CN104618299A - 一种面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，该方法包括以下步骤：首先利用802.11ac协议物理层的传统长训练序列L-LTE和甚高速长训练序列VHT-LTF进行加权平均求得信道估计的初始值；将接收到的数据解调为星座图上的标准点，并求接收数据与距离最近的星座点的欧氏距离，选择欧氏距离最小的若干个数据作为辅助导频；将导频和辅助导频结合，利用最小二乘拟合准则计算得到所有数据子载波的信道频域响应；然后利用变系数迭代更新当前帧的信道响应；最后基于最小二乘准则估计发送端的数据。实现了利用该信道估计方法进行的WLAN射频一致性测试降低了矢量误差幅度，达到更好的一致性测试效果。

Description

一种面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法

技术领域

本发明涉及信号处理领域以及仪器仪表测量领域，尤其涉及一种面向IEEE802.11ac射频一致性测试的信道估计方法。

背景技术

随着IEEE 802.11ac协议的制定，以及智能移动终端的快速发展，WLAN部署越来越多，市场对802.11ac设备的需求量巨大。因此，针对下一代Wi-Fi无线接入设备，自主研发高效、可靠、智能化的WLAN产线综测设备成为一个重要的研究领域。

IEEE 802.11ac被认为是5G时代的Wi-Fi标准，它是在802.11a基础上建立起来的，包括继续使用802.11a的5GHz频段，并且能够向下兼容。802.11ac是802.11n的继承者，采用更宽的射频带宽(最高达160MHz)、更多的空间流(增至8流)、多用户以及更高阶的调制(达到256QAM)。802.11ac的测试需要更好的矢量误差幅度(EVM)，这带来了测量技术新的挑战。

在WLAN射频测试中，通常使用测试项EVM作为信号调制质量好坏的指标。EVM取决于接收端调制信号的相位误差与幅度误差。测量时需要考虑信道参数设置的具体条件。影响EVM的因素一方面是本地震荡器的本振泄露、相位噪声等硬件原因，另一方面是信道估计、信号检测等算法性能造成的。

802.11ac采用OFDM传输方式，目前OFDM系统中的信道估计算法主要有基于数据辅助的估计算法、盲估计或半盲估计算法两类。基于数据辅助的信道估计算法在射频测试系统中应用非常广泛，主要是利用前导训练序列和数据域中插入有限数目的导频符号来进行信道的均衡。然而，前导训练序列降低了信道传输的有效性，浪费了带宽，导频符号的个数又较少，传统信道估计方法无法满足WLAN射频测试的需求。

发明内容

发明目的：鉴于现有技术中存在的上述技术问题，本发明针对WLAN综测仪射频一致性测试，提供一种面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，通过结合前导训练序列和辅助导频数据进行变系数迭代的信道估计，在艾法斯PXI模块化仪器平台上可以实现符合802.11ac协议的射频一致性测试，测试结果符合802.11ac协议要求。

技术方案：为实现上述目的，本发明提供的面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，包括以下步骤：

(1)利用802.11ac协议物理层的长前导训练序列进行加权平均计算得到所有子载波的信道传递函数初始值H₀(k)，所述长前导训练序列包括传统长训练序列L-LTF和甚高速长训练序列VHT-LTF；

(2)利用所述信道传递函数初始值H₀(k)和接收到的数据符号S_R,i(k)计算得到对应的校对数据并在星座图上找到对应的标准点选择欧氏距离最小的若干个数据作为辅助导频；

(3)将所述辅助导频和标准导频点结合，利用最小二乘拟合准则计算得到当前帧所有子载波的信道频域响应H_i(k)；

(4)利用动态迭代信道响应估计模型更新所述当前帧的所有子载波的信道频域响应H_i(k)，最后利用更新后的信道频域响应基于最小二乘准则估计发送端的数据其中，i表示第i个序列数据符号，k表示第k个载波。

其中，步骤(1)中计算所述信道传递函数初始值H₀(k)包括以下步骤：

(1)利用最小二乘准则根据接收到的L-LTF频域信号Y_L1(k)、Y_L2(k)和发送的已知本地L-LTF标准值X_L(k)，计算传统长训练序列L-LTF的信道频域响应H_L(k)；

(2)利用最小二乘准则根据接收到的VHT-LTF长训练序列的频域信号Y_VHT(k)和发送的已知本地VHT-LTF标准值X_VHT(k)，计算VHT-LTF的信道频域响应H_VHT(k)；

(3)利用所述L-LTF的信道频域响应H_L(k)和所述VHT-LTF的信道频域响应H_VHT(k)进行加权计算，得到初始信道频域响应H₀(k)为：

H₀(k)＝α·H_L(k)+(1-α)·H_VHT(k)

式中，α为加权因子，并且α＝0.5。

其中，步骤(3)中计算所述信道频域响应H_i(k)包括以下步骤：

(1)利用第i个序列的标准导频点和辅助导频结合以后所得到的导频信息k∈Ρ，Ρ为导频点和辅助导频点的集合，估计出的导频信道频域响应H_p,i(k)为：

$H_{p,i}\left(k\right)=\frac{S_{\mathrm{Rp},i}\left(k\right)}{{\hat{X}}_{p,i}\left(k\right)}$

式中S_Rp,i(k)为第i个序列数据符号的接收数据；

(2)利用最小二乘拟合准则得到所有数据子载波的信道响应H_i为：

H_i＝Qc＝Q(Q_p ^TQ_p)^-1Q_p ^TH_p,i

式中，Q和Q_p的表达式为：

$Q\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}{q}_0^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_n^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_{N-1}^T\end{array}\right),0\&le;n<N$

$Q_p\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_n^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right),n\&Element;P$

式中，回归多项式q_n＝(1,n,...,n^d)^T，d为q_n的阶数，q_n的系数向量为c＝{c₀,c₁,...,c_d}^T。

其中，步骤(4)中所述动态迭代信道响应估计模型为：

${\hat{H}}_i\left(k\right)=\mathrm{\&beta;}\&CenterDot;{\hat{H}}_{i-1}\left(k\right)+(1-\mathrm{\&beta;})\&CenterDot;H_i\left(k\right)$

式中，β是时域上的滑动平均系数，并且0≤β＜1，β的取值为：β＝e^{-(0.6931+0.002×i)}。

有益效果：本发明经过多次迭代的自回归算法能够通过不断跟踪和更新信道参数来提高系电脑估计的性能，从而得到的信道响应估计值相对可靠。对于802.11ac协议带宽分别为20、40、80MHz，调制编码方式MCS为9条件下，本发明提出的信道估计方法的待测件数据的EVM测试结果分别为-36.72dB、-37.46dB、-37.57dB，符合射频一致性测试的要求。

附图说明

图1为802.11ac物理层SISO接收机结构图；

图2为802.11ac物理层甚高吞吐量帧结构；

图3为802.11ac 20MHz带宽数据域导频符号与数据符号分布情况；

图4为本发明信道估计方法流程图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。

图1中，发送端调制后的信号经过信道传输达到接收机端，接收机端的信号处理过程主要包括：定时同步、载波频率同步、去除循环前缀、FFT变换、信道估计与均衡、解映射、解交织、解码以及解扰码，最终恢复出发射端的发射数据。

图2中，802.11ac采用的帧结构包括传统前导码、甚高速前导码和数据域，传统前导码包括：传统短训练序列L-STF、传统长训练序列L-LTF、以及用于在单用户或多用户描述数据和调制编码MCS策略长度的L-SIG；甚高速前导码包括：用于在单用户或多用户描述数据和调制编码MCS策略长度的VHT-SIG-A和VHT-SIG-B，甚高速短训练序列VHT-STF、甚高速长训练序列VHT-LTF；数据域中插入了有限数目的导频符号本发明利用所提供的信道估计方法针对802.11ac中20MHz、40MHz、80MHz带宽均做了射频一致性测试，为了方便理解，仅在图3中给出802.11ac协议规定的20MHz带宽的数据域的导频和数据符号分布情况，从图3中的导频分布可以看出为梳状导频。

定时同步主要包括帧同步和符号同步。帧同步利用传统短训练序列L-STF的周期性，通过延迟一个周期长度的样值，计算接收信号的自相关系数，当自相关系数达到最大时，即为最佳定时时刻，该算法称为延迟相关算法。符号同步利用传统长训练序列L-LTF对发射机和接收机都是已知的，接收机可以将接收信号与已知的训练序列做互相关，互相关值最大的位置即为训练序列的起始位置。

载波频率同步分别利用传统短训练序列L-STF和传统长训练序列L-LTF的周期性进行互相关运算，计算频率偏差，然后对接收到的数据进行频偏补偿。

经过频偏补偿后的接收数据经过去除循环前缀模块得到OFDM符号，再经过FFT模块将时域离散信号变换到频域，完成OFDM符号的解调。

整个接收机的处理过程为无线通信系统中数据的基本处理过程，本发明对信道估计与均衡过程做了改进，下面将具体描述。

图4中信道估计与均衡包括以下步骤：

步骤1：利用长前导训练序列计算得到信道传递函数初始值H₀。

如图2所示的IEEE 802.11ac协议使用VHT帧格式，其长前导训练序列由传统长训练序列L-LTF和甚高速长训练序列VHT-LTF两部分组成，利用两种前导训练序列的结合，寻求最佳加权系数，进行信道估计。

设接收到的解调后的OFDM符号为Y＝[Y(0),Y(1),...,Y(N-1)]^T，信道传递函数矩阵为H＝[H(0),H(1),...,H(N-1)]^T，N表示载波个数。

设接收到的L-LTF频域信号分别为Y_L1(k)和Y_L2(k)，发送的已知本地L-LTF标准值为X_L(k)；设接收到的VHT-LTF长训练序列的频域信号为Y_VHT(k)，发送的已知本地VHT-LTF标准值为X_VHT(k)。因为训练序列分布在所有子载波上，所以，此处载波k的取值范围为k∈[0,N-1]，利用最小二乘(LS)准则计算所有子载波的信道频域响应初始值H₀(k)，

则对于信号X经过信道H_LS得到信号Y，要使代价函数e＝(Y-XH_LS)^H(Y-XH_LS)最小，求其对H_LS的偏导数并令其值为0，即可得到H_LS：

$\begin{array}{c}\frac{\&PartialD;e}{{\&PartialD;H}_{\mathrm{LS}}}=\frac{\&PartialD;\left[{(Y-X{H}_{\mathrm{LS}})}^H\left({Y-\mathrm{XH}}_{\mathrm{LS}}\right)\right]}{\&PartialD;H_{\mathrm{LS}}}\\ =-2X^H\left({Y-\mathrm{XH}}_{\mathrm{LS}}\right)=0\end{array}$

由此可得：

H_LS＝X^-1Y

其中均方误差为：

$\begin{array}{c}\mathrm{MSE}=\mathrm{trace}\left(E\right\{{(H_{\mathrm{LS}}-H)}^H(H_{\mathrm{LS}}-H)\left\}\right)\\ =\mathrm{trace}\left({\mathrm{\&delta;}}_n^2{\left({\mathrm{XX}}^H\right)}^{-1}\right)\end{array}$

则传统长训练序列L-LTF的信道频域响应H_L(k)为：

$H_L\left(k\right)=\frac{Y_{L1}\left(k\right)+Y_{L2}\left(k\right)}{{2X}_L\left(k\right)}$

甚高速长训练序列VHT-LTF的信道频域响应H_VHT(k)为：

$H_{\mathrm{VHT}}\left(k\right)=\frac{Y_{\mathrm{VHT}}\left(k\right)}{X_{\mathrm{VHT}}\left(k\right)}$

将L-LTF与VHT-LTF进行联合信道估计，得到的初始信道频域响应H₀(k)为：

H₀(k)＝α·H_L(k)+(1-α)·H_VHT(k)

其中，α为加权因子，并且α＝0.5。

步骤2：确定辅助导频点。

对于第1个序列符号的信道响应H₁，利用接收到的数据域中第1个序列符号S_R,1(k)和初始信道频域响应H₀(k)进行校对，求得对应的发射信号为：

${\hat{S}}_{T,1}\left(k\right)=\frac{S_{R,1}\left(k\right)}{H_0\left(k\right)}$

依次类推，利用数据域中第i-1个序列符号的信道响应H_i-1(k)对接收到的第i个序列数据符号S_R,i(k)进行校对：

${\hat{S}}_{T,i}\left(k\right)=\frac{S_{R,i}\left(k\right)}{H_{i-1}\left(k\right)}$

式中为第i个序列数据符号的校对数据。将解映射为星座图上的标准点计算与的欧几里得距离欧几里得距离越小，说明数据误差越小，则可信度越高。将所算得的欧几里得距离进行排序，选择欧几里得距离最小的若干点，将其对应的星座图上的标准点看作辅助导频，用于信道估计。通过大量实验仿真表明，对于20MHz、40MHz、80MHz带宽，辅助导频的个数分布选择6、12、24个效果最佳。

步骤3：计算标准导频和辅助导频的信道响应，此处为了区别，将IEEE 802.11ac协议中规定的导频点称为标准导频。

对于数据域中第i个序列符号，利用LS准则计算标准导频和步骤2得到的辅助导频的信道传递函数H_p,i(k)为：

$H_{p,i}\left(k\right)=\frac{S_{\mathrm{Rp},i}\left(k\right)}{{\hat{X}}_{p,i}\left(k\right)}$

其中S_Rp,i(k)表示第i个序列内导频点所对应的载波k上的接收数据，表示第i个序列的标准导频点和辅助导频结合以后所得到的导频点，Ρ是标准导频点与辅助到频点的集合。

步骤4：利用插值算法基于最小二乘拟合(LSF)准则得到所有数据点的信道响应。

利用步骤3得到的导频点和辅助导频点的传递函数H_p,i(k)，通过LSF准则拟合得到所有点的传递函数H_i：

H_i＝Qc＝Q(Q_p ^TQ_p)^-1Q_p ^TH_p,i

式中，Q和Q_p的定义如下：

$Q\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}{q}_0^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_n^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_{N-1}^T\end{array}\right),0\&le;n<N$

$Q_p\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ q_n^T\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right),n\&Element;P$

回归多项式q_n＝(1,n,...,n^d)^T，d为q_n的阶数，q_n的系数向量为c＝{c₀,c₁,...,c_d}。

步骤5：建立动态迭代点传递函数。

${\hat{H}}_i\left(k\right)=\mathrm{\&beta;}\&CenterDot;{\hat{H}}_{i-1}\left(k\right)+(1-\mathrm{\&beta;})\&CenterDot;H_i\left(k\right),i\&GreaterEqual;\mathrm{1,0}\&le;k\&le;N-1$

式中为第i个序列的传递函数，β是时域上的滑动平均系数，并且0≤β＜1，β值越大，表示前一个符号对当前符号的影响越大。将用于下一帧数据的信道均衡。若设定β为常数，则通过仿真实验表明，并没有一个固定的常数值能保证估计的性能最好。因此本发明中的β为根据OFDM符号的先后顺序不同而变化的参数，初始假定β＝0.5，然后令β按照负指数函数递减。通过大量数据仿真，求得最佳参数值。因为e^-0.6931≈0.5，所以令β＝e^{-(0.6931+0.002×i)}。

步骤6：根据LS准则对发送的数据进行估计。

利用步骤5得到的信道响应对接收到的第i个数据符号序列Y_i(k)进行估计，得到发送端的数据为：

${\hat{S}}_i\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{{\hat{H}}_i\left(k\right)}$

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)利用802.11ac协议物理层的长前导训练序列进行加权平均计算得到所有子载波的信道传递函数初始值H₀(k)，所述长前导训练序列包括传统长训练序列L-LTF和甚高速长训练序列VHT-LTF；

(2)利用所述信道传递函数初始值H₀(k)和接收到的数据符号S_R,i(k)计算得到对应的校对数据并在星座图上找到对应的标准点选择欧氏距离最小的若干个数据作为辅助导频；

(3)将所述辅助导频和标准导频点结合，利用最小二乘拟合准则计算得到当前帧所有子载波的信道频域响应H_i(k)；

(4)利用动态迭代信道响应估计模型更新所述当前帧的所有子载波的信道频域响应H_i(k)，最后利用更新后的信道频域响应基于最小二乘准则估计发送端的数据其中，i表示第i个序列数据符号，k表示第k个载波。

2.根据权利要求1所述的面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，其特征在于，步骤(1)中计算所述信道传递函数初始值H₀(k)包括以下步骤：

(1)利用最小二乘准则根据接收到的L-LTF频域信号Y_L1(k)、Y_L2(k)和发送的已知本地L-LTF标准值X_L(k)，计算传统长训练序列L-LTF的信道频域响应H_L(k)；

(2)利用最小二乘准则根据接收到的VHT-LTF长训练序列的频域信号Y_VHT(k)和发送的已知本地VHT-LTF标准值X_VHT(k)，计算VHT-LTF的信道频域响应H_VHT(k)；

(3)利用所述L-LTF的信道频域响应H_L(k)和所述VHT-LTF的信道频域响应H_VHT(k)进行加权计算，得到初始信道频域响应H₀(k)为：

H₀(k)＝α·H_L(k)+(1-α)·H_VHT(k)

式中，α为加权因子，并且α＝0.5。

3.根据权利要求1所述的面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，其特征在于，步骤(3)中计算所述信道频域响应H_i(k)包括以下步骤：

(1)利用第i个序列的标准导频点和辅助导频结合以后所得到的导频信息k∈Ρ，Ρ为导频点和辅助导频点的集合，估计出的导频信道频域响应H_p,i(k)为：

$H_{p,i}\left(i\right)=\frac{S_{\mathrm{Rp},i}\left(k\right)}{{\hat{X}}_{p,i}\left(k\right)}$

式中S_Rp,i(k)为第i个序列数据符号的接收数据；

(2)利用最小二乘拟合准则得到所有数据子载波的信道响应H_i为：

H_i＝Qc＝Q(Q_p ^TQ_p)^-1Q_p ^TH_p,i

式中，Q和Q_p的表达式为：

$Q\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}{q}_0^T\\ ...\\ q_n^T\\ ...\\ q_{N-1}^T\end{array}\right),0\&le;n<N$

$Q_p\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\begin{array}{c}...\\ q_n^T\\ ...\end{array}\right),n\&Element;P$

式中，回归多项式q_n＝(1,n,...,n^d)^T，d为q_n的阶数，q_n的系数向量为c＝{c₀,c₁,...,c_d}^T。

4.根据权利要求1所述的面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，其特征在于，步骤(4)中所述动态迭代信道响应估计模型为：

${\hat{H}}_i\left(k\right)=\mathrm{\&beta;}\&CenterDot;{\hat{H}}_{i-1}\left(k\right)+(1-\mathrm{\&beta;})\&CenterDot;H_i\left(k\right),i\&GreaterEqual;\mathrm{1,0}\&le;k\&le;N-1$

式中，β是时域上的滑动平均系数，并且0≤β＜1。

5.根据权利要求4所述的面向IEEE 802.11ac射频一致性测试的信道估计方法，其特征在于，所述平滑平均系数β的取值为：β＝e^{-(0.6931+0.002×i)}。