CN104935534B - 一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本申请提供了一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置，该方法包括：获取DMRS位置的含噪频域信道响应系数，并对其进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；对时域信道响应系数进行去噪处理后进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；对去噪的频域信道响应系数的抖动系数进行替换。该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生。
Description
技术领域
本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置。
背景技术
LTE-A(Long Term Evolution-Advanced，长期演进增强)作为LTE的增强技术，继续沿用了OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)和多天线(MIMO)技术作为物理层核心技术。
目前的LTE-A系统中，一般采用基于DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)的信道估计算法，提取一个OFDM符号上的参考信号信息，然后进行LS(Leastsquare，最小二乘方)信道估计，对估计的结果进行IFFT(Inverse Fast FourierTransform，快速傅里叶反变换)，得到信道时域响应系数，去噪后进行DFT变换得到信道频域响应系数。
但是，由于DMRS(Demodulation reference signals，解调参考信号)只在用户被分配到的带宽上传输，通常占据若干个PRB(Physical Resource Block，物理资源块)的带宽范围，当用户被分配的PRB个数较少时，那么可以用来进行信道估计的DMRS数量也就很少，这时若通过DFT算法进行信道估计时，由于算法在时域去噪的过程中会去除较大部分的信道响应能量，导致信道时域响应变回到频域后发生严重的吉布斯抖动现象，在高信噪比下会严重限制算法的性能，使得算法的误块率降不下来，不能和高信噪比下LS算法的性能趋于一致，造成‘地板效应’，影响系统的解调性能。
发明内容
有鉴于此，本申请提供了一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置，以克服现有技术中在LTE-A系统中通过DFT算法进行信道估计时，由于高信噪比下与LS算法的性能不一致导致地板效应的问题。
为实现上述目的，本申请提供了以下技术方案：
一种基于解调参考信号的信号估计方法，该方法包括：
利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数；
对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到所述DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；
对所述全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；
对所述时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；
对所述去噪的频域信道响应系数的抖动系数用所述全部子载波频域信道响应系数中与所述抖动系数的位置对应的系数进行替换。
优选的，所述利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数包括：
在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号；
根据高层配置和用户可获取的参数生成对应所述DMRS位置的本地频域信号；
利用所述频域信号和所述本地频域信号根据LS算法计算得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
优选的，所述频域插值包括：线性插值或二阶插值。
优选的，所述对所述时域信道响应系数进行去噪处理包括：
保留所述时域信道响应系数的首部；
根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理；
根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理。
优选的，所述抖动系数包括：所述去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
一种基于解调参考信号的信道估计装置，该装置包括：
获取单元，用于利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数；
插值单元，用于对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到所述DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；
第一变换单元，用于对所述全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；
去噪单元，用于对所述时域信道响应系数进行去噪处理；
第二变换单元，用于将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；
替换单元，用于对所述去噪的频域信道响应系数的抖动系数用所述全部子载波频域信道响应系数中与所述抖动系数的位置对应的系数进行替换。
优选的，所述获取单元包括：
获取子单元，用于在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号；
生成单元，用于根据高层配置和用户可获取的参数生成对应所述DMRS位置的本地频域信号；
计算单元，用于利用所述频域信号和所述本地频域信号根据LS算法计算得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
优选的，所述频域插值包括：线性插值或二阶插值。
优选的，所述去噪单元包括：
首部处理单元，用于保留所述时域信道响应系数的首部；
中间处理单元，用于根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理；
尾部处理单元，用于根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理。
优选的，所述抖动系数包括：所述去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
由以上技术方案可知，本申请提供了一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置，该方法包括：利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数；对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到所述DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；对所述全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；对所述时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；对所述去噪的频域信道响应系数的抖动系数用所述全部子载波频域信道响应系数中与所述抖动系数的位置对应的系数进行替换。该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本申请实施例一提供的一种基于解调参考信号的信道估计方法的流程图；
图2为用户被分配一个PRB带宽时，DMRS在OFDM资源格中的一种分布情况；
图3为本申请实施例二提供的一种基于解调参考信号的信道估计方法的流程图；
图4为本申请实施例三提供的一种基于解调参考信号的信道估计装置的结构示意图；
图5为本申请实施例三提供的一种基于解调参考信号的信道估计装置的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为克服现有技术中在LTE-A系统中通过DFT算法进行信道估计时，由于高信噪比下与LS算法的性能不一致导致地板效应的问题，本申请提供了LTE-A系统一种基于解调参考信号的信道估计方法及装置，具体方案如下所述：
实施例一
本申请实施例一提供了一种基于解调参考信号的信道估计方法，如图1所示，该方法包括：
S101：利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应DMRS位置生成的本地频域信号，得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
S102：对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数。
具体的，对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，指代的是在DMRS所占据的带宽上进行频域插值，为了方便处理，通常可选取线性插值或者二阶插值法，即频域插值包括：线性插值或二阶插值，具体在本申请中不做限定，可根据实际情况选取。在本申请中，进行频域插值以得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，初步降低了由时域信道响应系数变换为频域信道响应系数后发生的吉布斯抖动现象。
S103：对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
S104：对时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT(FastFourier Transform，快速傅里叶变换)变换，得到去噪的频域信道响应系数。
S105：对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
具体的，为了抑制吉布斯抖动现象，对去噪的频域信道响应系数的首尾部抖动严重的点进行替换。
由以上技术方案可知，本申请实施例一提供了一种基于解调参考信号的信道估计方法，该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统的性能。
实施例二
在实施例一的基础上，本申请实施例二提供了另一种更具体的基于解调参考信号的信道估计方法。
如图2所示，图2表示用户被分配一个PRB带宽时，DMRS在OFDM资源格中的一种分布情况。R7表示DMRS所占的RE(Resource Element，资源单元)位置，横向表示时间轴，纵向表示频率轴，此时，用户在时域上占据14个OFDM符号，在频域上占据12个子载波。其中，第一列l＝0表示OFDM符号0，共有14列，即14个OFDM符号，左边连续的7个OFDM符号构成一个PRB，右边连续的7个OFDM符号也是一个PRB，一个PRB在频率上占据12个子载波。
需要清楚的是，LS算法的基本原理：
假设系统总子载波数为N，则OFDM系统模型可用下式表示：
Y(k)＝X(k)H(k)+W(k),1≤k≤N-1 (1)
式中，k表示第k个子载波，H(k)为理想信道频域响应系数，X(k)为频域发送端信号，Y(k)为接收到的频域信号，W(k)为叠加在频域信号上的高斯白噪声。针对DMRS而言，假设目标OFDM符号上有m个DMRS，并且DMRS所占子载波位置为p，则可得
Y(p)＝X(p)H(p)+W(p),1≤p≤m-1 (2)
于是，该参考信号位置的LS算法信道估计为
HLS(p)＝Y(p)/X(p)＝H(p)+W(p)/X(p),1≤p≤m-1 (3)
可以看出，LS算法计算量小，仅通过在参考信号对应的子载波上进行一次除法运算即可得到参考信号位置子载波的信道响应系数。但是LS算法忽略了噪声的影响，在低信噪比下性能较差。
具体的，如图3所示，图3为本申请实施例二提供的一种基于解调参考信号的信道估计方法的流程图。该信道估计方法包括：
S201：在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号。
具体的，该频域信号即对应公式(3)中的Y(p)。
S202：根据高层配置和用户可获取的参数生成对应DMRS位置的本地频域信号。
具体的，高层配置和用户可获取的参数包括：传输模式、小区ID以及初始化信息。该本地频域信号即对应公式(3)中的X(p)。
S203：利用频域信号和本地频域信号根据LS算法计算得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
对前两步中的生成信息利用公式(3)进行LS估计，即两者相除，可以得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数HLS(p)。
S204：对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数。
具体的，在DMRS所占据的带宽上进行频域插值，为了方便处理，通常可选取线性插值或者二阶插值法，即频域插值包括：线性插值或二阶插值，具体在本申请中不做限定，可根据实际情况选取。在本申请中，进行频域插值以得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，即对HLS(p)进行线性插值，得到插值后的信道频域响应系数该过程初步降低了由时域信道响应系数变换为频域信道响应系数后发生的吉布斯抖动现象。
S205：对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
具体的，对作IFFT变换，得到信道时域响应系数
S206：对时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT(FastFourier Transform，快速傅里叶变换)变换，得到去噪的频域信道响应系数。
具体的，在本实施例中，要对进行时域的去噪处理。
具体的，由于对HLS(p)进行了线性插值，相当于对其中所含的噪声也做了线性插值，这样导致了HLS(p)变到时域后，噪声的影响主要集中在首尾两端，另一方面，信道本身的能量也集中在首尾两端，但是信道能量在两端的分布更窄，噪声在两端的分布更宽。通过仿真分析可以进一步看出二者在时域功率谱上的差异，通过以下的方法进行处理，尽量让含噪的时域响应功率谱接近理想信道响应的功率谱。
为了尽量除去噪声而又减小能量的损失，按下述方法处理：
(1)保留时域信道响应系数的首部；
具体的，保留的前G个值，即将前G个值作为时域信道响应系数的首部，其中，G表示用户被分配的PRB对数。
(2)根据第一预设规则对时域信道响应系数的中间部分进行替换处理。
在本实施例中，我们选取的G+1到Num/2－1个值作为时域信道响应系数的中间部分，其中，表示一个PRB的频域子载波宽度。首先取之间数的平均值mean，将mean*β并赋给即将的G+1到Num/2－1个值替换为mean*β，其中β为系数因子，根据实际需要进行取值，使得结果逼近理想的信道时域响应功率谱。
(3)根据第二预设规则对时域信道响应系数的尾部进行处理。
在本实施例中，我们选取的Num/2－1到Num个值作为时域信道响应系数的尾部。再对尾部按照如下式子处理：
该去噪方法，对首尾区间段的划分，其对于尾部的响应点的处理，采用递乘的方法，从后往前，逐渐减小。
S207：对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
具体的，将处理过的进行FFT变换到频域，得到去噪后的并对的抖动点进行替换处理。为了抑制吉布斯抖动现象，将首尾部抖动严重的点进行替换，按照如下式子进行：
其中，α为替换系数，选取不同的α值带来不同的替换效果，α值越大，高信噪比下的性能就越接近LS算法性能，但低信噪比下的性能就越差，α值越小，高信噪比下性能变差，容易发生‘地板效应’，但低信噪比下性能会变好。实际中可根据需求对α进行取值，在本申请中不做限定。
由以上技术方案可知，本申请实施例二提供的该基于解调参考信号的信道估计方法，该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统的性能。
实施例三
在本申请实施例一的基础上，本申请实施例三提供了一种与实施例一所述的信道估计方法相对应的信道估计装置。如图4所示，图4为本申请实施例三提供的一种基于解调参考信号的信道估计装置的结构示意图。该装置包括：获取单元301、插值单元302、第一变换单元303、去噪单元304、第二变换单元305以及替换单元306，其中，
获取单元301，用于利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应DMRS位置生成的本地频域信号，得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
插值单元302，用于对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数。
其中，频域插值包括：线性插值或二阶插值。
第一变换单元303，用于对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
去噪单元304，用于对时域信道响应系数进行去噪处理。
第二变换单元305，用于将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数。
替换单元306，用于对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
其中，抖动系数包括：去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
具体在本实施例中不再赘述，可参见其他实施例。
由以上技术方案可知，本申请实施例三提供了一种基于解调参考信号的信道估计装置，该装置通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统的性能。
实施例四
本申请实施例四提供了一种更具体的基于解调参考信号的信道估计装置，如图5所示，该信道估计装置包括：获取子单元401、生成单元402、计算单元403、插值单元404、第一变换单元405、去噪单元406、第二变换单元407以及替换单元408，其中，
获取子单元401，用于在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号。
生成单元402，用于根据高层配置和用户可获取的参数生成对应DMRS位置的本地频域信号。
计算单元403，用于利用频域信号和本地频域信号根据LS算法计算得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
插值单元404，用于对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数。
其中，频域插值包括：线性插值或二阶插值。
第一变换单元405，用于对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
去噪单元406，用于对时域信道响应系数进行去噪处理。
第二变换单元407，用于将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数。
替换单元408，用于对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
其中，抖动系数包括：去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
具体在本实施例中不再赘述，可参见其他实施例。
由以上技术方案可知，本申请实施例四提供了一种基于解调参考信号的信道估计装置，该装置通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统的性能。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (10)
1.一种基于解调参考信号的信道估计方法，其特征在于，该方法包括：
利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数；
对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到所述DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；
对所述全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；
对所述时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；
对所述去噪的频域信道响应系数的抖动系数用所述全部子载波频域信道响应系数中与所述抖动系数的位置对应的系数进行替换。
2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数包括：
在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号；
根据高层配置和用户可获取的参数生成对应所述DMRS位置的本地频域信号；其中，所述高层配置和用户可获取的参数包括：传输模式、小区ID和初始化信息；
利用所述频域信号和所述本地频域信号根据LS算法计算得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述频域插值包括：线性插值或二阶插值。
4.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述对所述时域信道响应系数进行去噪处理包括：
保留所述时域信道响应系数的首部；
根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理；
根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理；
其中，所述根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理包括：
选取的G+1到Num/2－1个值作为时域信道响应系数的中间部分；表示所述信道时域响应系数，G表示用户被分配的PRB对数，即所述时域信道响应系数的首部的个数，表示一个PRB的频域子载波宽度；
取之间数的平均值mean，将mean*β并赋给β为系数因子；
所述根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理包括：
选取所述的Num/2－1到Num个值作为时域信道响应系数的尾部；
对所述尾部利用如下公式进行处理：
5.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述抖动系数包括：所述去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
6.一种基于解调参考信号的信道估计装置，其特征在于，该装置包括：
获取单元，用于利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频域信号和对应所述DMRS位置生成的本地频域信号，得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数；
插值单元，用于对所述含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到所述DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数；
第一变换单元，用于对所述全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数；
去噪单元，用于对所述时域信道响应系数进行去噪处理；
第二变换单元，用于将去噪处理后的结果进行FFT变换，得到去噪的频域信道响应系数；
替换单元，用于对所述去噪的频域信道响应系数的抖动系数用所述全部子载波频域信道响应系数中与所述抖动系数的位置对应的系数进行替换。
7.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述获取单元包括：
获取子单元，用于在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信号；
生成单元，用于根据高层配置和用户可获取的参数生成对应所述DMRS位置的本地频域信号；其中，所述高层配置和用户可获取的参数包括：传输模式、小区ID和初始化信息；
计算单元，用于利用所述频域信号和所述本地频域信号根据LS算法计算得到所述DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
8.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述频域插值包括：线性插值或二阶插值。
9.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述去噪单元包括：
首部处理单元，用于保留所述时域信道响应系数的首部；
中间处理单元，用于根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理；
尾部处理单元，用于根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理；
其中，所述根据第一预设规则对所述时域信道响应系数的中间部分进行替换处理包括：
选取的G+1到Num/2－1个值作为时域信道响应系数的中间部分；表示所述信道时域响应系数，G表示用户被分配的PRB对数，即所述时域信道响应系数的首部的个数，表示一个PRB的频域子载波宽度；
取之间数的平均值mean，将mean*β并赋给β为系数因子；
所述根据第二预设规则对所述时域信道响应系数的尾部进行处理包括：
选取所述的Num/2－1到Num个值作为时域信道响应系数的尾部；
对所述尾部利用如下公式进行处理：
10.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述抖动系数包括：所述去噪的频域信道响应系数的首部和尾部。
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