CN104253782A - 残余载波偏差和采样偏差的估计方法及补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法及补偿方法，其中估计方法包括：导频符号序列生成步骤、符号映射步骤、时域OFDM数据符号生成步骤，以及接收端依次提取每一个OFDM符号数据，并利用导频符号序列准确地进行残余载波偏差和采样偏差估计和跟踪；补偿方法包括所述估计方法以及根据估计的残余载波偏差和采样偏差对有效数据子载波进行相位补偿，准确恢复原始传输数据符号。本发明通过采用设计合理的导频方案可以有效地对抗复杂的微功率无线环境，实现残余载波偏差和采样偏差的准确估计，进而确保OFDM系统子载波始终满足正交性的要求，从而有效地辅助OFDM数据的可靠接收。

Description

残余载波偏差和采样偏差的估计方法及补偿方法

技术领域

本发明涉及微功率无线通信领域，尤其涉及一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法。

背景技术

一般意义上，只要通信收发双方通过无线电波传输信息，并且发射功率限制在很小的范围内(通常100mw以下)，就可以称为微功率无线通信。微功率无线通信技术在国外有完备的标准体系支持，主要的标准有IEEE 802.15.4(LR-WPAN)、EN13757(network with relaying nodes)、ZigBee、WSN,应用于欧美地区的家庭无线应用和能源计量的数据通信。但国外的标准技术并不适合我国国情。

随着我国智能电网的快速发展，微功率无线通信技术也应用于用电信息采集。目前主流的微功率无线收发芯片的调制解调技术主要是基于(G)FSK，此类产品存在占用频带比较宽，频带利用率较低、灵敏度不够等缺陷，为了进一步提高微功率无线通信系统的性能和频带利用率，需要开发基于OFDM的微功率无线通信系统。

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，缩写为OFDM)是一种特殊的多载波信号调制方法，其主要思想是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

可见，OFDM技术的显著优势是能够有效的对抗频率选择性衰落，且与传统并行数据传输相比频谱利用率高。OFDM已经成功应用在无线通信领域，且取得了良好的效果。例如数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、无线本地局域网(WLAN)都应用了OFDM技术。

然而，正是由于OFDM系统内子信道的频谱相互覆盖，这就对它们之间的正交性提出了较为严格的要求。由于无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏差或者由于发射机和接收机振荡器之间存在频率偏差，都会破坏OFDM系统子载波之间的正交性，从而导致子信道间的信号相互干扰(ICI)。因此，需要对系统的载波偏差进行准确估计。另外，采样偏差一方面会产生时变的定时偏差，导致时变的相位变化，另一方面也会破坏子载波之间的正交性，从而产生ICI。因此，需要对OFDM系统的残余载波偏差和采样偏差进行准确的跟踪和估计，以确保OFDM符号的正交性。

因此，如何设计一种性能优异的方法，动态的跟踪和估计残余载波偏差和采样偏差的方法，确保OFDM系统子载波始终满足正交性的要求，是基于OFDM调制的微功率无线通信系统所需要解决的问题。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法及补偿方法，能够适应微功率无线通信系统的复杂环境要求，实现残余载波偏差和采样偏差的准确估计，并根据准确估计的偏差进行相位补偿。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明公开了一种微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法，包括以下步骤：

步骤A：构造导频符号序列；

步骤B：将数据符号和所述导频符号序列分别映射到OFDM的有效子载波上；

步骤C：利用快速傅立叶反变换方法(IFFT)将OFDM的频域数据转换成时域OFDM符号数据，并通过射频端调制到高频发射出去；

步骤D：接收端依次提取每一个所述时域OFDM符号数据，并利用所述导频符号序列进行残余载波偏差和采样偏差的估计和跟踪。

优选地，步骤A中的所述导频符号序列是通过伪随机序列PN的BPSK映射得到，所述伪随机序列PN包括m序列码、线性组合码或者非线性码。

优选地，步骤A中的所述导频符号序列是由全1序列通过线性反馈移位寄存器进行加扰后序列PN的BPSK映射得到。

优选地，前面所述BPSK映射的规则是X(p)＝1-2×PN(p)。

优选地，步骤B中的所述导频符号序列中的导频符号在频率轴方向的间隔是N_f，在数据帧的第i个OFDM符号中，所述导频符号所处的子载波位置为j，其中：

j＝k·N_f&j＝N-k·N_f

其中，i＝1,2,...,N_s，k是系数，N_s表示数据帧所包含的OFDM符号的个数，N_V表示OFDM的有效子载波的总数；运算符号表示不大于该运算符号内数值的最大整数。

优选地，步骤B中的所述导频符号序列中的导频符号在频率轴方向的间隔N_f介于8到16之间。

优选地，步骤B中还包括将OFDM的无效子载波上填充为零。

优选地，步骤D具体分为以下步骤：

步骤D1：接收端按照精同步的指示依次提取每一个长度为N的时域OFDM符号数据，其中N表示OFDM子载波总数；

步骤D2：依次将所提取的时域OFDM符号数据y(i)进行N点快速傅立叶运算(FFT)，变换到频域，得到频域OFDM符号数据Y(n)，其中

$Y\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(q\right)e^{j2\mathrm{\πq}\·n\·\mathrm{\Δf}},0\≤n\≤N;$

步骤D3：根据频域OFDM符号数据Y(j)和填充的导频符号X(j)以及信道估计值H(j)，计算各导频位置处的相位旋转量该相位旋转量是由残余载波偏差和采样偏差引起；

步骤D4：根据残余载波偏差引起的相位总体旋转且同一OFDM符号内所有子载波的旋转角度一致的关系，建立由残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_{Freq_shift}未知量；

步骤D5：根据采样偏差引起的相位旋转量与子载波位置成正比的关系，建立由采样偏差引起的相位旋转量Δω_{Sample_shift}未知量，且 为由采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量；

步骤D6：根据步骤D3、步骤D4和步骤D5，建立同一个OFDM符号所有导频符号位置j的联合方程，即

其中，j＝k·N_f&j＝N-k·N_f；

步骤D7：根据步骤D6，计算得到残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_{Freq_shift}以及采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量

步骤D8：根据步骤D7，计算所有有效数据子载波上由于残余载波偏差和采样偏差所引起的总体相位旋转量其中n表示有效数据子载波序号。

优选地，步骤D3还包括将所述相位旋转量的除法运算转换为乘法运算，所述相位旋转量为 ${\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{all}}\left(j\right)=a\tan \left[\frac{Y\left(j\right)}{X\left(j\right)\·H\left(j\right)}\right]=a\tan [Y\left(j\right)\·X^{*}\left(j\right)\·H^{*}\left(j\right)],$ 其中“*”表示共轭。

本发明另外还公开了一种微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的补偿方法，包括前面所述的估计方法，以及步骤E：根据所述估计方法估计的所述残余载波偏差和所述采样偏差对OFDM有效子载波进行相位补偿。

本发明与现有技术相比的有益效果是：本发明通过采用设计合理的导频方案来适应微功率无线通信系统的复杂的无线多径信道环境，实现残余载波偏差和采样偏差的准确估计，进而确保OFDM系统子载波始终满足正交性的要求，从而有效地辅助OFDM数据的可靠接收。

在优选方案中，为了确保基于导频方案的性能、系统复杂性以及系统速率的下降，采用均匀分布等间隔的设计方式，并在设计时考虑频率轴方向的间隔N_f在8～16之间，从而由于添加导频导致速率下降的倍率在1/16～1/8之间，其速率下降的倍率是很小的；等间隔导频设计方案也便于后续残余载波频偏和采样偏差的估计。另外，本发明研究发现残余载波偏差所造成的相位旋转量对所有子载波来说是相同的、采样偏差所造成的相位旋转量与子载波的位置成正比；根据该研究发现的理论基础设计出的本发明的残余载波偏差和采样偏差的估计方法非常精确。

附图说明

图1是本发明优选实施例的流程图；

图2是本发明优选实施例的导频符号和数据符号的子载波映射的一种方式；

图3是本发明优选实施例的基本OFDM符号数据的数据结构示意图；

图4是本发明优选实施例在某无线信道环境下误码率性能的比较示意图。

具体实施方式

下面对照附图并结合优选的实施方式对本发明作进一步说明。

如图1所示，是本发明优选实施例的基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差估计方法的流程图。本实施案例采用的系统参数定义如下表所示：

表1OFDM微功率无线通信系统参数

指标	取值
		带宽	187.5KHz
OFDM子载波数N	128
		有效子载波数NV	96

子载波间隔Δf	1.953125KHz
		导频子载波间隔Nf	8

本优选实施例具体包括以下步骤：

步骤A：导频符号生成步骤，构造生成导频符号序列；

其中，步骤A中的导频符号序列是通过伪随机序列PN的BPSK映射得到，根据上述系统参数要求，需要构造12个导频符号数据，因此，本实施例特地构造12位的超巴克码作为伪随机序列PN，即选取的伪随机序列PN为PN_SB＝{110111000010}；其中的BPSK映射的规则为：X(p)＝1-2×PN(p)，p表示序号，PN(p)表示第p个PN序列，X(p)表示第p个PN序列的BPSK映射。

另外，伪随机序列PN还可以包括m序列码、线性组合码或者非线性码；步骤A中的导频符号序列还可以是全1序列通过线性反馈移位寄存器进行加扰后序列PN的BPSK映射得到，BPSK映射的规则也为X(p)＝1-2×PN(p)。

步骤B：符号映射步骤，将数据符号和所述导频符号序列分别映射到OFDM有效子载波上，如图2所示，其中图中的2a表示导频符号，2b表示数据子载波，2c表示虚拟子载波；

其中，所述步骤B中的导频符号在频率轴方向的间隔是N_f＝8，在数据帧的第i个OFDM符号中，导频符号所处的子载波位置为j，即

j＝k·N_f&j＝N-k·N_f

其中，i＝1,2,...,N_s，k是系数，N_s表示传输的数据帧所包含的OFDM符号的个数，N_V表示有效子载波的总数；运算符号表示不大于该运算符号内数值的最大整数。

另外，步骤B还可以包括将OFDM的无效虚拟子载波上填充零。

步骤C：时域OFDM信号生成步骤，利用快速傅立叶反变换(IFFT)将OFDM频域数据转换成时域OFDM符号数据，并通过射频端调制到高频发射出去；根据系统抗多径时延和同步定时偏差的要求，在所述时域OFDM数据符号之前还插入合适长度的循环前缀，形成基本OFDM符号数据，其数据结构如图3所示。本实施例中，时域OFDM符号数据体长度为T_U，循环前缀长度为T_CP，因此，整个基本OFDM符号长度T_S＝T_U+T_CP。

步骤D：接收端依次提取每一个OFDM符号数据，并利用导频符号序列准确地进行残余载波偏差和采样偏差估计和跟踪；

另外，步骤D具体还可以包括：

步骤D1：接收端按照精同步的指示依次提取每一个长度为N的时域OFDM符号数据，其中N表示OFDM子载波总数；

步骤D2：依次将所提取的时域OFDM符号数据y(i)进行N点快速傅立叶运算(FFT)，变换到频域，得到频域OFDM符号Y(n)，即

$Y\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(q\right)e^{j2\mathrm{\πq}\·n\·\mathrm{\Δf}},0\≤n\≤N;$

步骤D3：根据频域OFDM符号Y(j)和填充的导频符号X(j)以及信道估计值H(j)，计算各导频位置处的相位旋转量该相位旋转量是由残余载波偏差和采样偏差引起；

为了进一步降低数据运算的复杂度，步骤D3还可以包括进一步优化相位旋转量的计算，将除法运算改为乘法运算，即 ${\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{all}}\left(j\right)=a\tan \left[\frac{Y\left(j\right)}{X\left(j\right)\·H\left(j\right)}\right]=a\tan [Y\left(j\right)\·X^{*}\left(j\right)\·H^{*}\left(j\right)],$ 其中“*”表示共轭。

步骤D4：根据残余载波偏差引起的相位总体旋转且同一OFDM符号内所有子载波的旋转角度一致的关系，建立由残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_{Freq_shift}未知量；

步骤D5：根据采样偏差引起的相位旋转量与子载波位置成正比的关系，建立由采样偏差引起的相位旋转量Δω_{Sample_shift}未知量，且 为由采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量；

步骤D6：根据步骤D3、步骤D4和步骤D5，建立同一个OFDM符号所有导频符号位置j的联合方程，即

其中，j＝k·N_f&j＝N-k·N_f；

步骤D7：根据步骤D6，计算得到残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_{Freq_shift}以及采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量

步骤D8：根据步骤D7，计算所有有效数据子载波上由于残余载波偏差和采样偏差所引起的总体相位旋转量其中n表示有效数据子载波的序号；

步骤E：根据估计的残余载波偏差和采样偏差对有效数据子载波进行相位补偿，准确恢复原始传输数据符号。

此外，需要补充说明的是，本发明研究发现：残余载波偏差所造成的相位旋转量对所有子载波来说是相同的、采样偏差所造成的相位旋转量与子载波的位置成正比；根据该研究发现的理论基础设计出的本发明的残余载波偏差和采样偏差的估计方法非常精确。研究分析如下所述：

首先分析残余载波偏差对OFDM系统子载波的影响：

对于OFDM系统，第i个符号周期输入的原始符号序列为N表示子载波的总个数。经过IFFT运算之后得到：

$b_i^n=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^l\·\exp \left(\frac{j2\mathrm{\π}\ln }{N}\right)$

所以发送信号x(t)为：

$x\left(t\right)=\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i^n\·q(t-\frac{\mathrm{nT}}{N})$

其中f_c为载波中心频率，q(t)为成型低通滤波器的冲激响应，T为OFDM符号周期。

经过高斯信道，存在Δf的频率偏差时，接收信号y(t)为：

$y\left(t\right)=\exp \left\{j(2\mathrm{\π\Δft}+{\mathrm{\θ}}_0)\right\}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i^n\·q(t-\frac{\mathrm{nT}}{N})$

其中θ₀为初始相位差。

对y(t)在t＝kT/N时刻抽样得到：

$y_i^n=\exp \left\{j{\mathrm{\θ}}_0\right\}{b}_i^n\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π\ΔfTn}}{N}\right\}$

对接收时域采样信号经过FFT运算，同时经过均衡消除θ₀后，得

$\begin{array}{c}{Y_i}^m=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i^n\exp (-\frac{j2\mathrm{\πnm}}{N})\exp \{-j{\mathrm{\θ}}_0\}\\ =\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^l\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πn}(l-m+\mathrm{\ΔfT})}{N}\right)\end{array}$

通过进一步的仿真分析，可以看出，残余载波偏差所造成的相位旋转量主要取决于ΔfT，因此可以近似认为残余载波偏差所造成的相位旋转量对所有子载波来说是相同的。

其次分析采样偏差对OFDM系统子载波的影响：

假设第i个OFDM符号信号为：

$s_i\left(t\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^l{e}^{j2\mathrm{\πlt}/T}$

表示第i个OFDM上第l个子载波上发送的数据符号，N表示子载波的总个数，T为OFDM符号周期。当采样频率为f_s+Δf，即接收机和发射机之间采样频率偏差为Δf时，则接收信号在t＝nT'_s时刻进行采样，得到第i个符号的第n个采样点r_i ⁿ：

$\begin{array}{c}{r_i}^n=s_i\left(t\right){|}_{t=n{T}_s^{\′}},n=\mathrm{0,1,2},...,N-1\\ =\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{a}}_i^l\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\ln }{N}\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}\right)\end{array}$

其中， ${\tilde{a}}_i^l=a_i^l\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{l\·\mathrm{iN}}{N}\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}\right)$

对r_i ⁿ进行FFT变换得到：

$\begin{array}{c}{R}_i^m=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_i}^n{e}^{-j2\mathrm{\πnm}/N}\\ ={\tilde{a}}_i^m{I}_{m,m}+\underset{n\≠m}{\overset{N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}\end{array},{\tilde{a}}_i^n{I}_{n,m}$

其中， $I_{n,m}=\frac{1}{N}\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}-m)\right]}{\sin \left[\frac{\mathrm{\π}}{N}(n\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}-m)\right]}\exp \left[j2\mathrm{\π}\frac{N-1}{N}(n\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}-m)\right]$

因此，采样偏差所造成的相位旋转量为：

${\mathrm{\θ}}_i^m\≈2\mathrm{\π}\frac{m}{N}\mathrm{iN}\frac{f_s}{f_s+\mathrm{\Δf}}$

即采样偏差所造成的相位旋转与导频符号所处的子载波位置m成正比。

通过本发明研究的以上结论，即残余载波偏差所造成的相位旋转量对所有子载波来说是相同的、采样偏差所造成的相位旋转量与子载波的位置成正比；根据该研究发现的理论基础设计出的本发明的残余载波偏差和采样偏差的估计方法非常精确。

以上就是完整的基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差估计及补偿方法流程步骤。为了进一步展示本发明方法的性能，本实施案例进一步建模了多径信道进行仿真，在仿真中采用如下表2所示的多径信道模型。

表2多径信道模型

抽头	幅度(dB)	延时(us)
			1	-7.8	0.519
2	-24.8	1.003
			3	-15.0	5.422
4	-10.4	2.752
			5	-11.7	0.603
6	-24.2	1.017
			7	-16.5	0.144
8	-25.8	0.154
			9	-14.7	3.320
10	-7.9	1.940
			11	-10.6	0.430
12	-9.1	3.230
			13	-11.6	0.850
14	-12.9	0.074

15	-15.3	0.204
			16	-16.5	0.194
17	-12.4	0.924
			18	-18.7	1.380
19	-13.1	0.641
			20	-11.7	1.369

基于表2的多径信道模型，对OFDM系统进行两种不同情形下的性能仿真比较如图4所示，第一种是相对理想无残余载波偏差和采样偏差的情况，第二种是载波偏差为200Hz且采样偏差为50ppm的情况。第一种情况的OFDM系统所得的误码率性能曲线如图4中的曲线4a，第二种情况的OFDM系统通过本发明的基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差估计方法对残余载波偏差和采样偏差进行估计后，再根据估计的残余载波偏差和采样偏差对有效数据子载波进行相位补偿后所得的误码率性能曲线如图4中的曲线4b，从图中可以看出，曲线4a和曲线4b的误码率性能非常接近，在0～0.1dB之间。这也进一步验证了本发明基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法及补偿方法的正确性和有效性。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤A：构造导频符号序列；

步骤B：将数据符号和所述导频符号序列分别映射到OFDM的有效子载波上；

步骤C：利用快速傅立叶反变换方法将OFDM的频域数据转换成时域OFDM符号数据，并通过射频端调制到高频发射出去；

步骤D：接收端依次提取每一个所述时域OFDM符号数据，并利用所述导频符号序列进行残余载波偏差和采样偏差的估计和跟踪。

2.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，步骤A中的所述导频符号序列是通过伪随机序列PN的BPSK映射得到，所述伪随机序列PN包括m序列码、线性组合码或者非线性码。

3.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，步骤A中的所述导频符号序列是由全1序列通过线性反馈移位寄存器进行加扰后序列PN的BPSK映射得到。

4.如权利要求2或3所述的估计方法，其特征在于，所述BPSK映射的规则是X(p)＝1-2×PN(p)。

5.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，步骤B中的所述导频符号序列中的导频符号在频率轴方向的间隔是N_f，在数据帧的第i个OFDM符号中，所述导频符号所处的子载波位置为j，其中：

j＝k·N_f&j＝N-k·N_f

其中，i＝1,2,...,N_s，k是系数，N_s表示数据帧所包含的OFDM符号的个数，NV表示OFDM的有效子载波的总数；运算符号表示不大于该运算符号内数值的最大整数。

6.如权利要求5所述的估计方法，其特征在于，步骤B中的所述导频符号序列中的导频符号在频率轴方向的间隔N_f介于8到16之间。

7.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，步骤B中还包括将OFDM的无效子载波上填充为零。

8.如权利要求5或6所述的估计方法，其特征在于，步骤D具体分为以下步骤：

步骤D1：接收端按照精同步的指示依次提取每一个长度为N的时域OFDM符号数据，其中N表示OFDM子载波总数；

步骤D2：依次将所提取的时域OFDM符号数据y(i)进行N点快速傅立叶运算，变换到频域，得到频域OFDM符号数据Y(n)，其中

$Y\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(q\right)e^{j2\mathrm{\πq}\·n\·\mathrm{\Δf}},0\≤n\≤N;$

步骤D3：根据频域OFDM符号数据Y(j)和填充的导频符号X(j)以及信道估计值H(j)，计算各导频位置处的相位旋转量该相位旋转量是由残余载波偏差和采样偏差引起；

步骤D4：根据残余载波偏差引起的相位总体旋转且同一OFDM符号内所有子载波的旋转角度一致的关系，建立由残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_{Freq_shift}未知量；

步骤D5：根据采样偏差引起的相位旋转量与子载波位置成正比的关系，建立由采样偏差引起的相位旋转量Δω_{Sample_shift}未知量，且 为由采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量；

步骤D6：根据步骤D3、步骤D4和步骤D5，建立同一个OFDM符号所有导频符号位置j的联合方程，即

其中，j＝k·N_f&j＝N-k·N_f；

步骤D7：根据步骤D6，计算得到残余载波偏差导致的相位旋转量Δω_Freq__shift以及采样偏差引起的相邻子载波相位旋转量

步骤D8：根据步骤D7，计算所有有效数据子载波上由于残余载波偏差和采样偏差所引起的总体相位旋转量其中n表示有效数据子载波序号。

9.如权利要求8所述的估计方法，其特征在于，步骤D3还包括将所述相位旋转量的除法运算转换为乘法运算，所述相位旋转量为 ${\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{all}}\left(j\right)=a\tan \left[\frac{Y\left(j\right)}{X\left(j\right)\·H\left(j\right)}\right]=a\tan [Y\left(j\right)\·X^{*}\left(j\right)\·H^{*}\left(j\right)],$ 其中“*”表示共轭。

10.一种微功率无线通信系统残余载波偏差和采样偏差的补偿方法，其特征在于，包括权利要求1至9任一项所述的估计方法，以及步骤E：根据所述估计方法估计的所述残余载波偏差和所述采样偏差对OFDM有效子载波进行相位补偿。