CN102932291A - 一种lte系统下行链路rs的信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法及装置。首先，对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到对应RS的频域信道响应符号；然后对RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到估计时域CIR；然后确定时域CIR；然后确定噪声阈值；然后根据噪声阈值对时域CIR各值做置零处理；最后，将置零处理后的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。本发明提供的方法及装置均对时域CIR各值做了处理，可以有效提高信道估计精度，保证了LTE系统的性能。

Description

一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更具体的说，是涉及一种LTE（Long TermEvolution，长期演进）系统下行链路RS（Reference Signal，导频信号）的信道估计方法及装置。

背景技术

LTE系统，是3G移动通信技术的演进，采用OFDM（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用）和MIMO（Multiple-InputMultiple-Output，多输入多输出）技术，具有下行100M和上行50M的传输速率，同时支持更高的移动速度和更大的小区覆盖半径，支持每个小区200个用户同时在线。而且，LTE还具有灵活的带宽配置（1.4M~20M），支持多媒体广播业务和端到端QoS（Quality-of-Service，服务质量）等特点。LTE已经成为下一代移动通信技术的标准之一。

在LTE系统中，需要利用下行链路的Cell-specific RS（Cell-specificReference Signal，小区专有的导频信号，以下简称RS）进行信道估计，得到信道的状态信息。信道状态信息主要用于接收端对接收信号进行相干检测，以补偿无线信道对信号的衰落影响。

目前，在对LTE系统下行链路RS进行信道估计时，可以根据LS（LeastSquare，最小二乘）准则，获取频域信道状态信息。其中，对下行链路RS进行较精确信道估计的方法主要有以下两种：

方法一：

首先，对下行链路RS按照LS准则做信道估计，得到频域信道响应；

然后，对所述频域信道响应进行IDFT（Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换），得到时域信道冲激响应（CIR，Channel ImpulseResponse）；

然后，对超出CP（Cyclic Prefix，循环前缀）长度的时域CIR值全部置零；

最后，对置零处理后的CIR值进行DFT（Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换），得到RS的较精确的频域信道响应。

方法二：

首先，对下行链路RS按照LS准则做信道估计，得到频域信道响应；

然后，对所述频域信道响应进行IDFT，得到N个采样点的时域CIR，所述N为采样点数；

然后，选取最大能量和的L个连续采样点，并将对应剩余的（N-L）个采样点置零，所述L为CP对应的采样点数；

最后，对N个采样点的当前数值进行DFT，得到RS的较精确的频域信道响应。

由此可得，上述对下行链路RS进行信道估计的两种方法，都仅仅对时域CIR中的一部分做了置零处理，而时域CIR中未做任何处理的部分仍然存在影响信号的不利因素，这一部分的不利因素将导致对RS进行信道估计的精度不足，使得LTE系统性能得不到保证。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法及装置，以克服现有技术中由于对下行链路RS进行信道估计时，未对时域CIR全部处理，而造成对RS进行信道估计精度的不足，使得LTE系统性能得不到保证的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法，包括：

对当前待信道估计的OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换），得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR（Channel Impulse Response，信道冲激响应）；

确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；

根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理；

将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT（FastFourier Transform，快速傅里叶变换），并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

优选地，所述对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号的过程包括：

确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为所述当前待信道估计的OFDM符号；

根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M；

按照LS（Least Square，最小二乘）准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

优选地，所述对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR的过程包括：

对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

优选地，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的过程包括：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

优选地，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的过程包括：

确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

优选地，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值的过程包括：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

优选地，所述根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值，对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理的过程包括：

将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较；

将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置，包括：

信道估计单元，用于对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

第一变换单元，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR；

CIR平滑单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

阈值计算单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；

置零处理单元，用于根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理；

第二变换单元，用于将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

优选地，所述信道估计单元包括：

选择子单元，用于确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为所述当前待信道估计的OFDM符号；

判断子单元，用于根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M；

计算子单元，用于按照LS准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

优选地，所述第一变换单元包括：

补零子单元，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

IFFT变换子单元，用于对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

优选地，所述CIR平滑单元包括：

第一平滑单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

第二平滑单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

优选地，所述阈值计算单元包括：

阈值估计子单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

阈值确定子单元，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

优选地，所述阈值估计子单元包括：

第一阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

第二阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

优选地，所述置零处理单元包括：

比较子单元，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值，分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较；

置零子单元，用于将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明公开了一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法及装置。首先，对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到对应RS的频域信道响应符号；然后对RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR；然后确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；然后确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；然后根据噪声阈值对时域CIR各值做置零处理；最后，将置零处理后的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。本发明提供的方法及装置均对时域CIR各值做了处理，可以有效提高信道估计精度，保证了LTE系统的性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法流程图；

图2为本发明公开的一个OFDM符号的时域CIR示意图；

图3为本发明实施例二公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法中获得频域信道响应符号的具体方法流程图；

图4为本发明公开的LTE的标准CP模式下的RS结构示意图；

图5为本发明公开的LTE的扩展CP模式下的RS结构示意图；

图6为本发明实施例二公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法中获得估计时域CIR的具体方法流程图；

图7为本发明实施例二公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法中获得噪声阈值的具体方法流程图；

图8为本发明实施例二公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法中对时域CIR置零处理的具体方法流程图；

图9为本发明实施例三公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置结构示意图；

图10为本发明实施例四公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置中信道估计单元的具体结构示意图；

图11为本发明实施例四公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置中第一变换单元的具体结构示意图；

图12为本发明实施例四公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置中CIR平滑单元的具体结构示意图；

图13为本发明实施例四公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置中阈值计算单元的具体结构示意图；

图14为本发明实施例四公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置中置零处理单元的具体结构示意图。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下：

LTE：Long Term Evolution，长期演进；

RS：Reference Signal，导频信号；

OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用；

LS：Least Square，最小二乘；

IFFT：Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换；

CIR：Channel Impulse Response，信道冲激响应；

FFT：Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换；

CP：Cyclic Prefix，循环前缀。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

由背景技术可知，现有的对下行链路RS进行信道估计的两种方法，都仅仅对时域CIR中的一部分做了置零处理，而时域CIR中未做任何处理的部分仍然存在影响信号的不利因素，这一部分的不利因素将导致对RS进行信道估计精度的不足，使得LTE系统性能得不到保证。

因此，本发明公开了一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法及装置。首先，对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到对应RS的频域信道响应符号；然后对RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR；然后确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；然后确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；然后根据噪声阈值对时域CIR各值做置零处理；最后，将置零处理后的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。本发明提供的方法及装置均对时域CIR各值做了处理，可以有效提高信道估计精度，保证了LTE系统的性能。

有关于本发明公开的LTE系统下行链路RS的信道估计方法的具体步骤以及LTE系统下行链路RS的信道估计装置的具体结构将通过以下实施例进行详细说明。

实施例一

请参阅附图1，为本发明实施例一公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法流程图，具体步骤如下：

步骤S101：对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

在对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计时，可对当前待信道估计的OFDM符号中的RS按照LS准则，即可得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号，都是按照本步骤公开的信道估计的方法获得的。

步骤S102：对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，都是按照本步骤公开的方法获得的。

步骤S103：确定当前待信道估计的OFDM符号对应RS的时域CIR。

需要说明的是，步骤S102中得到的估计时域CIR的精度比较低，在一定情况下，该步骤通过平滑滤波得到精度较高的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

步骤S104：确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

需要说明的是，本发明的时域OFDM符号的定时点位于多径信道的均方根时延扩展位置，此时的时域CIR采样点包括三部分。其中，前部为信道均方根时延扩展至信道最大时延径部分，中部为噪声部分，尾部为信道首径至信道均方根时延扩展部分，如图2所示。

对步骤S103中得到的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR中部进行采样，并对采样点进行计算得到该OFDM符号的噪声功率估计值，然后通过平滑滤波得到该OFDM符号的噪声阈值。

步骤S105：根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理。

将步骤S103中得到的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR前部和尾部的各CIR值，分别与步骤S104中得到的噪声阈值进行比较，将低于噪声阈值的部分做置零处理。同时，将中部的噪声对应的CIR值全部置零处理。

步骤S106：将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

本发明实施例一所提供的LTE系统下行链路RS的信道估计方法，通过对RS信道估计过程中，将OFDM符号的时域CIR值与噪声阈值进行比较，并将时域CIR前部和尾部部分低于噪声阈值的CIR值，以及时域CIR中部全部CIR值做置零处理，进而得到RS精确的频域信道响应。通过上述对整个时域CIR做出相应处理，可有效减小噪声对RS信道估计的影响，进而提高LTE的系统性能。

在上述本发明公开的实施例的基础上，本发明还公开了另一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法，下面将通过实施例二进行详细说明。

实施例二

本实施例公开的另一种LTE系统下行链路RS的信道估计方法是基于实施例一的，具体步骤如下：

步骤S101：对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

在对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计时，可对当前待信道估计的OFDM符号中的RS按照LS准则，即可得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

参见附图3，具体的处理过程如下：

步骤S301：根据发送天线模式确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为待信道估计的OFDM符号；

在LTE系统中，传输时间被分为10毫秒长的无线帧，并且一个无线帧进一步等分为10个子帧，标记为子帧#0至子帧#9。LTE频分双工系统在每个无线帧中具有10个连续的下行链路子帧和10个连续的上行链路子帧，而LTE时分双工系统具有多种下行链路-上行链路分配。

请参阅图4，为LTE的标准CP模式下的RS结构示意图，每个子帧包含14个等宽度时间符号，用0~13索引，每个子帧包含两个等长时隙，每个时隙包括7个OFDM符号。

请参阅图5，为LTE的扩展CP模式下的RS结构示意图，每个子帧包含12个等宽度时间符号，用0~11索引，每个子帧包含两个等长时隙，每个时隙包括6个OFDM符号。

频域资源在一个时间符号内的整个带宽被分为子载波。在覆盖频域上的12个连续的子载波和时域上的1个子帧的频率-时间资源区域定义为一个物理资源块对。其中，一个物理资源块对分别包含标准CP的12*14＝168个资源单元和扩展CP的12*12＝144个资源单元。

LTE系统支持1，2和4天线的发送模式，使用天线端口号0~3，分别对应RS端口{R₀}，{R₀，R₁}，{R₀，…，R₃}。在每个正常下行子帧中，RS的传输具有相同的模式。对于4天线发送模式，在标准CP模式下，RS所占OFDM符号的索引为{0、1、4、7、8、11}，在扩展CP模式下，RS所占OFDM符号的索引为{0、1、3、6、7、9}，分别如图4和5所示。对于1天线和2天线发送模式，RS所占OFDM符号均为4天线发送模式的子集，分别对应RS端口{R₀}和{R₀，R₁}所占的OFDM符号。

步骤S302：根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M；

LTE系统具有1.4M，3M，5M，10M，15M和20M六种系统带宽，对应的M值分别为12，30，50，100，150和200。判断当前待信道估计的OFDM符号对应的LTE系统带宽，相应就能确定其中包含RS的个数M。

步骤S303：按照LS准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

将接收到当前待信道估计的OFDM符号中的的M个RS，记为R_r；将本地产生的M个同步RS，记为R_l；按照LS准则，将R_r和R_l进行点对点共轭相乘，即可得到对应RS的频域信道响应符号H_ls，长度为M。其中，H_ls的生成公式为：

H_ls=R_r·*conj(R_l)

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号，都是按照本步骤公开的信道估计的方法获得的。

步骤S102：对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

参见附图6，具体的处理过程如下：

步骤S401：对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

步骤S402：对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

将当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号H_ls两端补零至符号长度为N，并对补零后的频域信道响应符号H′_ls做IFFT，得到该OFDM符号的估计时域CIR，记为

其中，当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应H_ls两端补相等数目的零至最近的2的整数次幂N，记为H′_ls。其中，N=2^{ceil(log2(M))}，频域信道响应H_ls两端各自补零的数目为(N-M)/2。

对所述补零后的频域信道响应符号H′_ls做IFFT，得到该OFDM符号的估计时域其中，

的生成公式为：

${\tilde{h}}_{\mathrm{cir}}=\mathrm{ifft}\left(H_{\mathrm{ls}}^{\′}\right)$

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，都是按照本步骤公开的方法获得的。

步骤S103：确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

需要说明的是，步骤S102中得到的时域CIR的精度比较低，该步骤通过平滑滤波得到精度较高的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

具体的处理过程如下：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

需要说明的是，在这种情况下，当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR即为步骤S102中计算得到的

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

需要说明的是，在这种情况下，将所述该OFDM符号的估计时域CIR

与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR

进行平滑滤波，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR值其中，

的生成公式为：

$h_{\mathrm{cir}}^k=\mathrm{\α}\·{\tilde{h}}_{\mathrm{cir}}+(1-\mathrm{\α})\·h_{\mathrm{cir}}^{k-1}$

其中，平滑因子α∈(0,1)，为可设定值。

步骤S104：确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

需要说明的是，本发明的时域OFDM符号的定时点位于多径信道的均方根时延扩展位置，此时的时域CIR采样点包括三部分。其中，前部为信道均方根时延扩展至信道最大时延径部分，中部为噪声部分，尾部为信道首径至信道均方根时延扩展部分，如图2所示。

对步骤S103中得到的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR中部进行采样，并对采样点进行计算得到该OFDM符号的噪声功率估计值，然后通过平滑滤波得到该OFDM符号的噪声阈值。

参见附图7，具体的处理过程如下：

步骤S501：确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

对信道最大时延径与首径之间部分对应的时域CIR采样点N_i，求平均功率

信道最大时延径与首径之间部分对应L个时域CIR值的采样点，记为N_i，其中对L个采样点求平均功率

其中，

的生成公式为：

需要说明的是，根据当前待信道估计的OFDM符号是否为整个下行子帧中所有的待信道估计的OFDM符号中的第一个，有不同的处理方案得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。具体为：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

需要说明的是，在这种情况下，当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值即为平均功率

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

需要说明的是，在这种情况下，将当前待信道估计的OFDM符号的平均功率

与上一个待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前OFDM符号的时域噪声功率估计值其中，

的生成公式为：

其中，平滑因子β∈(0,1)，为可设定值。

步骤S502：将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以门限修正系数λ，作为噪声阈值其中，

的生成公式为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{th}}^2=\mathrm{\λ}\·{\mathrm{\σ}}_k^2$

其中，门限修正系数λ∈集合[1/4,1/2,1,2]，为可设定值，用于调整噪声阈值的大小。

步骤S105：根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理。

将步骤S103中得到的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR前部和尾部的各CIR值，分别与步骤S104中得到的噪声阈值进行比较，将低于噪声阈值的部分做置零处理。同时，将中部的噪声对应的CIR值全部置零处理。

参见附图8，具体的处理过程如下：

步骤S601：将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值，分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较。

步骤S602：将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

比较当前待信道估计的OFDM符号时域CIR的信道均方根时延扩展至最大时延径部分，以及信道首径至均方根时延扩展部分对应的时域CIR值，与当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的大小。对当前待信道估计的OFDM符号时域CIR的信道均方根时延扩展至最大时延径部分，以及信道首径至均方根时延扩展部分对应的时域CIR值中低于噪声阈值

的CIR值置零，并对中部的噪声部分对应的CIR值全部置零。置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR记为

步骤S106：将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

对所述置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR

做FFT，记为H′_fft，并去掉步骤S102中补零位置的频点，得到该OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应H_fft。

其中，频域信道响应H′_fft的生成公式为：

$H_{\mathrm{fft}}^{\′}=\mathrm{fft}\left(h_{\mathrm{cir}}^{k^{\′}}\right)$

该OFDM符号对应RS的精确频域信道响应H_fft为H′_fft去掉步骤S102中补零位置的频点后的频域信道响应。

本发明实施例二所提供的LTE系统的信道估计方法，通过对RS信道估计过程中，将OFDM符号的时域CIR值与噪声阈值进行比较，并将时域CIR前部和尾部部分低于噪声阈值的CIR值，以及时域CIR中部全部CIR值做置零处理，进而得到RS精确的频域信道响应。通过上述对整个时域CIR做出相应处理，以及在整个处理过程中通过当前待信道估计的OFDM符号与其上一个待信道估计的OFDM符号做相应的平滑滤波，可进一步有效减小噪声对RS信道估计的影响，进而提高LTE的系统性能。

上述本发明公开的实施例中详细描述了方法，对于本发明的方法可采用多种形式的装置实现，因此本发明还公开了一种装置，下面给出具体的实施例进行详细说明。

实施例三

请参阅附图9，为本发明实施例三公开的一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置结构示意图，该装置具体由信道估计单元10、第一变换单元11、CIR平滑单元12、阈值计算单元13、置零处理单元14以及第二变换单元15组成。具体链接关系如下：

信道估计单元10，用于对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

在对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计时，可对当前待信道估计的OFDM符号中的RS按照LS准则，即可得到当前待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号。

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号，都是信道估计单元10按照以上所述的信道估计的方法获得的。

第一变换单元11，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，都是第一变换单元11按照上述方法获得的。

CIR平滑单元12，用于确定当前待信道估计的OFDM符号对应RS的时域CIR。

需要说明的是，第一变换单元11中得到的估计时域CIR的精度比较低，在一定情况下，该CIR平滑单元12通过平滑滤波得到精度较高的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

阈值计算单元13，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

需要说明的是，本发明的时域OFDM符号的定时点位于多径信道的均方根时延扩展位置，此时的时域CIR采样点包括三部分。其中，前部为信道均方根时延扩展至信道最大时延径部分，中部为噪声部分，尾部为信道首径至信道均方根时延扩展部分，如图2所示。

对CIR平滑单元12中得到的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR中部进行采样，并对采样点进行计算得到该OFDM符号的噪声功率估计值，然后通过平滑滤波得到该OFDM符号的噪声阈值。

置零处理单元14，用于根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理。

将CIR平滑单元12中得到的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR前部和尾部的各CIR值，分别与阈值计算单元13中得到的噪声阈值进行比较，将低于噪声阈值的部分做置零处理。同时，将中部的噪声部分对应的CIR值全部置零处理。

第二变换单元15，用于将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

本发明实施例三所提供的LTE系统下行链路RS的信道估计装置，置零处理单元13通过对RS信道估计过程中，将OFDM符号的时域CIR值与噪声阈值进行比较，并将时域CIR前部和尾部部分低于噪声阈值的CIR值，以及时域CIR中部全部CIR值做置零处理，进而得到RS精确的频域信道响应。通过上述对整个时域CIR做出相应处理，可有效减小噪声对RS信道估计的影响，进而提高LTE的系统性能。

在上述本发明公开的实施例的基础上，本发明还公开了另一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置，下面将通过实施例四进行详细说明。

实施例四

本实施例公开的另一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置是基于实施例三的，该装置的具体结构及其链接关系如下：

信道估计单元10，对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

在对当前待信道估计的OFDM符号做信道估计时，可对当前待信道估计的OFDM符号中的RS按照LS准则，即可得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号。

参见附图10，该信道估计单元10具体的结构包括：

选择子单元101，用于根据天线发送模式确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为待信道估计的OFDM符号。

判断子单元102，用于根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M。

LTE系统具有1.4M，3M，5M，10M，15M和20M六种系统带宽，对应的M值分别为12，30，50，100，150和200。判断当前待信道估计的OFDM符号对应的LTE系统带宽，相应就能确定其中包含RS的个数M。

计算子单元103，按照LS准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

将接收到当前待信道估计的OFDM符号中的的M个RS，记为R_r；将本地产生的M个同步RS，记为R_l；按照LS准则，将R_r和R_l进行点对点共轭相乘，即可得到对应RS的频域信道响应符号H_ls，长度为M。其中，H_ls的生成公式为：

H_ls=R_r.*conj(R_l)

进一步需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号，都是信道估计单元10按照以上所述的信道估计的方法获得的。

第一变换单元11，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

参见附图11，该第一变换单元11的具体结构包括：

补零子单元111，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

IFFT变换子单元112，用于对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

将当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号H_ls两端补零至符号长度为N，并对补零后的频域信道响应符号H′_ls做IFFT，得到该OFDM符号的估计时域CIR，记为

其中，当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应H_ls两端补相等数目的零至最近的2的整数次幂N，记为H′_ls。其中，N=2^{ceil(log2(M))}，频域信道响应H_ls两端各自补零的数目为(N-M)/2。

对所述补零后的频域信道响应符号H′_ls做IFFT，得到该OFDM符号的估计时域CIR

其中，

的生成公式为：

${\tilde{h}}_{\mathrm{cir}}=\mathrm{ifft}\left(H_{\mathrm{ls}}^{\′}\right)$

进一步需要说明的是，其他的待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，都是第一变换单元11按照上述方法获得的。

CIR平滑单元12，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

需要说明的是，第一变换单元11中得到的时域CIR的精度比较低，在一定情况下，该CIR平滑单元12通过平滑滤波得到精度较高的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

参见附图12，该CIR平滑单元12的具体结构包括：

第一平滑单元121，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

需要说明的是，在这种情况下，当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR即为第一变换单元11中计算得到的

第二平滑单元122，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

需要说明的是，在这种情况下，将所述该OFDM符号的估计时域CIR

与待信道估计的OFDM符号的时域CIR

进行平滑滤波，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR值

其中，的生成公式为：

$h_{\mathrm{cir}}^k=\mathrm{\α}\·{\tilde{h}}_{\mathrm{cir}}+(1-\mathrm{\α})\·h_{\mathrm{cir}}^{k-1}$

其中，平滑因子α∈(0,1)，为可设定值。

阈值计算单元13，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

需要说明的是，本发明的时域OFDM符号的定时点位于多径信道的均方根时延扩展位置，此时的时域CIR采样点包括三部分。其中，前部为信道均方根时延扩展至信道最大时延径部分，中部为噪声部分，尾部为信道首径至信道均方根时延扩展部分，如图2所示。

对CIR平滑单元12中得到的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR中部进行采样，并对采样点进行计算得到该OFDM符号的噪声功率估计值，然后通过平滑滤波得到该OFDM符号的噪声阈值。

参见附图13，该阈值计算单元13的具体结构包括：

阈值估计子单元131，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

对信道最大时延径与首径之间部分对应的时域CIR采样点N_i，求平均功率

信道最大时延径与首径之间部分对应L个时域CIR值的采样点，记为N_i，其中对L个采样点求平均功率

其中，

的生成公式为：

需要说明的是，根据当前待信道估计的OFDM符号是否为整个下行子帧中所有的待信道估计的OFDM符号中的第一个，有不同的处理方案得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。该单元进一步还包括：

第一阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

需要说明的是，在这种情况下，当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值即为平均功率

第二阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

需要说明的是，在这种情况下，将当前待信道估计的OFDM符号的平均功率

与上一个待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值

进行平滑滤波，得到当前OFDM符号的时域噪声功率估计值

其中，

的生成公式为：

其中，平滑因子β∈(0,1)，为可设定值。

阈值确定子单元132，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以门限修正系数λ，作为噪声阈值

其中，

的生成公式为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{th}}^2=\mathrm{\λ}\·{\mathrm{\σ}}_k^2$

其中，门限修正系数λ∈集合[1/4,1/2,1,2]，为可设定值，用于调整噪声阈值的大小。

置零处理单元14，用于根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理。

将CIR平滑单元12中得到的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR前部和尾部的各CIR值，分别与阈值计算单元13中得到的噪声阈值进行比较，将低于噪声阈值的部分做置零处理。同时，将中部的噪声对应的CIR值全部置零处理。

参见附图14，该置零处理单元14的具体结构包括：

比较子单元141，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值，分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较。

置零子单元142，用于将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

比较当前待信道估计的OFDM符号时域CIR的信道均方根时延扩展至最大时延径部分，以及信道首径至均方根时延扩展部分对应的时域CIR值，与该当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的大小。对当前待信道估计的OFDM符号时域CIR的信道均方根时延扩展至最大时延径部分，以及信道首径至均方根时延扩展部分对应的时域CIR值中低于噪声阈值

的CIR值置零，并对中部的噪声部分对应的CIR值全部置零。置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR记为

第二变换单元14，用于将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

对所述置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号时域CIR

做FFT，记为H′_fft，并去掉第一变换单元11中补零位置的频点，得到该OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应H_fft。

其中，频域信道响应H′_fft的生成公式为：

$H_{\mathrm{fft}}^{\′}=\mathrm{fft}\left(h_{\mathrm{cir}}^{k^{\′}}\right)$

该OFDM符号对应RS的精确频域信道响应H_fft为H′_fft去掉第一变换单元11中补零位置的频点后的频域信道响应。

本发明实施例四所提供的LTE系统的信道估计装置，置零处理单元13通过对RS信道估计过程中，将OFDM符号的时域CIR值与噪声阈值进行比较，并将时域CIR前部和尾部部分低于噪声阈值的CIR值，以及时域CIR中部全部CIR值做置零处理，进而得到RS精确的频域信道响应。通过上述置零处理单元13对整个时域CIR做出相应处理，以及在整个处理过程中通过当前待信道估计的OFDM符号与其上一个待信道估计的OFDM符号做相应的平滑滤波，可进一步有效减小噪声对RS信道估计的影响，进而提高LTE的系统性能。

综上所述：

本发明公开了一种LTE系统的信道估计方法及装置，通过对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到对应RS的频域信道响应符号；对所述频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR；确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；根据所述噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理；将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。本发明提供的方法及装置均对时域CIR各值做了处理，可以有效提高信道估计精度，保证了LTE系统的性能。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器（RAM）、内存、只读存储器（ROM）、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (14)

1.一种LTE（Long Term Evolution，长期演进）系统下行链路RS（ReferenceSignal，导频信号）的信道估计方法，其特征在于，包括：

对当前待信道估计的OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换），得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR（Channel Impulse Response，信道冲激响应）；

确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；

根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理；

将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT（FastFourier Transform，快速傅里叶变换），并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号的过程包括：

确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为所述当前待信道估计的OFDM符号；

根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M；

按照LS（Least Square，最小二乘）准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR的过程包括：

对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的过程包括：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的过程包括：

确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值的过程包括：

当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值，对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理的过程包括：

将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较；

将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

8.一种LTE系统下行链路RS的信道估计装置，其特征在于，包括：

信道估计单元，用于对当前待信道估计的OFDM符号的RS做信道估计，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

第一变换单元，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补零，并对补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR；

CIR平滑单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

阈值计算单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值；

置零处理单元，用于根据所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值对当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR各值做置零处理；

第二变换单元，用于将置零处理后的当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR作FFT，并去掉两端补零位置的频点，得到当前待信道估计的OFDM符号对应RS的精确的频域信道响应。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述信道估计单元包括：

选择子单元，用于确定下行子帧中包含RS的OFDM符号中的任意一个为所述当前待信道估计的OFDM符号；

判断子单元，用于根据系统带宽确定所述当前待信道估计的OFDM符号中包含RS的个数M；

计算子单元，用于按照LS准则，将接收到的当前待信道估计的OFDM符号中的M个RS与本地产生的M个同步RS，进行点对点共轭相乘，得到所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号；

其中，所述当前待信道估计的OFDM符号的频域信道响应符号中包含M个RS的频域信道响应。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第一变换单元包括：

补零子单元，用于对所述当前待信道估计的OFDM符号对应RS的频域信道响应符号两端补相等数目的零，使补零后的频域信道响应符号中包含N个频域信道响应；其中，N为与M最近的2的整数次幂；

IFFT变换子单元，用于对所述补零后的频域信道响应符号作IFFT，得到对应所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR。

11.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述CIR平滑单元包括：

第一平滑单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，将对应该待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，直接作为当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR；

第二平滑单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，将所述当前待信道估计的OFDM符号的估计时域CIR，与上一个待信道估计的OFDM符号的时域CIR进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR。

12.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述阈值计算单元包括：

阈值估计子单元，用于确定当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

阈值确定子单元，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值，乘以预设门限修正系数，得到当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述阈值估计子单元包括：

第一阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，作为当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值；

第二阈值估计子单元，用于当当前待信道估计的OFDM符号不为第一个待信道估计OFDM符号时，对该待信道估计的OFDM符号时域CIR的中部采样，根据采样点计算平均功率，并将所述平均功率与上一个待信道估计OFDM符号的时域噪声功率估计值进行平滑滤波，得到当前待信道估计的OFDM符号的时域噪声功率估计值。

14.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述置零处理单元包括：

比较子单元，用于将当前待信道估计的OFDM符号的时域CIR的前部各CIR值和尾部各CIR值，分别与所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值比较；

置零子单元，用于将时域CIR前部和尾部各CIR值中低于所述当前待信道估计的OFDM符号的噪声阈值的值置零，并将时域CIR的中部各CIR值置零。

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