CN114785435B - 一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法 - Google Patents

一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法，包括以下步骤：S1、根据自定义函数确定发送间隔控制Wi‑Fi信号发送端发送Wi‑Fi帧，得到每个Wi‑Fi帧的CSI数据；S2、通过Wi‑Fi信号接收端对每个Wi‑Fi帧的CSI数据的相位数据插值，计算相邻帧的相位差序列；S3、通过Wi‑Fi信号接收端通过自定义函数重构Wi‑Fi信号发送端的发送时间序列；S4、根据发送时间序列进行一阶线性拟合，完成载波频偏估计。本发明通过零号子载波的使用规避了CSI中其他误差因素的影响，通过非等间隔发送策略规避了CFO多候选值问题，最终实现了基于CSI的CFO精确估计。

Description

一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法
技术领域
本发明属于无线通信的信道测量技术领域，具体涉及一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法。
背景技术
Wi-Fi感知技术依托于CSI(信道状态信息)对环境变化的灵敏性。Tx与Rx的本地晶体振荡器不匹配而产生的CFO(载波频率偏移)会给CSI带来累积相位误差，因此，CFO会直接阻碍Wi-Fi感知的性能提升以及相位同步、相控阵感知、分布式同步等下一代Wi-Fi通信与感知技术的发展。
已有的CFO估计方法，都基于Wi-Fi基带信号及基带信号中特定的分段结构，例如，基于基带信号训练序列数据(L-LTF段)辅助的CFO估计算法，以Moose算法以及Schmidl算法为代表。以及基于循环前缀(CP)的非数据辅助CFO估计算法，其中一个典型代表Jan-Jaapvan de Beek提出的最大似然算法。
以上方法只能消除当前帧底层基带信号中CFO误差，但上层的CSI测量仍然包含CFO误差。对于Wi-Fi感知而言，CFO会直接影响CSI的相位测量，导致多设备之间存在相位不同步问题。无CFO误差的CSI测量是支持下一代Wi-Fi将实现分布式多输入多输出(MultipleInput Multiple Output，MIMO)通信、分布式感知和相控阵等高级特性的基础，因此急需一种基于上层CSI测量的CFO精确估计方法。
主流的Wi-Fi协议802.11a/g/n/ac/ax等使用正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)宽带调制技术通信，设信道宽带为bw，OFDM将bw分割为Nsc个子信道或子载波，子载波的编号为k∈[-Nsc/2,Nsc/2],k∈Z。Nsc在不同信道带宽及调制方式下不同，例如在20MHz带宽802.11n格式发送时，Nsc为56。根据OFDM通信原理，CSI测量(
Figure BDA0003603885320000021
表示)相比真实测量结果H包含多项时/频域的误差，公式如下：
Figure BDA0003603885320000022
其中fcfo为载波频率偏移、τsfo为采样频率偏移(Sample Frequency Offset，SFO)带来的延时、τsto为采样时间差异(Sample Time Offset，STO)、τpdd包检测延时(PacketDetection Delay，PDD)、k为子载波编号。由上公式易知，当k＝0时，CSI测量中仅包含CFO误差；因此使用零号子载波更利于在CSI中估计CFO误差。但根据802.11a/g/n/ac/ax等主流Wi-Fi通信协议标准，为规避硬件前端的直流泄漏等器件缺陷，零号子载波不用于传输数据，因此如何获得零号子载波的CSI是一项关键技术。
CFO在CSI中的相位模糊性是另一个关键挑战。802.11标准可容许的Tx与Rx之间的最大CFO可达200kHz；而一般情况下，连续发送的Wi-Fi帧间隔为数十至数百微妙，以50kHzCFO和100μs帧间隔为例，根据以上公式可知，Rx端CSI额外积累了2π·(50×103)·(100×10-6)＝31.42rad；而由于相位的2π卷绕特性，CSI相位的测量结果中仅体现了31.42％2π＝0rad；这使得从连续帧的相位差去计算CSI时，存在多个候选CFO频率的问题。因此，如何在高CFO，长间隔条件下，排除CSI估计的相位模糊性是CFO估计的关键挑战。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法解决了多CFO候选值影响载波频偏估计精度的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法，包括以下步骤：
S1、根据自定义函数确定发送间隔控制Wi-Fi信号发送端发送Wi-Fi帧，通过Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧，得到每个Wi-Fi帧的CSI数据；
S2、通过Wi-Fi信号接收端对每个Wi-Fi帧的CSI数据的相位数据插值，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列，进而计算相邻帧的相位差序列；
S3、通过Wi-Fi信号接收端通过自定义函数重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列；
S4、根据发送时间序列进行一阶线性拟合，得到载波频率偏移估计值，完成载波频偏估计。
进一步地：所述步骤S1中，自定义函数Z(i)的表达式具体为：
Z(i)＝b+i×t
式中，i为Wi-Fi帧序号，b为固定时间间隔，t为增加时间间隔；
所述Wi-Fi信号发送端所发送的Wi-Fi帧中带有CFO测量信息，其包括CSI测量帧序号和发送间隔。
进一步地：所述步骤S2中，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列具体为
Figure BDA0003603885320000031
其中，
Figure BDA0003603885320000032
表示第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位，i＝1，…，n，n为Wi-Fi帧的总数。
进一步地：所述步骤S2中，计算相邻帧的相位差序列
Figure BDA0003603885320000033
的表达式具体为：
Figure BDA0003603885320000034
式中，Δθi 0为第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位差。
进一步地：所述步骤S3具体为：根据Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧中的CFO测量信息，得到CSI测量帧序号和发送间隔，通过自定义函数Z(i)重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列Trx＝{t(1),t(2),...,t(n-1)}，其中t(i)为第i个Wi-Fi帧与第i+1个Wi-Fi帧的发送时间间隔。
进一步地：所述步骤S4包括以下分步骤：
S41、将相邻帧的相位差序列ΔΘ进行相位解卷绕操作，得到解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000041
S42、根据发送时间序列Trx和解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000042
进行一阶线性拟合，得到拟合函数的斜率k；
S43、根据拟合函数的斜率k得到载波频率偏移估计值。
上述进一步方案的有益效果为：本发明对Δθi 0做相位解卷绕操作，得到的相位差序列
Figure BDA0003603885320000043
该序列不存在(-π,π)跳转，从而解决Δθi 0在(-π,π)范围跳转的问题。
进一步地：所述步骤S42中，一阶线性拟合的方法具体为：
以发送时间序列Trx作为自变量X，以解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000044
序列作为因变量Y，做一阶线性拟合得到拟合函数为Y＝kX+b，获得斜率k；
所述步骤S43中，得到载波频率偏移估计值fcfo的表达式具体为：
fcfo＝k/2π。
本发明的有益效果为：本发明通过零号子载波的使用规避了CSI中其他误差因素的影响，通过非等间隔发送策略规避了CFO多候选值问题，最终实现了基于CSI的CFO精确估计。
附图说明
图1为本发明的流程说明图。
图2为本发明所用CFO与相位对应模糊性表现示意图。
图3为本发明所用零号子载波插值对比示意图。
图4为本发明解卷绕线性拟合示意图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
实施例1：
如图1所示，在本发明的一个实施例中，一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法，包括以下步骤：
S1、根据自定义函数确定发送间隔控制Wi-Fi信号发送端发送Wi-Fi帧，通过Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧，得到每个Wi-Fi帧的CSI数据；
S2、通过Wi-Fi信号接收端对每个Wi-Fi帧的CSI数据的相位数据插值，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列，进而计算相邻帧的相位差序列；
S3、通过Wi-Fi信号接收端通过自定义函数重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列；
S4、根据发送时间序列进行一阶线性拟合，得到载波频率偏移估计值，完成载波频偏估计。
本发的方法可在所有Wi-Fi标准支持的工作频段2.4/5/6GHz频段、带宽bw(20、40、80、160、320MHz)、协议格式(IEEE 802.11a/g/n/ac/ax/be)、空间流数量s(1-n)及MCS速率下工作。例如，发送端fc为2.4GHz，bw为20MHz，发送格式为IEEE 802.11n协议。Wi-Fi信号发送端和Wi-Fi信号接收端应处于相同Wi-Fi信道及工作宽带，如Wi-Fi信号发送端和Wi-Fi信号接收端都工作在Wi-Fi标准40号信道(载波频率5200MHz)，宽带20MHz。
所述步骤S1中，自定义函数Z(i)的表达式具体为：
Z(i)＝b+i×t
式中，i为Wi-Fi帧序号，b为固定时间间隔，t为增加时间间隔；
所述Wi-Fi信号发送端所发送的Wi-Fi帧中带有CFO测量信息，其包括CSI测量帧序号和发送间隔。
在本实施例中，自定义函数Z(i)定义了相邻两个Wi-Fi帧发送间隔以等差数列方式增长，其中Wi-Fi帧R1与R2之间相隔200μs，R2与R3之间相隔203μs，R3与R4之间相隔206μs；并且Wi-Fi帧之间的间隔每次会增加3μs。Wi-Fi信号发送端发送的Wi-Fi帧中包括CSI测量帧序号、发送间隔及其他必要信息。Wi-Fi信号接收端收到Wi-Fi帧，测量并逐帧解析出CSI测量帧序号和发送间隔。
在基于OFDM宽带调制模式的Wi-Fi协议中(802.11/a/g/n/ac/ax协议)，CSI为3维矩阵
Figure BDA0003603885320000061
其中，N_{sc}为OFDM子载波数量，N_{sts}为Wi-Fi信号发送端空间流数量，N_{rx}为Wi-Fi信号接收端天线数量。
所述步骤S2中，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列具体为
Figure BDA0003603885320000062
其中，θi 0表示第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位，i＝1，…，n，n为Wi-Fi帧的总数。
所述步骤S2中，计算相邻帧的相位差序列
Figure BDA0003603885320000063
的表达式具体为：
Figure BDA0003603885320000064
式中，Δθi 0为第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位差。
所述步骤S3具体为：根据Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧中的CFO测量信息，得到CSI测量帧序号和发送间隔，通过自定义函数Z(i)重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列Trx＝{t(1),t(2),...,t(n-1)}，其中t(i)表示第i个Wi-Fi帧与第i+1个Wi-Fi帧的发送时间间隔。
所述步骤S4包括以下分步骤：
S41、将相邻帧的相位差序列ΔΘ进行相位解卷绕操作，得到解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000071
S42、根据发送时间序列Trx和解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000072
进行一阶线性拟合，得到拟合函数的斜率k；
S43、根据拟合函数的斜率k得到载波频率偏移估计值。
所述步骤S42中，一阶线性拟合的方法具体为：
以发送时间序列Trx作为自变量X，以解卷绕后相位差序列
Figure BDA0003603885320000073
序列作为因变量Y，做一阶线性拟合得到拟合函数为Y＝kX+b，获得斜率k；
将发送间隔差与解卷绕后的相位差做线性拟合求取载波频率偏移，可以规避了载波频率偏移与相位对应模糊性问题。
所述步骤S43中，得到载波频率偏移估计值fcfo的表达式具体为：
fcfo＝k/2π。
根据OFDM通信原理，CSI测量(
Figure BDA0003603885320000074
表示)相比CSI的矩阵H包含多项时/频域的误差，如公式所示：
Figure BDA0003603885320000075
第一，当子载波编号k＝0时，CSI测量中仅包含载波频率偏移误差；所以本发明使用零号子载波在CSI中估计载波频率偏移误差。第二，如图1所示，从CSI中估计载波频率偏移时，由于Wi-Fi帧自身长度可达50μs以上，即使是从连续帧的相位差去计算CSI时，也会出现多个候选载波频率偏移频率的问题；因此本发明通过Wi-Fi信号发送端非均匀发送技术，克服了相位模糊的问题。
实施例2：
本实施例针对本发明方法的一个具体实施过程。
Wi-Fi信号发送端通过自定义函数Z(i)设定发送Wi-Fi帧的时间间隔，取Z(i)|t＝3μs,b＝200μs＝b+i×t，其中参数t和参数b自定义。Wi-Fi信号发送端发送N_{pkt}个Wi-Fi帧，如N_{pkt}＝100，所发送的Wi-Fi帧中应包含必要信息，如Wi-Fi帧序号和发送时间。WI-FI信号接收端收到Wi-Fi帧，将其解析出Wi-Fi帧的CSI数据，如CSI测量帧序号和发送间隔，WI-FI信号接收端使用线性插值法对CSI数据的逐个子载波列进行插值，得到每个CSI帧的零号子载波，插值后的子载波索引序列为K+0。使用Atheros 9300网卡作为Wi-Fi信号接收端时，在IEEE 802.11n协议，2.4GHz工作频率，20MHz带宽条件下，Wi-Fi信号发送端使用2空间流发射，Wi-Fi信号接收端使用3天线接收，所测得CSI矩阵H的尺寸为56×2×3，H的第一维度为子载波列，其子载波编号索引为(-28,-27,…,-1,1,…,27,28)，进行零号位载波插值后得到57个子载波，其子载波编号索引为(-28,-27，…,27,28)，H矩阵更新为57×2×3，结果如图2所示。
当Wi-Fi帧的CSI数据插值完成后得到矩阵
Figure BDA0003603885320000081
取矩阵
Figure BDA0003603885320000082
中任意中的一条空间流的相位
Figure BDA0003603885320000083
即
Figure BDA0003603885320000084
然后利用
Figure BDA0003603885320000085
取出零号位载波的相位值θ0。根据零号位子载波仅受CFO误差影响特征，此时零号位子载波的CSI可以表示为
Figure BDA0003603885320000086
其中fcfo为载波频率偏移。对θ0进行解卷绕操作得到θ0'。
计算相邻帧的零号子载波因发送间隔产生的相位差，得到相邻帧的相位差序列
Figure BDA0003603885320000087
其计算公式具体为下式；
Figure BDA0003603885320000088
通过对相邻帧的相位差序列做相位解卷绕操作，解决Δθi 0在(-π,π)范围跳转的问题，得到的相位差序列
Figure BDA0003603885320000089
该序列不存在(-π,π)跳转；结果如图3所示。
Wi-Fi信号接收端根据Wi-Fi信号发送端的发送间隔，构建发送时间序列T＝{3,6,...,3(n-1)}。发送时间序列T中t(i)表示第i个Wi-Fi帧与第i+1个Wi-Fi帧的发送时间间隔3μs；以发送时间序列T为自变量，
Figure BDA0003603885320000091
序列为因变量，做一阶线性拟合(拟合函数为Y＝kX+b)，得到斜率k及截距b。
根据以下公式得到载波频率偏移估计值：
fcfo＝k/2π
其中，fcfo为载波频率偏移估计值，结果如图4所示。
本发明的有益效果为：本发明通过零号子载波的使用规避了CSI中其他误差因素的影响，通过非等间隔发送策略规避了CFO多候选值问题，最终实现了基于CSI的CFO精确估计。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“厚度”、“上”、“下”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“径向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的设备或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或隐含指明的技术特征的数量。因此，限定由“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或隐含地包括一个或者更多个该特征。

Claims (1)

1.一种基于零号子载波相位拟合的载波频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、根据自定义函数确定发送间隔控制Wi-Fi信号发送端发送Wi-Fi帧，通过Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧，得到每个Wi-Fi帧的CSI数据；
S2、通过Wi-Fi信号接收端对每个Wi-Fi帧的CSI数据的相位数据插值，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列，进而计算相邻帧的相位差序列；
S3、通过Wi-Fi信号接收端通过自定义函数重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列；
S4、根据发送时间序列进行一阶线性拟合，得到载波频率偏移估计值，完成载波频偏估计；
所述步骤S1中，自定义函数Z(i)的表达式具体为：
Z(i)＝b+i×t
式中，i为Wi-Fi帧序号，b为固定时间间隔，t为增加时间间隔；
所述Wi-Fi信号发送端所发送的Wi-Fi帧中带有CFO测量信息，其包括CSI测量帧序号和发送间隔；
所述步骤S2中，得到每个CSI帧的零号子载波的相位序列具体为
Figure FDA0004074761480000011
其中，θi 0表示第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位，i＝1，…，n，n为Wi-Fi帧的总数；
所述步骤S2中，计算相邻帧的相位差序列
Figure FDA0004074761480000012
的表达式具体为：
Figure FDA0004074761480000013
式中，Δθi 0为第i个Wi-Fi帧的零号子载波相位差；
所述步骤S3具体为：根据Wi-Fi信号接收端接收Wi-Fi帧中的CFO测量信息，得到CSI测量帧序号和发送间隔，通过自定义函数Z(i)重构Wi-Fi信号发送端的发送时间序列Trx＝{t(1),t(2),...,t(n-1)}，其中t(i)为第i个Wi-Fi帧与第i+1个Wi-Fi帧的发送时间间隔；
所述步骤S4包括以下分步骤：
S41、将相邻帧的相位差序列ΔΘ进行相位解卷绕操作，得到解卷绕后相位差序列
Figure FDA0004074761480000021
S42、根据发送时间序列Trx和解卷绕后相位差序列
Figure FDA0004074761480000022
进行一阶线性拟合，得到拟合函数的斜率k；
S43、根据拟合函数的斜率k得到载波频率偏移估计值；
所述步骤S42中，一阶线性拟合的方法具体为：
以发送时间序列Trx作为自变量X，以解卷绕后相位差序列
Figure FDA0004074761480000023
序列作为因变量Y，做一阶线性拟合得到拟合函数为Y＝kX+b，获得斜率k；
所述步骤S43中，得到载波频率偏移估计值fcfo的表达式具体为：
fcfo＝k/2π。
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