CN102196486A - 正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，提供一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法，对接收到的参考信号进行信道估计；在测量带宽范围内，对单个OFDM符号上的参考信号信道估计结果进行IDFT变换，获得信道冲击响应CIR值；对IDFT变换后得到的CIR值进行噪声消除；根据噪声消除后的CIR值进行RSRP测量，得到单个OFDM符号上的RSRP测量值；同时，还提供一种测量装置；本发明利用CIR值进行RSRP测量，减小了定时和频率偏差对RSRP测量的影响，从而使得接收机对同步偏差容忍度极大提升，同时由于CIR信号和噪声在时域上的特征差异相对频域更为明显，在时域进行消噪处理，进一步提高了RSRP测量的准确性。

Description

正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法和装置

技术领域

本发明属于移动通信领域，特别涉及一种正交频分复用(Orthogonalfrequency-division multiplexing，简称OFDM)系统中的参考信号接收功率(Reference Signal Received Power，简称RSRP)的测量方法和装置。

背景技术

在长期演进(Long Term Evolution，简称LTE)系统中采用了正交频分复用OFDM作为其物理层核心技术。它将数据分配在多个正交的子载波上进行传输，子载波间可以在频谱上重叠，大大提高了频谱利用率。

在OFDM系统中，承载信息的可分配物理资源包括时间和频率，通常可以采用如图1的资源格方式来进行描述。资源格在时间轴方向划分成不同的OFDM符号，在频率轴方向划分成不同的子载波。图1中的每一个小格对应于一个子载波频率和一个OFDM符号(简称Symbol)的时间长度，即将整个时间和频率资源划分为相等的基本资源单位，又叫资源单元(Resource Element，简称RE)。若干个资源单元可以构成一个资源块，在3GPP协议TS 36.211v8.8.0中定义的LTE系统的一个资源块范围是频率上的12个子载波和时间上7个OFDM符号，如图1中黑线框划定范围所示。

为了正确解调数据，接收端需要已知每个RE位置上的信道情况。在LTE系统中，为了在接收端进行信道估计，在特定的资源单元位置上发送已知的参考信号(Reference Signal，简称RS)。图2所示，标记R0和R1的RE位置分别表示来自不同发射天线所发射的小区参考信号。接收端首先通过参考信号计算其所在RE位置的信道估计值，然后采用插值算法获取整个资源块上的信道估计值。

参考信号接收功率RSRP是LTE系统中定义的测量项之一。在3GPP协议TS36.214v8.7.0中对RSRP的定义和要求是：RSRP是在测量带宽内，小区参考信号所在资源单元位置上功率的线性平均。天线0发送的小区参考信号R0可以用于对RSRP的测量计算，如果用户设备(User Equipment，简称UE)能可靠地检测出天线1发送的小区参考信号R1，那么R1也能用于对RSRP的测量计算。如果UE采用接收分集，那么上报的测量值应该不低于分集中任何一个分支上的RSRP值。但该协议中并未给出RSRP的具体测量计算方式。

中国专利公开号为CN 101599939，公开日为2009年12月9日，发明名称为《正交频分复用系统的参考信号接收功率的估计方法和装置》的专利申请公开了一种正交频分复用系统下的参考信号接收功率的测量方法和装置，测量方法步骤包括：

1、对接收到的RS进行信道估计；

2、根据相关块内的所有RS的信道估计结果进行求和平均，得到对应的RSRP；

3、对测量频率带宽和测量时间范围内的所有相干块对应的RSRP进行加权平均；

4、对加权平均得到的RSRP进行噪声功率消除。

以上技术方案的特征在于：OFDM系统中，接收端对于RS的提取是在进行傅立叶变换之后，即接收信号由时域变换到频域之后。由此，该方案才在步骤1中，对接收RS的与本地参考信号进行共轭运算，得到信道转移函数(ChannelTransfer Function，简称CTF)在参考信号位置上的估计值，后续步骤2、3、4是利用1得到的CTF估计值对RS接收功率进行估计计算。因此，该方案的估计方法是根据CTF函数在频域上进行测量计算。实际条件中，由于接收与发送端难于做到理想同步，因此接收信号与发送信号存在定时和频率上的偏差，等效于对RS位置上的CTF估计值进行了不同的相位旋转。因此，在采用该方案步骤2进行不同RS位置上的CTF估计值相加时，存在相位差异，使后续的RSRP测量准确度受到影响，并且这种影响随定时和频率偏差的增加而加剧。

发明内容

本发明为了解决现有技术当存在定时和频率偏差情况下，不能准确地进行RSRP测量的问题，提出了一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法和装置，在时域进行RSRP估计：

为解决以上问题，本发明提供一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法，包括：

对接收到的参考信号进行信道估计；

在测量带宽范围内，对单个OFDM符号上的参考信号信道估计结果进行离散傅立叶变换IDFT，获得信道冲击响应(Channel Impulse Response，简称CIR)值；

对IDFT变换后得到的CIR值进行噪声消除；

根据噪声消除后的CIR值进行RSRP测量，得到单个OFDM符号上的RSRP测量值；

所述进行RSRP测量为对由参考信号得到的CIR值的功率求和，表示为：

$\mathrm{RSRP}\_\mathrm{meas}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h\left(n\right)\right|}^2$

其中，h(n)表示的是CIR值，N表示IDFT变换点数。同时考虑到信道噪声的影响，需要对得到的CIR进行消噪处理，以提高RSRP的时域测量精度；

优选地，还包括对信道估计结果进行相位修正

相位修正后的信道估计为：

$\tilde{H}\left(k\right)=\hat{H}\left(k\right)\mathrm{\θ}\left(k\right)$

其中，信道估计器输出为

k为参考信号子载波的编号，M是OFDM解调的FFT点数，θ(k)为相位修正因子；

优选地，还包括对测量时间内的多个OFDM符号的RSRP测量值进行加权平均。

为解决以上问题，本发明还提供一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量装置，包括

信道估计器：用接收到的参考信号进行信道估计；

时频变换器：对位于一个OFDM符号上的N点信道估计结果进行时频变换，得到单个OFDM符号上的时域信道估计；其中，N值小于等于测量带宽范围内一个OFDM符号上的参考信号数；

时域噪声消除器：在时域对噪声进行消除，保留有用信号功率。时域消噪后得到的保留了

中有用信号部分；

时域RSRP计算器：对经过时域噪声消除后的有用信号功率求和，得到单个OFDM符号上的RSRP计算结果

优选地，还包括

多符号RSRP平均器：对测量时间内多个测量OFDM符号上的RSRP值进行线性平均，得到RSRP测量估计结果；

优选地，在信道估计器和时频变换器之间，还包括

相位修正器：对信道估计结果进行相位修正

与有技术相比，本发明在信道估计得到CTF值后，将每个OFDM符号上的CTF值经过反离散傅里叶变换(Inverse Discrete Fourier Transformation，简称IDFT)，得到信道冲激响应(Channel Impulse Response，简称CIR)值，然后对CIR值进行信道噪声消除，最后根据消噪后的CIR值计算RSRP值。本发明利用CIR值进行RSRP测量，减小了定时和频率偏差对RSRP测量的影响，从而使得接收机对同步偏差容忍度极大提升，同时由于CIR信号和噪声在时域上的特征差异相对频域更为明显，在时域进行消噪处理，进一步提高了RSRP测量的准确性。

附图说明

图1为现有技术资源单元格示意图；

图2为现有技术两发射天线时一个资源块上的小区参考信号分布方式；

图3为本发明参考信号接收功率测量方法流程图；

图4为本发明参考信号接收功率测量方法优选实施例流程图；

图5为本发明参考信号接收功率测量装置结构图；

图6为本发明参考信号接收功率测量装置优选实施例结构图；

图7为本发明与现有技术在频率同步偏差下的RSRP测量性能比较图；

图8为本发明与现有技术在频率同步偏差下的RSRP测量性能比较图；

图9为本发明与现有技术在定时同步偏差下的RSRP测量性能比较图；

图10为本发明与现有技术在定时同步偏差下的RSRP测量性能比较图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本发明一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法和装置作进一步详细说明。

本发明提供一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法，如图3、图4所示，包括：

步骤101.对接收到的参考信号

进行信道估计；

步骤103.在测量带宽范围内，对单个OFDM符号上的RS信道估计结果进行离散傅立叶变换IDFT；

步骤104.同时考虑到信道噪声的影响，需要对IDFT变换后得到的CIR进行消噪处理，以提高RSRP的时域测量精度；

步骤105.根据噪声消除后的CIR值进行RSRP计算，得到单个OFDM符号上的RSRP测量值；

优选地，在步骤101之后，还包括

步骤102.对信道估计结果进行相位修正；

优选地，在步骤105之后，进一步包括：

步骤106：对测量时间内的多个OFDM符号的RSRP测量值进行加权平均。

本发明还提供一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量装置，如图5、图6所示，包括：

信道估计器：用接收到的参考信号

进行信道估计

IDFT变换器：对位于一个OFDM符号上的N点信道估计结果进行时频变换，得到单个OFDM符号上的时域信道估计。

噪声消除器：在时域进行噪声消除，保留有用信号功率。

RSRP计算器：对经过时域噪声消除后的有用信号功率求和，得到单个OFDM符号上的RSRP计算结果。

优选地，还包括

多符号RSRP平均器：对测量时间内多个测量OFDM符号上的RSRP值进行线性平均，得到RSRP测量估计结果：

$P=\frac{1}{L}\underset{l\∈L}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{P}}_l$

其中，L为测量时间内用于测量的包含参考信号的OFDM符号个数。

优选地，还包括

相位修正器：对信道估计结果进行相位修正

装置中各个部分的计算，也适用于测量方法对应步骤。

所述信道估计

$\hat{H}\left(k\right)=R\tilde{S}\left(k\right)\·{\mathrm{RS}}^{*}\left(k\right)$

其中

表示接收到的参考信号，RS表示接收机本地产生的参考信号，k表示子载波序号，*表示求复共轭运算。

所述离散傅立叶变换IDFT将信号由频域变换到时域：

$\hat{h}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{H}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}},$ n＝0，1...N-1

其中，N表示一个OFDM符号内用于测量的参考信号数，通常等于测量带宽范围内一个OFDM符号上的参考信号数，但在具体实现时，在满足测量精度要求条件下，N可以小于该值，即N＜＝测量带宽范围内一个OFDM符号上的参考信号数。

所述对RSRP的测量等于对由参考信号得到的CIR值的功率求和，在时域上进行RSRP的测量，表示为：

${\tilde{P}}_l=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2$

其中，h(n)表示的是信道冲激响应(CIR)。l为OFDM符号下标。

本发明对对经信道估计得到的CTF值进行反离散傅里叶变换(IDFT，InverseDiscrete Fourier Transformation)，得到信道冲激响应(CIR，Channel ImpulseResponse)，将频域信号变换到时域，由于定时和频率同步偏差带来的频域信号相位旋转，在时域上体现为信号采样点时间上的偏移。而本发明后续RSRP测量是利用了CIR值采样点的功率求和，与采样点的时间位置关系较小，因此，采样点时间上的偏移对本发明的测量结果影响不大。从而减轻了定时和同步偏差对RSRP测量准确度的影响。

所述对IDFT变换后得到的CIR进行消噪处理，时域消噪后得到的

保留了

中有用信号部分。

噪声消除方式为将得到的

中超出循环前缀CP长度的值置0，利用了CIR有用信号长度通常小于OFDM中循环前缀CP的长度的特征；

优选地，噪声消除采用两步门限值方式，对

进行时域消噪处理，具体过程如下：

A.计算

的各点功率

初始化位置向量Pos＝{0，0...0}，向量长度为Nmeas，其中Nmeas表示所选择的测量带宽中单个OFDM符号上用于测量的RS样点数；；

B.从h_Pwr[n]中寻找Num_MST个最大值，将向量Pos中对应位置置1；

其中，Num_MST为根据所选测量带宽下预设的需检测最大采样点数量。

C.从h_Pwr[n]中选择最大值Pwr_Max，并根据最大值设定多径功率门限值Thres_pwr＝Pwr_Max/α；其中，α是经验值，1≤α≤20，该值根据不同测量带宽以及仿真或实测结果进行优化选择。

D.根据门限值Thres_pwr，将Num_MST个最大值中功率低于门限的点，在向量Pos中对应位置置0；

E.根据Pos向量，将向量中对应位置为0的点功率进行求和后平均，得到噪声功率Pwr_Noise，并根据Pwr_Noise得到噪声门限值Thres_noise＝Pwr_Noise×β，

其中，β是经验值，1≤β≤10，该值根据不同测量带宽以及仿真或实测结果进行优化选择。

F.根据噪声门限值Thres_noise，将向量中Pos为1的点功率低于Thres_noise的位置向量值置0；

G.根据两次门限去噪后的Pos向量，在h_Pwr[n]中将Pos为0的对应点功率置0，并输出Pos向量非0元素对应位置上的

值，即为噪声消除后的

本发明利用了CIR信号与噪声在时域上的分布特征区别较频域更为明显的特性，提出了从时域上进行噪声消除，使得本发明不受定时和频域偏差影响。

所述进行RSRP计算，表示为：

${\tilde{P}}_l=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\tilde{h}\left(n\right)\right|}^2$

所述相位修正后，修正后的信道估计为：

$\tilde{H}\left(k\right)=\hat{H}\left(k\right)\mathrm{\θ}\left(k\right)$

其中，信道估计器输出为

k为参考信号子载波的编号，θ(k)为相应子载波位置上的相位修正因子；

对于定时偏差进行修正时

$\mathrm{\θ}\left(k\right)=\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\π\Δtk}}{M}\right),$

其中，Δt为接收机的定时同步误差。

对于频率偏差进行修正时

θ(k)＝exp(-j2πξn)，

其中，Δf为接收机频率同步误差，

为归一化频偏，fc是OFDM系统子载波间隔。n是OFDM符号的下标编号，对同一个OFDM符号上的各子载波来说，n为常量。

在OFDM系统中，由于非理想同步引入的接收机定时和频率偏差，会在接收端进行OFDM解调后，对每个子载波上的接收符号附加上一定的相位偏转。由此带来的影响是基本发明中信道估计结果偏离理想估计，从而影响后续对RSRP的测量。为了抵消这种影响，提高信道估计结果准确度，在信道估计器之后加入相位修正的步骤。本发明考虑了在非理想同步情况下，对信道估计结果的修正以提高测量精确度。

OFDM系统对接收机的时间和频率同步要求较高。在实际通信系统中，接收机对于OFDM信号的接收需要先进行时间和频率同步，而由于各种原因，理想的同步实际中较难做到。非理想同步带来的时间和频率上的偏差将影响OFDM信号的接收质量，进而影响到RSRP的估计。

通过仿真比较，本发明较现有技术对接收的定时和频率同步偏差带来的性能损失容忍度更高，即在接收机非理想的定时和频率同步情况下，本发明对RSRP的估计可靠性较现有技术更高。

仿真RSRP的测量值与理想值差值的累积概率分布曲线(CDF)，以此来衡量估计方案的性能。图7、图8是现有技术和本发明方案在非理想频率同步情况下的仿真结果比较。仿真条件如下：

图7、图8中的横坐标表示RSRP测量误差(Delta RSRP，单位dB)值，纵坐标表示误差的累积分布函数(Cumulative Distribution Function，CDF)值。图7是现有技术在假设频率偏差达到400Hz时，在信道信噪比(SNR)为3dB和-3dB条件下的测量误差的分布曲线，可以看到，其测量误差超过了-1.5dB；图8是本发明方案在假设频率偏差达到400Hz时，信道信噪比(SNR)为3dB和-3dB条件下的测量误差的分布曲线。可以看到，在相同信道信噪比和频率偏差条件下，本发明的测量误差主要分布在±0.5dB以内，明显小于现有技术。可见，本发明方案在非理想频率同步下的性能要明显优于现有技术；换言之，本发明对非理想频率同步的容忍度要明显优于现有技术。

图9、图10是现有技术和本发明方案在非理想定时同步情况下的仿真结果比较，仿真条件如前。图9是现有技术的仿真结果，图10是本发明的仿真结果。从结果上看，在假设定时偏差达到40Ts(1Ts＝32.5ns)时，本发明对非理想定时同步的容忍度要明显优于现有技术。

本发明不仅适用于解决LTE系统中的本小区和邻小区RSRP测量问题，还适用于其他类似基于OFDM技术的宽带传输系统的RSRP测量，如LTE-A系统。

本发明所举实施方式或者实施例对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上所举实施方式或者实施例仅为本发明的优选实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内对本发明所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量方法，其特征在于，包括：

对接收到的参考信号RS进行信道估计；

在测量带宽范围内，对单个OFDM符号上的参考信号信道估计结果进行IDFT变换，获得包含信道噪声的信道冲击响应CIR采样值

对IDFT变换后得到的CIR采样值

进行噪声消除；

根据噪声消除后的CIR采样值

进行RSRP测量，得到单个OFDM符号上的RSRP测量值。

2.根据权利要求1所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，所述噪声消除方式为将得到的

中超出循环前缀CP时间长度的采样值置0。

3.根据权利要求1所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，所述噪声消除采用两步门限值方式，对进行时域消噪处理，包括：

A.计算

的各点功率初始化位置向量Pos＝{0，0...0}，向量长度为Nmeas，其中Nmeas表示所选择的测量带宽中单个OFDM符号上用于测量的RS样点数；

B.从h_Pwr[n]中寻找Num_MST个最大值，将向量Pos中对应位置置1；

其中，Num_MST为根据所选测量带宽下预设的需检测最大采样点数；

C.从h_Pwr[n]中选择最大值Pwr_Max，并根据最大值设定多径功率门限值Thres_pwr＝Pwr_Max/α；

其中，α是经验值，1≤α≤20，根据不同测量带宽以及仿真或实测结果进行优化选择；

D.根据门限值Thres_pwr，将Num_MST个最大值中功率低于门限的采样点，在向量Pos中对应位置置0；

E.根据Pos向量，将向量中对应位置为0的采样点功率进行求和后平均，得到噪声功率Pwr_Noise，并根据Pwr_Noise得到噪声门限值Thres_noise＝Pwr_Noise×β，

其中，β是经验值，1≤β≤10，根据不同测量带宽以及仿真或实测结果进行优化选择；

F.根据噪声门限值Thres_noise，将向量中Pos为1的点功率低于Thres_noise的位置向量值置0；

G.根据两次门限去噪后的Pos向量，在h_Pwr[n]中将Pos为0的对应点功率置0，并输出Pos向量非0元素对应位置上的

值。

4.根据权利要求1所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，在对接收到的参考信号进行信道估计之后，对信道估计结果进行相位修正：

相位修正后的信道估计为：

$\tilde{H}\left(k\right)=\hat{H}\left(k\right)\mathrm{\θ}\left(k\right)$

其中，信道估计器输出为

k为参考信号子载波的编号，θ(k)为相应子载波位置上的相位修正因子。

5.根据权利要求4所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，在对定时偏差进行修正时

$\mathrm{\θ}\left(k\right)=\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\π\Δtk}}{M}\right)$

其中，Δt为接收机的定时同步误差。

6.根据权利要求4所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，在对频率偏差进行修正时

θ(k)＝exp(-j2πξn)

其中，

为归一化频偏，Δf为接收机频率同步误差，fc是OFDM系统子载波间隔，n是OFDM符号的下标编号，对同一个OFDM符号上的各子载波来说，n为常量。

7.根据权利要求1一6任一所述参考信号接收功率测量方法，其特征在于，还包括对测量时间内的多个OFDM符号的RSRP测量值进行加权平均。

8.一种正交频分复用系统参考信号接收功率测量装置，包括：

信道估计器：用接收到的参考信号进行信道估计；

时频变换器：对位于一个OFDM符号上的N点信道估计结果进行时频变换，得到单个OFDM符号上的时域信道估计；其中，N值小于等于测量带宽范围内一个OFDM符号上的参考信号数；

时域噪声消除器：在时域对噪声进行消除，保留有用信号功率；

时域RSRP计算器：对经过时域噪声消除后的有用信号功率求和，得到单个OFDM符号上的RSRP计算结果。

9.根据权利要求8所述参考信号接收功率测量装置，其特征在于，还包括相位修正器：对信道估计结果进行相位修正。

10.根据权利要求8所述参考信号接收功率测量装置，其特征在于，还包括：

多符号RSRP平均器：对测量时间内多个测量OFDM符号上的RSRP值进行线性平均，得到RSRP测量估计结果。

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