CN101741775A - 基于泰勒展开的单频率的ofdm时变信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其步骤：(1)将信源数据进行信道编码，调制，串并转换，转换后成信道传输的串行数据流；(2)将OFDM传输数据进行N点IFFT处理，加入循环前缀后发出；(3)对经过多径信道后的OFDM信号直接乘以进行单频率f_x补偿；(4)去除循环前缀做N点FFT处理，将N路信号进行解调；(5)将FFT后的信号解调、译码，得到最终发送端发送的信源数据。该方法，采用泰勒级数展开法得到选择频率补偿值的方案，有效的消除了OFDM系统子载波间干扰(Inter-CarrierInterference)，而且具有计算复杂度低、实现简单，能提高OFDM系统传输性能。

Description

基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信中的信号处理方法，特别是涉及一种OFDM多径模型下的子载波间干扰消除的变信道估计方法。

背景技术

随着无线通信的发展，人们对数据传输速率和通信服务质量提出了越来越高的要求。正交频分复用(OFDM)技术以其抗衰落能力强、频谱利用率高、适合高速数据传输等优点，已经成为无线通信中的一项关键技术，并有着越来越广泛的应用。如中国发明专利申请公开了“一种OFDM时变信道测计方法”(专利申请号为200810036411.0)，该方法采用多相滤波技术滤除噪声，提高在低信噪比条件下的OFDM快变信道参数估计精度。并使用FFT技术来估计各个子载波抽样位置上的信道频域系数值，达到实现OFDM快变信道估计系统具有计算复杂度低、误码率低和频谱利用率高的特点。还有一个显著特点是：该OFDM技术采用了子载波之间相互重叠并保持正交的频分复用方法，其子载波之间的重叠与正交节约了大量的频带，然而，由于子信道的频谱是相互重叠的，这对子载波之间的正交性提出了更高的要求，即对频率和定时同步有着严格的要求。实际的OFDM系统在运行中，当发射端和接收端系统存在同步误差、载波偏移等情况时，子载波之间的正交性就会遭到破坏，从而导致子载波间干扰，进而影响系统的传输性能。针对多径模型下的OFDM系统ICI消除问题，Byung-Chul Kim等人提出了多普勒分集接收方法。该方法可有效地降低多径模型下OFDM系统的ICI，但是该技术在增加系统的复杂性的同时也使系统的运算时间增长，显然，此方案不适合应用于实际的OFDM系统。

发明内容

鉴于以上现有技术存在的问题和不足，本发明的目的在于提供一种基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，该方法能提高信道的信干比，降低由发射端和接收端载波频率偏移所引起的对OFDM系统的子载波间干扰，提高OFDM系统传输性能。

为了达到上述目的，本发明采用了下述技术方案：

一种基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其步骤包括如下：

(1)将信源数据进行信道编码，调制，串并转换，并转换后成信道传输的串行数据流；

(2)将OFDM传输数据进行N点IFFT处理，加入循环前缀后发射出去；

(3)对经过多径信道后的OFDM信号直接乘以

进行单频率f_x补偿，通过泰勒级数展开获取最优的频率补偿值；

(4)去除循环前缀并做N点FFT处理，将N路已调制信号进行解调；

(5)将FFT以后的信号解调、译码，得到最终发送端发送的信源数据。

上述步骤(3)对经过多径信道后的OFDM信号进行单频率f_x补偿，选择出最优的频率补偿值，其选择步骤如下：

(3.1)建立经过多径信道后的OFDM信号子载波间干扰的产生模型；

(3.2)根据OFDM信号子载波间干扰的产生模型，求出信道的信干比D_SIR；

(3.3)将多径后的信号直接乘以

(f_x补偿频率)进行单频率补偿；

(3.4)计算出单频率补偿后的信干比

(3.5)对单频率补偿后的信干比进行泰勒级数展开；

(3.6)求出归一化最佳频率补偿值ε_x。

本发明的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法与现有技术相比较具有以下优点：该方法在OFDM系统的基础上增加了单频偏补偿环节，并利用泰勒级数展开进行了信干比公式的化简，得到了一种较好的单频率补偿值，使得选择的补偿频率接近信道增益因子最大的那条径的频偏值，降低由发射端和接收端载波频率偏移所引起的对OFDM系统的子载波间干扰，而且其计算复杂度低、实现简单、提高OFDM系统传输性能。

附图说明

图1为本发明的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法的流程图；

图2为图中步骤(3)选择出最优的频率补偿值进行频率补偿的流程图；

图3为在不同的增益比的情况下系统的频偏补偿值仿真图；

图4为两条径频偏分别为0.1和0.2时在不同补偿频偏下的系统的SIR仿真图；

图5为两条径频偏分别为0.1和0.3时在不同补偿频偏下的系统的SIR仿真框图；

图6为两条径频偏分别为0.1和0.4时在不同补偿频偏下的系统的SIR仿真框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例作进一步的详细描述。

如图1所示，本发明的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其具体步骤如下：

(1)将信源数据进行信道编码，调制，串并转换，转换后成信道传输的串行数据流；

(2)将OFDM传输数据进行N点IFFT处理，将N路信号分别调制到N个不同的子载波上，加入循环前缀后发射出去；

(3)对经过多径信道后的OFDM信号直接乘以

进行单频率补偿，并通过泰勒级数展开获取最优的频率补偿值，如图2所示，其选择步骤如下：

(3.1)建立经过多径信道后的OFDM信号子载波间干扰的产生模型假定IFFT前的数据为d(n，i)，多径信道的多普勒频移为f_da，时延为t_a，信道增益为

并假定噪声不对整个系统构成影响，那么可求出OFDM信号子载波间干扰的模型矩阵C：

$C=\left[\begin{array}{cccc}{C}_{00}& C_{01}& C_{02}& \·\·\·C_{0,N-1}\\ C_{10}& C_{11}& C_{12}& \·\·\·C_{1,N-1}\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ C_{N-\mathrm{1,0}}& C_{N-\mathrm{1,1}}& C_{N-\mathrm{1,2}}& C_{N-1,N-1}\end{array}\right]$

其中，

当l≠i时，C_i，l项为输入信号l对输出信号i的干扰。

(3.2)根据OFDM信号子载波间干扰产生模型，求出多径信道的信干比D_SIR：

$D_{\mathrm{SIR}}=P_S/P_{\mathrm{ICI}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)}\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)})\right\}}$

(3.3)将多径后的OFDM信号直接乘以

进行单频率补偿；

(3.4)计算出单频率补偿后的信干比

${\tilde{D}}_{\mathrm{SIR}}={\tilde{P}}_S/{\tilde{P}}_{\mathrm{ICI}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)}\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)})\right\}}$

(3.5)对单频率补偿后的信干比

进行泰勒级数展开，将补偿后的信号功率

化简为：

${\tilde{P}}_S=E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2+\frac{1}{36}{\mathrm{\π}}^4{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^4}{1-\frac{1}{3}\frac{{\mathrm{\π}}^2}{N^2}{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2+\frac{1}{36}\frac{{\mathrm{\π}}^4}{N^4}{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^4}\right\}$

当载波数N≥8时，进一步化简信号功率

为：

${\tilde{P}}_S\≈E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2}{1}\right\}=\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2)$

当载波数N≥8时，有下式成立：

$\underset{k=0,k\≠m}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{\α}}(k-m)\right|}^2=1-{\left|S_{\mathrm{\α}}\left(0\right)\right|}^2$

单频率补偿后的信干比

可化简为：

${\tilde{D}}_{\mathrm{SIR}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{1}{3}[\mathrm{\π}{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)]}^2)\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{1}{3}{\left[\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)\right]}^2\right\}}$

(3.6)求出归一化最佳频率补偿值ε_x，对化简后的信干比进行求导，以求出最佳频率补偿值ε_x：

${\mathrm{\ϵ}}_x=\frac{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}}{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}}$

为了得到最佳的频率补偿值ε_x，选择的补偿偏移量应尽量接近信道增益

最大的那条径作为补偿；

(4)去除循环前缀并做N点FFT处理，将N路已调制信号进行解调；

(5)将FFT以后的信号解调、译码，得到最终发送端发送的信源数据。

图3为假定多径数目为两条情况下的仿真图，假设其中一条径的频偏固定为ε₁＝0.1，第二条径频偏为0.2、0.3和0.4。仿真图中的加有”*”的线为Kai Deng单频偏值计算法即

min{ε_i}≤ε_0，opt≤max{ε_i}，而加有”o”的线为本发明的最佳频率补偿值计算法即

仿真结果可以看出：

(1)当归一化频偏为0.2时(图中最下方的两根线)，上面方法的频偏补偿值是基本一致的。

(2)当归一化频偏为0.3及以上时，本发明的频偏补偿值能够明显的改善多径后的信干比，较大程度的消除子载波间干扰对于整个OFDM系统的影响。

图4、图5、图6分别是在相对增益比为3dB，其中一条径频偏为0.1，另一条径频偏分别为0.2、0.3和0.4的情况下，在不同的频谱补偿下系统的信干比的仿真图。图4、图5、图6的横坐标相同，且都为归一化多普勒频移补偿值。图4、图5、图6的纵坐标也都相同，且都为系统的信干比。由图中可以看出，图3在补偿频偏为0.167时信干比达到最大，图4在补偿频偏达到0.24时信干比达到最大，图5在频偏达到0.3时信干比达到最大，而对应仿真图2可以看到，在相对增益比为3dB时，采用方案二的方法得到的补偿频偏值更为精确。

综上所述，本发明提供的方法，采用泰勒级数展开法得到选择频率补偿值的方案，有效的消除了OFDM系统子载波间干扰，提高OFDM系统传输性能。此外，在进行多径信道后的OFDM系统单频率f_x补偿时，频率补偿值应可能选择信道增益

较大的那条径的多普勒频值f_da作为最佳频率补偿值。

Claims (7)

1.一种基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其步骤包括如下：

(1)将信源数据进行信道编码，调制，串并转换，转换后成信道传输的串行数据流；

(2)将OFDM传输数据进行N点IFFT处理，加入循环前缀后发射出去；

(3)对经过多径信道后的OFDM信号直接乘以进行单频率f_x补偿，通过泰勒级数展开获取最优的频率补偿值；

(4)去除循环前缀并做N点FFT处理，将N路已调制信号进行解调；

(5)将FFT以后的信号解调、译码，得到最终发送端发送的信源数据。

2.根据权利要求1所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3)中所述的对经过多径信道后的OFDM信号直接乘以

进行单频率f_x补偿，获取最优的频率补偿值，其步骤如下：

(3.1)建立经过多径信道后的OFDM信号子载波间干扰产生模型；

(3.2)根据OFDM信号子载波间干扰产生模型，求出多径信道的信干比D_SIR；

(3.3)将多径后的信号直接乘以

进行单频率f_x补偿；

(3.4)计算出单频率补偿后的信干比

(3.5)对单频率补偿后的信干比

进行泰勒级数展开，将补偿后的信号功率化简；

(3.6)求出归一化最佳频率补偿值ε_x。

3.根据权利要求2所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3.1)中所述的建立经过多径信道后的OFDM信号子载波间干扰产生模型，其具体如下：

假定IFFT前的数据为d(n，i)，多径信道的多普勒频移为f_da，时延为t_a，信道增益为

那么可求出OFDM信号之间子载波间干扰的模型矩阵C：

$C=\left[\begin{array}{cccc}{C}_{00}& C_{01}& C_{02}& ...C_{0,N-1}\\ C_{10}& C_{11}& C_{12}& ..{.C}_{1,N-1}\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ C_{N-\mathrm{1,0}}& C_{N-\mathrm{1,1}}& C_{N-\mathrm{1,2}}& C_{N-1,N-1}\end{array}\right]$

其中， $C_{i,l}=\underset{a=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_a\frac{1}{N}\frac{\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\π}(l-i+{\mathrm{\ϵ}}_a)\right)}{\mathrm{Sin}\left(\frac{\mathrm{\π}(l-i+{\mathrm{\ϵ}}_a)}{N}\right)}\exp \left\{\mathrm{j\π}\right[\left(\frac{N-1-2m_a}{N}\right)l+\frac{N-1}{N}({\mathrm{\ϵ}}_a-i)\left]\right\},$

当l≠i时，C_i，l项为输入信号l对输出信号i的干扰。

4.根据权利要求3所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3.2)中所述的根据OFDM信号子载波间干扰产生模型，可求出多径信道的信干比D_SIR为：

$D_{\mathrm{SIR}}=P_S/P_{\mathrm{ICI}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2({\mathrm{\π\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)}\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{{\sin }^2\left({\mathrm{\π\ϵ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{N^2{\sin }^2({\mathrm{\π\ϵ}}_{\mathrm{\α}}/N)})\right\}}$

5.根据权利要求4所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3.4)中所述的计算出单频率补偿后的信干比

为：

${\tilde{D}}_{\mathrm{SIR}}={\tilde{P}}_S/{\tilde{P}}_{\mathrm{ICI}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)/N)}\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)\right)}{N^2{\sin }^2(\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)/N)})\right\}}$

6.根据权利要求5所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3.5)中所述的对单频率补偿后的信干比

进行泰勒级数展开，将补偿后的信号功率

化简为：

${\tilde{P}}_S=E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2+\frac{1}{36}{\mathrm{\π}}^4{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^4}{1-\frac{1}{3}\frac{{\mathrm{\π}}^2}{N^2}{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2+\frac{1}{36}\frac{{\mathrm{\π}}^4}{N^4}{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^4}\right\}$

当载波数N≥8时，进一步化简信号功率

为：

${\tilde{P}}_S\≈E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2}{1}\right\}=\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{1}{3}{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)}^2)$

当载波数N≥8时，有下式成立：

$\underset{k=0,k\≠m}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{\α}}(k-m)\right|}^2=1-{\left|S_{\mathrm{\α}}\left(0\right)\right|}^2$

单频率补偿后的信干比

可化简为：

${\tilde{D}}_{\mathrm{SIR}}=\frac{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}(1-\frac{1}{3}{\left[\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)\right]}^2)\right\}}{E\left\{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}\frac{1}{3}{\left[\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{\ϵ}}_x)\right]}^2\right\}}$

7.根据权利要求6所述的基于泰勒展开的单频率的OFDM时变信道估计方法，其特征在于，上述步骤(3.6)中所述的最佳频率补偿值ε_x为：

${\mathrm{\ϵ}}_x=\frac{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\α}}}{\underset{\mathrm{\α}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∂}_{\mathrm{\α}}}$

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