CN110011948B - 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 - Google Patents

数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种数据传输方法及装置、存储介质、电子装置，其中，该方法包括：产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；发送所述有共轭关系的符号对。通过本发明，解决了相关技术中发送特定的导频符号浪费时频资源以及导频碰撞导致信道估计不准的技术问题。

Description

数据传输方法及装置、存储介质、电子装置
技术领域
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种数据传输方法及装置、存储介质、电子装置。
背景技术
不管是传统的基于调度的数据传输，还是新兴的基于免调度的数据传输，信道估计的精度对解调性能的影响都很大。而通常信道估计的精度受导频方案以及信道估计方法影响。
图1是本发明相关技术中基于OFDM调制的一种导频方案的示意图，这里OFDM调制包括(泛指)多载波OFDM调制和单载波化的OFDM调制，即SC-FDMA，而SC-FDMA调制信号的频域产生方法是在OFDM调制前加一个DFT扩展，所以SC-FDMA调制又称为DFT-S-OFDM调制。
图1中每个小格是OFDM/DFT-S-OFDM/SC-FDMA符号的一个资源单元(ResourceElement，RE),即一个OFDM/DFT-S-OFDM/SC-FDMA符号的一个子载波资源，由于子载波是在频域的，所以一个资源单元RE也可以称为一个频域资源单元RE。
图2是本发明相关技术中OFDM调制的示意图，多载波OFDM调制如图2的所示，数字幅相调制符号(xPSK/xQAM symbol,例如BPSK(二进制相移键控),QPSK(正交相移键控),16QAM(正交振幅调制)…)(有时简可以称为调制符号或)先分组，每组M个符号，D＝[d0,d1,...dM-1]直接映射到一个OFDM符号的M个子载波上。也可以说，每个RE直接承载一个数字幅相调制符号，或者这M个数字幅相调制符号被一个OFDM符号承载(因为这里一个OFDM符号有M个子载波)，或者一个OFDM符号承载了M个数字幅相调制符号。
本实施例内，类似D＝[d0,d1,...dM-1]这样的表示，说明D是一个由M个符号组成的符号块，而且其中的符号是有顺序的；进一步，如果D处于矩阵运算中，则自动变为M长列矢量；即一旦是处于矩阵运算中，例如S＝QD，其中Q是M列的矩阵的话，则D＝[d0,d1,...dM-1]T，是一个M长列矢量，这里()T是转置运算。
单载波化的SC-FDMA调制由于可以基本保持多载波OFDM的优良属性，并且可以有单载波信号的低峰均比(Low PAPR/CM)这个关键优点，因此被LTE标准采纳为上行传输的载波调制方法。单载波化的SC-FDMA信号产生方法可以有两种：
基于离散傅里叶变换DFT扩展的频域生成方法，即DFT-S-OFDM方法，图3是本发明相关技术中SC-FDMA信号的频域产生方法示意图，如图3所示
直接时域生成方法，图4是本发明相关技术中SC-FDMA信号的时域产生方法示意图，如图4所示
图3是单载波化SC-FDMA的频域产生方法，即DFT-S-OFDM调制。与多载波OFDM方式相同，每个DFT-S-OFDM符号也是承载M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]。但与多载波OFDM方式不同的是，在DFT-S-OFDM调制符号中，这M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]是在时域上传输的，而不是直接承载在频域的RE上的。确切地说，一个DFT-S-OFDM符号的M个RE不是直接承载M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]，而是承载这M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]经过DFT变换扩展后生成的M个符号S＝[s0,s1,...sM-1]。S和D的关系可以表示为S＝DFT(D)，这里DFT()是指DFT扩展变换函数，或者DFT扩展变换功能/操作，DFT变换的精确运算规则可以用矩阵运算表示,一种常见的M点DFT变换函数或操作S＝DFT(D)的具体矩阵运算规则是下面的矩阵运算：
即S＝QD
其中是这种M点DFT变换的变换矩阵。
Q是一个M×M的矩阵，即M行M列的方阵，行索引从第1行到第M行，列索引从第1列到第M列，其中第n+1行，第m+1列的元素是M>m≥0，M>n≥0。
另一种常见的M点DFT变换函数或操作S＝DFT(D)的具体矩阵运算规则所涉及的Q矩阵如下：
其中第n+1行，第m+1列的元素是M>m≥0，M>n≥0。
本实施例内，一旦是处于矩阵运算中，类似D＝[d0,d1,...dM-1]这样的M个符号组成的符号块，自动变为列矢量，即一旦是处于矩阵运算中，D＝[d0,d1,...dM-1]T，这里T是转置运算。
可见，DFT扩展变换是一种线性运算，所以还可以说一个DFT-S-OFDM符号的每个RE承载的信号是这M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]的线性组合。
图4是单载波化SC-FDMA的时域产生方法，这种方式没有DFT和IFFT操作，实现上简单些，适合一些要求低实现复杂度的场景。
也与多载波OFDM方式不同，SC-FDMA调制中，M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]是在直接在时域上传输的，不是直接承载在RE上的。
单载波化SC-FDMA的时域产生方法没有显式的DFT和IFFT时频变换，所以产生过程中没有显式产生的频域子载波上承载的符号，或者说没有显式的产生频域RE上承载的符号，但只要将一个SC-FDMA符号通过离散傅里叶变换到频域，还是能够产生这个SC-FDMA符号的M个子载波上的频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]的。因此可以说SC-FDMA时域产生方法产生的一个SC-FDMA符号中隐式地包含了M个子载波上的M个频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]，或者说隐式地包含了M个频域RE上承载的M个频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]，而这M个频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]与M个时域数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]也是可以通过离散傅里叶变换/离散傅里叶反变换，DFT/IDFT转换的，即S＝DFT(D)。相对的，频域产生方法，即DFT-S-OFDM调制有显式的DFT和IFFT时频变换的，产生过程中会显式地产生M个子载波上的M个频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]的。
所以，也可以说SC-FDMA时域产生方法产生的一个SC-FDMA符号中隐式地包含了M个频域RE上承载的M个频域符号S＝[s0,s1,...sM-1]，其中频域符号是时域的M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]的线性组合。SC-FDMA的时域产生方法和频域产生方法是等价的。
为了保证信道估计的精度，相关技术中通常会采用增强导频的设计或者采用其他的信道估计方法。其中增强导频的设计，包括:
采用更匹配信道特点的导频；
使用更多时频资源来放置更多的导频；
以及多个用户在相同时频资源传输数据时，各用户尽可能采用低互相关的导频来减少导频上的互扰。
如果多个用户是以免调度方式在相同时频资源上传输数据的话，不同用户随机选择导频，有可能选择相同的导频，所谓导频碰撞。导频碰撞对多用户检测性能影响非常大。为了减少导频碰撞的影响，通常需要设计更多的导频来减少碰撞概率，更多的导频通常意味着导频需要占用更多的时频资源和更高的导频检测复杂度。
相关技术中信道估计方法的不足是：
导频需要占用一定时频资源，是一种开销。尤其是覆盖要求高的场景，接收信号包括数据信号和导频信号的信噪比SNR较低，基于导频的信道估计要在低信噪比条件下进行，要保证估计精度的话，通常需要更多的时频资源来放置更多的导频，以提高导频的信噪比，这样开销进一步增加。
免调度接入场景下，可能会出现不同用户使用相同的导频，即导频碰撞。导频碰撞导致免调度接入性能严重受损。为了减少导频碰撞的影响，通常需要设计更多的导频来减少碰撞概率，更多的导频通常意味着导频需要占用更多的时频资源和更高的导频检测复杂度。
针对相关技术中存在的上述问题，目前尚未发现有效的解决方案。
发明内容
本发明实施例提供了一种数据传输方法及装置、存储介质、电子装置。
根据本发明的一个实施例，提供了一种数据传输方法，包括：产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；发送所述有共轭关系的符号对。
根据本发明的一个实施例，提供了另一种数据传输方法，包括：产生M个符号[d0,d1,...dM-1]；将所述M个符号[d0,d1,...dM-1]变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]；发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，其中，M大于或等于1。
根据本发明的一个实施例，提供了又一种数据传输方法，包括：接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；使用所述符号对进行信道估计。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种数据传输装置，包括：产生模块，用于产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；发送模块，用于发送所述有共轭关系的符号对。
根据本发明的另一个实施例，提供了另一种数据传输装置，包括：第一产生模块，用于产生M个符号[d0,d1,...dM-1]；第二产生模块，用于将所述M个符号[d0,d1,...dM-1]变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]；发送模块，用于发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，其中，M大于或等于1。
根据本发明的另一个实施例，提供了又一种数据传输装置，包括：接收模块，用于接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；估计模块，用于使用所述符号对进行信道估计。
根据本发明的又一个实施例，还提供了一种存储介质，所述存储介质中存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被设置为运行时执行上述任一项方法实施例中的步骤。
根据本发明的又一个实施例，还提供了一种电子装置，包括存储器和处理器，所述存储器中存储有计算机程序，所述处理器被设置为运行所述计算机程序以执行上述任一项方法实施例中的步骤。
通过本发明，通过发送M对有共轭关系的符号对，接收端可以用符号对来进行信道估计，解决了相关技术中发送特定的导频符号浪费时频资源以及导频碰撞导致信道估计不准的技术问题，提高了资源利用率。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是本发明相关技术中基于OFDM调制的一种导频方案的示意图；
图2是本发明相关技术中OFDM调制的示意图；
图3是本发明相关技术中SC-FDMA信号的频域产生方法示意图；
图4是本发明相关技术中SC-FDMA信号的时域产生方法示意图；
图5是根据本发明实施例的数据传输方法的流程图；
图6是本实施例产生M对有共轭关系的符号对的示意图；
图7是根据本发明实施例的另一种数据传输方法的流程图；
图8是根据本发明实施例的一种数据传输系统的结构框图；
图9是本实施例中产生共轭关系的符号对的示意图；
图10是本实施例中多载波OFDM调制共轭的示意图；
图11是本实施例中基于DFT-S-OFDM时域产生方法的共轭符号对产生方法示意图；
图12是本实施例中基于SC-FDMA时域产生方法的共轭符号对产生方法示意图；
图13是本实施例中共轭符号对的位置示意图；
图14是本实施例中重复共轭后扩展示意图；
图15是本实施例在OFDM调制过程中实现共轭的示意图；
图16是本实施例在DFT-S-OFDM调制过程中实现共轭的示意图；
图17是本实施例在SC-FDMA信号的时域产生过程中实现共轭的示意图；
图18是本实施例在LTE中承载数据符号和导频符号的示意图；
图19是本实施例在NB-IoT中承载数据符号和导频符号的示意图；
图20是本实施例中重复发射符号的示意图；
图21是本实施例中帧结构示意图一；
图22是本实施例中帧结构示意图二；
图23是本实施例中对共轭符号进行拓展的示意图。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
实施例1
本申请实施例可以运行于的网络架构包括：发送侧、接收侧，其中，发送侧向接收侧发送数据。
在本实施例中提供了一种数据传输方法，图5是根据本发明实施例的数据传输方法的流程图，如图5所示，该流程包括如下步骤：
步骤S502，产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
步骤S504，发送有共轭关系的符号对。
通过上述步骤，通过发送M对有共轭关系的符号对，接收端可以用符号对来进行信道估计，解决了相关技术中发送特定的导频符号浪费时频资源以及导频碰撞导致信道估计不准的技术问题，提高了资源利用率。
可选地，上述步骤的执行主体可以为基站、终端，发射机等，但不限于此。
可选的，M对有共轭关系的符号对，包括但不限于为以下符合对：M对有直接共轭关系的符号；M对有负共轭关系的符号；M对有加权共轭关系的符号；M对符号对，其中，A对符号对为直接共轭关系，M-A对符号对为负共轭关系或加权共轭关系，A大于或等于1；M对符号对，其中，A对符号对为负共轭关系，M-A对符号对为加权共轭关系，A大于或等于1；使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的每对符号对中的一个或两个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对；使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的多对符号对中的一个或多个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对。
可选的，产生M对有共轭关系的符号对可以采用以下方式之一，图6是本实施例产生M对有共轭关系的符号对的示意图，如图6所示，示意了以下九种形式：
(1)，M个调制符号，和对M个调制符号取共轭得到的M个符号；
(2)，对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对离散傅里叶变换后得到的M个符号取共轭得到的M个符号；
(3)，对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换得到的M个符号；
(4)，对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；
(5)，对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；
(6)，对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；
(7)，对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；
(8)，对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；离散傅里叶变换是对每F个调制符号或者取共轭及变换顺序后的F个调制符号为一组进行F点离散傅里叶变换；
(9)，对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1；变换顺序是对每G个调制符号进行的；离散傅里叶变换是对每G个调制符号或者取共轭及变换顺序后的G个调制符号为一组进行G点离散傅里叶变换。
其中，扩展处理是指使用扩展序列对符号进行扩展，具体地，一个符号d，使用L长的扩展序列[c0,c1,...cL-1]扩展，就是符号d与扩展序列里的每个元素相乘，生成L个符号[d·c0,d·c1,...d·cL-1]的操作。
本实施例中的取共轭及变换顺序，可以是先取共轭再变换顺序，也可以是先变换顺序再取共轭。
在本实施例中，对W个调制符号取共轭及变换顺序，包括：对W个调制符号[d0,d1,...dW-1]取共轭及变换成负顺序得到W个调制符号[e0,e1,...eW-1]]，其中，其中，1≤k≤W-1；或者，对所述W个调制符号[d0,d1,...dW-1]取共轭及变换成逆顺序得到W个调制符号[e0,e1,...eW-1]，其中，/>其中，0≤k≤W-1；其中，W的取值与以下之一相等：M，E，F，G。
由于实数的共轭就是自身，则对于调制符号都是实数的情况，例如取值只有-1或者+1的BPSK调制符号，则本实施例中的取共轭操作可以省略，因为对实数取共轭就是实数本身。
可选的，在得到M对有共轭关系的符号对之后，方法还包括以下之一：
使用加权值或加权矢量将每对有共轭关系的符号对中的一个或两个符号进行加权，得到加权后的M对有共轭关系的符号对；
使用加权值或加权矢量将多对有共轭关系的符号对中的一个或多个符号进行加权，得到加权后的M对有共轭关系的符号对。
在本实施例中，M个调制符号包括以下之一：BPSK调制符号、π/2BPSK调制符号、QPSK调制符号或QAM调制符号；其中M个调制符号采用π/2-BPSK调制更加有利于降低发射信号的峰均比。
可选的，在得到M对有共轭关系的符号对之后，使用扩展序列对有共轭关系的符号对的符号进行扩展处理；或者，在得到加权后的M对有共轭关系的符号对之后，使用扩展序列对有共轭关系的符号对的符号进行扩展处理。
在本实施例中，扩展序列通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，符号对的发送端的发射机自主选择，符号对的发送端的发射机自主产生，符号对的发送端的发射机随机选择，符号对的发送端的发射机随机产生，符号对的发送端的发射机根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定；其中扩展序列由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验(CRC)编码后形成的比特决定是免调度接入的特点，进一步，扩展序列根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而扩展序列是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的扩展序列。
在本实施例中，加权值或加权矢量通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，符号对的发送端的发射机自主选择，符号对的发送端的发射机自主产生，符号对的发送端的发射机随机选择，符号对的发送端的发射机随机产生，符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定；其中加权值或加权矢量由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定是免调度接入的特点，进一步，加权值或加权矢量根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而加权值或加权矢量是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的加权值或加权矢量。
可选的，发送有共轭关系的符号对包括：使用频域资源单元RE承载有共轭关系的符号对，其中，两个RE分别承载一对有共轭关系符号对中的两个符号，频域RE包括以下之一：多载波正交频分复用OFDM调制的RE，单载波频分多址SC-FDMA调制的RE，单载波化的离散傅里叶变换扩频的正交频分复用DFT-S-OFDM调制的RE。
可选的，承载一对有共轭关系的符号对的两个RE的位置相邻或者小于预定符号间隔。
在本实施例中，当RE为多载波OFDM调制的RE时，M对有共轭关系的符号对包括：M个调制符号，和将M个调制符号取共轭得到的M个符号；或者，对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理后得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；或者，
当RE为单载波DFT-S-OFDM调制的RE时，M对有共轭关系的符号对包括：将M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和将离散傅里叶变换后得到的M个符号取共轭得到的M个符号；或者，对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理后得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；或者，对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换后得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；或者，
当RE为单载波DFT-S-OFDM调制的RE或SC-FDMA调制的RE时，M对有共轭关系的符号对包括：将M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和将M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换处理得到的M个符号；或者，对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；或者，对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1。由于实数的共轭就是自身，则对于调制符号都是实数的情况，例如取值只有-1或者+1的BPSK调制符号，则本实施例中的取共轭操作可以省略，因为对实数取共轭就是实数本身。
可选的，发送有共轭关系的符号对包括：使用发射机的一根天线发送有共轭关系的符号对。发射机可以有一根或者多根发射天线，如果发射机有多根发射天线时，可以仅使用其中一根天线进行发送，也不排除可以使用多根天线分别发送相同的符号，或者可以使用多根天线分别发送相同符号的不同加权值加权后的版本。
在发送侧，本实施例还提供了另一种数据传输方法，该流程包括如下步骤：
S11，产生M个符号[d0,d1,...dM-1]；
S12，将M个符号[d0,d1,...dM-1]变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]；
S13，发送[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，其中，M大于或等于1。
可选的，将M个符号[d0,d1,...dM-1]变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]包括以下之一：
对M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换顺序或位置得到M个符号[e0,e1,...eM-1]；
对M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换成负顺序得到M个符号[e0,e1,...eM-1]，其中，其中，1≤k≤M-1；
对M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换成逆顺序得到M个符号[e0,e1,...eM-1]，其中，其中，0≤k≤M-1；
对M个符号[d0,d1,...dM-1]进行离散傅里叶变换、取共轭、离散傅里叶反变换得到M个符号[e0,e1,...eM-1]。这三个动作(离散傅里叶变换、取共轭、离散傅里叶反变换)合起来是一种变换，可以实现上述取共轭及变换成负顺序相同的效果。
可选的，M个符号[d0,d1,...dM-1]是M个调制符号。
可选的，M个调制符号包括以下之一：BPSK调制符号、π/2BPSK调制符号、QPSK调制符号或QAM调制符号。
可选的，发送[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，包括以下之一：
将[d0,d1,...dM-1]和/或[e0,e1,...eM-1]乘以指定值后发送；
将[d0,d1,...dM-1]和/或[e0,e1,...eM-1]乘以指定值，然后分别使用扩展序列进行扩展处理，并发送；
使用扩展序列对[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]分别进行扩展处理之后发送；
使用扩展序列对[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]分别进行扩展处理，然后将[d0,d1,...dM-1]扩展后得到的符号和/或[e0,e1,...eM-1]扩展后得到的符号乘以指定值，并发送。
在本实施例中，扩展序列通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，符号对的发送端的发射机自主选择，符号对的发送端的发射机自主产生，符号对的发送端的发射机随机选择，符号对的发送端的发射机随机产生，符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定。其中扩展序列由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定是免调度接入的特点，进一步，扩展序列根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而扩展序列是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的扩展序列。
在本实施例中，指定值通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，符号对的发送端的发射机自主选择，符号对的发送端的发射机自主产生，符号对的发送端的发射机随机选择，符号对的发送端的发射机随机产生，符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定。其中指定值由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定是免调度接入的特点，进一步，指定值根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而指定值是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的指定值。
可选的，发送[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]包括：通过以下之一发送[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]：单载波频分多址SC-FDMA方式，单载波化的离散傅里叶变换扩频正交频分复用DFT-S-OFDM方式。
在本实施例中提供了另一种数据传输方法，图7是根据本发明实施例的另一种数据传输方法的流程图，实施在与图5或图6对应的接收侧，如图7所示，该流程包括如下步骤：
步骤S702，接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
步骤S704，使用符号对进行信道估计。
可选的，M对有共轭关系的符号对承载在2M个频域资源单元RE上，RE包括以下之一：多载波正交频分复用OFDM调制的RE，单载波频分多址SC-FDMA调制的RE，单载波离散傅里叶变换扩频的正交频分复用DFT-S-OFDM调制的RE。
可选的，承载一对符号的两个RE，位置相邻或者小于预定符号间隔。
可选的，在使用符号对进行信道估计之后，方法还包括：利用信道估计的信道估计结果，执行以下操作至少之一：信道均衡、解调、译码、CRC校验。在本实施例中，方案还包括：获取符号对两个符号对应的第一符号和第二符号；使用第一符号乘以第二符号得到信道估计值的平方，对信道估计值的平方进行开方操作，得到信道估计值，和信道估计值的负值；使用信道估计值，和信道估计值的负值做信道均衡；两个均衡结果经解调译码后得到的结果，通过CRC校验决定是否译码正确。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到根据上述实施例的方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端设备(可以是手机，计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
实施例2
在本实施例中还提供了一种数据传输装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。
本实施例提供一种数据传输装置的结构框图，应用在发送端，该装置包括:
产生模块800，用于产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
发送模块802，用于发送有共轭关系的符号对。
可选的，M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M对有直接共轭关系的符号；
M对有负共轭关系的符号；
M对有加权共轭关系的符号；
M对符号对，其中，A对符号对为直接共轭关系，M-A对符号对为负共轭关系或加权共轭关系，A大于或等于1；
M对符号对，其中，A对符号对为负共轭关系，M-A对符号对为加权共轭关系，A大于或等于1；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的每对符号对中的一个或两个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的多对符号对中的一个或多个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对。
可选的，M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M个调制符号，和对M个调制符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对离散傅里叶变换后得到的M个符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换得到的M个符号；
对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；
对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；
对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；
对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；
对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；
对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1；
其中，取共轭及变换顺序可以是先取共轭再变换顺序，也可以是先变换顺序再取共轭，扩展处理是指使用扩展序列对符号进行扩展。
由于实数的共轭就是自身，则对于调制符号都是实数的情况，例如取值只有-1或者+1的BPSK调制符号，则本实施例中的取共轭操作可以省略，因为对实数取共轭就是实数本身。
在发送端，本实施例还提供了另一种数据传输装置，该装置包括：第一产生模块820，用于产生M个符号[d0,d1,...dM-1]；第二产生模块822，用于将M个符号[d0,d1,...dM-1]变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]；发送模块824，用于发送[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，其中，M大于或等于1。
可选的，第二产生模块包括以下之一：第一产生单元，用于对M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换顺序或位置得到M个符号[e0,e1,...eM-1]；第二产生单元，用于对M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换成负顺序得到M个符号[e0,e1,...eM-1]，其中，其中，1≤k≤M-1；第三产生单元，对所述M个符号[d0,d1,...dM-1]取共轭及变换成逆顺序得到M个符号[e0,e1,...eM-1]，其中，/>其中，0≤k≤M-1；
第四产生单元，用于对M个符号[d0,d1,...dM-1]进行离散傅里叶变换、取共轭、离散傅里叶反变换得到M个符号[e0,e1,...eM-1]。
本实施例提供了又一种数据传输装置的结构框图，应用在接收端，该装置包括:接收模块840，用于接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；估计模块842，用于使用符号对进行信道估计。
可选的，接收端的装置还包括：执行模块，用于在估计模块使用符号对进行信道估计之后，利用信道估计的信道估计结果，执行以下操作至少之一：信道均衡、解调、译码、CRC校验。
图8是根据本发明实施例的一种数据传输系统的结构框图，如图8所示，该系统包括:上述发送端的至少一个数据传输装置(图8中示意了与两个发送端同时连接的场景)，接收端的数据传输装置。
需要说明的是，上述各个模块是可以通过软件或硬件来实现的，对于后者，可以通过以下方式实现，但不限于此：上述模块均位于同一处理器中；或者，上述各个模块以任意组合的形式分别位于不同的处理器中。
实施例3
本实施例是根据本申请的可选实施例，用于结合具体的实施方式和应用场景对本申请进行详细说明：
本实施例利用信道在频域上是对发射符号“点乘”的特点，且频域上的点乘信道，在相干带宽相干时间内是强相关的特点，相同或相近的子载波的相邻或相近时间的符号，经历的点乘信道是基本相等的，来实现本实施例的方案。这里的“信道”是广义信道包括多径、多普勒+其他因素引起的时频偏，其中频偏导致不同时刻的RE符号点乘不同的相位旋转。
在发射侧：
基于多载波OFDM或者单载波化的SC-FDMA/DFT-S-OFDM，频域子载波上(或者说RE上)承载的符号会同时包含M对(M-pair)有共轭关系的符号对(conjugate symbol pair),M大于等于1。
图9是本实施例中产生共轭关系的符号对的示意图，如图9所示，图中每个小格是OFDM/SC-FDMA/DFT-S-OFDM调制技术的一个RE，每个RE承载一个数据符号，相邻或相近的两个RE(小格)上承载的符号是共轭的。或者是共轭符号进一步处理后生成的符号，进一步处理包括乘以一个数，或者说乘以一个加权值，或者相位旋转等。
实施例方法应用于多载波OFDM是很简单直接的，仅需将RE上的数字幅相调制符号重复然后取共轭即可。具体地可以让相邻两个有M个子载波的OFDM符号的子载波上分别承载D＝[d0,d1,...dM-1]和这里对符号块D取共轭意味着对符号块里面每个元素取共轭。图10是本实施例中多载波OFDM调制共轭的示意图，如图10所示。
优选地，实施例方法可以应用于基于单载波化的SC-FDMA/DFT-S-OFDM，因为能保证发射信号的低峰均比，有利于降低发射机成本和增加覆盖。但在基于单载波化的DFT-S-OFDM/SC-FDMA的符号中，数字幅相调制符号不是直接承载到频域子载波上，而是承载在时域上的，所以仅仅对时域上的数字幅相调制符号重复后取共轭的话，并不能保证频域子载波上是重复共轭关系。因此，DFT-S-OFDM/SC-FDMA要用共轭法，发射侧处理比多载波OFDM稍微复杂一些。
如果基于单载波化SC-FDMA的频域产生方法，即DFT-S-OFDM的话，由于频域产生方法产生信号的过程中会显式地产生的频域子载波\频域RE上承载的频域符号，则可以和多载波OFDM类似地，直接将频域子载波上的符号重复后取共轭，即可以通过对“时域调制符号D”DFT扩展生成的频域符号S直接取共轭的方式产生，这种方式对DFT-S-OFDM而言是最简单直接的，如图11所示，图11是本实施例中基于DFT-S-OFDM时域产生方法的共轭符号对产生方法示意图。
另一种产生频域子载波\频域RE上共轭符号对的方法是，通过先对时域的M个数字幅相调制符号D＝[d0,d1,...dM-1]取共轭然后变换成另一种特定的顺序生成E，或者等价地，对D变换成另一种特定的顺序然后取共轭生成E，然后再对E做DFT，则DFT(D)所得M个符号和DFT(E)所得的M个符号，会形成M对共轭关系的符号对。
这里DFT()是指DFT变换扩展函数，或者DFT变换扩展功能/操作，DFT变换的精确运算规则可以用矩阵运算表示,一种最常见的M点DFT变换函数或操作S＝DFT(D)的具体矩阵运算规则是下面的矩阵运算：
即S＝QD
其中是这种M点DFT变换的变换矩阵。
Q是一个M×M的矩阵，即M行M列的方阵，行索引从第1行到第M行，列索引从第1列到第M列，其中第n+1行，第m+1列的元素是M>m≥0，M>n≥0。
另一种常见的M点DFT变换函数或操作S＝DFT(D)的具体矩阵运算规则所涉及的Q矩阵如下：
其中第n+1行，第m+1列的元素是M>m≥0，M>n≥0。
本实施例文档内，一旦是处于矩阵运算中，D＝[d0,d1,...dM-1]或D取共轭及变换顺序后的形成的M个符号，例如取共轭及变换成负顺序后的形成的M个符号自动变为列矢量，即一旦是处于矩阵运算中，D＝[d0,d1,...dM-1]T，这里T是转置运算。
如果DFT变换是上述矩阵运算的话，则可以通过先对时域符号D取共轭及变换成负顺序：这里时域符号D＝[d0,d1,...dM-1]的取共轭及变换成负顺序后形成的符号序列是是就可以保证DFT(D)与/>这2M个频域符号包含了M对有共轭关系的符号对，或者更明确地说S＝QD与/>是逐符号共轭的，即：/>
“时域符号”取共轭及变换成负顺序的方法对单载波化的SC-FDMA的DFT-S-OFDM频域产生方法和时域产生方法和都适用，如图11图12所示,其中图12是本实施例中基于SC-FDMA时域产生方法的共轭符号对产生方法示意图。不过应该更适用于时域产生方法，因为产生过程更加简单直接，如图12所示。而对于DFT-S-OFDM频域产生方法,“时域符号”取共轭及变换成负顺序方法相对于频域符号直接取共轭法，需要额外多一次DFT扩展操作，如图11所示。
共轭负顺序法，更通用的理论是设即/>是D的一种取共轭及变换成负顺序的操作，则DFT(D(t))与/>的相应符号是满足共轭关系的。
也可以通过先对时域符号D取共轭及变换成逆顺序：这里时域符号D＝[d0,d1,...dM-1]的取共轭及变换成逆顺序后形成的符号序列是是就可以保证DFT(D)与/>这2M个频域符号关系如下：
或者如果Q是另一种定义的话，DFT(D)与这2M个频域符号关系如下：
/>
可见，DFT(D)与还是有一定的共轭关系的，虽然不是直接的共轭关系。
其实也可以认为是将/>循环左移一位得到的。所以，将/>循环移位任意位生成的符号块/>变换后，即/>与DFT(D)都有一定的共轭关系的，虽然不是直接的共轭关系。所以都是本专利的内容。这里的循环移位包括循环左移或者循环右移。
由于实数的共轭就是自身，则对于调制符号都是实数的情况，例如取值只有-1或者+1的BPSK调制符号，则本实施例中的取共轭操作可以省略，因为对实数取共轭就是实数本身。
值得指出：本实施例方法可以与“应用了pi/2-BPSK调制的DFT-S-OFDM/SC-FDMA”结合，应用了pi/2-BPSK调制的DFT-S-OFDM/SC-FDMA通常具有更低的峰均比，更利于上行传输。
可能的变种包括：
当然，共轭数据符号前面，还可以进一步加一个“负号”，或者乘以一个数。其实，加一个“负号”相当于乘以-1，是乘以一个数的特例，乘以一个数可以乘以其他的数，例如[j,-j,exp(j*pi/4),exp(j*pi/3),等]，如果一个符号有多个重复取共轭版本，则不同的共轭版本上可以乘以不同的数，例如第一个重复共轭版本乘以-1，第一个重复共轭乘以i，第三个重复共轭乘以-i，等等。
不同的加权值有利于“信道估计”以及“均衡后的数据合并”这两种情况下的用户间干扰抑制，从而能提高信道估计精度，以及均衡后数据合并所得的合并符号的信噪比。
如果例如用户1每对共轭符号对的两个符号前分别是[1,1]加权，即用户2每对共轭符号对的两个符号前分别是[1,-1]加权，/>如果是AWGN信道，则对应第k对共轭符号对的接收符号分别是yak＝s1k+s2k+nak,
对每对共轭符号反共轭合并，并且相对应地把符号加权因子处理后合并，由于有两种加权因子，则相应地有两种合并方式，分别是针对用户1的[1,1]加权的yak+(ybk)*，和针对[1,-1]加权的yak-(ybk)*，具体如下：
而
可见不同的加权值有利于“均衡后共轭符号对的合并”，即通过不同加权合并抑制用户间干扰，从而能提高均衡后数据合并所得的合并符号的信噪比。
如果是平坦衰落信道，频域上点乘一个复数，
yak＝H1s1k+H2s2k+nak
可见，由于这两个用户采用了“正交”的加权，即一个用户用的是[+1,+1]加权，另一个用户用的是[+1,-1]加权，则每种加权合并后，能够消去一个用户的干扰。从而提升合并符号的信噪比。可见这种合并是有利于合并符号的信噪比的提升的。
不同加权值对于信道估计精度提高如下，产生M对有共轭关系的符号对，例如对每两对有直接共轭关系的符号对的4个符号中的一个符号取负号，生成的4个符号，例如每两对共轭关系的符号对经过加权后变成/>或或，/>或/>发送所述处理后的M对既包含直接共轭也包含负共轭关系的符号对，下面以用户1用了用户2用了/>为例，信道估计过程如下：
所以
这样通过将yakybk+yckydk这样的符号相加后，主要得到的估计，而基本消去/>的干扰，以及yakybk-yckydk这样的符号相加后，主要得到/>的估计，而基本消去/>的干扰。
如果是基于调度的系统，则可以由基站指配不同用户使用不同的加权值。
如果是免调度接入系统，可以定义若干种加权方式，例如定义两种不同的加权方式，终端随机选择一种。例如用户的共轭符号对可以随机挑下面两种中的一种加权：
1、全部符号都是正的，无“负号”的。
2、每2对共轭符号对中有一对符号的共轭
加权“负号”。
不同的用户随机选择，可能选择不同方式，这样做有利于后面的信道估计以及合并。
重构时需要知道用户选择的加权，这点要求用户选择的加权信息包含在“信息比特经过CRC编码后形成的码字比特”中。具体地可以有两种包含方式或决定加权方式。
信息比特经过CRC编码后形成的码字比特中，可以取其中1比特来决定选择那种加权，例如这比特是0，则选择第1种加权，这比特是1，则选择第2种加权。
信息比特经过CRC编码后形成的码字比特,然后通过一定的运算，产生一比特，这比特是0，则选择第1种加权，这比特是1，则选择第2种加权。
不同传输时，指示加权的比特可以不一样，以增加随机性。
共轭符号对，不在相邻的RE上，例如相隔几个RE。甚至不在相同的子载波上。图13是本实施例中共轭符号对的位置示意图，如图13所示。
“共轭符号对”应用扩展技术，即数据符号和共轭符号，被扩展序列扩展,图14是本实施例中重复共轭后扩展示意图，如图14所示。共轭+扩展，接收机可以利用符号扩展来抑制用户间干扰，即接收机先做序列解扩，具体的序列解扩可以是匹配滤波准则的解扩(MF-Despreading)，匹迫零准则的解扩(ZF-Despreading)解扩，最小均方误差的解扩(MMSE-Despreading)。使用不同扩展序列的用户本来是互相干扰的，但序列解扩后可以将用户间干扰抑制得最小化，抑制完用户间干扰后待解调用户的信号就相对比较干净了，然后应用共轭法来做信道估计，进而均衡解调译码。这个是本实施例应用于免调度多用户接入场景的关键。共轭法加上扩展技术应用于免调度场景时，扩展序列由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定的，进一步，扩展序列根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而扩展序列是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的扩展序列。
图15，图16，图17分别在OFDM调制过程，DFT-S-OFDM调制过程，SC-FDMA信号的时域产生过程进行说明，图15是本实施例在OFDM调制过程中实现共轭的示意图，图16是本实施例在DFT-S-OFDM调制过程中实现共轭的示意图，图17是本实施例在SC-FDMA信号的时域产生过程中实现共轭的示意图。
在有些场景中，例如低SNR场景，发射侧需要对符号进行重复，接收机通过将重复符号合并以提高最终符号的SNR。这种场景下，发射数据帧中已经包含有数据符号的简单重复了，则应用本实施例，对原来简单重复的数据符号，增加一个共轭操作即可。
本实施例适用于单天线技术，适用于单天线发射机。如果发射侧的发射机有一根发射天线，则这根发射天线上发射的信号，在频域子载波上的符号会同时包含“数据符号”以及“数据符号共轭而成的符号”。
如果发射机有多根发射天线，也可以应用本实施例技术。最简单的一种方式是，每个码块或者每个传输块仅使用其中一根发射天线来发射信号，其他天线不发射信号。一根发射天线上发射的信号，在频域子载波上的符号会同时包含“数据符号”以及“数据符号共轭而成的符号”。
在接收机：
接收利用共轭属性，通过相邻或相近的时刻接收符号(RE)的相乘来估计信道。具体地，假设接收机收到同一个子载波上的相邻时刻的两个符号是：
利用信道的相关性，可以合理地假定Hk1＝Hk2＝Hk(这里示意Hk1和Hk2是一个子载波的相邻两个符号的信道)，于是接收机可以利用yk1yk2来得到的一个估计(信道Hk的平方)，具体地：
这里
进一步，如果sk是恒模的调制符号，例如xPSK(例如BPSK/QPSK/8PSK等，即x＝2/4/8等)，则|sk|＝1，yk1yk2可以进一步简化为：
但即使这样，yk1yk2里面包含的是而不是最终均衡需要的Hk。为了提高估计精度，减少/>的影响，通常需要对所涉及的yk1yk2取平均，因为这样/>也被取平均，/>取平均后会变的很小。
最后为了得到Hk，需要对yk1yk2或者yk1yk2的均值有一个开方的操作，但开方会带来一个“正负”模糊性：
即和/>都有可能是真实信道的估计。/>
所以后面均衡要均衡两次，一次用去均衡，另一次用去均衡，信道均衡后，“共轭符号对”需要合并，合并能够提高符号的SNR，具体地：
用去均衡然后合并：/>
用去均衡然后合并：/>
这两次均衡合并后的数据都送去解调译码，译对的那个说明均衡对了，用了真实信道对应的那个估计均衡。译错的那个说明均衡错了，用了反相信道去均衡了。这是本实施例方法的主要代价，需要增加均衡和解调译码的复杂度。
SC-FDMA/DFT-S-OFDM调制中，单个sk不是是恒模的调制符号，但K个(K远大于1)SC-FDMA/DFT-S-OFDM的同一个子载波上的K个频域符号的模平方均值是接近1的，则需要利用这个特性，通过对所涉及的yk1yk2取平均，也就是来做信道估计，而且/>中的/>也会相应地被平均化，即这项会变得很小，这样/>里面主要成分就是信道的信息了，但即使这样，/>里面包含的是/>而不是最终均衡需要的Hk。为了得到Hk，需要对有一个开方的操作，但开方会带来一个“正负”模糊性，然后需要和上面类似地进行两次均衡，和两次译码。
如果发射侧插入少量参考信号，则可以利用这些参考信号来确定信道前面的正负号，可以避免信道估计的+H，-H相位模糊性，确定后只需译码一次，减少译码数量。注意这些参考信号并不是通常意义下的解调参考信号(DMRS)，而仅仅是为了解决相位模糊的。
应用本实施例方法，又想减少译码数量，则发射侧可以采用卷积码或者Polar码，因为卷积码和Polar码的译码比较特殊，仅需一次译码，然后对译码后的比特做一些处理，就可以获得两种译码的结果：即对+H均衡结果译码，和对-H均衡结果译码。然后可以通过2次CRC判断哪种译码是对的。
下面结合应用场景对本实施例的方案进行说明：
一，应用于OFDM传输，可以是LTE定义的OFDM传输
在基于OFDM的传输帧中，数字幅相调制符号(如BPSK/QPSK/8PSK/16QAM/64QAM等)直接放到频域子载波上，因此可以很容易应用共轭法，如图10那样，仅需把调制符号dk，以及此调制符号的共轭[dk的共轭],放到一个子载波的相邻两个RE上即可。整体看来就是D＝[d0,d1,...dM-1]和/>调制到(承载到)相邻或相近的两个ODMA符号上，或者说D和D*用相邻或相近的两个ODMA符号传输。
具体地，共轭法的几种应用如下：
图18是本实施例在LTE中承载数据符号和导频符号的示意图，图19是本实施例在NB-IoT中承载数据符号和导频符号的示意图，相关技术中深灰色的RE承载的是解调参考信号(DMRS)，应用本实施例方法，利用数据本身来估计信道，就能省参考信号的开销，所有RE都传数据。具体地，就是将原本放参考信号的RE，用来放共轭的数据符号对中的一个符号，并在附近的RE放共轭的数据符号对中的另一个符号。
如图18的(a)所示，是一个PRB pair的示意。有两个OFDM符号是不承载数字幅相调制符号的，而是用来承载解调参考导频DMRS(解调参考信号)符号的，这两个OFDM符号分别是第4和第11个OFDM符号，这里14个OFDM符号的索引范围是[1～14]。
为了提高谱效，第4和第11个OFDM符号承载的内容改一下，不再承载DMRS，而是承载相邻OFDM上的数字幅相调制符号的共轭版本。例如第4个OFDM符号承载第3个OFDM数字幅相调制符号的共轭，第11个OFDM符号承载第10个OFDM数字幅相调制符号的共轭。
假设原来第3个OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是第10个OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是
重复取共轭变成/> 经OFDM生成方法处理放到第4个OFDM符号上。
重复取共轭变成/> 经OFDM生成方法处理放到第11个OFDM符号上。
这样，接收机就可以利用D3与D10与/>来估计信道。
而且，应用上述共轭法求得信道且均衡后，共轭符号对需要合并起来以提高SNR，假设没有噪声，则均衡后第3个OFDM符号上的12个数字幅相调制符号与相对应的第4个OFDM符号上的12个数字幅相调制符号/>的共轭(共轭的共轭就是符号本身)，可以合并起来，即相加后除以2，
这样可以让的12个数字幅相调制符号的SNR提高3dB。
同理，第10个OFDM符号和第11个OFDM符号是共轭对，均衡后也要合并，这样也可以让的12个数字幅相调制符号的SNR提高3dB。
也就是说和/>的最终的SNR会比其他数据符号高3dB，因而D3和D10的调制方式可以比其他没有重复共轭的调制方式高一些，进而获得了更高的谱效，例如：
如果其他数据符号的调制方式是BPSK，则D3和D10可以是QPSK；
如果其他数据符号的调制方式是QPSK，则D3和D10可以是8PSK。
图19是本实施例在NB-IoT中承载数据符号和导频符号的示意图，图19的NB-IoT标准中的single-tone OFDM传输方式也是类似的，示意了single-tone的模式1和模式2，用共轭的数据符号对来替代参考信号来做信道估计，以提高谱效。
低SNR场景，例如NB-IoT标准中定义的增强覆盖场景和极端覆盖场景，本来就需要符号重复以提高接收SNR(接收机通过将重复符号合并以提高最终符号的SNR)。这个场景则可以将简单重复变为“重复后取共轭”，这样就可以在覆盖差的场景应用本实施例方法“共轭法信道估计”来获得更好的信道估计精度。
图20是本实施例中重复发射符号的示意图，如图20所示，为了提高接收SNR，发射符号需要重复一次，7个OFDM符号重复一次变成14个符号，这样这7个符号可以提高3dB。应用本实施例，仅需将简单重复变为“重复后取共轭”，则接收机就可以应用共轭法来估计信道，进而均衡和解调译码了。
进一步，多用户场景，需要进一步结合扩展技术。接收机先解扩以尽可能压制用户间干扰，然后通过共轭符号对相乘来做信道估计，均衡后将重复符号合并。这个场景则可以相应地将简单重复变为“重复后取共轭，然后扩展”，这样就可以在多用户的场景获得更好的共轭法信道估计精度。如图14所示。
应用于单载波化的OFDM传输，单载波化的OFDM包括DFT-S-OFDM和SC-FDMA的传输。包括LTE标准中的DFT-S-OFDM和SC-FDMA。
LTE标准一个上行PRB pair中，有两个DFT-S-OFDM/SC-FDMA符号是不承载数字幅相调制符号的，而是用来承载解调参考导频DMRS符号的，这两个DFT-S-OFDM/SC-FDMA符号分别是第4和第11个OFDM符号，这里14个DFT-S-OFDM/SC-FDMA符号的索引范围是[1～14]。具体地，如果是DFT-S-OFDM，则为了提高谱效，第4和第11个DFT-S-OFDM符号承载的东西改一下，不再承载DMRS，而是承载相邻DFT-S-OFDM上的频域符号S共轭版本。
即第4个DFT-S-OFDM符号承载第3个OFDM频域符号S3共轭版本，即
即第11个DFT-S-OFDM符号承载第10个OFDM频域符号S10共轭版本，即
假设原来第3个OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是则/>第10个OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是则
重复取共轭变成/> 经IFFT变换等处理后放到第4个DFT-S-OFDM符号上。
重复取共轭变成/> 经IFFT变换等处理后放到第11个DFT-S-OFDM符号上。
这样，接收机就可以利用S3与S10与/>来估计信道。
而且，应用上述共轭法求得信道且均衡后，第3个DFT-S-OFDM符号上的与第4个DFT-S-OFDM符号上的/>的共轭(共轭的共轭就是符号本身)，可以合并起来，即相加后除以2，
这样可以让S3的12个符号的SNR高3dB。
同理，第10个DFT-S-OFDM符号上的与相对应的第11个DFT-S-OFDM符号上的/>的共轭，也可以合并起来：
这样也可以让S10的12个符号的SNR高3dB。
也就是说S3和S10的最终的解调SNR会比其他DFT-S-OFDM的频域符号高3dB，因而D3和D10的调制方式可以比其他没有重复共轭的调制方式高一些，进而获得了更高的谱效。图21是本实施例中帧结构示意图一。
如果是SC-FDMA的时域产生方法，或者基于频域产生方法DFT-S-OFDM，则为了提高谱效，第4和第11个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号承载的东西改一下，不再承载DMRS，而是承载相邻SC-FDMA/DFT-S-OFDM上的数字幅相调制符号D[d0,d1,...dM-1]的共轭及负顺序版本
假设原来第3个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是第10个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号上承载的12个数字幅相调制符号是
则第4个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号承载的东西改一下，不再承载DMRS，而是承载
而第11个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号承载的东西改一下，不再承载DMRS，而是承载
这样接收机也可以如上面那样，利用S3与S10与/>来估计信道。然后均衡、合并、解调译码。S3和S10的最终的解调SNR会也比其他SC-FDMA/DFT-S-OFDM的频域符号高3dB，因而D3和D10的调制方式可以比其他没有重复共轭的调制方式高一些，进而获得了更高的谱效。
如果有些场景希望尽可能快地开始信道估计以尽快地均衡，则可以考虑把数据导频放到前面，则帧结构可以如图22示意，图22是本实施例中帧结构示意图二。
低SNR场景，本来就需要符号重复以提高接收SNR(接收机通过将重复符号合并以提高最终符号的SNR)。这个场景则可以将简单重复变为“重复后取共轭”，这样就可以在覆盖差的场景应用本实施例方法“共轭法信道估计”来获得更好的信道估计精度。
也如图20所示，为了提高接收SNR，发射符号需要重复一次，7个SC-FDMA/DFT-S-OFDM符号重复一次变成14个符号，这样这7个符号可以提高3dB。应用本实施例，仅需将简单重复变为“重复后取共轭”，则接收机就可以应用共轭法来估计信道，进而均衡和解调译码了。
三、共轭法与扩展结合，应用于调度多用户接入或者免调度多用户接入。适用于多载波OFDM或者单载波化的DFT-S-OFDM和SC-FDMA
发射侧先通过本实施例共轭方法，产生两个OFDM符号，这里的OFDM符号包括多载波OFDM或者单载波化的DFT-S-OFDM\SC-FDMA符号，这两个OFDM符号的相同子载波上的符号是有共轭关系的，然后再应用符号扩展技术将两个OFDM符号都扩展成多个OFDM符号。扩展前和扩展后示意如图23所示，图23是本实施例中对共轭符号进行拓展的示意图。
接收侧先通过序列解扩技术(序列解扩技术具体有MF、ZF、MMSE)，尽可能降低用户间干扰，然后利用本实施例共轭法来估计信道，进而均衡和解调译码。
共轭法加上扩展技术应用于免调度场景时，扩展序列由发送端的发射机自主选择、自主产生、随机选择或根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定的，进一步，扩展序列根据信息比特经过循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定有利于免调度接入方案的接收机将译码正确比特重构并消除这一过程，因为译码正确后，CRC码字里的所有比特都是正确的，而扩展序列是由CRC码字比特决定的，这样可以有利于确定发送端的发射机使用的扩展序列。
本实施例通过不使用导频(参考信号)，而仅使用数据本身来估计信道，可以减少导频开销，提高谱效，这个优点对Grant-based和Grant-free两种场景都有效。具体如uRLLC或其他传统的PUSCH(物理上行共享信道)增强。如果Grant-based场景工作SNR较低，本身已经需要通过对调制符号重复来保证性能的话，则本实施例的方法对谱效和性能的提高更加明显。可以避免Grant-free场景导频碰撞的影响。或者使用很少的参考信号用于其他目的：例如估计信道还是依赖数据本身，少量参考信号用于避免信道估计的+H，-H相位模糊性。
由于实数的共轭就是自身，则对于调制符号都是实数的情况，例如取值只有-1或者+1的BPSK调制符号，则本实施例中的取共轭操作可以省略，因为对实数取共轭就是实数本身。
实施例4
本发明的实施例还提供了一种存储介质，该存储介质中存储有计算机程序，其中，该计算机程序被设置为运行时执行上述任一项方法实施例中的步骤。
可选地，在本实施例中，上述存储介质可以被设置为存储用于执行以下步骤的计算机程序：
S1，产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
S2，发送有共轭关系的符号对。
可选地，在本实施例中，上述存储介质可以包括但不限于：U盘、只读存储器(Read-Only Memory，简称为ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称为RAM)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储计算机程序的介质。
本发明的实施例还提供了一种电子装置，包括存储器和处理器，该存储器中存储有计算机程序，该处理器被设置为运行计算机程序以执行上述任一项方法实施例中的步骤。
可选地，上述电子装置还可以包括传输设备以及输入输出设备，其中，该传输设备和上述处理器连接，该输入输出设备和上述处理器连接。
可选地，在本实施例中，上述处理器可以被设置为通过计算机程序执行以下步骤：
S1，产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
S2，发送有共轭关系的符号对。
可选地，本实施例中的具体示例可以参考上述实施例及可选实施方式中所描述的示例，本实施例在此不再赘述。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (33)

1.一种数据传输方法，其特征在于，包括：
产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
发送所述有共轭关系的符号对；
发送所述有共轭关系的符号对包括：在发射机包括多根发射天线的情况下，使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送所述有共轭关系的符号对；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，使用所述发射机的一根发射天线发送所述有共轭关系的符号对。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M对有直接共轭关系的符号；
M对有负共轭关系的符号；
M对有加权共轭关系的符号；
M对符号对，其中，A对符号对为直接共轭关系，M-A对符号对为负共轭关系或加权共轭关系，A大于或等于1；
M对符号对，其中，A对符号对为负共轭关系，M-A对符号对为加权共轭关系，A大于或等于1；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的每对符号对中的一个或两个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的多对符号对中的一个或多个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M个调制符号，和对所述M个调制符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对离散傅里叶变换后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换得到的M个符号；
对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；
对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；
对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；
对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对所述E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；
对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；
对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1；
其中，取共轭及变换顺序包括以下之一：先取共轭再变换顺序，先变换顺序再取共轭，所述扩展处理是指使用扩展序列对符号进行扩展。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，对W个调制符号取共轭及变换顺序，包括：对所述W个调制符号 [d 0 ,d 1 ,...d W-1 ] 取共轭及变换成负顺序得到 W个调制符号[e 0 , e 1 ,...e W-1 ]，其中，e 0 = ，e k= />，其中，1≤k≤W-1；或者，对所述W个调制符号 [d 0 ,d 1 , ...d W-1 ] 取共轭及变换成逆顺序得到 W个调制符号[e 0 ,e 1 ,...e W-1 ]，其中，/>，其中，0≤k≤W-1；
其中，W的取值与以下之一相等：M，E，F，G。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在得到所述M对有共轭关系的符号对之后，所述方法还包括以下之一：
使用加权值或加权矢量将每对有共轭关系的符号对中的一个或两个符号进行加权，得到加权后的M对有共轭关系的符号对；
使用加权值或加权矢量将多对有共轭关系的符号对中的一个或多个符号进行加权，得到加权后的M对有共轭关系的符号对。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，M个所述调制符号包括以下之一：BPSK调制符号、π/2 BPSK调制符号、QPSK调制符号或QAM调制符号。
7.根据权利要求3或5所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下之一：
在得到所述M对有共轭关系的符号对之后，使用扩展序列对所述有共轭关系的符号对的符号进行扩展处理；
在得到加权后的M对有共轭关系的符号对之后，使用扩展序列对所述有共轭关系的符号对的符号进行扩展处理。
8.根据权利要求3或7所述的方法，其特征在于，所述扩展序列通过以下方式之一得到：系统配置，所述符号对的接收端指示，所述符号对的发送端的发射机自主选择，所述符号对的发送端的发射机自主产生，所述符号对的发送端的发射机随机选择，所述符号对的发送端的发射机随机产生，所述符号对的发送端的发射机根据信息比特循环冗余校验CRC编码后形成的比特决定。
9.根据权利要求2或5所述的方法，其特征在于，所述加权值或加权矢量通过以下方式之一得到：系统配置，所述符号对的接收端指示，所述符号对的发送端的发射机自主选择，所述符号对的发送端的发射机自主产生，所述符号对的发送端的发射机随机选择，所述符号对的发送端的发射机随机产生，所述符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定。
10.根据权利要求1至9任一项所述的方法，其特征在于，发送所述有共轭关系的符号对包括：
使用频域资源单元RE承载所述有共轭关系的符号对，其中，两个频域RE分别承载一对有共轭关系符号对中的两个符号，所述频域RE包括以下之一：多载波正交频分复用OFDM调制的RE，单载波频分多址SC-FDMA调制的RE，单载波化的离散傅里叶变换扩频的正交频分复用DFT-S-OFDM调制的RE。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，承载一对有共轭关系的符号对的两个频域RE的位置相邻或者小于预定符号间隔。
12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，
当所述频域RE为多载波OFDM调制的RE时，所述M对有共轭关系的符号对包括：M个调制符号，和将所述M个调制符号取共轭得到的M个符号；或者，对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；或者，
当所述频域RE为单载波DFT-S-OFDM调制的RE时，所述M对有共轭关系的符号对包括：将M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和将离散傅里叶变换后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号；或者，对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；或者，对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；或者，
当所述频域RE为单载波DFT-S-OFDM调制的RE或SC-FDMA调制的RE时，所述M对有共轭关系的符号对包括：将M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和将所述M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换处理得到的M个符号；或者，对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对所述E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；或者，对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1。
13.一种数据传输方法，其特征在于，包括：
产生M个符号 [d0,d1,...dM-1]；
将所述M个符号[d0,d1,...dM-1] 共轭变换后产生M个符号[e0,e1,...eM-1]；
发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]，其中，M大于或等于1；
发送所述[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]，包括以下之一：将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]乘以指定值后发送；将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]乘以指定值，然后分别使用扩展序列进行扩展处理，并发送；使用扩展序列对[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 , ...e M-1 ]分别进行扩展处理之后发送；使用扩展序列对[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]分别进行扩展处理，然后将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]扩展后得到的符号和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]扩展后得到的符号乘以指定值，并发送；
其中，发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]包括：在发射机包括多根发射天线的情况下，使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，使用所述发射机的一根发射天线发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，将所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]变换后产生M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]包括以下之一：
对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换顺序或位置得到 M个符号[e 0 ,e 1 , ...e M-1 ]；
对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换成负顺序得到 M个符号[e 0 ,e 1 , ...e M-1 ]，其中，e 0 = ，/>，其中，1≤k≤M-1；
对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换成逆顺序得到 M个符号[e 0 ,e 1 , ...e M-1 ]，其中，，其中，0≤k≤M-1；
对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]进行离散傅里叶变换、取共轭、离散傅里叶反变换得到M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]。
15.根据权利要求13或14所述的方法，其特征在于，所述M个符号[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]是M个调制符号。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，M个所述调制符号包括以下之一：BPSK调制符号、π/2 BPSK调制符号、QPSK调制符号或QAM调制符号。
17.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述扩展序列通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，所述符号对的发送端的发射机自主选择，所述符号对的发送端的发射机自主产生，所述符号对的发送端的发射机随机选择，所述符号对的发送端的发射机随机产生，所述符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定。
18.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述指定值通过以下方式之一得到：系统配置，符号对的接收端指示，所述符号对的发送端的发射机自主选择，所述符号对的发送端的发射机自主产生，所述符号对的发送端的发射机随机选择，所述符号对的发送端的发射机随机产生，所述符号对的发送端的发射机根据信息比特CRC编码后形成的比特决定。
19.根据权利要求13至16任一项所述的方法，其特征在于，发送所述[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]包括：
通过以下之一发送所述[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]：单载波频分多址SC-FDMA方式，单载波化的离散傅里叶变换扩频正交频分复用DFT-S-OFDM方式。
20.一种数据传输方法，其特征在于，包括：
接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
使用所述符号对进行信道估计；
其中，接收所述有共轭关系的符号对包括：在发射机包括多根发射天线的情况下，接收使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送的所述有共轭关系的符号对；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，接收使用所述发射机的一根发射天线发送的所述有共轭关系的符号对。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述M对有共轭关系的符号对承载在2M个频域资源单元RE上，所述频域RE包括以下之一：多载波正交频分复用OFDM调制的RE，单载波频分多址SC-FDMA调制的RE，单载波离散傅里叶变换扩频的正交频分复用DFT-S-OFDM调制的RE。
22.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，承载一对所述符号的两个频域RE，位置相邻或者小于预定符号间隔。
23.根据权利要求20所述的方法，其特征在于：
获取所述符号对两个符号对应的第一符号和第二符号；
使用所述第一符号乘以所述第二符号得到信道估计值的平方，对所述信道估计值的平方进行开方操作，得到信道估计值，和信道估计值的负值；
使用所述信道估计值，和信道估计值的负值做信道均衡；
两个均衡结果经解调译码后得到的结果，通过CRC校验决定是否译码正确。
24.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，在使用所述符号对进行信道估计之后，所述方法还包括：
利用信道估计的信道估计结果，执行以下操作至少之一：信道均衡、解调、译码、CRC校验。
25.一种数据传输装置，其特征在于，包括：
产生模块，用于产生M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
发送模块，用于发送所述有共轭关系的符号对；
所述发送模块还用于：在发射机包括多根发射天线的情况下，使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送所述有共轭关系的符号对；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，使用发射机的一根发射天线发送所述有共轭关系的符号对。
26.根据权利要求25所述的装置，其特征在于，所述M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M对有直接共轭关系的符号；
M对有负共轭关系的符号；
M对有加权共轭关系的符号；
M对符号对，其中，A对符号对为直接共轭关系，M-A对符号对为负共轭关系或加权共轭关系，A大于或等于1；
M对符号对，其中，A对符号对为负共轭关系，M-A对符号对为加权共轭关系，A大于或等于1；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的每对符号对中的一个或两个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对；
使用加权值或加权矢量将M对有直接共轭关系的符号对中的多对符号对中的一个或多个符号进行加权得到的M对有共轭关系的符号对。
27.根据权利要求25所述的装置，其特征在于，所述M对有共轭关系的符号对，包括以下之一：
M个调制符号，和对所述M个调制符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对离散傅里叶变换后得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号；
对M个调制符号进行离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述M个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换得到的M个符号；
对B个调制符号进行扩展处理得到的M个符号，和对扩展处理得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中B大于或等于1；
对C个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对离散傅里叶变换和扩展处理得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中C大于或等于1；
对D个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对扩展处理和离散傅里叶变换得到的所述M个符号取共轭得到的M个符号，其中D大于或等于1；
对E个调制符号进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，和对所述E个调制符号取共轭及变换顺序后再进行离散傅里叶变换和扩展处理得到的M个符号，其中E大于或等于1；
对F个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述F个调制符号取共轭及变换顺序后再进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中F大于或等于1；
对G个调制符号进行扩展处理和离散傅里叶变换得到的M个符号，和对所述G个调制符号进行扩展处理、取共轭及变换顺序和离散傅里叶变换得到的M个符号，其中G大于或等于1；
其中，取共轭及变换顺序包括以下之一：先取共轭再变换顺序，先变换顺序再取共轭，所述扩展处理是指使用扩展序列对符号进行扩展。
28.一种数据传输装置，其特征在于，包括：
第一产生模块，用于产生M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]；
第二产生模块，用于将所述M个符号[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 共轭变换后产生M个符号[e 0 , e 1 ,...e M-1 ]；
发送模块，用于发送所述[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]，其中，M大于或等于1；
所述发送模块还用于：将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]乘以指定值后发送；将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]乘以指定值，然后分别使用扩展序列进行扩展处理，并发送；使用扩展序列对[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]分别进行扩展处理之后发送；使用扩展序列对[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]和[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]分别进行扩展处理，然后将[d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]扩展后得到的符号和/或[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]扩展后得到的符号乘以指定值，并发送；
所述发送模块还用于：在发射机包括多根发射天线的情况下，使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，使用所述发射机的一根发射天线发送所述[d0,d1,...dM-1]和[e0,e1,...eM-1]。
29.根据权利要求28所述的装置，其特征在于，所述第二产生模块包括以下之一：
第一产生单元，用于对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换顺序或位置得到 M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]；
第二产生单元，用于对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换成负顺序得到 M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]，其中，e 0 = ，/>，其中，1≤k≤M-1；
第三产生单元，对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ] 取共轭及变换成逆顺序得到 M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]，其中，，其中，0≤k≤M-1；
第四产生单元，用于对所述M个符号 [d 0 ,d 1 ,...d M-1 ]进行离散傅里叶变换、取共轭、离散傅里叶反变换得到 M个符号[e 0 ,e 1 ,...e M-1 ]。
30.一种数据传输装置，其特征在于，包括：
接收模块，用于接收M对有共轭关系的符号对，其中，M大于或等于1；
估计模块，用于使用所述符号对进行信道估计；
所述接收模块还用于：在发射机包括多根发射天线的情况下，接收使用所述多根发射天线中的任意一根发射天线发送的所述有共轭关系的符号对；在所述发射机包括一根发射天线的情况下，接收使用所述发射机的一根发射天线发送的所述有共轭关系的符号对。
31.根据权利要求30所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
执行模块，用于在所述估计模块使用所述符号对进行信道估计之后，利用信道估计的信道估计结果，执行以下操作至少之一：信道均衡、解调、译码、CRC校验。
32.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质中存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被设置为运行时执行所述权利要求1至24任一项中所述的方法。
33.一种电子装置，包括存储器和处理器，其特征在于，所述存储器中存储有计算机程序，所述处理器被设置为运行所述计算机程序以执行所述权利要求1至24任一项中所述的方法。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111641576B (zh) * 2020-04-27 2023-03-31 珠海中慧微电子有限公司 一种基于索引调制的降低ofdm信号峰均比值的方法
CN117176516A (zh) * 2022-05-27 2023-12-05 中兴通讯股份有限公司 数据传输方法及装置、数据处理方法及装置、存储介质

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101208878A (zh) * 2005-08-26 2008-06-25 日本电气株式会社 发射分集方案
ES2301704T3 (es) * 2001-10-23 2008-07-01 Eads Secure Networks Estimacion de un canal de transmision con simbolos piloto repartidos segun una estructura de malla.
CN102684819A (zh) * 2011-03-15 2012-09-19 华为技术有限公司 一种数据传输方法及相关设备、系统
CN105141564A (zh) * 2015-07-28 2015-12-09 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7272108B2 (en) 2002-08-01 2007-09-18 Mediatek, Inc. Channel estimation in orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) systems
US7724835B2 (en) 2004-05-17 2010-05-25 Qualcomm Incorporated Space-time block coding in orthogonal frequency division communication systems
TWI458288B (zh) 2007-02-21 2014-10-21 Koninkl Philips Electronics Nv 經縮放與旋轉之Ａｌａｍｏｕｔｉ編碼
US8902831B2 (en) * 2008-06-17 2014-12-02 Centre Of Excellence In Wireless Technology Methods and systems for interference mitigation
KR101497154B1 (ko) 2008-06-26 2015-03-02 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
ES2681020T3 (es) * 2010-03-22 2018-09-11 Samsung Electronics Co., Ltd Control de multiplexación e información de datos procedentes de un equipo de usuario en un canal físico de datos
GB2513839A (en) 2013-03-28 2014-11-12 Sony Corp Transmitter and method of transmitting
US9973362B2 (en) * 2014-03-07 2018-05-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Common broadcast channel low PAPR signaling in massive MIMO systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2301704T3 (es) * 2001-10-23 2008-07-01 Eads Secure Networks Estimacion de un canal de transmision con simbolos piloto repartidos segun una estructura de malla.
CN101208878A (zh) * 2005-08-26 2008-06-25 日本电气株式会社 发射分集方案
CN102684819A (zh) * 2011-03-15 2012-09-19 华为技术有限公司 一种数据传输方法及相关设备、系统
CN105141564A (zh) * 2015-07-28 2015-12-09 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法

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