JP4328812B2 - スキャッタードパイロット配置検出器 - Google Patents
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Description
本発明は、ＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial：地上デジタル放送)等において、受信信号に所定のパターンで分散配置されたスキャッタードパイロット（Scattered Pilot:以下、「ＳＰ」という）信号のパターンを検出するＳＰ配置検出器に関するものである。
ＩＳＤＢ−Ｔの放送信号は、下記特許文献１等に記載されているように、テレビジョン放送では１３個、ラジオ放送では１個または３個のＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)セグメント（以下、単に「セグメント」という）で構成されている。１つのセグメントは、伝送モードに応じた所定数（例えば、モード１では１０８）の搬送波の束であり、約４３０ｋＨｚの帯域を有している。搬送波には、予め定められた変調方式で変調される制御情報キャリアと、この制御情報キャリアによって示される変調方法で変調され、放送の本体的な情報を伝送するデータキャリアとがある。
１セグメントにおいて、シンボル周期（変調周期）毎に、各搬送波が個別の複素シンボル（情報信号の直交成分を実部と虚部とで表す、いわゆるＩＱシンボル）で変調され、１つのＯＦＤＭシンボルに多重されて伝送される。そして、２０４個のＯＦＤＭシンボルが１つの伝送フレームを構成している。
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔの伝送フレームの構成例を示す図である。この図２では、キャリアを周波数の昇順に左から右へ並べ、ＯＦＤＭシンボルを時間順に上から下に並べて示している。キャリアとＯＦＤＭシンボルとが交差するセルには、シンボル番号ｎの期間にキャリアｋを変調する１つの複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）が位置付けられている。従って、この図は、複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）のキャリアの周波数順と時間順の配列を示している。
図２中に“ＳＰ”と記載したシンボルは、信号の等化に用いる基準値を示すパイロットシンボルであるＳＰシンボルを示している。ＳＰシンボルは、時間順には、３本に１本のキャリアによって、それぞれ４シンボル期間に１回伝送される。また、周波数順には、すべてのシンボル期間において、１２本に１本のキャリアによってＳＰシンボルが伝送される。
また、図２中に“ＴＭＣＣ”と記載したシンボルは、予め定められた制御情報キャリアを用いてＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)信号を伝送するものである。ＴＭＣＣ信号は、シンボル番号１〜１６にフレームの同期タイミングを示す同期シンボルを含み、シンボル番号１７〜１９にセグメント形式識別シンボルを含み、シンボル番号２０〜１２１にそのセグメント種別や変調方法等を示すＴＭＣＣ情報シンボルを含んでいる。なお、制御情報キャリアは、ＤＢＰＳＫ(Differential Binary Phase Shift Keying)方式で変調されるように定められている。
また、図２中で“ＳＰ”または“ＴＭＣＣ”と記載されていないシンボルは、放送の本体的な情報を伝送するデータシンボルとなっている。
このようなＩＳＤＢ−Ｔの復調を行うには、先ず、等化器を用いずに受信することができるＴＭＣＣ信号を受信し、シンボル番号１〜１６に含まれる同期シンボルを検出することによってフレーム同期を確立する。次に、確立したフレーム同期に従って、ＳＰシンボルのパターンの検出を行う。更に、ＳＰシンボルの情報を受信することにより、信号の等化に用いる基準値を検出し、等化器の設定を行う。
しかしながら、前記ＩＳＤＢ−Ｔの復調方法では、次のような課題があった。
（１） ＳＰシンボルのパターンを検出するためには、ＯＦＤＭフレームの同期を確立する必要があるが、ＯＦＤＭフレームの同期確立にはＴＭＣＣ信号中の同期シンボルを検出しなければならない。このため、同期確立には、同期シンボル長である１６シンボル以上の受信が必要である。
（２） ＴＭＣＣ信号は、ＤＢＰＳＫ方式で変調されているので、その受信には差動復調を行う必要があり、同期特性が劣化するおそれがある。
（１） ＳＰシンボルのパターンを検出するためには、ＯＦＤＭフレームの同期を確立する必要があるが、ＯＦＤＭフレームの同期確立にはＴＭＣＣ信号中の同期シンボルを検出しなければならない。このため、同期確立には、同期シンボル長である１６シンボル以上の受信が必要である。
（２） ＴＭＣＣ信号は、ＤＢＰＳＫ方式で変調されているので、その受信には差動復調を行う必要があり、同期特性が劣化するおそれがある。
本発明は、ＴＭＣＣ信号を用いずに迅速にＳＰシンボルのパターンを検出することができるＳＰ配置検出器を提供することを目的としている。
本発明は、Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせる乗算器と、前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算器の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、前記Ｎ個の演算回路の内で、前記算出された合計が最大の演算回路を検出するパターン検出回路とを備え、前記各演算回路は、前記乗算器の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部と、を有するＳＰ配置検出器である。
そして、本発明の内の第１の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出し、前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせることを特徴とする。
第２の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成し、前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせ構成にし、前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とする。
第３の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を４値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、４値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする。
更に、第４の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を８値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、８値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする。
そして、本発明の内の第１の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出し、前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせることを特徴とする。
第２の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成し、前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせ構成にし、前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とする。
第３の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を４値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、４値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする。
更に、第４の発明では、前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を８値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、８値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする。
本発明の内の第１乃至第４の発明では、受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせた乗算結果をＮ個の演算回路に入力し、各演算回路でそれぞれ対応するパターンに従ってパイロットシンボルを抽出してその抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出し、これらのＮ個の演算回路の内で算出された合計が最大の演算回路を検出するようにしている。これにより、ＴＭＣＣ信号を用いずに、１シンボル期間の受信信号で、ＳＰシンボルのパターンを検出することができるという効果がある。
この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。
図１は、本発明の実施例１を示すＳＰ配置検出器の構成図である。
このＳＰ配置検出器は、高速フーリエ変換器ＦＦＴでセグメントを構成する搬送波毎の信号に変換された受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）に、擬似乱数ビット列ＰＲＢＳの値Ｗ（ｋ）を掛け合わせる乗算器１を有し、この乗算器１の乗算結果が４つの演算回路１０ｐ（但し、ｐ＝１，２，３，４）に共通に与えられるようになっている。
このＳＰ配置検出器は、高速フーリエ変換器ＦＦＴでセグメントを構成する搬送波毎の信号に変換された受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）に、擬似乱数ビット列ＰＲＢＳの値Ｗ（ｋ）を掛け合わせる乗算器１を有し、この乗算器１の乗算結果が４つの演算回路１０ｐ（但し、ｐ＝１，２，３，４）に共通に与えられるようになっている。
演算回路１０ｐは、４つのＳＰパターン毎に同様の演算処理を行うものである。各演算回路１０ｐは、パターンｐのＳＰシンボルを抽出するＳＰ抽出部１１ｐと、ＳＰ抽出部１１ｐで抽出されたＳＰシンボル間の位相差を検出する差分検出部１２ｐと、差分検出部１２ｐで検出された位相差の合計を算出する加算部１３ｐと、加算部１３ｐで算出された合計の絶対値を求める絶対値部１４ｐで構成されている。
４つの演算回路１０ｐの出力側は、パターン検出回路２０に接続されている。パターン検出回路２０は、４つの演算回路１０ｐの演算結果の値の最大値を検出するもので、このパターン検出回路２０からＳＰ配置の検出結果が出力されるようになっている。
図３は、本実施例における受信信号の定義を示す図であり、図４は、４つのＳＰパターンを示す図である。以下、これらの図３と図４を参照しつつ、図１の動作を説明する。
高速フーリエ変換器ＦＦＴから、セグメントを構成する搬送波毎の信号に変換された複素数表示の受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）が出力される。但し、ｎは時間順に並べたシンボル番号であり、ｋは周波数順に並べたキャリアの番号である。本実施例では、図３に示すように、ｋ＝０〜４３１の４３２本のキャリアを使用している。
受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、乗算器１により、擬似乱数ビット列ＰＲＢＳの値Ｗ（ｋ）と掛け合わされ、乗算結果のＲ（ｎ，ｋ）×Ｗ（ｋ）が、４つの演算回路１０ｐに共通に与えられる。
各演算回路１０ｐのＳＰ抽出部１１ｐでは、それぞれ図４に示す４つのＳＰパターンＰＴＮ１，ＰＴＮ２，ＰＴＮ３，ＰＴＮ４に従って、乗算結果の中からＳＰシンボルを抽出する。なお、この図４では、黒丸の位置がＳＰシンボルを示している。これにより、各ＳＰ抽出部１１ｐで抽出される信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）は、次のものである。
ＳＰ(n,p,i)＝Ｒ(n,(p-1)×3＋i×4))×Ｗ((p-1)×3+i×4) ・・（１）
ここで、ｉは４３２本のキャリアから１２本毎に１本の割合でＳＰシンボルを抽出したもので、ｉ＝０，１，２，…，３５である。
ＳＰ(n,p,i)＝Ｒ(n,(p-1)×3＋i×4))×Ｗ((p-1)×3+i×4) ・・（１）
ここで、ｉは４３２本のキャリアから１２本毎に１本の割合でＳＰシンボルを抽出したもので、ｉ＝０，１，２，…，３５である。
各ＳＰ抽出部１１ｐで抽出された３６個の信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）は、対応する差分検出部１２ｐに与えられ、抽出されたＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）が次式によって検出される。
ｄＳＰ(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+1)／ＳＰ(n,p,i) ・・（２）
但し、ｉ＝０，１，２，…，３４である。
ｄＳＰ(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+1)／ＳＰ(n,p,i) ・・（２）
但し、ｉ＝０，１，２，…，３４である。
各差分検出部１２ｐで検出された位相差ｄＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）は、対応する加算部１３ｐに与えられ、位相差の合計Ｖ（ｎ，ｐ）が次のように算出される。
Ｖ(n,p)＝ｄＳＰ(n,p,0)＋ｄＳＰ(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ(n,p,34) ・・（３）
Ｖ(n,p)＝ｄＳＰ(n,p,0)＋ｄＳＰ(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ(n,p,34) ・・（３）
各加算部１３ｐで算出された位相差の合計Ｖ（ｎ，ｐ）は、対応する絶対値部１４ｐに与えられ、算出された合計の絶対値｜Ｖ（ｎ，ｐ）｜が計算される。
更に、各絶対値部１４ｐで計算された絶対値｜Ｖ（ｎ，ｐ）｜は、パターン検出回路２０に与えられ、４つの演算回路１０ｐの計算結果の絶対値の最大値が検出され、この最大値を出力している演算回路１０ｐの番号ｐが出力される。これにより、シンボル番号ｎに対応するＳＰのパターンｐが検出される。
以上のように、この実施例１では、４つのＳＰパターン毎にＳＰシンボルを抽出し、抽出したＳＰシンボル間の差分の合計の絶対値を算出する演算回路１０ｐと、最大の絶対値を出力する演算回路１０ｐを検出するパターン検出回路２０を有している。これにより、ＴＭＣＣ信号を用いずに、１シンボル期間の受信信号からＳＰシンボルのパターンを検出することができるという利点がある。
図５は、本発明の実施例２を示すＳＰ配置検出器の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
このＳＰ配置検出器は、図１のＳＰ配置検出器における各演算回路１０ｐの絶対値部１４ｐの出力側に、例えばＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタで構成される加重平均回路１５ｐを設けたものである。その他の構成は、図１と同様である。
このＳＰ配置検出器では、各演算回路１０ｐの絶対値部１４ｐから出力される絶対値｜Ｖ（ｎ，ｐ）｜に対して、加重平均回路１５ｐによって次のような演算が施され、信号Ｓ（ｎ，ｐ）が出力される。
Ｓ(n,p)＝α×Ｓ(n-1,(p-1)mod4)＋(1-α)×｜V(n,p)｜ ・・（４）
但し、α＜１とする。
Ｓ(n,p)＝α×Ｓ(n-1,(p-1)mod4)＋(1-α)×｜V(n,p)｜ ・・（４）
但し、α＜１とする。
これにより、加重平均回路１５ｐから出力される信号Ｓ（ｎ，ｐ）は、過去のシンボルに対する演算結果と今回の演算結果との加重平均となるので、シンボル毎に受信状態が変動するような劣悪な環境においても、安定した状態でＳＰシンボルのパターンを検出することができるという利点がある。
実施例１の差分検出部で用いた算出式による隣接するＳＰシンボルの差分情報では、例えば等電力のマルチパス受信の伝送路環境で、ＳＰシンボルの周波数配列周期に関連する周波数特性となることがあり、特定のＳＰシンボルの受信電力が非常に小さくなる場合がある。このため、ＳＰシンボルの配列を確定することができない場合が生ずる。
実施例３では、ＳＰ抽出部１１で抽出された異なるＳＰシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号ｄＳＰを用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴としている。具体的には、実施例３では、実施例１の差分算出式を次のように変更している。
即ち、各差分検出部１２ｐでの算出式を式（２）に代えて、次式（５）〜（７）で示す各ＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰ１(n,p,i)，ｄＳＰ２(n,p,i)，ｄＳＰ３(n,p,i)を用いる。
ｄＳＰ１(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+1)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（５）
ｄＳＰ２(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+2)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（６）
ｄＳＰ３(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+3)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（７）
ｄＳＰ１(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+1)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（５）
ｄＳＰ２(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+2)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（６）
ｄＳＰ３(n,p,i)＝ＳＰ(n,p,i+3)／ＳＰ(n,p,i) （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（７）
各差分検出部１２ｐで検出された位相差は、対応する加算部１３ｐに与えられ、位相差の合計Ｖ（ｎ，ｐ）が次のように算出される。
Ｖ(n,p)＝Σ｛ｄＳＰ１(n,p,i)＋ｄＳＰ２(n,p,i)＋ｄＳＰ３(n,p,i)｝ （但し、Σは、ｉ＝０〜３４についての合計） ・・（８）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
Ｖ(n,p)＝Σ｛ｄＳＰ１(n,p,i)＋ｄＳＰ２(n,p,i)＋ｄＳＰ３(n,p,i)｝ （但し、Σは、ｉ＝０〜３４についての合計） ・・（８）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
以上のように、この実施例３のＳＰ配置検出器では、隣接するＳＰシンボルとの差分を、１つ隣、２つ隣、３つ隣の３種類で生成しているので、マルチパスが特定の状態になった場合でも、ＳＰシンボルの配置を検出することができるという利点がある。
実施例４は、加算部１３において、差分検出部１２によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号ｄＳＰの最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているか否かにより、次のような加算処理を行うようにしている。即ち、一致している場合は、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせる。一致していない場合は、最大値の大きい方の差分信号を出力する。
このため、実施例４では、実施例３における算出式を更に次のように変更している。
式（５）〜（７）を用いて次の合計Ｖ１(n,p)，Ｖ２(n,p)，Ｖ３(n,p)を算出する。
Ｖ１(n,p)＝ｄＳＰ１(n,p,0)＋ｄＳＰ１(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ１(n,p,34) ・・（９）
Ｖ２(n,p)＝ｄＳＰ２(n,p,0)＋ｄＳＰ２(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ２(n,p,33) ・・（１０）
Ｖ３(n,p)＝ｄＳＰ３(n,p,0)＋ｄＳＰ３(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ３(n,p,32) ・・（１１）
式（５）〜（７）を用いて次の合計Ｖ１(n,p)，Ｖ２(n,p)，Ｖ３(n,p)を算出する。
Ｖ１(n,p)＝ｄＳＰ１(n,p,0)＋ｄＳＰ１(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ１(n,p,34) ・・（９）
Ｖ２(n,p)＝ｄＳＰ２(n,p,0)＋ｄＳＰ２(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ２(n,p,33) ・・（１０）
Ｖ３(n,p)＝ｄＳＰ３(n,p,0)＋ｄＳＰ３(n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ３(n,p,32) ・・（１１）
ここで、合計Ｖ１(n,p)，Ｖ２(n,p)，Ｖ３(n,p)が最大となるパターンｐの値を、それぞれＰ１，Ｐ２，Ｐ３とすると、これらのＰ１〜Ｐ３の値等の条件により、合計Ｖ(n,p)の値を次のように算出する。
（ａ） Ｐ１＝Ｐ２＝Ｐ３のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ２(n,P2)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ａ）
（ｂ） Ｐ１＝Ｐ２≠Ｐ３、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ３(n,P3)、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ２(n,P2) ・・（１２ｂ）
（ｃ） Ｐ１≠Ｐ２＝Ｐ３、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ１(n,P1)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ２(n,P2)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｃ）
（ｄ） Ｐ１＝Ｐ３≠Ｐ２、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ２(n,P2)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ２(n,P2)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｄ）
（ｅ） Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ１≠Ｐ３、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ２(n,P2)、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1) ・・（１２ｅ）
（ｆ） Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ２(n,P2) ・・（１２ｆ）
（ｇ） Ｐ１≠Ｐ３、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ２(n,P2)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｇ）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
（ａ） Ｐ１＝Ｐ２＝Ｐ３のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ２(n,P2)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ａ）
（ｂ） Ｐ１＝Ｐ２≠Ｐ３、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ３(n,P3)、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ２(n,P2) ・・（１２ｂ）
（ｃ） Ｐ１≠Ｐ２＝Ｐ３、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ１(n,P1)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ２(n,P2)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｃ）
（ｄ） Ｐ１＝Ｐ３≠Ｐ２、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ２(n,P2)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ２(n,P2)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1)＋Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｄ）
（ｅ） Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ１≠Ｐ３、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ２(n,P2)、及びＶ１(n,P1)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ１(n,P1) ・・（１２ｅ）
（ｆ） Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ２(n,P2)≧Ｖ３(n,P3)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ２(n,P2) ・・（１２ｆ）
（ｇ） Ｐ１≠Ｐ３、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ１(n,P1)、及びＶ３(n,P3)≧Ｖ２(n,P2)のとき、
Ｖ(n,p)＝Ｖ３(n,P3) ・・（１２ｇ）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
この実施例４の処理と前記実施例２を組み合わせることにより、誤検出を防止することができる。
実施例５は、実施例１における各ＳＰ抽出部１１ｐで抽出される信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用することにより、計算量を削減するものである。
式（１）で示した信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の位相が０〜９０°、９０〜１８０°，１８０〜２７０°、２７０〜３６０°のいずれにあるかにより、位相値ＰＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）を次のように生成する。
（ａ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝０ ・・（１３ａ）
（ｂ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝１ ・・（１３ｂ）
（ｃ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝２ ・・（１３ｃ）
（ｄ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝３ ・・（１３ｄ）
ここで、Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝とＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝は、それぞれＳＰ(n,p,i)の実部と虚部の値である。
（ａ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝０ ・・（１３ａ）
（ｂ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝１ ・・（１３ｂ）
（ｃ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝２ ・・（１３ｃ）
（ｄ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝３ ・・（１３ｄ）
ここで、Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝とＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝は、それぞれＳＰ(n,p,i)の実部と虚部の値である。
これらの式（１３ａ）〜（１３ｄ）を用いて、各ＳＰシンボル間の位相差を以下により生成する。
ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+1)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（１４）
ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+2)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（１５）
ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+3)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（１６）
ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+1)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（１４）
ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+2)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（１５）
ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+3)｝ｍｏｄ４ （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（１６）
更に、式（１４）〜（１６）を次のようにベクトルに変換する。
（ａ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｂ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｃ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｄ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝１−ｊ
（ｅ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｆ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｇ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｈ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝１−ｊ
（ｉ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｊ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｋ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｌ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝１−ｊ
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
（ａ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｂ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｃ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｄ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝１−ｊ
（ｅ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｆ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｇ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｈ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝１−ｊ
（ｉ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝１＋ｊ
（ｊ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｋ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−１−ｊ
（ｌ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝１−ｊ
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
この実施例５では、信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用して４つのＳＰシンボルの配置を検出しているので、計算量が減少し、回路の簡素化と消費電力の低減が可能であるという利点がある。
実施例５ではＳＰシンボルの位相を４つに区分していたが、この実施例６では、位相の区分を４５°間隔で８つに区分し、精度の向上を図っている。
式（１）で示した信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の位相を８区分に分け、位相値ＰＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）を次のように生成する。
（ａ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝０ ・・（１７ａ）
（ｂ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝１ ・・（１７ｂ）
（ｃ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝２ ・・（１７ｃ）
（ｄ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝３ ・・（１７ｄ）
（ｅ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝４ ・・（１７ｅ）
（ｆ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝５ ・・（１７ｆ）
（ｇ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝６ ・・（１７ｇ）
（ｈ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝７ ・・（１７ｈ）
（ａ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝０ ・・（１７ａ）
（ｂ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝１ ・・（１７ｂ）
（ｃ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝２ ・・（１７ｃ）
（ｄ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝３ ・・（１７ｄ）
（ｅ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝４ ・・（１７ｅ）
（ｆ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝５ ・・（１７ｆ）
（ｇ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝６ ・・（１７ｇ）
（ｈ） Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(n,p,i)＝７ ・・（１７ｈ）
これらの式（１７ａ）〜（１７ｈ）を用いて、各ＳＰシンボル間の位相差を以下により生成する。
ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+1)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（１８）
ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+2)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（１９）
ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+3)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（２０）
ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+1)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３４） ・・（１８）
ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+2)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３３） ・・（１９）
ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝｛ＰＳＰ(n,p,i)＋ＰＳＰ(n,p,i+3)｝ｍｏｄ８ （但し、ｉ＝０〜３２） ・・（２０）
更に、式（１８）〜（２０）を次のようにベクトルに変換する。
（ａ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｂ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｃ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｄ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｅ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｆ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｇ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｈ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｉ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｊ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｋ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｌ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｍ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｎ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｏ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｐ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｑ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｒ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｓ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｔ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｕ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｖ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｗ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｘ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
ここで、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、任意の定数である。
（ａ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｂ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｃ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｄ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｅ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｆ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｇ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｈ） ｐｄＳＰ１(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ１(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｉ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｊ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｋ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｌ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｍ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｎ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｏ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｐ） ｐｄＳＰ２(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ２(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｑ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｒ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｓ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｔ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｕ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｖ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｗ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｘ） ｐｄＳＰ３(n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ３(n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
ここで、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、任意の定数である。
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
この実施例６では、実施例６と同様に信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用してＳＰシンボルの配置を検出しているので、少ない計算量でＳＰシンボルの検出が可能である。また、位相を８区分に分けているので、実施例５の利点に加えて、よりも高い精度を得ることができるという利点がある。
この実施例６では、実施例６と同様に信号ＳＰ（ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用してＳＰシンボルの配置を検出しているので、少ない計算量でＳＰシンボルの検出が可能である。また、位相を８区分に分けているので、実施例５の利点に加えて、よりも高い精度を得ることができるという利点がある。
なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（ａ） ４３２本のキャリアを有する受信信号Ｒを例に説明したが、キャリアの数は４３２に限定されず、例えば背景技術として説明した１０８のキャリアに対しても同様に適用可能である。
（ｂ） 実施例１，３，４の差分検出部１２ｐでは、抽出されたＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰを検出する際に、振幅情報を含めて位相差を計算しているが、実施例５，６のように、振幅情報を除去して純粋に位相差だけを計算するようにしても良い。これにより、演算量を軽減することができる。
（ｃ） ＳＰシンボルの配置パターンは、図４に例示したものに限定されない。即ち、任意のＮ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号を復調して生成された受信信号に対しても同様に適用可能である。その場合、演算回路１０は、Ｎ種類のパターンに対応してＮ個が必要である。
（ａ） ４３２本のキャリアを有する受信信号Ｒを例に説明したが、キャリアの数は４３２に限定されず、例えば背景技術として説明した１０８のキャリアに対しても同様に適用可能である。
（ｂ） 実施例１，３，４の差分検出部１２ｐでは、抽出されたＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰを検出する際に、振幅情報を含めて位相差を計算しているが、実施例５，６のように、振幅情報を除去して純粋に位相差だけを計算するようにしても良い。これにより、演算量を軽減することができる。
（ｃ） ＳＰシンボルの配置パターンは、図４に例示したものに限定されない。即ち、任意のＮ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号を復調して生成された受信信号に対しても同様に適用可能である。その場合、演算回路１０は、Ｎ種類のパターンに対応してＮ個が必要である。
１ 乗算器
１０ 演算回路
１１ ＳＰ抽出部
１２ 差分検出部
１３ 加算部
１４ 絶対値部
１５ 加重平均回路
２０ パターン検出回路
１０ 演算回路
１１ ＳＰ抽出部
１２ 差分検出部
１３ 加算部
１４ 絶対値部
１５ 加重平均回路
２０ パターン検出回路
Claims (7)
- Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせる乗算器と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算器の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路の内で、前記算出された合計が最大の演算回路を検出するパターン検出回路とを備え、
前記各演算回路は、前記乗算器の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部と、を有するスキャッタードパイロット配置検出器であって、
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出し、
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせることを特徴とするスキャッタードパイロット配置検出器。 - 前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致していないときには、最大値の大きい方の差分信号を出力することを特徴とする請求項１記載のスキャッタードパイロット配置検出器。
- Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせる乗算器と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算器の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路の内で、前記算出された合計が最大の演算回路を検出するパターン検出回路とを備え、
前記各演算回路は、前記乗算器の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部と、を有するスキャッタードパイロット配置検出器であって、
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成し、
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせ構成にし、
前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とするスキャッタードパイロット配置検出器。 - 前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とする請求項２記載のスキャッタードパイロット配置検出器。
- Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせる乗算器と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算器の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路の内で、前記算出された合計が最大の演算回路を検出するパターン検出回路とを備え、
前記各演算回路は、前記乗算器の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部と、を有するスキャッタードパイロット配置検出器であって、
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を４値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、４値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とするスキャッタードパイロット配置検出器。 - Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列であるＰＲＢＳ信号を掛け合わせる乗算器と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算器の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路の内で、前記算出された合計が最大の演算回路を検出するパターン検出回路とを備え、
前記各演算回路は、前記乗算器の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部と、を有するスキャッタードパイロット配置検出器であって、
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を８値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、８値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とするスキャッタードパイロット配置検出器。 - 前記パターンの種類は４種類であり、前記パイロットシンボルは時間順に３本に１本の搬送波により、それぞれ４シンボル期間に１回の割合で分散配置されて送信されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のスキャッタードパイロット配置検出器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007052366A JP4328812B2 (ja) | 2006-10-23 | 2007-03-02 | スキャッタードパイロット配置検出器 |
| US11/905,007 US8045630B2 (en) | 2006-10-23 | 2007-09-27 | Scattered pilot location detector |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006287154 | 2006-10-23 | ||
| JP2007052366A JP4328812B2 (ja) | 2006-10-23 | 2007-03-02 | スキャッタードパイロット配置検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2008136161A JP2008136161A (ja) | 2008-06-12 |
| JP4328812B2 true JP4328812B2 (ja) | 2009-09-09 |
Family
ID=39317899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007052366A Active JP4328812B2 (ja) | 2006-10-23 | 2007-03-02 | スキャッタードパイロット配置検出器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8045630B2 (ja) |
| JP (1) | JP4328812B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136162A (ja) * | 2006-10-31 | 2008-06-12 | Oki Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット検出器とｏｆｄｍシンボル検出器 |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0810950D0 (en) * | 2008-06-04 | 2008-07-23 | Sony Uk Ltd | Digital signal transmission and reception |
| EP2131540B1 (en) * | 2008-06-04 | 2013-09-18 | Sony Corporation | New frame structure for multi-carrier systems |
| PL2131519T3 (pl) * | 2008-06-04 | 2014-01-31 | Sony Corp | Nowa struktura ramki dla systemów z wieloma nośnymi |
| KR101531515B1 (ko) * | 2008-07-04 | 2015-06-26 | 엘지전자 주식회사 | 파일롯 서브캐리어 할당을 사용하는 복수개의 송신 안테나를 갖는 무선 통신 시스템 |
| EP2154849B1 (en) * | 2008-08-14 | 2014-01-08 | Sony Corporation | New frame and signalling pattern structure for multi-carrier systems |
| ES2434171T3 (es) * | 2008-08-14 | 2013-12-13 | Sony Corporation | Nueva trama y estructura de configuración de señalización para sistemas de múltiples portadoras |
| ES2434541T3 (es) * | 2008-08-14 | 2013-12-16 | Sony Corporation | Nueva trama y estructura de configuración de señalización para sistemas de múltiples portadoras |
| US8089858B2 (en) | 2008-08-14 | 2012-01-03 | Sony Corporation | Frame and signalling pattern structure for multi-carrier systems |
| PL2154850T3 (pl) * | 2008-08-14 | 2014-04-30 | Sony Corp | Nowa rama i struktura wzorca sygnalizacji dla systemów z wieloma nośnymi |
| JP4567088B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2010-10-20 | 三菱電機株式会社 | Ｏｆｄｍ信号受信装置および受信方法 |
| PL2161893T3 (pl) * | 2008-09-08 | 2014-03-31 | Sony Corp | Nowa struktura ramek i wzorców danych dla systemów z wieloma nośnymi |
| EP2161889B1 (en) * | 2008-09-08 | 2013-02-13 | Sony Corporation | New frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| US8194529B2 (en) * | 2008-09-08 | 2012-06-05 | Sony Corporation | Frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| EP2175600B1 (en) * | 2008-10-09 | 2014-12-31 | Sony Corporation | New frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| US8203929B2 (en) * | 2008-10-09 | 2012-06-19 | Sony Corporation | Frame and data pattern structure for multi-carrier systems |
| EP2175596B1 (en) * | 2008-10-09 | 2016-12-21 | Sony Corporation | New frame and data pattern structure for multi-carrier system |
| US8848914B2 (en) * | 2008-11-18 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Spectrum authorization and related communications methods and apparatus |
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| US8611468B2 (en) * | 2010-12-29 | 2013-12-17 | Stmicroelectronics S.R.L. | Demodulator of digital modulated signal, receiver apparatus employing the demodulator, and demodulation method |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP4373757B2 (ja) | 2002-10-10 | 2009-11-25 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、及びプログラム |
| JP4338532B2 (ja) * | 2003-02-21 | 2009-10-07 | 富士通株式会社 | 通信装置 |
| JP4149328B2 (ja) | 2003-07-24 | 2008-09-10 | 日本放送協会 | Ｏｆｄｍ信号のキャリアデータ等化器、およびｏｆｄｍ信号受信装置 |
| JP4971172B2 (ja) * | 2005-03-01 | 2012-07-11 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路及び受信方法 |
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2007
- 2007-03-02 JP JP2007052366A patent/JP4328812B2/ja active Active
- 2007-09-27 US US11/905,007 patent/US8045630B2/en active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US8045630B2 (en) | 2011-10-25 |
| US20080095255A1 (en) | 2008-04-24 |
| JP2008136161A (ja) | 2008-06-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080811 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081007 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| A711 | Notification of change in applicant |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130619 Year of fee payment: 4 |
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| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
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| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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