CN109831284B - 信息配置、信道估计方法及装置、译码装置 - Google Patents

信息配置、信道估计方法及装置、译码装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种信息配置、信道估计方法及装置、译码装置，其中，上述信息配置方法包括：在时频资源中配置解调参考信号导频，信号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。采用上述技术方案，解决相关技术中，增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题。

Description

信息配置、信道估计方法及装置、译码装置
技术领域
本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种信息配置、信道估计方法及装置、译码装置。
背景技术
在上行传输链路中，UE使用系统配置的用于传输解调参考信号(DemodulationReference Signal，DMRS)的资源传输解调参考信号，解调参考信号可以用于接收端的信道估计和/或多用户检测中。
配置DMRS导频包括给DMRS导频分配时频位置/时频资源以及分配DMRS导频序列/码资源。例如在每个时隙(slot)的倒数第4个离散傅里叶变换扩频的正交频分复用(DFT-S-OFDM)符号配置DMRS导频。
根据不同的场景需求，为了保证信道估计的性能，通常可以采用更多时频资源来放置导频，但这样会导致谱效比较低。例如对覆盖要求高的场景，远端用户信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)较低，需要很多导频确保正常通信，但这会导致谱效比较低。
针对相关技术中，增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低，尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明实施例提供了一种信息配置、信道估计方法、方法及装置、译码装置，以至少解决相关技术中，增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信息配置方法，包括：
在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。
可选地，n等于0时，发射机采用卷积码编码器或极化码编码器。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信息配置方法，包括：
在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n为正整数。
可选地，n为正整数时，发射机采用卷积码编码器或极化码编码器。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
可选地，n/m≤1/2。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G，其中，G为大于等于2的整数。
可选地，时域m个符号为周期为G的时域符号经k倍重复或扩展后的时域符号，n/(m/k)≤(1/G)×(1/2x)或n/(m/k)≤1/G，其中，k为正整数，m为大于G的整数，x≥0，G为大于等于2的整数。
可选地，解调参考信号在所述n个符号中，占满频域或不占满频域。
可选地，在时域m个符号的f个符号内配置周期导频，在m个符号中剩余的m-f个符号中不配置导频，其中f≤m。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信道估计方法，包括：
确定第一信号，第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测、解调，其中，第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0或n为正整数。
可选地，根据系统为单天线或多天线系统以及系统是否有扩展处理，确定第一信号包括：天线接收信号，或者天线合并后的信号，或者天线接收信号解扩后的信号，或者天线合并后信号的解扩信号，或者天线接收信号的解扩后的合并信号。其中解扩包括匹配滤波(Match filter，MF)解扩，或者最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)解扩。
可选地，上述第一信号为yc或yd，其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，其中，sc为信号yc或yd对应的导频符号，sd为信号yc或yd对应的数据符号，Hc为导频符号经历的频域信道响应，Hd为数据符号经历的频域信道响应，nc，nd为噪声；
根据信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；
根据散点中心，得到数据符号经历的频域信道响应。
可选地，根据两团散点计算出一个散点中心；或者根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；或者根据多团散点计算出一个散点中心。
可选的，根据信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心，包括：
将复平面等分成Z个区域，以第一区域为参考，将映射在复平面其他区域的点变化到第一区域上；其中，Z＝2v，v为正整数；
根据第一区域的所有散点计算出所述散点中心。
可选地，通过导频符号计算出的信道频域响应来确定数据符号经历的频域信道响应；或者，通过导频符号计算出的信道频域响应和信号yd映射在星座图上的散点计算出散点中心来确定数据符号经历的频域信道响应。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信息配置装置，包括：
第一配置模块，用于在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信息配置装置，包括：
第二配置模块，用于在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n为正整数。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
可选地，时域m个符号为周期为G的时域符号经k倍重复或扩展后的时域符号，n/(m/k)≤(1/G)×(1/2x)或n/(m/k)≤1/G，其中，k为正整数，m为大于G的整数，x≥0，G为大于等于2的整数。
根据本发明的一个实施例，提供了一种信道估计装置，包括：
确定模块，用于确定第一信号，第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测、解调，其中，第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0或n为正整数。
可选地，根据系统为单天线或多天线系统以及系统是否有扩展处理，确定第一信号包括：天线接收信号，或者天线合并后的信号，或者天线接收信号解扩后的信号，或者天线合并后信号的解扩信号，或者天线接收信号的解扩后的合并信号。其中解扩包括匹配滤波(Match filter，MF)解扩，或者最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)解扩。
可选地，还包括计算模块，用于根据第一信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；以及用于根据散点中心，得到数据符号经历的频域信道响应；
其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，其中，sc为所信号yc对应的导频符号，sd为所述信号yd对应的数据符号，Hc为所述导频符号经历的频域信道响应，Hd为所述数据符号经历的频域信道响应，nc、nd为噪声。
可选地，计算模块包括：第一计算单元，用于根据两团散点计算出一个散点中心；或者用于根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；或者用于根据多团散点计算出一个散点中心；
第二计算单元，用于根据所述散点中心，得到所述数据符号经历的频域信道响应。
据本发明的一个实施例，提供了一种译码方法，包括：
将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
可选地，变换至少包括以下之一：将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息的其中1位取反。
可选地，纠错码译码器为卷积码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用卷积码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将经过卷积码译码器译码后的比特信息取反；以及将取反后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为极化码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用极化码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将经过极化码译码器译码后的比特信息的其中1位取反；以及将变化后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为Turbo码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用Turbo码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将输入到Turbo码译码器的对数似然比软信息取反；以及将取反后的对数似然比软信息再次进行Turbo译码器译码和进循环冗余码校验。
可选地，对数似然比软信息是由接收机在接收到采用纠错码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或比特信息取反；以及将取反后的信息再次进行纠错码译码器译码和循环冗余码校验。
据本发明的一个实施例，提供了一种译码装置，包括：
处理模块，用于将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及用于将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，处理模块用于将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及还用于将变换后的比特信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
可选地，变换至少包括以下之一：将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息取反；将经过所述纠错码译码器译码后的比特信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息的其中1位取反。
可选地，纠错码译码器为卷积码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用卷积码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将经过卷积码译码器译码后的比特信息取反；以及还用于将取反后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为极化码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用极化码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将经过极化码译码器译码后的比特信息的其中1位取反；以及还用于将变化后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为Turbo码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用Turbo码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将输入到Turbo码译码器的对数似然比软信息取反；以及还用于将取反后的对数似然比软信息再次进行Turbo译码器译码和进循环冗余码校验。
可选地，对数似然比软信息是由接收机在接收到采用纠错码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或比特信息取反；以及还用于将取反后的信息再次进行纠错码译码器译码和循环冗余码校验。
根据本发明的一个实施例，提供了一种存储介质，存储介质包括存储的程序，其中，程序运行时执行上述任一项信息配置方法。
通过本发明，由于配置了低开销的解调参考信号导频，以及采用先进的盲检接收机，可以解决相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题，进而实现了降低了导频开销、同时确保信道估计性能，提高了系统谱效。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是根据本发明实施例的信息配置方法的流程图(一)；
图2是根据本发明实施例的信息配置方法的流程图(二)；
图3是根据本发明实施例的信道估计方法的流程图；
图4是根据本发明实施例的信息配置装置的结构框图；
图5是根据本发明实施例的信息配置装置的结构框图(二)；
图6是根据本发明实施例的信道估计装置的结构框图；
图7是根据本发明实施例的译码方法的流程图；
图8是根据本发明实施例的译码装置的结构框图；
图9是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(一)；
图10是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(二)；
图11是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(三)；
图12是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(四)；
图13是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(五)；
图14是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(六)；
图15是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(七)；
图16是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(八)；
图17是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(九)；
图18是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十)；
图19是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十一)；
图20是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十二)；
图21是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十三)；
图22是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十四)；
图23是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十五)；
图24是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十六)；
图25是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十七)；
图26是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十八)；
图27是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(十九)；
图28是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(二十)；
图29是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(二十一)；
图30是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(二十二)；
图31是根据本发明优选实施例的导频式样示意图(二十三)；
图32是根据本发明优选实施例的盲检示意图；
图33(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(一)；
图33(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(一)；
图34(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(二)；
图34(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(二)；
图35(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(三)；
图35(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(三)；
图36(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(四)；
图36(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(四)。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
实施例1
在本实施例中提供了一种信息配置方法，图1是根据本发明实施例的信息配置方法的流程图(一)，如图1所示，该流程包括如下步骤：
步骤S102，在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。
通过上述步骤，在承载信号的时频资源中配置解调参考信号导频数为0，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低，尚未提出有效的解决方案等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，n等于0时，发射机采用卷积码编码器或极化码编码器。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
实施例2
在本实施例中提供了一种信息配置方法，图2是根据本发明实施例的信息配置方法的流程图(二)，如图2所示，该流程包括如下步骤：
步骤S202，在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n为正整数。
可选地，n为正整数时，发射机采用卷积码编码器或极化码编码器。
通过上述步骤，在承载信号的时频资源中配置了低开销的解调参考信号导频，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低，尚未提出有效的解决方案等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
可选地，n/m≤1/2。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G，其中，G为大于等于2的整数。
可选地，时域m个符号为周期为G的时域符号经k倍重复或扩展后的时域符号，n/(m/k)≤(1/G)×(1/2x)或n/(m/k)≤1/G，其中，k为正整数，m为大于G的整数，x≥0，G为大于等于2的整数。
可选地，解调参考信号在所述n个符号中，占满频域或不占满频域。
可选地，在时域m个符号的f个符号内配置周期导频，在m个符号中剩余的m-f个符号中不配置导频，其中f≤m。
可选地，帧图样可以是周期内连续子帧，
可选地，周期内连续子帧的起始子帧基于偏置(offset)确定，其中，offset为固定值，或者根据信令配置，或者根据重复次数或周期长度确定，其中连续子帧数量为固定值，或者根据信令配置，或者根据重复次数或周期长度确定；
可选地，帧图样可以是周期内两个连续子帧组，其中两个组间不连续，组内子帧连续。
可选地，周期内两个连续子帧组中每个子帧的位置根据信令指示，或者根据重复次数或周期长度确定；
其中，周期为固定值，或者根据信令配置，或者根据重复次数度确定；
实施例3
在本实施例中提供了一种信道估计方法，图3是根据本发明实施例的信道估计方法的流程图，如图3所示，该流程包括如下步骤：
步骤S302，确定第一信号，第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测解调，其中，第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0或n为正整数。
通过上述步骤，在时频资源中配置解调参考信号导频数为0或配置了低开销的解调参考信号导频，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，根据系统为单天线或多天线系统以及系统是否有扩展处理，确定第一信号包括：天线接收信号，或者天线合并后的信号，或者天线接收信号解扩后的信号，或者天线合并后信号的解扩信号，或者天线接收信号的解扩后的合并信号。其中解扩包括匹配滤波(Match filter，MF)解扩，或者最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)解扩。
可选地，第一信号为yc或yd，其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，其中，sc为信号yc或yd对应的导频符号，sd为信号yc或yd对应的数据符号，Hc为导频符号经历的频域信道响应，Hd为数据符号经历的频域信道响应，nc，nd为噪声；
根据信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；
根据所述散点中心，得到数据符号经历的频域信道响应。
可选地，根据两团散点计算出一个散点中心；或者根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；或者根据多团散点计算出一个散点中心。
可选的，根据信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心，包括：将复平面等分成Z个区域，以第一区域为参考，将映射在复平面其他区域的点变化到第一区域上；其中，Z＝2v，v为正整数；根据第一区域的所有散点计算出所述散点中心。
可选地，通过导频符号计算出的信道频域响应来确定数据符号经历的频域信道响应；或者，通过导频符号计算出的信道频域响应和信号yd映射在星座图上的散点计算出散点中心来确定数据符号经历的频域信道响应。通过上述技术方案，在导频接收侧，需要配备先进的盲检接收机，进而使得导频开销低，信道估计性能较好的提升，系统谱效也进行了提高。
实施例4
在本实施例中还提供了一种信息配置装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。
图4是根据本发明实施例的信息配置装置的结构框图(一)，如图4所示，该装置包括：
第一配置模块401，用于在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。
通过上述实施例，在承载信号的时频资源中配置解调参考信号导频数为0，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低，尚未提出有效的解决方案等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。
实施例5
在本实施例中还提供了一种信息配置装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。
图5是根据本发明实施例的信息配置装置的结构框图(二)，如图5所示，该装置包括：
第二配置模块501，用于在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n为正整数。
通过上述实施例，在承载信号的时频资源中配置了低开销的解调参考信号导频，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低，尚未提出有效的解决方案等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调。。
可选地，n/m≤1/2。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G，其中，G为大于等于2的整数。
可选地，时域m个符号为周期为G的时域符号经k倍重复或扩展后的时域符号，n/(m/k)≤(1/G)×(1/2x)或n/(m/k)≤1/G，其中，k为正整数，m为大于G的整数，x≥0，G为大于等于2的整数。
可选地，第二配置模块还用于配置解调参考信号在所述n个符号中，占满频域或不占满频域。
可选地，第二配置模块还用于在时域m个符号的f个符号内配置周期导频，在m个符号中剩余的m-f个符号中不配置导频，其中f≤m。
实施例6
在本实施例中还提供了一种信息估计装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。
图6是根据本发明实施例的信道估计装置的结构框图，如图6所示，该装置包括：
确定模块601，用于确定第一信号，第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测、解调，其中，第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0或n为正整数。
通过上述实施例，在承载信号的时频资源中配置解调参考信号导频数为0或配置了低开销的解调参考信号导频，解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，根据系统为单天线或多天线系统以及系统是否有扩展处理，确定第一信号包括：天线接收信号，或者天线合并后的信号，或者天线接收信号解扩后的信号，或者天线合并后信号的解扩信号，或者天线接收信号的解扩后的合并信号。其中解扩包括匹配滤波(Match filter，MF)解扩，或者最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)解扩。
可选地，上述装置还包括计算模块，用于根据第一信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；以及用于根据散点中心，得到数据符号经历的频域信道响应；
其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，其中，sc为所信号yc对应的导频符号，sd为所述信号yd对应的数据符号，Hc为所述导频符号经历的频域信道响应，Hd为所述数据符号经历的频域信道响应，nc、nd为噪声。
可选地，计算模块包括：第一计算单元，用于根据两团散点计算出一个散点中心；或者用于根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；或者用于根据多团散点计算出一个散点中心；
第二计算单元，用于根据所述散点中心，得到所述数据符号经历的频域信道响应。
需要说明的是，上述各个模块是可以通过软件或硬件来实现的，对于后者，可以通过以下方式实现，但不限于此：上述模块均位于同一处理器中；或者，上述各个模块以任意组合的形式分别位于不同的处理器中。
实施例7
在本实施例中提供了一种译码方法，图7是根据本发明实施例的译码方法的流程图，如图7所示，该流程包括如下步骤：
步骤S702，将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
通过上述步骤，将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；或者，将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，变换至少包括以下之一：将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息的其中1位取反。
可选地，纠错码译码器为卷积码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用卷积码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将经过卷积码译码器译码后的比特信息取反；以及将取反后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为极化码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用极化码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将经过极化码译码器译码后的比特信息的其中1位取反；以及将变化后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为Turbo码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用Turbo码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将输入到Turbo码译码器的对数似然比软信息取反；以及将取反后的对数似然比软信息再次进行Turbo译码器译码和进循环冗余码校验。
可选地，对数似然比软信息是由接收机在接收到采用纠错码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或比特信息取反；以及将取反后的信息再次进行纠错码译码器译码和循环冗余码校验。
实施例8
在本实施例中提供了一种译码装置，图8是根据本发明实施例的译码装置的结构框图，如图8所示，该装置包括：
处理模块801，用于将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及用于将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，处理模块801，用于将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及还用于将变换后的比特信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
通过上述实施例，处理模块801将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；或者，处理模块801将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及还将变换后的比特信息再次输入到纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。解决了相关技术中增加导频开销，虽然可以提高信道估计性能，但由于增大导频开销而导致系统谱效较低等问题，进而实现了降低了导频开销、提高了系统谱效。
可选地，变换至少包括以下之一：将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息取反；将经过所述纠错码译码器译码后的比特信息取反；将经过纠错码译码器译码后的比特信息的其中1位取反。
可选地，纠错码译码器为卷积码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用卷积码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将经过卷积码译码器译码后的比特信息取反；以及还用于将取反后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为极化码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用极化码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将经过极化码译码器译码后的比特信息的其中1位取反；以及还用于将变化后的比特信息再次进行循环冗余码校验。
可选地，纠错码译码器为Turbo码译码器；对数似然比软信息是由接收机在接收到采用Turbo码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将输入到Turbo码译码器的对数似然比软信息取反；以及还用于将取反后的对数似然比软信息再次进行Turbo译码器译码和进循环冗余码校验。
可选地，对数似然比软信息是由接收机在接收到采用纠错码编码器的发射机发射的信号后对信号进行处理后得到的；
处理模块还用于将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或比特信息取反；以及还用于将取反后的信息再次进行纠错码译码器译码和循环冗余码校验。
以下结合优选实施例1-13对上述信息配置方法或信道估计方法或译码方法的流程进行说明，但不用于限定本发明实施例的保护范围。
优选实施例1
在1个符号组，如超小子帧、一个子帧、重复子帧、扩展子帧或承载信号的资源单元(Resource Element，RE)上，配置DMRS导频在时域m个符号中占n个符号，其中n为0，或n不为0。主要有以下三种情况：1)按1个符号组为周期的DMRS导频，有k倍重复或扩的情况；2)更大周期的DMRS导频；3)上面两种情况的组合。
图9-31是根据本发明上述实施例的导频式样。
优选实施例2
在接收端，根据配置的DMRS导频在时域m个符号中占n个符号，其中n为0，或n不为0，分别对信道进行估计；其中，m个符号为k个符号组，按1个符号组为周期的DMRS导频，主要有以下三种情况：1)k＝1；2)有k倍重复，k>1；3)有k倍扩展，k>1。
优选实施例3
在时频资源上，在时域m个符号内，解调参考信号(DMRS)在时域占n个符号，n＝0，其中1个符号为时频资源在时域上的最小单位。
可选地，m个symbol可以为k个符号组。
可选地，每个符号组有G个符号。一个符号组/G个符号可以是1个小时隙(mini-slot)，或1个时隙(slot),或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号(symbols)。其中，G为大于或等于2的整数，k为正整数。
可选地，如图9～图11所示，对于Rel-14NB-IoT单子载波(single tone)，或者Rel-14NB-IoT 3子载波(3tone)，或者Rel-14NB-IoT 12子载波(12tone)系统，设计一种新的导频，即在每个子帧(subfram)内，DMRS在时域占n个symbol，n＝0。
例如：如图12所示，对于NB-IoT single tone有子帧重复，并且做了符号级扰码的系统，设计一种新的导频，即在每个周期(cycle)内，或者在每个资源单元(Resource Unit，RU)内，DMRS在时域占n个symbol，n＝0。
以及例如：如图13～14所示，对于一个资源块对(RB-pair)时频资源，或者扩展后的多个RB-pairs时频资源，在时域14个符号内，DMRS在时域占n个符号，n＝0，或者在时域14*4＝56个符号内，DMRS在时域占0个符号。
优选实施例4
在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS导频在时域占n个符号，即导频数量为n，n为正整数。其中，1个符号为时频资源在时域上的最小单位。
可选地，m个符号可以为k个符号组。
可选地，每个符号组有G个符号。一个符号组/G个符号可以是1个小时隙(mini-slot)，或1个时隙(slot),或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于或等于2的整数，k为正整数。
可选地，n/m≦1/2。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G。
可选地，m个符号是以G为周期的时域符号，有k倍重复或扩展的情况，其中，k为正整数。
可选地，m为大于G的整数，n/(m/k)≤1/G。
例如：
n/(m/k)≤1/7，如图15所示；或n/(m/k)≤2/7，或n/(m/k)≤3/7，或
n/(m/k)≤1/6，或n/(m/k)≤2/6，或n/(m/k)≤3/6，或
n/(m/k)≤1/5，或n/(m/k)≤2/5，或
n/(m/k)≤1/4，如图16所示；或n/(m/k)≤2/4，或
n/(m/k)≤1/3，或
n/(m/k)≤1/2。
可选地，m个符号是以G为周期的时域符号，有k倍重复或扩展的情况，其中，k为正整数。
可选地，m为大于G的整数，n/)m/k)≤(1/G)×(1/2x)，x为正整数。
例如：
n/(m/k)≤(1/7)×(1/2x)，如图17所示；
或n/(m/k)≤(2/7)×(1/2x)，
或n/(m/k)≤(3/7)×(1/2x)；或n/(m/k)≤(1/6)×(1/2x)，
或n/(m/k)≤(2/6)×(1/2x)，或n/(m/k)≤(3/6)×(1/2x)；
或n/(m/k)≤(1/5)×(1/2x)，或n/(m/k)≤(2/5)×(1/2x)，
或n/(m/k)≤(1/4)×(1/2x)，如图18所示；
或n/(m/k)≤(2/4)×(1/2x)，
或n/(m/k)≤(2/3)×(1/2x)，或n/(m/k)≤(1/2)×(1/2x)。
可选地，
在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS导频在时域占n个符号，即导频数量为n，n为正整数，其中1个符号为时频资源在时域上的最小单位。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G。
例如：
m为大于7的整数，n/m≤1/7，或
m为大于6的整数，n/m≤1/6，或
m为大于5的整数，n/m≤1/5，或
m为大于4的整数，n/m≤1/4，或
m为大于3的整数，n/m≤1/3，或
m为大于2的整数，n/m≤1/2。
优选实施例5
优选实施例3和优选实施例4组合的情况，如图19所示，在时频资源上，对于时域m个符号，在时域m1个符号内，DMRS在时域占n个符号，在之后的时域m2个符号内，DMRS在时域占0个符号，其中，
m＝m1+m2，m为大于G的整数，n/m≤1/G。
优选实施例6
在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS导频在时域占n个符号。n不为0时，DMRS导频可以占满频域，或不占满频域。
可选地，DMRS导频占满频域，或者未占满频域，在时域上，在第i个符号上配置导频，i为1～m的前面的数，或者为1～m的后面的数，或者为1～m的中间的数，如图20～图24所示。
可选地，DMRS导频占满频域，或者未占满频域，在时域上，在一定时域长度内配置周期导频，在G个符号内的第i个符号上配置导频，i为1～G的前面的数，或者为1～G的后面的数，或者为1～G的中间的数。
可选地，DMRS导频占满频域，时域上每个配置为DMRS导频的符号在频域上占用所有资源单元(Resource Element，RE)。
可选地，DMRS导频未占满频域，时域上每个配置为导频的符号在频域上，在N个RE内占用P个RE配置DMRS导频，其中P<N,N为12的倍数。其中包括等间隔RE配置导频，如图25～31所示。
优选实施例7
接收侧接收信号，其中在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS导频在时域占n个符号，即导频数量为n，n为正整数，1个符号为时频资源在时域上的最小单位。
优选实施例8
在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS导频在时域占n个符号，n为0，其中1个symbol为时频资源在时域上的最小单位。
上行链路可以表示为：yd＝Hd×sd+nd，其中，sd为数据符号，Hd为数据符号经历的频域信道，yd为接收信号，nd为噪声。
当sd为BPSK符号,sd∈{-1,1}，则有yd＝Hd+nd或者yd＝-Hd+nd。
所以可以根据上述推导公式，可以由yd估计出Hd：
根据接收信号在星座图上的散点特性，估计出信道。
可选地，步骤为：
第一步，由两团散点得到一个中心，如图32所示，
第二步，根据上述散点中心，求得信道Hd，或者-Hd。
可选地，根据两团散点计算出一个散点中心，根据散点中心得到信道频域响应：H＝ejθ，或H＝ej(θ+π)。
其中，第一步包括：
步骤1-1：将复平面等分成2个区域，以第1区域为参考，将映射在复平面第2区域的点变化到第1区域上；
步骤1-2：根据第1区域的所有散点计算出所述散点中心；
步骤1-3：换另一种划分区域方法，重复步骤1-1和步骤1-2；
步骤1-4：重复步骤1-3四次；比较通过上述步骤得到的多个散点中心，取模值最大的散点中心。
可选地，计算散点中心，包括以下步骤：
1)分区判断；对于信号y，y＝y1Uy2,其中y1＝yreal(y)>0,y2＝yreal(y)≤0
将y1变化到1个区域，并将y2变化到y1所在区域，
Figure BDA0001479897100000241
得到散点中心：
Figure BDA0001479897100000242
2)分区判断；对于信号y，y＝y1Uy2,其中y1＝yimag(y)>0,y2＝yimag(y)≤0
将y1变化到1个区域，并将y2变化到y1所在区域，
Figure BDA0001479897100000243
得到散点中心：
Figure BDA0001479897100000244
3)分区判断；对于信号y，y＝y1Uy2,其中y1＝yreal(y)>imag(y),y2＝yreal(y)≤imag(y)
将y1变化到1个区域，并将y2变化到y1所在区域，
Figure BDA0001479897100000245
得到散点中心：
Figure BDA0001479897100000246
4)分区判断；对于信号y，y＝y1Uy2,其中y1＝y-real(y)<imag(y),y2＝y-real(y)≥imag(y)
将y1变化到1个区域，并将y2变化到y1所在区域，
Figure BDA0001479897100000247
得到散点中心：
Figure BDA0001479897100000248
5)比较上述多个计算得到的散点中心，取模值最大的散点中心。
可选地，当sd为QPSK符号时，计算散点中心，包括以下步骤：
步骤1-1：将复平面等分成4个区域，以第1区域为参考，将映射在复平面其他3个区域的点变化到第1区域上。
步骤1-2：根据第1区域的所有散点计算出散点中心。
步骤1-3：换另一种划分区域方法，重复步骤1-1和步骤1-2；
步骤1-4：重复步骤1-3两次。比较通过上述步骤得到的多个散点中心，取模值最大的散点中心。
对于散点，从几何角度看，为y在二维复平面上的点；从无线通信领域角度看，为复数信号，或者复数信号映射在二维星座图上的点。
优选实施例9
在时频资源上，在时域m个符号内，DMRS在时域占n个符号，即导频数量为n，n为正整数，1个symbol为时频资源在时域上的最小单位。
可选地，m个符号可以为k个符号组。
可选地，每个符号组有G个符号，一个符号组/G个符号可以是1个小时隙(mini-slot)，或1个时隙(slot),或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于或等于2的整数，k为正整数。
可选地，m为大于G的整数，n/m≤1/G。
可选地，k＝1时，上行链路或下行链路可以表示为：yd＝Hd×sd+nd和yc＝Hc×sc+nc，其中，sd为数据符号，Hd为数据符号经历的频域信道，yd为接收信号，nd为噪声。sc为导频符号，Hc为导频符号经历的频域信道，yc为接收信号，nc为噪声。
当sd为BPSK符号,sd∈{1,-1}，则有yd＝Hd+nd或者yd＝-Hd+nd；
而sc为已知的确定信号，根据的yc的散点特性以及yc＝Hc×sc+nc,可以由yc估计出Hc；
再根据接收信号yd在星座图上的散点特性以及Hc，估计出Hd。
可选地，步骤为：
第一步，由两团散点得到一个中心；
第二步，根据上述散点中心，求得信道Hd，或者-Hd；
第三步，根据其他信息确定信道。例如通过Hc来确定数据信号经历的信道是Hd还是-Hd。
可选地，k>1，m个符号有k倍重复时，
上行链路或下行链路可以表示为，yd＝Hd·sd·c+nd；其中，sd为数据符号，Hd为数据符号经历的频域信道，yd为接收信号矢量，nd为噪声矢量，c为k长全1序列。
当sd为BPSK符号,sd∈{1,-1}，则有yd＝Hd·c+nd或者yd＝-Hd·c+nd；根据接收信号或k次重复的信号合并后的信号或接收天线合并信号，或接收天线合并以及k次重复合并后的信号在星座图上的散点特性，估计出信道。
可选地，步骤为：
第一步，取时域b倍重复的接收符号，b≤k，近似认为b倍重复的符号经历的那段信道时不变。由两团散点得到一个中心。
第二步，根据散点中心，求得信道Hd，或者-Hd。
第三步，根据其他信息确定信道。例如通过导频求得的信道频域响应来确定信道。
可选地，k>1，m个符号有k倍扩展时，
上行链路或下行链路可以表示为，yd＝Hd·sd·c+nd；其中，sd为数据符号，Hd为数据符号经历的频域信道矢量，yd为接收信号矢量，nd为噪声矢量，c为k长扩展序列。
当sd为BPSK符号,sd∈{1,-1}，则有yd＝Hd·c+nd或者yd＝-Hd·c+nd；根据解扩后的信号在星座图上的散点特性，估计出信道。
可选地，步骤为：
第一步，解扩信号，得到解扩后的接收符号，由两团散点得到一个中心。
第二步，根据散点中心，求得信道Hd，或者-Hd。
第三步，根据其他信息确定信道。例如通过导频求得的信道频域响应来确定信道。
可选地，传统导频估计信道：
导频的上行链路可以表示为，
Figure BDA0001479897100000261
其中，
Figure BDA0001479897100000262
为导频符号，
Figure BDA0001479897100000263
为导频符号经历的频域信道，
Figure BDA0001479897100000264
为接收信号，
Figure BDA0001479897100000265
为噪声。
可选地：
第一步，可以按照最小二乘方法(LS)估计，或者最小均方误差(MMSE)估计的方法求出
Figure BDA0001479897100000271
第二步，通过近似取值或拟合或插值方法得到数据符号经历的信道。
优选实施例10
图9-31是根据本发明上述实施例的导频式样。
优选实施例11
在本优选实施例中提供了一种译码方法，用于盲检数据信号，图33(a)是根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图。
图33(b)是根据本发明优选实施例的译码方法流程图(二)，如图33(b)所示，该流程包括：
纠错码译码器为Turbo码或低密度奇偶校验码(Low Density Parity CheckCode，LDPC)纠错码译码器，对纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验(CyclicRedundancy Check，CRC)，根据校验结果是否正确，来确定数据符号是否译码正确。如果CRC校验通过，则译码正确。
或者，则将对数似然比(Loglikelihood Ratio，LLR)软信息取反，并将得到的比特信息输入到纠错码译码器，对纠错码译码器输出的比特信息进行通过CRC校验，如果CRC校验通过，则译码正确。如果未通过CRC校验，则译码错误。
优选实施例12
在本优选实施例中提供了一种译码方法，用于盲检数据信号，图34(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(二)，图34(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(二)。如图34(b)所示，该流程包括：
纠错码译码器为卷积码纠错码译码器，对纠错码译码器输出的比特信息进行CRC校验，根据校验结果是否正确，来确定数据符号是否译码正确。
或者，则将纠错码译码器输出的比特信息取反后，再次进行CRC校验，如果CRC校验通过，则译码正确；如果未通过CRC校验，则译码失败。
对应的发射机采用卷积码编码器，如图34(a)所示。如此可以减小接收机译码次数，降低复杂度。
优选实施例13
在本优选实施例中提供了一种译码方法，用于盲检数据信号，图35(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(三)，图35(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(三)。如图35(b)所示，该流程包括：
纠错码译码器为极化(Polar)码纠错码译码器，对纠错码译码器输出的比特信息进行CRC校验，根据校验结果是否正确，来确定数据符号是否译码正确。
或者，则将纠错码译码器输出的比特信息的其中1位(例如最后1位)取反后，再次进行CRC校验，如果CRC校验通过，则译码正确；如果未通过CRC校验，则译码失败。
对应的发射机采用Polar编码器，如图35(a)所示。如此可以减小接收机译码次数，降低复杂度。
优选实施例14
在本优选实施例中提供了一种译码方法，用于盲检数据信号，图36(a)根据本发明优选实施例的发射机编码器的示意图流程图(四)，图36(b)根据本发明优选实施例的译码方法流程图(四)。如图36(b)所示，该流程包括：
纠错码译码器为极化(Polar)码纠错码译码器，对纠错码译码器输出的比特信息进行CRC校验，根据校验结果是否正确，来确定数据符号是否译码正确。
对应的发射机采用Polar编码器，如图36(a)所示。如此可以减小接收机译码次数，降低复杂度。
实施例9
本发明的实施例还提供了一种存储介质，该存储介质包括存储的程序，其中，上述程序运行时执行上述任一项所述的信息配置方法或信道估计方法或译码方法。
可选地，在本实施例中，上述存储介质可以被设置为存储用于执行以下步骤的程序代码：
S1，在时频资源中配置解调参考信号导频，信号用于传输信号，或接收端进行信道估计或者检测解调，其中，解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0。
可选地，存储介质还被设置为存储用于执行以下步骤的程序代码：
S2，m个符号为k个符号组，每个符号组有G个符号；其中，每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数。
可选地，在本实施例中，上述存储介质可以包括但不限于：U盘、只读存储器(Read-Only Memory，简称为ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称为RAM)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种信息配置方法，其特征在于，包括：
在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，所述解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0，还包括：所述时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，所述每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；所述时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调；
将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将所述纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，所述将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过所述纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到所述纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述n等于0时，发射机采用卷积码编码器或极化码编码器。
3.一种信道估计方法，其特征在于，包括：
确定第一信号，所述第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测、解调，其中，所述第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，所述解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0，还包括：所述时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，所述每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；所述时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调；
将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将所述纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，所述将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过所述纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到所述纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第一信号为信号yc或yd，其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，sc为信号yc对应的导频符号，sd为信号yd对应的数据符号，Hc为所述导频符号经历的频域信道响应，Hd为所述数据符号经历的频域信道响应，nc、nd为噪声；
根据所述信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；
根据所述散点中心，得到所述数据符号经历的频域信道响应。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心，包括：
根据两团散点计算出一个散点中心；或者
根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；
或者根据多团散点计算出一个散点中心。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心，包括：
将复平面等分成Z个区域，以第一区域为参考，将映射在复平面其他区域的点变化到第一区域上；其中，Z＝2v，v为正整数；
根据第一区域的所有散点计算出所述散点中心。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法包括，通过所述导频符号计算出的信道频域响应来确定数据符号经历的频域信道响应；或者，通过导频符号计算出的信道频域响应和信号yd映射在星座图上的散点计算出散点中心来确定数据符号经历的频域信道响应。
8.一种信息配置装置，其特征在于，包括：
第一配置模块，用于在时频资源中配置解调参考信号导频，其中，所述解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1的整数，n等于0，还包括：所述时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，所述每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；所述时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调；
所述信息配置装置还用于：
将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将所述纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，所述将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过所述纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到所述纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
9.一种信道估计装置，其特征在于，包括：
确定模块，用于确定第一信号，所述第一信号用于执行至少以下操作之一：信道估计、检测、解调，其中，所述第一信号对应的发射信号中配置有解调参考信号导频，所述解调参考信号导频在时域m个符号中占n个符号，其中，m为大于1整数，n等于0，还包括：所述时域m个符号为k个符号组，每个符号组有G个时域符号；其中，所述每个符号组包括：1个小时隙，或1个时隙,或1个小子帧，或1个子帧，或G个符号，G为大于等于2的整数，k为正整数；所述时域m个符号用于传输信号，或用于接收端进行信道估计或者检测解调；
所述信道估计装置还用于：
将对数似然比软信息输入到纠错码译码器进行译码；以及将所述纠错码译码器输出的比特信息进行循环冗余码校验；
或者，所述将输入到纠错码译码器的对数似然比软信息或经过所述纠错码译码器译码后的比特信息进行变换，以及将变换后的比特信息再次输入到所述纠错码译码器进行译码和/或进行循环冗余码校验。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述装置还包括计算模块；
所述计算模块，用于根据第一信号yc或yd映射在星座图上的散点计算出散点中心；以及用于根据所述散点中心，得到数据符号经历的频域信道响应；
其中，yc＝Hc·sc+nc或yd＝Hd·sd+nd，其中，sc为所信号yc对应的导频符号，sd为所述信号yd对应的数据符号，Hc为所述导频符号经历的频域信道响应，Hd为所述数据符号经历的频域信道响应，nc、nd为噪声。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述计算模块包括：
第一计算单元，用于根据两团散点计算出一个散点中心；或者用于根据信号yc或yd的平方值映射在星座图上的散点计算出散点中心；或者用于根据多团散点计算出一个散点中心；
第二计算单元，用于根据所述散点中心，得到所述数据符号经历的频域信道响应。
12.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质包括存储的程序，其中，所述程序运行时执行权利要求1至2，或权利要求3至7中任一项所述的方法。
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