基づき受信性能の良い方を選択するようにしてもよい。
（１０）上記の第５から第７の実施の形態並びに第９及び第１０の実施の形態において、最大のドップラー周波数を利用して補間処理の選択を行うようにしてもよい。この選択では、最大のドップラー周波数に対応できる補間処理が選択され、２つ以上の補間処理が最大のドップラー周波数に対応できる場合には補償できる遅延時間の長い補間処理が選択される。

チューニングしているチャネルと受信装置の移動速度から最大のドップラー周波数を算出することができる。例えば、受信装置が車載されている場合には車の速度メータから受信装置に速度を示す信号を入力する。
また、受信したＯＦＤＭ信号自身からも、最大ドップラー周波数の推定を行うこともできる。例えば、第１０の実施の形態において、同一キャリア位置のＳＰ信号の４シンボル間での変動、例えば分散値を検出し、その分散値をキャリア方向に平均する。選択回路２２３ｉはその平均値が所定の値より大きい場合に遅延調整回路２７２からの入力を選択して複素除算回路２０７へ出力する。また、選択回路２２３ｉはその平均値が所定の値以下の場合に遅延調整回路２７１からの入力を選択して複素除算回路２０７へ出力する。
（１１）上記の各実施の形態において説明した斜め方向の補間、時間軸方向の補間、周波数軸方向の補間には、直線補間や長タップのフィルタを用いた補間などどのような補間を用いてもよい。
（１２）上記の各実施の形態はＳＰ信号が周波数軸方向に１２サブキャリア間隔で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に３サブキャリアずつシフトして伝送される配置を対象としているが、これに限らず、ＳＰ信号の配置は周波数軸方向に所定のサブキャリア間隔で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に所定キャリア分シフトして伝送される配置されるものであればよい。
（１３）上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(Large Scale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。例えば、チューナ部１０１は他の回路部と同一の集積回路に集積されることもあれば、別の集積回路になる場合もある。

ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本発明は、分散パイロット信号が分散して配置されたＯＦＤＭ信号の受信を行う受信装置に適用できる。

本発明の第１の実施の形態の受信装置の全体構成を示すブロック図。 図１のＦＦＴ回路及び等化回路の構成を示すブロック図。 図２の斜め方向補間回路が行う斜め方向の補間処理を説明するための図。 第２の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 図４の斜め方向補間回路が行う斜め方向の補間処理を説明するための図。 第１及び第２の実施の形態の補間処理並びに従来例の補間処理におけるフェージング環境を用いてシミュレーションを行った結果を示す図。 第３の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 図７の等化回路が行う補間処理を説明するための図。 第４の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 第５の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 第６の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 第７の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 第８の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 図１３のＳＰ方向フィルタが行うフィルタ処理を説明するための図。 図１３のＳＰ方向フィルタが行うフィルタ処理を説明するための図。 図１６は、第９の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 第１０の実施の形態の受信装置の構成を示すブロック図。 受信装置の端部処理を説明するための図。 受信装置の他の端部処理を説明するための図。 ＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の配置を示す図。 従来の時間軸方向の補間を説明するための図。 従来の時間軸方向の補間を説明するための図。

Claims (15)

1. 周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算部と、
   分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間部と、
   前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間部により推定された伝送路特性で除算する第２除算部と、
   を備えた受信装置。
2. 前記所定キャリア周期が１２キャリア周期であり、前記所定キャリア分が３キャリアであり、
   前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が１減少する斜め方向に行う請求項１記載の受信装置。
3. 前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が前記所定キャリア分減少する斜め方向に行う請求項１記載の受信装置。
4. 前記所定キャリア周期が１２キャリア周期であり、前記所定キャリア分が３キャリアであり、
   前記補間部は、前記斜め方向の補間処理を分散パイロット信号位置からシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が３減少する斜め方向に行う請求項１記載の受信装置。
5. 前記補間部は、前記斜め方向補間処理の後に、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行い、当該時間軸方向補間処理の後に前記周波数軸方向の補間処理を行う請求項３又は請求項４記載の受信装置。
6. 前記補間部は、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理における前記斜め方向を変更して当該斜め方向補間処理を行う請求項１記載の受信装置。
7. 前記補間部は、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理を行うか行わないかを選択する請求項１記載の受信装置。
8. 前記補間部は、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比率に応じて、前記斜め方向補間処理に変えて、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行う請求項１記載の受信装置。
9. 前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理における前記斜め方向を変更して当該斜め方向補間処理を行う請求項１記載の受信装置。
10. 前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理を行うか行わないかを選択する請求項１記載の受信装置。
11. 前記補間部は、遅延プロファイルに現れる主波に対する遅延波の最大遅延時間に応じて、前記斜め方向補間処理に変えて、キャリア番号が同じ時間軸方向に当該時間軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該時間軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する時間軸方向補間処理を行う請求項１記載の受信装置。
12. 前記第１除算部により算出された分散パイロット信号位置の伝送路特性を分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向にフィルタ処理を施すフィルタ部を更に備え、
    前記補間部は、前記第１除算部により算出された前記伝送路特性を用いる代わりに、前記フィルタ部によるフィルタ処理後の前記伝送路特性を用いる請求項１記載の受信装置。
13. 周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、周波数軸方向にシンボル毎に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該シンボル番号及びキャリア番号の位置での伝送路特性を算出する第１除算部と、
    シンボル番号が同じ周波数軸方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていないキャリア番号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間部と、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間部により推定された伝送路特性で除算する第２除算部と、
    を備えた受信装置。
14. 周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する集積回路であって、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算回路と、
    分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間回路と、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間回路により推定された伝送路特性で除算する第２除算回路と、
    を備えた集積回路。
15. 周波数軸方向に所定キャリア周期で配置され、シンボル毎に周波数軸方向に前記所定キャリア分シフトして伝送される分散パイロット信号を含んで送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信方法であって、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号の各々に対して分散パイロット信号を送信時の当該分散パイロット信号と同じ既知の信号で除算して当該分散パイロット信号位置の伝送路特性を算出する第１除算手順と、
    分散パイロット信号位置からシンボル番号及びキャリア番号の双方が異なる斜め方向に当該斜め方向上の分散パイロット信号位置の前記伝送路特性を用いて当該斜め方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する斜め方向補間処理を行い、シンボル番号が同じ周波数軸方向に当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られている信号位置の前記伝送路特性を用いて当該周波数軸方向上の伝送路特性が得られていない信号位置に伝送路特性を補間する周波数軸方向補間処理を行って伝送路特性を推定する補間手順と、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれる情報伝送信号を前記補間手順により推定された伝送路特性で除算する第２除算手順と、
    を備えた受信方法。

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